JP2500744B2 - 負帰還増幅器 - Google Patents
負帰還増幅器Info
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/36—Modulator circuits; Transmitter circuits
- H04L27/366—Arrangements for compensating undesirable properties of the transmission path between the modulator and the demodulator
- H04L27/367—Arrangements for compensating undesirable properties of the transmission path between the modulator and the demodulator using predistortion
- H04L27/368—Arrangements for compensating undesirable properties of the transmission path between the modulator and the demodulator using predistortion adaptive predistortion
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- H—ELECTRICITY
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- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/08—Modifications of amplifiers to reduce detrimental influences of internal impedances of amplifying elements
- H03F1/083—Modifications of amplifiers to reduce detrimental influences of internal impedances of amplifying elements in transistor amplifiers
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- H03C3/02—Details
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- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Amplifiers (AREA)
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、負帰還増幅器に関し、
特に電力増幅器出力を復調して基底帯域信号の形で帰還
する負帰還増幅器に関する。
特に電力増幅器出力を復調して基底帯域信号の形で帰還
する負帰還増幅器に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来からマルチチャネルアクセス（Mult
i Channel Access）等の無線通信において、送信器にお
ける終段の電力増幅器の電力効率を上げると非線形歪が
大きくなるという電力効率と線形性との関係が問題とな
っている。高密度なデジタル伝送を行う場合には１６値
ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation ）等の線形
