JP2000270031A - 高周波電力増幅装置 - Google Patents
高周波電力増幅装置Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】擬似的搬送波を付加するタイプのＳＳＢ変調方
式のカーティシアン型高周波電力増幅装置で変調出力と
復調入力の搬送波間の位相ずれの補正のために移相器８
に与えられる位相シフト量が固定値であると、搬送波周
波数の変動、電力増幅部の温度特性、アンテナ負荷変動
等によって位相ずれの量が変化した場合、歪み補償特性
が劣化する。 【解決手段】直交復調器８出力の帰還復調信号Ｑｘ’か
ら、ローパスフィルタ１２によって、直交変調器４のバ
イアス直流分を取り出し、これを最小にするように位相
制御器１３から位相器９に制御信号を出力する。
式のカーティシアン型高周波電力増幅装置で変調出力と
復調入力の搬送波間の位相ずれの補正のために移相器８
に与えられる位相シフト量が固定値であると、搬送波周
波数の変動、電力増幅部の温度特性、アンテナ負荷変動
等によって位相ずれの量が変化した場合、歪み補償特性
が劣化する。 【解決手段】直交復調器８出力の帰還復調信号Ｑｘ’か
ら、ローパスフィルタ１２によって、直交変調器４のバ
イアス直流分を取り出し、これを最小にするように位相
制御器１３から位相器９に制御信号を出力する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、高周波電力増幅装
置に関し、特に搬送波を有するＳＳＢ変調信号の電力増
幅器の非直線歪みを補償するために負帰還制御を行う高
周波電力増幅装置に関する。
置に関し、特に搬送波を有するＳＳＢ変調信号の電力増
幅器の非直線歪みを補償するために負帰還制御を行う高
周波電力増幅装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、ディジタル携帯電話等のディジタ
ル無線通信において、４値ＰＳＫ（Phase Shift Keyin
g）や１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）
等の線形変調方式を用いる場合が多くなっており、これ
らの変調信号を増幅する高周波電力増幅器の線形性への
要求が厳しくなっている。そして、この高周波電力増幅
器の線形化の手法の１つとして、例えば、電力増幅器の
出力の一部を復調してベースバンド信号の形で負帰還を
施すことにより非線形歪みを補償するカーティシャンル
ープ型の負帰還増幅器がある。図３は、従来の擬似的な
搬送波成分を付加するタイプのＳＳＢ変調にカーティシ
ャンループ型の負帰還増幅器を適用した例を示す構成概
要図である。同図に示すように本負帰還増幅器は、入力
ベースバンド信号の同相成分Ｉから帰還ベースバンド信
号の同相成分Ｉ’を減算する減算器１ａ及び入力変調信
号の直交成分Ｑから帰還ベースバンド信号の直交成分
Ｑ’を減算する減算器１ｂと、減算器１ａ、１ｂのそれ
ぞれの出力信号の帯域制限を行うローパスフィルタ２
ａ、２ｂと、帯域制限された信号Ｉにバイアス用直流信
号を付加する加算器３と、搬送波信号を発生する発振器
１０と、前記減算器１ｂの出力信号及び加算器３の出力
信号で前記発振器１０が発生する搬送波信号を直交変調
する直交変調器４と、直交変調器４の出力の直交変調波
を所定の電力に増幅する電力増幅器５と、電力増幅器５
の出力を放射するアンテナ６と、電力増幅器５の出力を
所定のレベルに減衰させる減衰器７と、発振器１０が発
生する搬送波信号の位相を変化させて復調用搬送波を出
力する移相器９と、復調用搬送波によって減衰器７から
供給された帰還信号を復調し帰還復調信号の同相成分Ｉ
ｘ’及び直交成分Ｑｘ’を出力する直交復調器８と、帰
還復調信号Ｉｘ’、Ｑｘ’の直流成分をそれぞれ遮断し
て帰還ベースバンド信号Ｉ’、Ｑ’を生成するキャパシ
タ１１ａ、１１ｂとで構成される。
ル無線通信において、４値ＰＳＫ（Phase Shift Keyin
g）や１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）
等の線形変調方式を用いる場合が多くなっており、これ
らの変調信号を増幅する高周波電力増幅器の線形性への
要求が厳しくなっている。そして、この高周波電力増幅
器の線形化の手法の１つとして、例えば、電力増幅器の
出力の一部を復調してベースバンド信号の形で負帰還を
施すことにより非線形歪みを補償するカーティシャンル
ープ型の負帰還増幅器がある。図３は、従来の擬似的な
搬送波成分を付加するタイプのＳＳＢ変調にカーティシ
ャンループ型の負帰還増幅器を適用した例を示す構成概
要図である。同図に示すように本負帰還増幅器は、入力
