JP4621245B2 - デジタル線形化システム - Google Patents

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関連出願の説明
本願は、出典を明示することによりその開示内容全体を実際上本願明細書の一部とする２００４年３月２５日提出の米国仮特許出願第６０／５５６，５５０号（代理人整理番号第ＯＰＴＩＰ００８＋号）「デジタル線形化システム」に基づく優先権を主張するものである。

信号処理システムでは、システムに持ち込まれた非線形歪みを補償する必要が生じる場合が多い。システムの非線形性の考えら得る原因は、インダクタ、キャパシタ、及びトランジスタといった非線形コンポーネントの特性を含め、多数存在する。非線形性はアナログ信号をデジタルに変換する時に高い頻度で持ち込まれる。コンポーネントの非線形性に加え、アナログデジタルコンバータ（ＡＤＣ）は、サンプリングキャパシタの時定数、増幅器の利得誤差、及びコンパレータレベルの不正確さ等、非線形性の付加的な原因を有する場合が多い。

非線形歪みは、入力信号の周波数範囲、変化の履歴と変化率（スルーレートとも呼ばれる）といった多数の要素の他、動作温度等の外部要因に依存し得る。非線形歪みをモデル化が困難であることは、システムの非線形性の特徴付け及び補償が困難であることにつながる。ボルテラ展開等、システムの非線形性を特徴付けするための既存の手法は、複雑で、実現が難しい傾向にある。

更に、一部のシステムでは、歪みモデルをボルテラ展開で見つけても、必要な入力が利用できないことから、正確に適用できない。例えば、一部の通信システムでは、入力アナログ信号がデジタル化され、ベースバンドに復調される時、レシーバ回路が非線形性を持ち込む場合がある。歪みモデルが必要とする中間周波数（ＩＦ）信号は、利用できない場合が多く、これはＡＤＣが信号をサンプリングする時、ＩＦ信号はベースバンドに直接復調されるためである。ベースバンド信号を歪みモデルに適用することは、通常、履歴及びスルーレート情報の一部が失われることを意味するため、歪みの推定の正確さが低下する。

歪みモデルに必要なデータの一部が入力として利用できない場合でも、システムの非線形性を更に良好に補償する方法があれば有用である。更に、特別なデータアクセスを必要とすることなく、補償体系を適用できれば有用である。

本発明の様々な実施態様を、以下の詳細な説明と添付図面とにおいて開示する。

本発明は、処理、装置、システム、合成物、コンピュータ読み取り可能な記憶媒体等のコンピュータ読み取り可能な媒体、又は光学又は電気通信リンクを介してプログラム命令が送信されるコンピュータネットワークを含め、多数の方法で実現可能である。本明細書において、こうした実現、或いは本発明が取り得る他の任意の形態は、手法と呼ばれる場合がある。タスクを実行するように構成されたものとして説明されるプロセッサ又はメモリ等のコンポーネントは、特定の時期にタスクを実行するように一時的に構成された一般コンポーネントと、タスクを実行するために製造された固有コンポーネントとの両方を含む。一般に、開示された処理のステップの順序は、本発明の範囲内で変更してよい。

本発明の一つ以上の実施態様の詳細な説明は、本発明の原理を例示する添付図面を参照して以下に提示する。本発明について、こうした実施態様により説明するが、本発明は、任意の実施態様に限定されない。本発明の範囲は、特許請求の範囲のみにより限定され、本発明は、多数の代替物、変形例、及び等価物を包含する。以下の説明では、本発明の完全な理解を提供するために、多数の具体的な詳細について述べる。こうした詳細は、例示の目的で提供するものであり、本発明は、こうした具体的な詳細の一部又は全部がなくとも、特許請求の範囲に従って実施し得る。明確にする目的から、本発明に関連する技術分野において公知の技術的内容については、本発明を不必要に曖昧にしないため、詳細な説明を省略する。