変調方式が用いられるが、このような変調方式により変
調された信号では増幅器の非線形性による送信スペクト
ルの劣化が避けられない。このような劣化を補償するた
めの負帰還回路による歪抑圧は一般によく用いられてお
り、特に高い周波数帯域の信号に対する高い一巡利得を
得るための方式として、電力増幅器出力を復調して基底
帯域信号の形で帰還する負帰還増幅器が知られている。
i Channel Access）等の無線通信において、送信器にお
ける終段の電力増幅器の電力効率を上げると非線形歪が
大きくなるという電力効率と線形性との関係が問題とな
っている。高密度なデジタル伝送を行う場合には１６値
ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation ）等の線形
変調方式が用いられるが、このような変調方式により変
調された信号では増幅器の非線形性による送信スペクト
ルの劣化が避けられない。このような劣化を補償するた
めの負帰還回路による歪抑圧は一般によく用いられてお
り、特に高い周波数帯域の信号に対する高い一巡利得を
得るための方式として、電力増幅器出力を復調して基底
帯域信号の形で帰還する負帰還増幅器が知られている。
【０００３】図２はこのような従来の負帰還増幅器のブ
ロック図である。１２は図示しない外部回路にて送信デ
ータから生成された互いに独立した２次元基底帯域信号
から後述する２次元基底帯域復調信号を減算する減算
器、１３は減算器１２の出力の周波数帯域を制限する低
域ろ波器、１４は後述する２次元搬送波信号を低域ろ波
器１３から出力された２次元信号で直交振幅変調して被
変調信号を出力する変調器、１５は変復調のための２次
元搬送波信号を出力する搬送波発生器、１６は変調器１
４から出力された被変調信号を増幅する増幅器、１７は
増幅器１６の出力信号の位相を調整する移相器、１８は
移相器１７の出力信号及び２次元搬送波信号で復調を行
って２次元基底帯域復調信号を出力する復調器、Ｘ１
（ｔ）、Ｙ１（ｔ）は２次元基底帯域信号である。
ロック図である。１２は図示しない外部回路にて送信デ
ータから生成された互いに独立した２次元基底帯域信号
から後述する２次元基底帯域復調信号を減算する減算
器、１３は減算器１２の出力の周波数帯域を制限する低
域ろ波器、１４は後述する２次元搬送波信号を低域ろ波
器１３から出力された２次元信号で直交振幅変調して被
変調信号を出力する変調器、１５は変復調のための２次
元搬送波信号を出力する搬送波発生器、１６は変調器１
４から出力された被変調信号を増幅する増幅器、１７は
増幅器１６の出力信号の位相を調整する移相器、１８は
移相器１７の出力信号及び２次元搬送波信号で復調を行
って２次元基底帯域復調信号を出力する復調器、Ｘ１
（ｔ）、Ｙ１（ｔ）は２次元基底帯域信号である。
【０００４】次に、このような負帰還増幅器の動作を説
明する。まず、２次元基底帯域信号Ｘ１（ｔ）、Ｙ１
（ｔ）は、直交振幅変調のために外部回路にて送信デー
タから生成され、減算器１２に入力される。そして、減
算器１２は、この２次元基底帯域信号Ｘ１（ｔ）、Ｙ１
（ｔ）から復調器８の出力である２次元基底帯域復調信
号を減算する。この結果が入力される低域ろ波器１３
は、帰還回路の周波数帯域を制限するためのものであ
る。次に、搬送波発生器１５は、互いに直交する２次元
搬送波信号ｃｏｓ（ωｃ×ｔ）、ｓｉｎ（ωｃ×ｔ）を
出力する。ここでωｃは搬送波角周波数である。
明する。まず、２次元基底帯域信号Ｘ１（ｔ）、Ｙ１
（ｔ）は、直交振幅変調のために外部回路にて送信デー