ベースバンド信号の同相成分Ｉから帰還ベースバンド信
号の同相成分Ｉ’を減算する減算器１ａ及び入力変調信
号の直交成分Ｑから帰還ベースバンド信号の直交成分
Ｑ’を減算する減算器１ｂと、減算器１ａ、１ｂのそれ
ぞれの出力信号の帯域制限を行うローパスフィルタ２
ａ、２ｂと、帯域制限された信号Ｉにバイアス用直流信
号を付加する加算器３と、搬送波信号を発生する発振器
１０と、前記減算器１ｂの出力信号及び加算器３の出力
信号で前記発振器１０が発生する搬送波信号を直交変調
する直交変調器４と、直交変調器４の出力の直交変調波
を所定の電力に増幅する電力増幅器５と、電力増幅器５
の出力を放射するアンテナ６と、電力増幅器５の出力を
所定のレベルに減衰させる減衰器７と、発振器１０が発
生する搬送波信号の位相を変化させて復調用搬送波を出
力する移相器９と、復調用搬送波によって減衰器７から
供給された帰還信号を復調し帰還復調信号の同相成分Ｉ
ｘ’及び直交成分Ｑｘ’を出力する直交復調器８と、帰
還復調信号Ｉｘ’、Ｑｘ’の直流成分をそれぞれ遮断し
て帰還ベースバンド信号Ｉ’、Ｑ’を生成するキャパシ
タ１１ａ、１１ｂとで構成される。
【０００３】上記構成において、入力端に入力ベースバ
ンド信号Ｉ及びＱが入力すると、減算器１ａ及び２ｂに
おいてはベースバンド信号Ｉ及びＱから帰還ベースバン
ド信号Ｉ’及びＱ’をそれぞれ減算し、得られた変調信
号をローパスフィルタ２ａ、２ｂに入力する。ローパス
フィルタ２ａ、２ｂではそれぞれの変調信号の帯域制限
を行う。前記ローパスフィルタ２ａ出力の変調信号は、
加算器３においてバイアス用直流信号Ｃが付加されて変
調信号Ｉｘとなり、該変調信号Ｉｘと前記ローパスフィ
ルタ２ｂの出力の変調信号Ｑｘが直交変調器４に入力さ
れる。直交変調器４は、発振器１０が発生する角周波数
ω0の搬送波信号を前記変調信号Ｉｘ及びＱｘによって
直交変調して、式（１）に示される直交変調によるＳＳ
Ｂ信号変調波Ｓを得る。 Ｓ＝ Ix cos ω0t ＋ Qx sin ω0t （１） この直交変調波Ｓは、電力増幅器５によって増幅されて
送信信号ＳＡとなり、アンテナ６より放射される。ここ
でこの例のように、Ｉｘに直流バイアスとしてＣを付加
すると直交変調波Ｓに単側帯波のみならず、擬似的な搬
送波成分が現われ、この擬似搬送波成分を利用すること
により、受信側では同期確立や搬送波再生が容易になる
ことが知られている。
ンド信号Ｉ及びＱが入力すると、減算器１ａ及び２ｂに
おいてはベースバンド信号Ｉ及びＱから帰還ベースバン
ド信号Ｉ’及びＱ’をそれぞれ減算し、得られた変調信
号をローパスフィルタ２ａ、２ｂに入力する。ローパス
フィルタ２ａ、２ｂではそれぞれの変調信号の帯域制限
を行う。前記ローパスフィルタ２ａ出力の変調信号は、
加算器３においてバイアス用直流信号Ｃが付加されて変
調信号Ｉｘとなり、該変調信号Ｉｘと前記ローパスフィ
ルタ２ｂの出力の変調信号Ｑｘが直交変調器４に入力さ
れる。直交変調器４は、発振器１０が発生する角周波数
ω0の搬送波信号を前記変調信号Ｉｘ及びＱｘによって
直交変調して、式（１）に示される直交変調によるＳＳ
Ｂ信号変調波Ｓを得る。 Ｓ＝ Ix cos ω0t ＋ Qx sin ω0t （１） この直交変調波Ｓは、電力増幅器５によって増幅されて
送信信号ＳＡとなり、アンテナ６より放射される。ここ
でこの例のように、Ｉｘに直流バイアスとしてＣを付加
すると直交変調波Ｓに単側帯波のみならず、擬似的な搬
送波成分が現われ、この擬似搬送波成分を利用すること
により、受信側では同期確立や搬送波再生が容易になる
ことが知られている。
【０００４】送信信号ＳＡの一部は、図示しないカップ
ラ等で分岐されて減衰器７に入力される。減衰器７は、
送信信号ＳＡを所定のレベルに減衰させた帰還信号Ｒを
直交復調器８に供給する。直交復調器８は、発振器１０
が発生する角周波数ω0の搬送波信号（直交変調器に供
給する信号と同一の信号）を移相器９で位相変化させた
復調用搬送波信号によって帰還信号Ｒを復調して、直交
変調器４の入力変調信号Ｉｘ及びＱｘに対応する帰還復
調信号Ｉｘ’及びＱｘ’を出力する。帰還復調信号Ｉ
ｘ’及びＱｘ’は、それぞれキャパシタ１１ａ及び１１
ｂによって信号中に含まれる直流成分が遮断され、入力
ベースバンド信号Ｉ及びＱに対応する帰還ベースバンド
信号Ｉ’及びＱ’となって前記減算器１ａ及び１ｂに入
力される。前記帰還ベースバンド信号Ｉ’及びＱ’は、
電力増幅器５の非線形歪みにより振幅歪み及び位相歪み
を受けているが、図の負帰還増幅器においては、帰還ベ
ースバンド信号Ｉ’及びＱ’を上述のように減算器１
ａ、１ｂに供給して、電力増幅器５の非線形歪み成分を
負帰還することによって、電力増幅器５の非線形歪みを