デジタル信号の非線形歪みを補償する方法及びシステムを開示する。一部の実施態様では、デジタル信号に基づいて、公称位相シフト信号が生成される。モデル化歪み信号は、デジタル信号と、公称位相シフト信号とに基づいて生成され、その後、デジタル信号から減じられる。これにより、補償信号が生成される。デジタル信号は、既知の動作領域（ナイキスト帯域等）に制限されたアナログ入力から発生させてよい。一部の実施態様において、公称位相シフト信号は、デジタル信号を補間し、デジタル信号のサンプリング期間の分数の間隔で補間値を取り出すことにより生成される。一部の実施態様において、公称位相シフト信号は、デジタル信号をアップサンプリングし、アップサンプリング信号にフィルタをかけ、サンプリング期間の分数の間隔で補間値を得ることにより生成される。デジタル信号及び／又は公称位相シフト信号に基づいて計算された微分も、歪みモデルで使用してよい。歪みモデルを含む補償システムは、アナログデジタルコンバータ、レシーバ回路、又はチャネルに非線形歪みを有する他の任意の適切なシステムにおいて、非線形歪みを補正するように構成し得る。

図１Ａ乃至１Ｃは、幾つかのリニアライザの実施態様を示す図である。図１Ａにおいて、非線形システム１０２の出力は、出力歪みを補償するように構成されたリニアライザ１０４へ送られる。リニアライザは、プロセッサに埋め込まれたソフトウェア又はファームウェアコード、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）、プログラマブルデジタル処理（ＤＳＰ）エンジン、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、又は他の任意の適切なデバイス又はその組み合わせとして実現できる。この例において、出力１０６は、理想的な、歪みのない成分に、歪み成分を追加したものとして扱われる。歪み成分は、ＡＤＣ量子化誤差から分離され、ＡＤＣ量子化誤差は、最も細かいＡＤＣ量子化レベルを下回るアナログ信号の部分に等しく、通常、ＡＤＣでは所定数のビットにより低減できない。歪み成分は、リニアライザ１０４による予測及び補正の対象となる。以下で更に詳細に示すように、リニアライザ１０４は、非線形システムの出力１０６を使用して歪み成分をモデル化するように構成される。

図１Ｂは、リニアライザを含むレシーバ回路の実施態様のブロック図である。この例では、アナログ無線周波数（ＲＦ）が、無線周波数レシーバ１１２により受信される。信号は、フィルタ１１４によりＩＦ信号へ復調され、その後、ＩＦ信号は、増幅器１１６により増幅される。信号は、ＡＤＣ１１８によりデジタルに変換される。リニアライザ１２０は、レシーバチェイン内のコンポーネントの不整合性により生じるデジタル信号１２２の非線形歪みを補償するように構成される。図１Ａの信号１０６と同様に、信号１２２は、理想ＡＤＣ出力成分と歪み成分とを含むものとして扱われる。リニアライザは、デジタル信号１２２に基づいて歪みを推定し、補償出力を生成する。

図１Ｂにおいて、リニアライザ１２０は、レシーバチェイン全体で持ち込まれた非線形歪みをモデル化するように調整される。同様のリニアライザを使用して、個別のコンポーネントの非線形性を補償してもよい。例えば、図１Ｃにおいて、リニアライザ１３４は、ＡＤＣ１３２に結合され、ＡＤＣにおける非線形歪みを補償するように構成される。例示の目的から、ＡＤＣ１３２は、理想デジタル信号１３８を生成する理想アナログデジタルコンバータ１３６と、歪み成分１４２を発生させる歪みモジュール１４０とに等しいものとして扱われる。歪みモジュールの伝達関数は、非線形となる場合があり、入力信号１４４と、その履歴と、そのスルーレートとにより変化する。

図２は、デジタル信号の非線形歪みを補償する処理の実施態様を示すフローチャートである。例示の目的から、以下の例では、ＡＤＣにより生じた歪みを補償する様々なリニアライザの実施態様の動作及び実現について詳細に説明する。手法は、トランシーバ回路又はその他の適切な信号処理デバイスにおける歪み補償にも応用できる。