タから生成され、減算器１２に入力される。そして、減
算器１２は、この２次元基底帯域信号Ｘ１（ｔ）、Ｙ１
（ｔ）から復調器８の出力である２次元基底帯域復調信
号を減算する。この結果が入力される低域ろ波器１３
は、帰還回路の周波数帯域を制限するためのものであ
る。次に、搬送波発生器１５は、互いに直交する２次元
搬送波信号ｃｏｓ（ωｃ×ｔ）、ｓｉｎ（ωｃ×ｔ）を
出力する。ここでωｃは搬送波角周波数である。
【０００５】変調器１４は、この２次元搬送波信号ｃｏ
ｓ（ωｃ×ｔ）、ｓｉｎ（ωｃ×ｔ）を低域ろ波器１３
から出力された２次元信号Ｘ３（ｔ）、Ｙ３（ｔ）で直
交振幅変調し、次式のような被変調信号Ｚ（ｔ）を出力
する。 Ｚ（ｔ）＝Ｘ３（ｔ）×ｃｏｓ（ωｃ×ｔ） ＋Ｙ３（ｔ）×ｓｉｎ（ωｃ×ｔ） ・・・（１） そして、被変調信号Ｚ（ｔ）は、増幅器１６によって電
力増幅されて図示しないアンテナ等から外部へ送信され
る。
ｓ（ωｃ×ｔ）、ｓｉｎ（ωｃ×ｔ）を低域ろ波器１３
から出力された２次元信号Ｘ３（ｔ）、Ｙ３（ｔ）で直
交振幅変調し、次式のような被変調信号Ｚ（ｔ）を出力
する。 Ｚ（ｔ）＝Ｘ３（ｔ）×ｃｏｓ（ωｃ×ｔ） ＋Ｙ３（ｔ）×ｓｉｎ（ωｃ×ｔ） ・・・（１） そして、被変調信号Ｚ（ｔ）は、増幅器１６によって電
力増幅されて図示しないアンテナ等から外部へ送信され
る。
【０００６】次に、増幅器１６の出力信号の一部が入力
される移相器１７は、回路の遅延による一巡利得の劣化
を防ぐためにこの出力信号の位相を調整する。そして、
復調器１８は、この移相器１７の出力と搬送波発生器１
５から出力された２次元搬送波信号ｃｏｓ（ωｃ×
ｔ）、ｓｉｎ（ωｃ×ｔ）で復調を行い、２次元基底帯
域復調信号を出力する。
される移相器１７は、回路の遅延による一巡利得の劣化
を防ぐためにこの出力信号の位相を調整する。そして、
復調器１８は、この移相器１７の出力と搬送波発生器１
５から出力された２次元搬送波信号ｃｏｓ（ωｃ×
ｔ）、ｓｉｎ（ωｃ×ｔ）で復調を行い、２次元基底帯
域復調信号を出力する。
【０００７】今、増幅器１６の利得をＧ、増幅器１６の
入力から出力までの遅延をδ、移相器１７に分配される
増幅器１６の出力の割合をＲとし、移相器１７で位相を
調整しないとすると、２次元基底帯域復調信号Ｐ
（ｔ）、Ｑ（ｔ）は次式となる。 Ｐ（ｔ）＝Ｇ×Ｒ×｛Ｘ３（ｔ−δ）×ｃｏｓ（ωｃ×δ） −Ｙ３（ｔ−δ）×ｓｉｎ（ωｃ×δ）｝ ・・・（２） Ｑ（ｔ）＝Ｇ×Ｒ×｛Ｙ３（ｔ−δ）×ｃｏｓ（ωｃ×δ） ＋Ｘ３（ｔ−δ）×ｓｉｎ（ωｃ×δ）｝ ・・・（３）
入力から出力までの遅延をδ、移相器１７に分配される
増幅器１６の出力の割合をＲとし、移相器１７で位相を
調整しないとすると、２次元基底帯域復調信号Ｐ
（ｔ）、Ｑ（ｔ）は次式となる。 Ｐ（ｔ）＝Ｇ×Ｒ×｛Ｘ３（ｔ−δ）×ｃｏｓ（ωｃ×δ） −Ｙ３（ｔ−δ）×ｓｉｎ（ωｃ×δ）｝ ・・・（２） Ｑ（ｔ）＝Ｇ×Ｒ×｛Ｙ３（ｔ−δ）×ｃｏｓ（ωｃ×δ） ＋Ｘ３（ｔ−δ）×ｓｉｎ（ωｃ×δ）｝ ・・・（３）
【０００８】しかし、式（２）、（３）における２次元
基底帯域復調信号Ｐ（ｔ）、Ｑ（ｔ）には、ｃｏｓ（ω
ｃ×δ）≠１となるときがある。このときの２次元基底
帯域復調信号Ｐ（ｔ）、Ｑ（ｔ）は、それぞれの第１項
の成分であるＸ３（ｔ−δ）×ｃｏｓ（ωｃ×δ）、Ｙ
３（ｔ−δ）×ｃｏｓ（ωｃ×δ）に対して、第２項の
成分であるＹ３（ｔ−δ）×ｓｉｎ（ωｃ×δ）、Ｘ３
（ｔ−δ）×ｓｉｎ（ωｃ×δ）が漏れた信号となる。
こうなると、等価的に一巡利得が下がって歪改善特性が
十分に得られず、場合によっては正帰還となり回路が発
振を起こすこともある。