補償している。
ラ等で分岐されて減衰器７に入力される。減衰器７は、
送信信号ＳＡを所定のレベルに減衰させた帰還信号Ｒを
直交復調器８に供給する。直交復調器８は、発振器１０
が発生する角周波数ω0の搬送波信号（直交変調器に供
給する信号と同一の信号）を移相器９で位相変化させた
復調用搬送波信号によって帰還信号Ｒを復調して、直交
変調器４の入力変調信号Ｉｘ及びＱｘに対応する帰還復
調信号Ｉｘ’及びＱｘ’を出力する。帰還復調信号Ｉ
ｘ’及びＱｘ’は、それぞれキャパシタ１１ａ及び１１
ｂによって信号中に含まれる直流成分が遮断され、入力
ベースバンド信号Ｉ及びＱに対応する帰還ベースバンド
信号Ｉ’及びＱ’となって前記減算器１ａ及び１ｂに入
力される。前記帰還ベースバンド信号Ｉ’及びＱ’は、
電力増幅器５の非線形歪みにより振幅歪み及び位相歪み
を受けているが、図の負帰還増幅器においては、帰還ベ
ースバンド信号Ｉ’及びＱ’を上述のように減算器１
ａ、１ｂに供給して、電力増幅器５の非線形歪み成分を
負帰還することによって、電力増幅器５の非線形歪みを
補償している。
【０００５】上記電力増幅器５の非線形歪みを補償する
原理を、図５に示す増幅部に歪みを有する負帰還増幅回
路の原理図で説明する。同図に示すように、入力Ｘが、
歪みｄをもつ増幅率Ａの非線形増幅器で増幅され、その
出力Ｙが帰還率βで入力にフィードバックされ、そのル
ープゲインがＧである負帰還増幅回路においては、出力
Ｙは、 Ｙ＝（Ｘ−βＹ）ＧＡ＋ｄ と表わされ、β＝１／Ａとし、また、Ｇ＞＞１を当ては
めると、式（２）が得られる。 Ｙ＝ＧＡＸ／（１＋Ｇ）＋ｄ／（１＋Ｇ） Ｙ≒ＡＸ＋ｄ／Ｇ （２） また、負帰還をかけずに、入力を歪みｄをもつ増幅率Ａ
の非線形増幅器で増幅したときは、式（３）が得られ
る。 Ｙ＝ＡＸ＋ｄ （３） 即ち、負帰還増幅することによって、出力の歪み成分は
１／Ｇに低減されることになる。
原理を、図５に示す増幅部に歪みを有する負帰還増幅回
路の原理図で説明する。同図に示すように、入力Ｘが、
歪みｄをもつ増幅率Ａの非線形増幅器で増幅され、その
出力Ｙが帰還率βで入力にフィードバックされ、そのル
ープゲインがＧである負帰還増幅回路においては、出力
Ｙは、 Ｙ＝（Ｘ−βＹ）ＧＡ＋ｄ と表わされ、β＝１／Ａとし、また、Ｇ＞＞１を当ては
めると、式（２）が得られる。 Ｙ＝ＧＡＸ／（１＋Ｇ）＋ｄ／（１＋Ｇ） Ｙ≒ＡＸ＋ｄ／Ｇ （２） また、負帰還をかけずに、入力を歪みｄをもつ増幅率Ａ
の非線形増幅器で増幅したときは、式（３）が得られ
る。 Ｙ＝ＡＸ＋ｄ （３） 即ち、負帰還増幅することによって、出力の歪み成分は
１／Ｇに低減されることになる。
【０００６】上記のような負帰還を行う高周波増幅器で
は、一般的に負帰還回路のループ長、電力増幅器５の周
波数特性等によって、直交変調波Ｓに比べ帰還信号Ｒが
遅延し、両者の搬送波の位相が異なってしまう。この位
相のずれをΔψとすると、式（１）の直交変調波Ｓに対
し、帰還信号Ｒは式（４）のようにあらわされる。 Ｒ＝（ Ix cos Δψ ＋ Qx sinΔψ）cosω0t +（ Qx cos Δψ− Ix sinΔψ ）sinω0t （４） 従って、帰還復調信号Ｉｘ’、Ｑｘ’は、入力変調信号
Ｉｘ、Ｑｘとは異なった、式（５）、（６）で表わされ
る信号となり、負帰還増幅器の歪み補償特性に劣化を与
えることになる。 Ｉｘ’＝ Ix cos Δψ ＋ Qx sin Δψ （５） Ｑｘ’＝ Qx cos Δψ − Ix sinΔψ （６） このため、予め移相器８に対し予想される位相のずれ分
だけ位相をシフトさせる制御信号を与えて、位相ずれの
補正を行っている。
は、一般的に負帰還回路のループ長、電力増幅器５の周
波数特性等によって、直交変調波Ｓに比べ帰還信号Ｒが
遅延し、両者の搬送波の位相が異なってしまう。この位
相のずれをΔψとすると、式（１）の直交変調波Ｓに対
し、帰還信号Ｒは式（４）のようにあらわされる。 Ｒ＝（ Ix cos Δψ ＋ Qx sinΔψ）cosω0t +（ Qx cos Δψ− Ix sinΔψ ）sinω0t （４） 従って、帰還復調信号Ｉｘ’、Ｑｘ’は、入力変調信号
Ｉｘ、Ｑｘとは異なった、式（５）、（６）で表わされ
る信号となり、負帰還増幅器の歪み補償特性に劣化を与
えることになる。 Ｉｘ’＝ Ix cos Δψ ＋ Qx sin Δψ （５） Ｑｘ’＝ Qx cos Δψ − Ix sinΔψ （６） このため、予め移相器８に対し予想される位相のずれ分
だけ位相をシフトさせる制御信号を与えて、位相ずれの
補正を行っている。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記の
位相ずれの補正のために移相器８に与えられる位相シフ