この例において、処理２００は、リニアライザ１０４、１２０、１３４又は他の適切なデバイス上で実現し得る。処理は、デジタル信号を受信した時に開始される（２０２）。デジタル信号は、図１ＣのＡＤＣ１３２等のアナログデジタルコンバータの結果であってよい。次に、デジタル信号に基づく一つ以上の公称位相シフト信号が決定される（２０４）。公称位相シフト信号のサンプルは、デジタル信号の分数サンプリング位相におけるＡＤＣ入力のサンプルに対応する（言い換えると、ＡＤＣのサンプリング期間の分数の間隔でのサンプル）。以下で更に詳細に示すように、公称位相シフト信号は、補間、アップサンプリング、直接変調等の手法、又は他の任意の適切な手法を使用して生成してよい。受信したデジタル信号及び公称位相シフト信号は、歪みモジュールによって処理され、モデル化歪み信号が生成される（２０６）。次に、モデル化歪み信号をデジタル信号から減じて、補償信号を生成する（２０８）。

処理２００は、図１Ｃに示したシステムの実施態様を使用して例示し得る。ＡＤＣ出力１５２は、受信されたデジタル信号に対応する（２０２）。デジタル信号に基づく公称位相シフト信号は、システム歪みモデル１４６によって決定される（２０４）。デジタル信号及び公称位相シフト信号は、歪み信号１４２に略等しいモデル化歪み信号を生成するために処理される（２０６）。その後、推定歪み１４８をＡＤＣ１３２の出力１５２から減算し、補償信号１５０を生成する。

一部の実施態様において、リニアライザは、受信したデジタル信号に基づいて公称位相シフト信号を生成する。一部の実施態様において、リニアライザは、更に、公称位相シフト信号に基づいて微分を生成する。公称位相シフト信号及び／又は微分は、システム歪みモデルによって使用される。図３Ａ乃至３Ｃは、一部のリニアライザの実施態様によるベースバンド信号の処理を示す信号図である。図３Ａは、ベースバンドデジタル信号３００を示す周波数スペクトル図である。この例において、ベースバンドアナログ信号をサンプリングし、フィルタをかけて、ベースバンドデジタル信号３００を発生させるため、ベースバンドアナログ信号のサンプリングには、復調作用がない。信号３００は、幾つかの周波数成分を含んで図示されている。信号成分３０２は、非線形歪みのない理想デジタル信号成分である。信号３０４及び３０６は、歪み成分である。

時間領域における信号３００の個別のサンプルを、図３Ｂに示す。サンプルは、元のベースバンドアナログ信号に対応する信号を再構築するために補間できる。図３Ｃは、補間した信号３２０を示す。ＡＤＣサンプリング位相の分数の位相における公称位相シフトサンプルは、補間信号３２０に従って生成される。図示した例において、Ｔのサンプリング期間を有するＡＤＣでは、公称位相シフトサンプルは、時間Ｔ＋ζ、Ｔ＋２ζ、．．．、Ｔ＋ｎζ、２Ｔ＋ζ、２Ｔ＋２ζ、．．．、２Ｔ＋ｎζ等において生成され、ここで、ζは、Ｔの分数値である。公称位相シフトサンプルと元のサンプルとは、歪みモデルへ入力として送信される。図示したにおいて、歪みモデルは、入力サンプルの履歴と、入力の微分とに依存する。公称位相シフトサンプルは、強化された履歴情報を提供し、微分は、信号の変化率に関する情報を提供する。追加情報により、歪みモデルは、結果として生じる歪み信号を更に正確に計算できる。

一部の実施態様において、入力周波数は、特定の領域に制限される。歪みモデルは、周波数領域が既知である場合、更に良好なモデル化歪み信号を生成できる。以下の例では、ナイキスト帯域と呼ばれる特定の周波数領域に制限された入力について、詳細に説明する。本明細書での使用において、ｎ番目のナイキスト帯域は、（ｎ−１）／２×ｆ_s乃至ｎ／２×ｆ_sの周波数範囲に渡り、ここで、ｆ_sは、ＡＤＣのサンプリング周波数に等しい。手法は、他の種類の周波数帯域にも応用できる。