基底帯域復調信号Ｐ（ｔ）、Ｑ（ｔ）には、ｃｏｓ（ω
ｃ×δ）≠１となるときがある。このときの２次元基底
帯域復調信号Ｐ（ｔ）、Ｑ（ｔ）は、それぞれの第１項
の成分であるＸ３（ｔ−δ）×ｃｏｓ（ωｃ×δ）、Ｙ
３（ｔ−δ）×ｃｏｓ（ωｃ×δ）に対して、第２項の
成分であるＹ３（ｔ−δ）×ｓｉｎ（ωｃ×δ）、Ｘ３
（ｔ−δ）×ｓｉｎ（ωｃ×δ）が漏れた信号となる。
こうなると、等価的に一巡利得が下がって歪改善特性が
十分に得られず、場合によっては正帰還となり回路が発
振を起こすこともある。
【０００９】そこで、このような劣化を防ぐために移相
器１７で位相を調整する。移相器１７の遅延をτとし、
移相器１７がωｃ×τだけ位相を調整すると、復調器１
８が出力する２次元基底帯域復調信号Ｐ（ｔ）、Ｑ
（ｔ）は次式となる。 Ｐ（ｔ）＝Ｇ×Ｒ×［Ｘ３（ｔ−δ）×ｃｏｓ｛ωｃ×（δ＋τ）｝ −Ｙ３（ｔ−δ）×ｓｉｎ｛ωｃ×（δ＋τ）｝］ ・・・（４） Ｑ（ｔ）＝Ｇ×Ｒ×［Ｙ３（ｔ−δ）×ｃｏｓ｛ωｃ×（δ＋τ）｝ ＋Ｘ３（ｔ−δ）×ｓｉｎ｛ωｃ×（δ＋τ）｝］ ・・・（５）
器１７で位相を調整する。移相器１７の遅延をτとし、
移相器１７がωｃ×τだけ位相を調整すると、復調器１
８が出力する２次元基底帯域復調信号Ｐ（ｔ）、Ｑ
（ｔ）は次式となる。 Ｐ（ｔ）＝Ｇ×Ｒ×［Ｘ３（ｔ−δ）×ｃｏｓ｛ωｃ×（δ＋τ）｝ −Ｙ３（ｔ−δ）×ｓｉｎ｛ωｃ×（δ＋τ）｝］ ・・・（４） Ｑ（ｔ）＝Ｇ×Ｒ×［Ｙ３（ｔ−δ）×ｃｏｓ｛ωｃ×（δ＋τ）｝ ＋Ｘ３（ｔ−δ）×ｓｉｎ｛ωｃ×（δ＋τ）｝］ ・・・（５）
【００１０】よって、次式が成立するようにωｃ×τを
決定すれば、式（４）、（５）の第２項の成分Ｙ３（ｔ
−δ）×ｓｉｎ｛ωｃ×（δ＋τ）｝、Ｘ３（ｔ−δ）
×ｓｉｎ｛ωｃ×（δ＋τ）｝は０となるので、第１項
の成分のみが残って上記の問題を回避できる。 ωｃ×（δ＋τ）＝２×ｎ×π （ｎは整数） ・・・（６） このようにして、基底帯域信号の形で帰還する負帰還増
幅器が成立する。ただし、送信周波数（搬送波角周波数
ωｃ＝２×π×ｆとすると、このｆが送信周波数）に対
して増幅器１６の遅延δが周波数特性をもつことがあ
り、このときは送信周波数が変わると式（６）の関係が
成立しなくなることがある。
決定すれば、式（４）、（５）の第２項の成分Ｙ３（ｔ
−δ）×ｓｉｎ｛ωｃ×（δ＋τ）｝、Ｘ３（ｔ−δ）
×ｓｉｎ｛ωｃ×（δ＋τ）｝は０となるので、第１項
の成分のみが残って上記の問題を回避できる。 ωｃ×（δ＋τ）＝２×ｎ×π （ｎは整数） ・・・（６） このようにして、基底帯域信号の形で帰還する負帰還増
幅器が成立する。ただし、送信周波数（搬送波角周波数
ωｃ＝２×π×ｆとすると、このｆが送信周波数）に対
して増幅器１６の遅延δが周波数特性をもつことがあ
り、このときは送信周波数が変わると式（６）の関係が
成立しなくなることがある。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】従来の負帰還増幅器は
以上のように構成されているので、増幅器の遅延に周波
数特性があると送信周波数の切り換えを行うシステムで
送信周波数を変えたときに式（６）の関係が成立しなく
なり、一巡利得及び歪改善特性が劣化するという問題点
があった。本発明は、上記課題を解決するために、送信
周波数が変わっても一巡利得及び歪改善特性が劣化しな
い負帰還増幅器を提供することを目的とする。
以上のように構成されているので、増幅器の遅延に周波
数特性があると送信周波数の切り換えを行うシステムで
送信周波数を変えたときに式（６）の関係が成立しなく