ト量Δφが固定値であると、チャネル変更に伴う搬送波
周波数の変動、電力増幅部の温度特性、アンテナ負荷変
動等によって位相ずれの量が変化した場合、歪み補償特
性が劣化するという問題があった。本発明は、上記課題
を解決するためになされたものであって、 簡単な構成
で優れた位相ずれの補正制御を行うことができるカーテ
ィシアン型のＳＳＢ高周波電力増幅装置を提供すること
を目的とする。
位相ずれの補正のために移相器８に与えられる位相シフ
ト量Δφが固定値であると、チャネル変更に伴う搬送波
周波数の変動、電力増幅部の温度特性、アンテナ負荷変
動等によって位相ずれの量が変化した場合、歪み補償特
性が劣化するという問題があった。本発明は、上記課題
を解決するためになされたものであって、 簡単な構成
で優れた位相ずれの補正制御を行うことができるカーテ
ィシアン型のＳＳＢ高周波電力増幅装置を提供すること
を目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するた
め、本発明においては、同相及び直交入力ベースバンド
信号から、同相及び直交帰還復調信号から直流分を除去
した信号をそれぞれ減算する第１及び第２の減算器と、
前記同相信号の減算器出力に直流バイアスを付加する加
算器と、前記加算器出力の同相変調信号と前記第２の減
算器出力の直交変調信号とで搬送波を変調する直交変調
器と、前記直交変調器出力を復調して同相成分と直交成
分の帰還復調信号を出力する直交復調器と、前記直交復
調器に位相制御された搬送波を供給する移相器とで構成
される高周波電力増幅装置において、前記帰還復調信号
の直交成分から変調信号を除去して直流成分を取り出す
フィルタと、該フィルタ出力が最小となるように前記移
相器を制御する位相制御回路を備えたことを特徴とす
る。
め、本発明においては、同相及び直交入力ベースバンド
信号から、同相及び直交帰還復調信号から直流分を除去
した信号をそれぞれ減算する第１及び第２の減算器と、
前記同相信号の減算器出力に直流バイアスを付加する加
算器と、前記加算器出力の同相変調信号と前記第２の減
算器出力の直交変調信号とで搬送波を変調する直交変調
器と、前記直交変調器出力を復調して同相成分と直交成
分の帰還復調信号を出力する直交復調器と、前記直交復
調器に位相制御された搬送波を供給する移相器とで構成
される高周波電力増幅装置において、前記帰還復調信号
の直交成分から変調信号を除去して直流成分を取り出す
フィルタと、該フィルタ出力が最小となるように前記移
相器を制御する位相制御回路を備えたことを特徴とす
る。
【０００９】
【発明の実施の形態】以下、本発明を図面に示した実施
の形態に基づいて説明する。図１は、本発明に係わる搬
送波を付加したタイプのＳＳＢ変調波に対する高周波電
力増幅装置の実施の一形態例を示す構成概要図である。
同図に示すように、本高周波電力増幅装置は入力ベース
バンド信号の同相成分Ｉから帰還ベースバンド信号の同
相成分Ｉ’を減算する減算器１ａ及び入力変調信号の直
交成分Ｑから帰還ベースバンド信号の直交成分Ｑ’を減
算する減算器１ｂと、減算器１ａ、１ｂのそれぞれの出
力信号の帯域制限を行うローパスフィルタ２ａ、２ｂ
と、帯域制限された信号Ｉにバイアス用直流信号を付加
する加算器３と、搬送波信号を発生する発振器１０と、
前記減算器１ｂの出力信号及び加算器３の出力信号で前
記発振器１０が発生する搬送波信号を直交変調する直交
変調器４と、前記直交変調器４の出力の直交変調波を所
定の電力に増幅する電力増幅器５と、電力増幅器５の出
力を放射するアンテナ６と、電力増幅器５の出力を所定
のレベルに減衰させる減衰器７と、発振器１０が発生す
る搬送波信号の位相を変化させて復調用搬送波を出力す
る移相器９と、復調用搬送波によって減衰器７から供給
された帰還信号を復調し帰還復調信号の同相成分Ｉｘ’
及び直交成分Ｑｘ’を出力する直交復調器８と、帰還復
調信号Ｉｘ’及びＱｘ’からそれぞれ直流成分を遮断し
て帰還ベースバンド信号Ｉ’及びＱ’を生成するキャパ
シタ１１ａ、１１ｂと、前記帰還復調信号Ｑｘ’からベ
ースバンド信号を除去して直流成分を取り出すローパス
フィルタ１２と、該ローパスフィルタ１２の出力に基づ
いて前記移相器９の動作を制御する位相制御器１３とで
構成される。
の形態に基づいて説明する。図１は、本発明に係わる搬
送波を付加したタイプのＳＳＢ変調波に対する高周波電
力増幅装置の実施の一形態例を示す構成概要図である。
同図に示すように、本高周波電力増幅装置は入力ベース
バンド信号の同相成分Ｉから帰還ベースバンド信号の同
相成分Ｉ’を減算する減算器１ａ及び入力変調信号の直
交成分Ｑから帰還ベースバンド信号の直交成分Ｑ’を減