図４Ａ乃至４Ｄは、高次ナイキスト帯域内の入力信号の処理を示す図である。図４Ａは、入力信号を示す周波数スペクトルである。入力４０２は、ベースバンドにおいてエイリアスイメージ４０４を生成するためにサンプリングされる。図４Ｂは、入力信号４０２とエイリアスベースバンド信号４０４とを示す時間領域図である。ベースバンド信号は、４１２及び４１４等のサンプルを含む。この図面に示したように、データ履歴及び変化率等、入力信号４０２に含まれる特定の情報は、ベースバンドサンプルから取り込まれない。この例において、歪みモデルで元の信号４０２は利用できないが、失われた情報の一部は、アナログ信号の由来するナイキスト帯域へ、ベースバンド信号４０４をデジタル変調することで再現できる。一部の実施態様において、デジタル変調は、ベースバンド信号を搬送周波数により乗算することで直接的に実行される。一部の実施態様において、デジタル変調は、ベースバンド信号をアップサンプリングすることで達成される。

図４Ｃでは、ベースバンド信号をアップサンプリングしている。サンプル値が利用できない場所には、ゼロが挿入される。アップサンプリングレートＲは、様々な実施態様で変化させてよい。Ｒの選択は、幾つかの要素により決まる。要素の一つは、積分サンプル期間と必要な分数の位相との比である。アップサンプリングレートは、この比より大きくするべきである。例えば、積分サンプル期間Ｔに対して、分数の位相ζが０．１Ｔである場合、アップサンプリングレートは、１／０．１＝１０より多くするべきである。アップサンプリングレートは、ＡＤＣ入力信号のスペクトルにも依存する。サブサンプリングの適用において、入力信号は、ＡＤＣサンプリングレートより高い周波数になり得る。こうした適用において、Ｒは、サブサンプリングレートの１／（ζ／Ｔ）倍に等しくなるように選択される。例えば、ＡＤＣのサンプリングレートが１００ＭＨｚであり、入力信号が１５０ＭＨｚ乃至２００ＭＨｚに位置する場合、サブサンプリングレートは４となる。これは、０乃至５０ＭＨｚが第一のナイキスト帯域の周波数範囲であり、１５０乃至２００ＭＨｚは四倍となるためである。所望のζ／Ｔ＝０．１である場合、アップサンプリングレートＲ＝４／０．１＝４０となる。アップサンプリングされた信号を補間し、帯域通過フィルタをかけて、適切な周波数における信号を再構築する。これにより、図４Ｄに示したように、所望の分数の位相において、公称位相シフト信号が得られる。

図５は、リニアライザの実施態様を示すブロック図である。この例において、リニアライザ５００は、非線形処理モジュール５０４に結合された線形処理モジュール５０２を含む。線形処理モジュール５０２は、

を推定するように構成される。非線形処理モジュール５０４は、デジタルサンプルと、公称位相シフトサンプルと、微分とに基づいて歪みを推定する歪みモデルを実現するように構成される。

図６は、線形処理モジュールの実施態様の実現を示すブロック図である。この例において、線形処理モジュール５０２は、レートＲでデジタル入力ｙ_nをアップサンプリングするアップサンプリングモジュール６０２を含む。図４Ｂ乃至４Ｄに示した信号の例に戻ると、入力ｙ_nは、図４Ｂに示したサンプルに対応する。アップサンプリングモジュール６０２の出力は、図４Ｃに示した信号に対応する。アップサンプリングは、異なる周波数領域において、ベースバンド入力信号の幾つかのイメージを生成する。デジタルフィルタ６０４等の複数のデジタルフィルタを使用して、適切な周波数領域におけるイメージを選択する。この例において、選択されるイメージは、デジタル化された元のアナログ信号と同じナイキスト帯域に位置する。したがって、フィルタバンクの特性は、所望のナイキスト帯域により決まる。低域通過、帯域通過、及び高域通過デジタルフィルタを使用して、所望のフィルタ特性を達成してよい。

デジタルフィルタの出力は、６６６等のダウンサンプラによってダウンサンプリングされる。ダウンサンプリング動作中、各ダウンサンプラは、所望の位相に対応するサンプルを選択する。図４Ｄは、一実施態様による位相選択の結果を示している。図示した例では、位相１に対応するサンプル４１０ａ、４１０ｂ、４１０ｃ、４１０ｄ等が選択され、