なり、一巡利得及び歪改善特性が劣化するという問題点
があった。本発明は、上記課題を解決するために、送信
周波数が変わっても一巡利得及び歪改善特性が劣化しな
い負帰還増幅器を提供することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】本発明は、通常は送信デ
ータに基づく基底帯域信号を出力し、外部から位相補正
信号が入力されたときは基準信号を出力する選択器と、
選択器の出力から基底帯域復調信号を減算する減算器
と、減算器の出力の周波数帯域を制限する低域ろ波器
と、低域ろ波器の出力及び搬送波信号で変調を行い被変
調信号を出力する変調器と、搬送波信号を出力する搬送
波発生器と、変調器から出力された被変調信号を増幅す
る増幅器と、通常は増幅器の出力信号の位相を調整し、
位相補正信号が入力されたときは位相差に基づいて位相
の調整量を補正する移相器と、移相器の出力及び搬送波
信号で復調を行い基底帯域復調信号を出力する復調器
と、基準信号を出力する基準信号発生器と、低域ろ波器
の出力と基準信号の位相差を検出して移相器へ出力する
位相差検出器とを有するものである。
ータに基づく基底帯域信号を出力し、外部から位相補正
信号が入力されたときは基準信号を出力する選択器と、
選択器の出力から基底帯域復調信号を減算する減算器
と、減算器の出力の周波数帯域を制限する低域ろ波器
と、低域ろ波器の出力及び搬送波信号で変調を行い被変
調信号を出力する変調器と、搬送波信号を出力する搬送
波発生器と、変調器から出力された被変調信号を増幅す
る増幅器と、通常は増幅器の出力信号の位相を調整し、
位相補正信号が入力されたときは位相差に基づいて位相
の調整量を補正する移相器と、移相器の出力及び搬送波
信号で復調を行い基底帯域復調信号を出力する復調器
と、基準信号を出力する基準信号発生器と、低域ろ波器
の出力と基準信号の位相差を検出して移相器へ出力する
位相差検出器とを有するものである。
【００１３】
【作用】本発明によれば、通常は選択器から送信データ
に基づく基底帯域信号が出力され、減算器にてこの基底
帯域信号から基底帯域復調信号が減算されて低域ろ波器
へ出力される。次いで、変調器にて搬送波発生器から出
力された搬送波信号が低域ろ波器の出力で変調されて被
変調信号が出力され、この被変調信号を増幅して外部へ
送信する増幅器の出力信号の位相が移相器によって調整
される。そして、復調器にて移相器の出力及び搬送波信
号で復調が行われて基底帯域復調信号が出力されること
により負帰還増幅器が構成されている。次に、位相補正
信号が入力されると選択器によって基準信号発生器から
出力された基準信号が出力され、位相差検出器にて低域
ろ波器の出力と基準信号の位相差が検出される。そし
て、この位相差に基づいて移相器における位相の調整量
が補正されることにより位相補正が行われる。
に基づく基底帯域信号が出力され、減算器にてこの基底
帯域信号から基底帯域復調信号が減算されて低域ろ波器
へ出力される。次いで、変調器にて搬送波発生器から出
力された搬送波信号が低域ろ波器の出力で変調されて被
変調信号が出力され、この被変調信号を増幅して外部へ
送信する増幅器の出力信号の位相が移相器によって調整
される。そして、復調器にて移相器の出力及び搬送波信
号で復調が行われて基底帯域復調信号が出力されること
により負帰還増幅器が構成されている。次に、位相補正
信号が入力されると選択器によって基準信号発生器から
出力された基準信号が出力され、位相差検出器にて低域
ろ波器の出力と基準信号の位相差が検出される。そし
て、この位相差に基づいて移相器における位相の調整量