算する減算器１ｂと、減算器１ａ、１ｂのそれぞれの出
力信号の帯域制限を行うローパスフィルタ２ａ、２ｂ
と、帯域制限された信号Ｉにバイアス用直流信号を付加
する加算器３と、搬送波信号を発生する発振器１０と、
前記減算器１ｂの出力信号及び加算器３の出力信号で前
記発振器１０が発生する搬送波信号を直交変調する直交
変調器４と、前記直交変調器４の出力の直交変調波を所
定の電力に増幅する電力増幅器５と、電力増幅器５の出
力を放射するアンテナ６と、電力増幅器５の出力を所定
のレベルに減衰させる減衰器７と、発振器１０が発生す
る搬送波信号の位相を変化させて復調用搬送波を出力す
る移相器９と、復調用搬送波によって減衰器７から供給
された帰還信号を復調し帰還復調信号の同相成分Ｉｘ’
及び直交成分Ｑｘ’を出力する直交復調器８と、帰還復
調信号Ｉｘ’及びＱｘ’からそれぞれ直流成分を遮断し
て帰還ベースバンド信号Ｉ’及びＱ’を生成するキャパ
シタ１１ａ、１１ｂと、前記帰還復調信号Ｑｘ’からベ
ースバンド信号を除去して直流成分を取り出すローパス
フィルタ１２と、該ローパスフィルタ１２の出力に基づ
いて前記移相器９の動作を制御する位相制御器１３とで
構成される。
【００１０】本発明の高周波電力増幅装置は、従来技術
の負帰還増幅器に前記のローパスフィルタ１２と位相制
御器１３とを追加した構成であり、この追加した構成部
分と移相器９の機能以外は従来技術の負帰還増幅器と同
じで、構成各部の符号も同じ番号を付与しており、ここ
ではその機能、動作の説明を省略する。
の負帰還増幅器に前記のローパスフィルタ１２と位相制
御器１３とを追加した構成であり、この追加した構成部
分と移相器９の機能以外は従来技術の負帰還増幅器と同
じで、構成各部の符号も同じ番号を付与しており、ここ
ではその機能、動作の説明を省略する。
【００１１】図１の高周波電力増幅装置において、直交
復調器８から出力される帰還復調信号Ｉｘ’及びＱｘ’
は、前述のように、一般的に負帰還回路のループ長、電
力増幅器５の周波数特性等によって直交変調波Ｓと帰還
信号Ｒの搬送波の間に位相ずれΔψを生じるため、入力
ベースバンド信号Ｉ及びＱに対応する変調信号の成分
Ｉ’及びＱ’のほかに、図４のＩ、Ｑ平面上のバイアス
直流分Ｃのベクトル図に示すように、それぞれにバイア
ス直流分Ｃに対応する直流分Ｃｉ’及びＣｑ’を含んだ
信号となっている。そして、 直交変調波Ｓと帰還信号
Ｒの搬送波の間に位相ずれ（Δψ）が無い場合は、前記
直交成分Ｑｘ’には直流分は現れず、Ｃｑ’＝０であ
る。本発明は、このＱｘ’に含まれている直流分Ｃｑ’
を検出して、 Ｃｑ’を最小にするように位相器９を制
御する点が特徴となっている。
復調器８から出力される帰還復調信号Ｉｘ’及びＱｘ’
は、前述のように、一般的に負帰還回路のループ長、電
力増幅器５の周波数特性等によって直交変調波Ｓと帰還
信号Ｒの搬送波の間に位相ずれΔψを生じるため、入力
ベースバンド信号Ｉ及びＱに対応する変調信号の成分
Ｉ’及びＱ’のほかに、図４のＩ、Ｑ平面上のバイアス
直流分Ｃのベクトル図に示すように、それぞれにバイア
ス直流分Ｃに対応する直流分Ｃｉ’及びＣｑ’を含んだ
信号となっている。そして、 直交変調波Ｓと帰還信号
Ｒの搬送波の間に位相ずれ（Δψ）が無い場合は、前記
直交成分Ｑｘ’には直流分は現れず、Ｃｑ’＝０であ
る。本発明は、このＱｘ’に含まれている直流分Ｃｑ’
を検出して、 Ｃｑ’を最小にするように位相器９を制
御する点が特徴となっている。
【００１２】本高周波電力増幅装置においては、直交復
調器８出力の帰還復調信号Ｑｘ’はローパスフィルタ１
２に入力され、変調信号に対応する帰還ベースバンド信
号Ｑ’が除去されて直流分Ｃｑ’が取り出され、位相制
御器１３に出力される。前記ローパスフィルタ１２は、
例えばベースバンド信号の帯域が３００Ｈｚから３.４
ｋＨｚの音声信号の場合は、遮断周波数が３００Ｈｚ以
下であればよい。位相制御器１３は、直流分Ｃｑ’＝０
となるように搬送波の位相をシフトさせる制御信号を位
相器９に出力し、該制御信号に基づいて位相器９は発振
器１０出力の復調用搬送波の位相を変化させることによ
って位相のずれの補正を行う。
調器８出力の帰還復調信号Ｑｘ’はローパスフィルタ１
２に入力され、変調信号に対応する帰還ベースバンド信
号Ｑ’が除去されて直流分Ｃｑ’が取り出され、位相制
御器１３に出力される。前記ローパスフィルタ１２は、
例えばベースバンド信号の帯域が３００Ｈｚから３.４
ｋＨｚの音声信号の場合は、遮断周波数が３００Ｈｚ以
下であればよい。位相制御器１３は、直流分Ｃｑ’＝０
となるように搬送波の位相をシフトさせる制御信号を位
相器９に出力し、該制御信号に基づいて位相器９は発振
器１０出力の復調用搬送波の位相を変化させることによ