同様に、位相２に対応するサンプル４１２ａ、４１２ｂ、４１２ｃ、４１２ｄ等が選択され、

二つの隣接する位相信号間の差分は、６０８等の差分モジュールにより計算される。

差分に基づいて計算される。

図７は、別の線形処理モジュールの実施態様を示す図である。この例において、入力信号ｙ_nは、アップサンプリングなしで、複数のデジタルフィルタへ直接送られる。この例において使用されるデジタルフィルタは、図６において使用したデジタルフィルタをデシメーションしたものである。特定のデジタルフィルタに対して、デシメーションは、公称位相シフト信号に対応するフィルタ出力を発生させるのに適した位相で選択される。隣接する位相でのフィルタ出力間の差分により、微分の推定が提供される。

図８は、別の線形処理モジュールの実施態様を示す図である。この例では、二つの隣接する位相デジタルフィルタと、対応する差分モジュールとを組み合わせ、デジタルヒルベルトフィルタとする。ヒルベルトフィルタは、隣接する位相を有するデジタルフィルタのインパルス応答における差分と等しいインパルス応答を有する。デジタルヒルベルトフィルタの出力は、所望の位相における信号の微分の直接的な推定を提供する。

図９は、非線形プロセッサの実施態様を示すブロック図である。この例において、非線形プロセッサ９００は、ＡＤＣの歪みモデルを実現する。歪みモデルの伝達関数は、異なる振幅と、変化するスルーレートとを有するテスト入力をＡＤＣへ送ることで導出し得る。一部の実施態様において、歪みモデルの非線形伝達関数は、次の一般形態のように表現可能であり、

ここで、Ｙ_nは、積分サンプル、分数サンプル、及び微分を含むベクトルである。Ｙ_nの例は、以下のようである。

式１は、入力変数と、入力信号の時変非線形関数である非線形係数との間の「線形」畳み込みとみなすことができる。言い換えると、関数は、線形フィルタの形態を有するが、非線形係数を備える。多次元入力空間における入力Ｙ_nの相対位置は、

フィルタ係数値の入力信号ベクトルに対する依存性は、フィルタに非線形特性を与える。

関係は、次のように表現し得る。

一部の実施態様において、一個以上の最小値／最大値プロセッサ及び／又は絶対値プロセッサを使用して、式１に類似する歪みモデルを実現できる。実現の詳細は、米国特許第６，８５６，１９１号「非線形フィルタ」において説明されており、これは参照により本明細書にあらゆる目的で組み込むものとする。説明された手法によれば、歪みモデルの伝達関数は、次のように表現し得る。

とすると、式４は、次のように書き換えられる。

式５は、式１にも等しい。

歪み関数は、関数を簡略化し、計算の低減を達成するために、ベクトルの形態に変換し得る。一部の実施態様において、歪み関数は、乗算演算の数を低減した低複雑性フィルタとして実現される。式４の歪み関数は、次のように変換できる。

とすると、関数は更に次のように変換できる。

式７の一般形態を実現するフィルタは、各係数は、最大でも一次までで、ｙの項に乗算されるため、一次非線形フィルタと呼ばれる。一部の実施態様において、ｃ_j及びｃ_jβ_jは、事前に計算され、格納される。λ_jnは１又は−１であるため、係数は、乗算を使用せずに計算可能であり、フィルタの実現の複雑性は、大幅に低減される。

ベクトル操作を使用した他の簡略化も可能である。例えば、歪み関数の別の簡略形態は、次のように表現され、

ここで各ｆ_k,n（Ｙ_n）は、一次非線形関数となる。

したがって、式８の各係数は、入力ベクトル要素の非線形関数であり、一部の係数は、入力ベクトルの２のべき乗要素、或いは入力ベクトルの２の外積要素を乗じる。この簡略形態を実現するフィルタは、二次フィルタと呼ばれる。

一部の実施態様において、歪み関数は、分離した各入力領域において定数を有するように簡略化される。この簡略化により、ゼロ次伝達関数が生じる。ゼロ次フィルタは、フィルタ応答の不連続性から、「壊滅的(catastrophic)」構造と呼ばれる場合がある。ゼロ次非線形フィルタの一般形態は、次のように表現される。