が補正されることにより位相補正が行われる。
【００１４】
【実施例】図１は本発明の１実施例を示す負帰還増幅器
のブロック図である。１は通常は２次元基底帯域信号Ｘ
１（ｔ）、Ｙ１（ｔ）を出力し、外部から位相補正信号
が入力されると後述する基準信号発生器から出力された
基準信号を出力する選択器、２は減算器、３は低域ろ波
器、４は変調器、５は搬送波発生器、６は増幅器、７は
位相補正信号が入力されると後述する位相差検出器から
出力された位相差に基づいて位相補正を行う移相器、８
は復調器、９は位相差検出のための基準信号を出力する
基準信号発生器、１０は低域ろ波器３から出力された２
次元信号Ｘ３（ｔ）、Ｙ３（ｔ）と基準信号の位相差を
検出して移相器７へ出力する位相差検出器である。
のブロック図である。１は通常は２次元基底帯域信号Ｘ
１（ｔ）、Ｙ１（ｔ）を出力し、外部から位相補正信号
が入力されると後述する基準信号発生器から出力された
基準信号を出力する選択器、２は減算器、３は低域ろ波
器、４は変調器、５は搬送波発生器、６は増幅器、７は
位相補正信号が入力されると後述する位相差検出器から
出力された位相差に基づいて位相補正を行う移相器、８
は復調器、９は位相差検出のための基準信号を出力する
基準信号発生器、１０は低域ろ波器３から出力された２
次元信号Ｘ３（ｔ）、Ｙ３（ｔ）と基準信号の位相差を
検出して移相器７へ出力する位相差検出器である。
【００１５】次に、このような負帰還増幅器の動作を説
明する。選択器１は、外部から位相補正信号が入力され
ると基準信号発生器９から出力された基準信号を減算器
２に出力するが、まず通常の動作として位相補正信号が
入力されない場合を説明する。
明する。選択器１は、外部から位相補正信号が入力され
ると基準信号発生器９から出力された基準信号を減算器
２に出力するが、まず通常の動作として位相補正信号が
入力されない場合を説明する。
【００１６】この場合は図２の例と同様の動作であり、
選択器１は減算器２に２次元基底帯域信号Ｘ１（ｔ）、
Ｙ１（ｔ）を出力する。そして、減算器２の出力である
２次元信号Ｘ２（ｔ）、Ｙ２（ｔ）は、この２次元基底
帯域信号Ｘ１（ｔ）、Ｙ１（ｔ）と２次元基底帯域復調
信号Ｐ（ｔ）、Ｑ（ｔ）から次式となる。 Ｘ２（ｔ）＝Ｘ１（ｔ）−Ｐ（ｔ） ・・・（７） Ｙ２（ｔ）＝Ｙ１（ｔ）−Ｑ（ｔ） ・・・（８）
選択器１は減算器２に２次元基底帯域信号Ｘ１（ｔ）、
Ｙ１（ｔ）を出力する。そして、減算器２の出力である
２次元信号Ｘ２（ｔ）、Ｙ２（ｔ）は、この２次元基底
帯域信号Ｘ１（ｔ）、Ｙ１（ｔ）と２次元基底帯域復調
信号Ｐ（ｔ）、Ｑ（ｔ）から次式となる。 Ｘ２（ｔ）＝Ｘ１（ｔ）−Ｐ（ｔ） ・・・（７） Ｙ２（ｔ）＝Ｙ１（ｔ）−Ｑ（ｔ） ・・・（８）
【００１７】低域ろ波器３は、増幅器６における位相回
転により正帰還がかかる高い周波数領域を遮断して発振
を防止する。その出力の２次元信号Ｘ３（ｔ）、Ｙ３
（ｔ）は、低域ろ波器３の通過域における利得をＭとす
ると、次式となる。 Ｘ３（ｔ）＝Ｍ×Ｘ２（ｔ） ・・・（９） Ｙ３（ｔ）＝Ｍ×Ｙ２（ｔ） ・・・（１０） そして、変調器４は、搬送波発生器５から出力された２
次元搬送波信号ｃｏｓ（ωｃ×ｔ）、ｓｉｎ（ωｃ×
ｔ）をこの２次元信号Ｘ３（ｔ）、Ｙ３（ｔ）で直交振
幅変調し、式（３）に示す被変調信号Ｚ（ｔ）を出力す
る。
転により正帰還がかかる高い周波数領域を遮断して発振
を防止する。その出力の２次元信号Ｘ３（ｔ）、Ｙ３
（ｔ）は、低域ろ波器３の通過域における利得をＭとす
ると、次式となる。 Ｘ３（ｔ）＝Ｍ×Ｘ２（ｔ） ・・・（９） Ｙ３（ｔ）＝Ｍ×Ｙ２（ｔ） ・・・（１０） そして、変調器４は、搬送波発生器５から出力された２