って位相のずれの補正を行う。
【００１３】図２は、本発明に係わる搬送波を有するＳ
ＳＢ変調波に対する高周波電力増幅装置の他の実施例を
示す構成概要図である。本実施例の高周波電力増幅装置
は、同図に示すように、図１の高周波電力増幅装置にお
ける帰還復調信号Ｑｘ’からベースバンド信号を除去し
て直流成分を取り出して移相器９に制御信号を出力する
ためのローパスフィルタ１２と位相制御器１３の回路
を、前記帰還復調信号Ｑｘ’をディジタル信号に変換す
るＡ／Ｄ変換器１４と、ディジタル化されたＱｘ’のう
ちのベースバンド信号成分を除去して直流成分を取り出
すディジタルのローパスフィルタ１５と、該ディジタル
ローパスフィルタ１５の出力に基づいて移相器９の制御
信号を出力する位相制御器１６と、該位相制御器１６の
出力信号をアナログ信号に変換して前記移相器９に出力
するＤ／Ａ変換器１６とに置き換えた構成になってい
る。
ＳＢ変調波に対する高周波電力増幅装置の他の実施例を
示す構成概要図である。本実施例の高周波電力増幅装置
は、同図に示すように、図１の高周波電力増幅装置にお
ける帰還復調信号Ｑｘ’からベースバンド信号を除去し
て直流成分を取り出して移相器９に制御信号を出力する
ためのローパスフィルタ１２と位相制御器１３の回路
を、前記帰還復調信号Ｑｘ’をディジタル信号に変換す
るＡ／Ｄ変換器１４と、ディジタル化されたＱｘ’のう
ちのベースバンド信号成分を除去して直流成分を取り出
すディジタルのローパスフィルタ１５と、該ディジタル
ローパスフィルタ１５の出力に基づいて移相器９の制御
信号を出力する位相制御器１６と、該位相制御器１６の
出力信号をアナログ信号に変換して前記移相器９に出力
するＤ／Ａ変換器１６とに置き換えた構成になってい
る。
【００１４】図２に示される高周波電力増幅装置は、図
１の高周波電力増幅装置においてはアナログ処理によっ
て直交復調器８出力の帰還復調信号Ｑｘ’から直流分Ｃ
ｑ’を取り出していたものを、ディジタル処理によって
行うものである。その他の構成部分の動作・機能は、図
１で説明した動作・機能と同じであるので説明は省略す
る。同図の直交復調器８出力の帰還復調信号Ｑｘ’は、
前記Ａ／Ｄ変換器１４によってディジタル信号に変換さ
れ、ディジタルローパスフィルタ１５によって帰還ベー
スバンド信号成分が除去され、直流分Ｃｑ’のみが出力
される。該直流分Ｃｑ’は位相制御器１３に入力され、
位相制御器１３においては直流分Ｃｑ’＝０となるよう
に復調用搬送波の位相をシフトさせるディジタル制御信
号が生成される。該制御信号をＤ／Ａ変換器１７でアナ
ログ信号に変換して位相器９に出力し、入力された制御
信号に基づいて位相器９は発振器１０出力の復調用搬送
波の位相を変化させることによって位相のずれを補正す
ることができる。本変形実施例の帰還復調信号Ｑｘ’を
ディジタル信号に変換してディジタルローパスフィルタ
で除去する回路構成は、アナログ信号で除去する手段に
比べ、低コストで信頼性の高い構成であり、より有利な
手段であるといえる。なお、上記の構成に替えて、帰還
復調信号Ｑｘ’からアナログのローパスフィルタで直流
分を取り出し、その直流成分をＡ／Ｄ変換器でディジタ
ル信号に変換して位相制御回路で制御信号を生成し、こ
の信号をＤ／Ａ変換器でアナログ信号に変換して移相器
９に入力するようにしてもよいことは当然のことであ
る。
１の高周波電力増幅装置においてはアナログ処理によっ
て直交復調器８出力の帰還復調信号Ｑｘ’から直流分Ｃ
ｑ’を取り出していたものを、ディジタル処理によって
行うものである。その他の構成部分の動作・機能は、図
１で説明した動作・機能と同じであるので説明は省略す
る。同図の直交復調器８出力の帰還復調信号Ｑｘ’は、
前記Ａ／Ｄ変換器１４によってディジタル信号に変換さ
れ、ディジタルローパスフィルタ１５によって帰還ベー
スバンド信号成分が除去され、直流分Ｃｑ’のみが出力
される。該直流分Ｃｑ’は位相制御器１３に入力され、
位相制御器１３においては直流分Ｃｑ’＝０となるよう
に復調用搬送波の位相をシフトさせるディジタル制御信
号が生成される。該制御信号をＤ／Ａ変換器１７でアナ
ログ信号に変換して位相器９に出力し、入力された制御
信号に基づいて位相器９は発振器１０出力の復調用搬送
波の位相を変化させることによって位相のずれを補正す
ることができる。本変形実施例の帰還復調信号Ｑｘ’を
ディジタル信号に変換してディジタルローパスフィルタ
で除去する回路構成は、アナログ信号で除去する手段に
比べ、低コストで信頼性の高い構成であり、より有利な
手段であるといえる。なお、上記の構成に替えて、帰還
復調信号Ｑｘ’からアナログのローパスフィルタで直流
分を取り出し、その直流成分をＡ／Ｄ変換器でディジタ