ゼロ次非線形フィルタを実現するために、

適切な入力に基づいて読み出しても良い。一部の実施態様において、係数の値は、可能な入力の範囲内における入力の相対位置を示すインジケータを使用して決定される。インジケータは、「サーモメータコード」と呼ばれる場合があり、これは任意の二つの隣接要素間の符号変化の合計が多くても一回となるベクトルである。

次の二次関数を例に取る。

入力をβ_j ^kの値のセットと比較し、可能な入力の範囲内における入力変数の相対位置と、Λ_nで表されるλ_j,nのベクトルとを決定する。入力に応じて、Λ_nは、＋１の項のみ、−１の項のみ、或いは、最初のｋ個の項が−１で残りが＋１の項となるベクトルになり得る。言い換えると、Λ_nは、項の中に最大一回の符号変化を有するサーモメータコードである。例えば、定数β_j ^kがｙ_n∈（−１，１）のダイナミックレンジに渡って分布し、

の８個の値が存在すると仮定する。ｙ_n＜−４／７である場合、

ｙ_n＞４／７である場合、

ｙ_nが中間のどこかである場合、Λ_nは符号の変化を有し得る。例えば、ｙ_n＝−３．５／７である場合、

ｙ_n＝１．５／７である場合、

サーモメータコードは値を８個のみ有するため、

のみが存在する。

加算演算の数は、

メモリに格納することで低減できる。この例では、係数のアドレスを参照テーブルに格納し、参照テーブルでは８種類の可能性のあるサーモメータコードΛ_nと、事前に計算された係数の対応するアドレスとを格納する。係数は、適切なサーモメータコードエントリに対応するメモリアドレスにアクセスすることで取り出せる。

メモリから読み出した後、フィルタ出力は、次のように計算できる。

この手法は、ゼロ次、一次、又は更に高次のフィルタにも応用できる。

低複雑性非線形フィルタは、簡略化された形態に基づいて実現し得る。一部の実施態様において、低複雑性線形フィルタは、非線形フィルタに結合され、可能な入力の範囲内における入力変数の相対位置を決定し、入力変数の相対位置を使用して非線形フィルタのフィルタ係数を決定するように構成されたプロセッサを含む。フィルタ係数は、乗算演算を使用することなく決定できる。一部の実施態様において、ゼロ次、一次、二次、及び／又は更に高次のフィルタのためのフィルタ係数は、事前に計算及び格納され、適切な時期に取り出される。高次のフィルタは、低次のフィルタをネスティングすることで形成できる。低複雑性フィルタ又はサーモメータコードを使用した非線形伝達関数の実現の詳細は、２００５年２月１８日提出の米国特許出願第１１／０６１，８５０号（代理人整理番号第ＯＰＴＩＰ００６号）「低複雑性非線形フィルタ」において説明されており、これは参照により本明細書にあらゆる目的で組み込むものとする。

一部の実施態様において、歪みモデルは、温度補償型である。様々な温度での歪みモデルの係数を事前に決定し、格納する。動作中、動作温度に対応する係数は、適切な歪み補正フィルタを構築するために選択される。一部の実施態様において、動作温度は、対応する係数を分析的に決定するのに使用される。言い換えると、係数は、入力とその履歴との関数、入力の微分、温度、温度変化、他の任意の適切な要素、或いはその組み合わせに基づいて計算される。

デジタル信号の非線形歪みを補償するための改良された方法とリニアライザシステムとについて開示してきた。ＡＤＣレシーバ、或いは非線形チャネル特性を有する他のシステムの非線形性は、デジタル信号、公称位相シフト信号、及びその微分を使用して、非線形性をモデル化することで、更に効果的に補償できる。

上記の実施態様について理解を明確にする目的からある程度詳細に説明してきたが、本発明は、提示した詳細に限定されない。本発明を実現する多数の代替方法が存在する。開示した実施態様は、例示的なものであって限定的なものではない。