ル信号に変換して位相制御回路で制御信号を生成し、こ
の信号をＤ／Ａ変換器でアナログ信号に変換して移相器
９に入力するようにしてもよいことは当然のことであ
る。
【００１５】上記実施例では、帰還復調信号の直流分が
最小となるように移相器９を制御しているが、帰還復調
信号Ｉｘ’の直流分が最大となるように、或いはＩｘ’
とＱｘ’の差（または比）が最大となるように移相器９
を制御するといった変形が可能である。更に、上記の実
施例は、ＲＺ−ＳＳＢのような擬似的な搬送波成分を付
加するタイプのＳＳＢ変調方式を前提として説明した
が、通常の抑圧搬送波ＳＳＢ変調方式であっても、ベー
スバンド信号に直流分を付加して本発明を実現してもよ
く、このとき受信側では擬似搬送波成分を無視して、こ
れまで通り単側帯波成分のみを復調すればよいから、受
信側には何ら変更を加える必要は生じない。
最小となるように移相器９を制御しているが、帰還復調
信号Ｉｘ’の直流分が最大となるように、或いはＩｘ’
とＱｘ’の差（または比）が最大となるように移相器９
を制御するといった変形が可能である。更に、上記の実
施例は、ＲＺ−ＳＳＢのような擬似的な搬送波成分を付
加するタイプのＳＳＢ変調方式を前提として説明した
が、通常の抑圧搬送波ＳＳＢ変調方式であっても、ベー
スバンド信号に直流分を付加して本発明を実現してもよ
く、このとき受信側では擬似搬送波成分を無視して、こ
れまで通り単側帯波成分のみを復調すればよいから、受
信側には何ら変更を加える必要は生じない。
【００１６】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
直交変調器出力と直交復調器入力の搬送波の間に位相の
ずれが生じたときに、直交復調器出力の帰還復調信号の
直交成分に現れる直流バイアス成分を検出し、これが最
小（同相成分に現れる直流バイアス成分を検出を検出す
る場合は、最大）となるように位相器を制御するように
構成したので、簡単な回路構成で、温度特性の変動等で
位相回転が変化しても歪み補償特性が劣化することのな
い高周波電力増幅装置を提供することができる。
直交変調器出力と直交復調器入力の搬送波の間に位相の
ずれが生じたときに、直交復調器出力の帰還復調信号の
直交成分に現れる直流バイアス成分を検出し、これが最
小（同相成分に現れる直流バイアス成分を検出を検出す
る場合は、最大）となるように位相器を制御するように
構成したので、簡単な回路構成で、温度特性の変動等で
位相回転が変化しても歪み補償特性が劣化することのな
い高周波電力増幅装置を提供することができる。
【図１】本発明に係る高周波電力増幅装置の実施の一形
態例を示す構成概要図。
態例を示す構成概要図。
【図２】本発明に係る高周波電力増幅装置の他の変形実
施例を示す構成概要図。
施例を示す構成概要図。
【図３】従来のカーティシアン型の負帰還増幅器の一例
を示す構成概要図。
を示す構成概要図。
【図４】Ｉ、Ｑ平面上のバイアス直流分Ｃのベクトル
図。
図。
【図５】増幅部に比線形歪みを有する負帰還増幅回路の
動作原理図。
動作原理図。
１ａ、１ｂ・・減算器、 ２ａ、２ｂ・・ローパス
フィルタ、３・・加算器、 ４・・直交変調器、
５・・電力増幅器、６・・アンテナ、 ７・・減
衰器、 ８・・直交復調器、９・・移相器 １０
・・発振器 １１ａ、１１ｂ・・キャパシタ、（以
下、本発明に係わる）１２・・ローパスフィルタ、
１３・・移相制御器、１４・・Ａ／Ｄ変換器、 １５
・・ディジタルローパスフィルタ、１６・・移相制御
器、 １７・・ Ｄ／Ａ変換器
フィルタ、３・・加算器、 ４・・直交変調器、
５・・電力増幅器、６・・アンテナ、 ７・・減
衰器、 ８・・直交復調器、９・・移相器 １０
・・発振器 １１ａ、１１ｂ・・キャパシタ、（以
下、本発明に係わる）１２・・ローパスフィルタ、
１３・・移相制御器、１４・・Ａ／Ｄ変換器、 １５
・・ディジタルローパスフィルタ、１６・・移相制御
器、 １７・・ Ｄ／Ａ変換器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5J090 AA01 AA41 CA21 FA19 GN02 GN06 HA29 HN08 HN17 KA16 KA23 KA26 KA32 KA34 KA42 KA53 KA55 MA13 TA01 TA02 5J091 AA01 AA41 CA21 FA19 HA29 KA16 KA23 KA26 KA32 KA34 KA42 KA53 KA55 MA13 TA01 TA02 UW01 5J092 AA01 AA41 CA21 FA19 HA29 KA16 KA23 KA26 KA32 KA34 KA42 KA53 KA55 MA13 TA01 TA02 VL08 5K004 AA05 FA26