幾つかのリニアライザの実施態様を示す図である。 幾つかのリニアライザの実施態様を示す図である。 幾つかのリニアライザの実施態様を示す図である。 デジタル信号の非線形歪みを補償する処理の実施態様を示すフローチャートである。 一部のリニアライザの実施態様によるベースバンド信号の処理を示す信号図である。 一部のリニアライザの実施態様によるベースバンド信号の処理を示す信号図である。 一部のリニアライザの実施態様によるベースバンド信号の処理を示す信号図である。 高次ナイキスト帯域内の入力信号の処理を示す図である。 高次ナイキスト帯域内の入力信号の処理を示す図である。 高次ナイキスト帯域内の入力信号の処理を示す図である。 高次ナイキスト帯域内の入力信号の処理を示す図である。 リニアライザの実施態様を示すブロック図である。 線形処理モジュールの実施態様の実現を示すブロック図である。 別の線形処理モジュールの実施態様を示す図である。 別の線形処理モジュールの実施態様を示す図である。 非線形プロセッサの実施態様を示すブロック図である。

Claims (34)

1. デジタル信号の非線形歪みを補償する方法であって、
   前記デジタル信号を受信し、
   前記デジタル信号に基づいて、前記デジタル信号に対応付けられているサンプリング期間の分数の間隔での補間値を含む公称位相シフト信号を生成し、
   前記デジタル信号及び前記公称位相シフト信号に基づいて、前記デジタル信号の歪み成分を近似するモデル化歪み信号を生成し、
   前記モデル化歪み信号を前記デジタル信号から減じ、
   補償信号を生成する、方法。
2. 前記デジタル信号は、予め定められた動作領域に制限されたアナログ入力信号に基づき生成される、請求項１記載の方法。
3. 前記デジタル信号は、特定のナイキスト帯域に制限されたアナログ入力信号に基づき生成される、請求項１記載の方法。
4. 前記デジタル信号は、歪みのないデジタル成分と、歪み成分とを含む、請求項１記載の方法。
5. 前記デジタル信号は、歪みのないデジタル成分と、歪み成分とを含み、前記方法は、更に、前記歪みのないデジタル成分と前記歪み成分との両方の関数であるモデル化歪み信号を生成する、請求項１記載の方法。
6. 前記公称位相シフト信号の生成は、前記デジタル信号の変調により実行される、請求項１記載の方法。
7. 前記公称位相シフト信号を生成することは、前記デジタル信号を補間することと、前記デジタル信号のサンプリング期間の分数の間隔で、補間値を取り出すことと、を含む、請求項１記載の方法。
8. 前記公称位相シフト信号を生成することは、アップサンプリング信号を生成するために前記デジタル信号をアップサンプリングすることと、前記アップサンプリング信号をフィルタリングすることと、前記デジタル信号のサンプリング期間の分数の間隔で、補間値を得ることとを含む、請求項１記載の方法。
9. 前記デジタル信号は、予め定められた動作領域に制限されたアナログ入力信号基づき生成され、
   前記公称位相シフト信号を生成することは、
   アップサンプリング信号を生成するために前記デジタル信号をアップサンプリングすることと、
   前記予め定められた動作領域に従って前記アップサンプリング信号をフィルタリングすることと、
   前記デジタル信号のサンプリング期間の分数の間隔で、補間値を得ることと、を含む、請求項１記載の方法。
10. 更に、前記デジタル信号の微分を生成することを含み、前記モデル化歪み信号は、前記デジタル信号と、前記公称位相シフト信号と、前記デジタル信号の前記微分とに基づいて生成される、請求項１記載の方法。
11. 更に、前記デジタル信号の公称位相シフト微分を生成することを含み、前記モデル化歪み信号は、前記デジタル信号と、前記公称位相シフト信号と、前記公称位相シフト微分とに基づいて生成される、請求項１記載の方法。
12. 前記デジタル信号は、アナログデジタルコンバータにより生成される、請求項１記載の方法。
13. 前記デジタル信号は、アナログ無線周波数レシーバにより生成される、請求項１記載の方法。
14. 補償システムであって、
    非線形歪みを有するデジタル信号を受信するように構成された入力インタフェースと、
    前記インタフェースに結合され、
    前記デジタル信号に基づいて、前記デジタル信号に対応付けられているサンプリング期間の分数の間隔での補間値を含む公称位相シフト信号を生成し、
    前記デジタル信号及び前記公称位相シフト信号に基づいて、前記デジタル信号の歪み成分を近似するモデル化歪み信号を生成し、
    前記モデル化歪み信号を前記デジタル信号から減じ、
    補償信号を生成するように構成された歪みモデルと、
    を備える補償システム。
15. 前記デジタル信号は、予め定められた動作領域に制限されたアナログ入力信号に基づき生成される、請求項１４記載の補償システム。
16. 前記デジタル信号は、特定のナイキスト帯域に制限されたアナログ入力信号に基づき生成される、請求項１４記載の補償システム。
17. 前記デジタル信号は、歪みのないデジタル成分と、歪み成分とを含む、請求項１４記載の補償システム。
18. 前記デジタル信号は、歪みのないデジタル成分と、歪み成分とを含み、
    前記歪みモデルは、更に、前記歪みのないデジタル成分と前記歪み成分との両方の関数であるモデル化歪み信号を生成するように構成される、請求項１４記載の補償システム。
19. 前記公称位相シフト信号の生成は、前記デジタル信号の変調により実行される、請求項１４記載の補償システム。
20. 前記公称位相シフト信号を生成することは、前記デジタル信号を補間することと、前記デジタル信号のサンプリング期間の分数の間隔で、補間値を取り出すことと、を含む、請求項１４記載の補償システム。
21. 前記公称位相シフト信号を生成することは、アップサンプリング信号を生成するために前記デジタル信号をアップサンプリングすることと、前記アップサンプリング信号をフィルタリングすることと、前記デジタル信号のサンプリング期間の分数の間隔で、補間値を得ることと、を含む、請求項１４記載の補償システム。
22. 前記デジタル信号は、予め定められた動作領域に制限されたアナログ入力信号に基づき生成され、
    前記公称位相シフト信号を生成することは、
    アップサンプリング信号を生成するために前記デジタル信号をアップサンプリングすることと、
    前記予め定められた動作領域に従って前記アップサンプリング信号をフィルタリングすることと、
    前記デジタル信号のサンプリング期間の分数の間隔で、補間値を得ることと、を含む、請求項１４記載の補償システム。
23. 更に、前記デジタル信号の微分を生成することと、前記デジタル信号の前記微分を前記歪みモデルに入力することと、を含む、請求項１４記載の補償システム。
24. 更に、前記デジタル信号の公称位相シフト微分を生成することと、前記公称位相シフト微分を前記歪みモデルに入力することと、を含む、請求項１４記載の補償システム。
25. 前記デジタル信号は、アナログデジタルコンバータにより生成される、請求項１４記載の補償システム。
26. 前記デジタル信号は、アナログ無線周波数レシーバにより生成される、請求項１４記載の補償システム。
27. 前記デジタル信号は、非線形システムにより生成された信号である、請求項１４記載の補償システム。
28. 前記歪みモデルは、非線形処理モジュールに結合された線形処理モジュールを備える、請求項１４記載の補償システム。
29. 前記歪みモデルは、非線形処理モジュールに結合された線形処理モジュールを備え、
    前記線形処理モジュールは、前記公称位相シフト信号を生成し、
    前記非線形処理モジュールは、非線形歪み関数を実現する、請求項１４記載の補償システム。
30. 前記歪みモデルは、非線形特性を有する低複雑性フィルタを含む、請求項１４記載の補償システム。
31. 前記歪みモデルは、非線形係数を備えた一次項を有する非線形関数を実現する、請求項１４記載の補償システム。
32. 前記歪みモデルは、サーモメータコードを使用して決定された複数の係数を有する非線形関数によって定義される、請求項１４記載の補償システム。
33. 前期歪みモデルは、温度補償型である、請求項１４記載の補償システム。
34. コンピュータ読み取り可能な媒体において実施され、デジタル信号の非線形歪みを補償するためのコンピュータプログラム製品であって、
    前記デジタル信号を受信することと
    前記デジタル信号に基づいて、前記デジタル信号に対応付けられているサンプリング期間の分数の間隔での補間値を含む公称位相シフト信号を生成すること、
    前記デジタル信号及び前記公称位相シフト信号に基づいて、前記デジタル信号の歪み成分を近似するモデル化歪み信号を生成することと、
    前記モデル化歪み信号を前記デジタル信号から減じることと、
    補償信号を生成することのためのコンピュータ命令を備えるコンピュータプログラム製品。

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