Claims (4)
- 【請求項１】同相及び直交入力ベースバンド信号から、
同相及び直交帰還復調信号から直流分を除去した信号を
それぞれ減算する第１及び第２の減算器と、前記同相信
号の減算器出力に直流バイアスを付加する加算器と、前
記加算器出力の同相変調信号と前記第２の減算器出力の
直交変調信号とで搬送波を変調する直交変調器と、前記
直交変調器出力を復調して同相成分と直交成分の帰還復
調信号を出力する直交復調器と、前記直交復調器に位相
制御された搬送波を供給する移相器とで構成される高周
波電力増幅装置において、前記帰還復調信号の少なくと
も一方から変調信号を除去して直流成分を取り出し、該
直流成分に基づいて前記移相器を制御するようにしたこ
とを特徴とする高周波電力増幅装置。 - 【請求項２】前記帰還復調信号の直交成分から変調信号
を除去して直流成分を取り出し、該直流成分が最小とな
るように前記移相器を制御する位相制御手段を備えたこ
とを特徴とする請求項１記載の高周波電力増幅装置。 - 【請求項３】前記帰還復調信号の同相成分から変調信号
を除去して直流成分を取り出し、該直流成分が最大とな
るように前記移相器を制御する位相制御手段を備えたこ
とを特徴とする請求項１記載の高周波電力増幅装置。 - 【請求項４】前記帰還復調信号の同相及び直交成分から
変調信号を除去してそれぞれの直流成分を取り出し、両
者の比もしくは差が最大となるように前記移相器を制御
する位相制御手段を備えたことを特徴とする請求項１記
載の高周波電力増幅装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP06795899A JP3869970B2 (ja) | 1999-03-15 | 1999-03-15 | 高周波電力増幅装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP06795899A JP3869970B2 (ja) | 1999-03-15 | 1999-03-15 | 高周波電力増幅装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000270031A true JP2000270031A (ja) | 2000-09-29 |
| JP3869970B2 JP3869970B2 (ja) | 2007-01-17 |
Family
ID=13359993
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP06795899A Expired - Fee Related JP3869970B2 (ja) | 1999-03-15 | 1999-03-15 | 高周波電力増幅装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3869970B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003087346A (ja) * | 2001-09-12 | 2003-03-20 | Hitachi Kokusai Electric Inc | デジタル無線機の送信機と、その自動位相補正回路及び自動位相補正方法 |
| WO2016177161A1 (zh) * | 2015-07-10 | 2016-11-10 | 中兴通讯股份有限公司 | 下行载波平坦度补偿方法及装置 |
-
1999
- 1999-03-15 JP JP06795899A patent/JP3869970B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003087346A (ja) * | 2001-09-12 | 2003-03-20 | Hitachi Kokusai Electric Inc | デジタル無線機の送信機と、その自動位相補正回路及び自動位相補正方法 |
| JP4690608B2 (ja) * | 2001-09-12 | 2011-06-01 | 株式会社日立国際電気 | デジタル無線機の送信機と、その自動位相補正回路及び自動位相補正方法 |
| WO2016177161A1 (zh) * | 2015-07-10 | 2016-11-10 | 中兴通讯股份有限公司 | 下行载波平坦度补偿方法及装置 |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3869970B2 (ja) | 2007-01-17 |
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