次元搬送波信号ｃｏｓ（ωｃ×ｔ）、ｓｉｎ（ωｃ×
ｔ）をこの２次元信号Ｘ３（ｔ）、Ｙ３（ｔ）で直交振
幅変調し、式（３）に示す被変調信号Ｚ（ｔ）を出力す
る。
【００１８】次に、増幅器６の出力の１部が移相器７に
入力されるが、増幅器６で発生する歪の基底帯域信号に
対する同相成分をＡ（ｔ）、直交成分をＢ（ｔ）とする
と、移相器７に入力される信号Ｒ１（ｔ）は次式とな
る。 Ｒ１（ｔ） ＝Ｇ×Ｒ×｛Ｘ３（ｔ−δ）＋Ａ（ｔ）｝×ｃｏｓ｛ωｃ×（ｔ−δ）｝ ＋Ｇ×Ｒ×｛Ｙ３（ｔ−δ）＋Ｂ（ｔ）｝×ｓｉｎ｛ωｃ×（ｔ−δ）｝ ・・・（１１）
入力されるが、増幅器６で発生する歪の基底帯域信号に
対する同相成分をＡ（ｔ）、直交成分をＢ（ｔ）とする
と、移相器７に入力される信号Ｒ１（ｔ）は次式とな
る。 Ｒ１（ｔ） ＝Ｇ×Ｒ×｛Ｘ３（ｔ−δ）＋Ａ（ｔ）｝×ｃｏｓ｛ωｃ×（ｔ−δ）｝ ＋Ｇ×Ｒ×｛Ｙ３（ｔ−δ）＋Ｂ（ｔ）｝×ｓｉｎ｛ωｃ×（ｔ−δ）｝ ・・・（１１）
【００１９】そして、移相器７がωｃ×τだけ位相を調
整すると、その出力信号Ｒ２（ｔ）は次式となる。 Ｒ２（ｔ） ＝Ｇ×Ｒ×｛Ｘ３（ｔ−δ）＋Ａ（ｔ）｝×ｃｏｓ｛ωｃ×（ｔ−δ−τ）｝ ＋Ｇ×Ｒ×｛Ｙ３（ｔ−δ）＋Ｂ（ｔ）｝×ｓｉｎ｛ωｃ×（ｔ−δ−τ）｝ ・・・（１２）
整すると、その出力信号Ｒ２（ｔ）は次式となる。 Ｒ２（ｔ） ＝Ｇ×Ｒ×｛Ｘ３（ｔ−δ）＋Ａ（ｔ）｝×ｃｏｓ｛ωｃ×（ｔ−δ−τ）｝ ＋Ｇ×Ｒ×｛Ｙ３（ｔ−δ）＋Ｂ（ｔ）｝×ｓｉｎ｛ωｃ×（ｔ−δ−τ）｝ ・・・（１２）
【００２０】よって、復調器８は、移相器７の出力信号
Ｒ２（ｔ）と搬送波発生器５から出力された２次元搬送
波信号ｃｏｓ（ωｃ×ｔ）、ｓｉｎ（ωｃ×ｔ）で復調
を行い、次式に示す２次元基底帯域復調信号Ｐ（ｔ）、
Ｑ（ｔ）を出力する。 Ｐ（ｔ） ＝Ｇ×Ｒ×｛Ｘ３（ｔ−δ）＋Ａ（ｔ）｝×ｃｏｓ｛ωｃ×（δ＋τ）｝ −Ｇ×Ｒ×｛Ｙ３（ｔ−δ）＋Ｂ（ｔ）｝×ｓｉｎ｛ωｃ×（δ＋τ）｝ ・・・（１３） Ｑ（ｔ） ＝Ｇ×Ｒ×｛Ｙ３（ｔ−δ）＋Ｂ（ｔ）｝×ｃｏｓ｛ωｃ×（δ＋τ）｝ ＋Ｇ×Ｒ×｛Ｘ３（ｔ−δ）＋Ａ（ｔ）｝×ｓｉｎ｛ωｃ×（δ＋τ）｝ ・・・（１４）
Ｒ２（ｔ）と搬送波発生器５から出力された２次元搬送
波信号ｃｏｓ（ωｃ×ｔ）、ｓｉｎ（ωｃ×ｔ）で復調
を行い、次式に示す２次元基底帯域復調信号Ｐ（ｔ）、
Ｑ（ｔ）を出力する。 Ｐ（ｔ） ＝Ｇ×Ｒ×｛Ｘ３（ｔ−δ）＋Ａ（ｔ）｝×ｃｏｓ｛ωｃ×（δ＋τ）｝ −Ｇ×Ｒ×｛Ｙ３（ｔ−δ）＋Ｂ（ｔ）｝×ｓｉｎ｛ωｃ×（δ＋τ）｝ ・・・（１３） Ｑ（ｔ） ＝Ｇ×Ｒ×｛Ｙ３（ｔ−δ）＋Ｂ（ｔ）｝×ｃｏｓ｛ωｃ×（δ＋τ）｝ ＋Ｇ×Ｒ×｛Ｘ３（ｔ−δ）＋Ａ（ｔ）｝×ｓｉｎ｛ωｃ×（δ＋τ）｝ ・・・（１４）
【００２１】移相器７は、このような式（１３）、（１
４）の２次元基底帯域復調信号Ｐ（ｔ）、Ｑ（ｔ）にお
いて、式（６）の関係が成立するようにωｃ×τを調整
し、これで図２の例と同様の動作の負帰還増幅器とな
る。しかし、増幅器６の遅延δに周波数特性があって搬
送波角周波数ωｃ、すなわち送信周波数が変わると、式
（６）の関係は成立しなくなり、一巡利得及び歪改善特
性が劣化する。
４）の２次元基底帯域復調信号Ｐ（ｔ）、Ｑ（ｔ）にお
いて、式（６）の関係が成立するようにωｃ×τを調整
し、これで図２の例と同様の動作の負帰還増幅器とな
る。しかし、増幅器６の遅延δに周波数特性があって搬
送波角周波数ωｃ、すなわち送信周波数が変わると、式
（６）の関係は成立しなくなり、一巡利得及び歪改善特
性が劣化する。
【００２２】そこで、送信周波数を変える場合は、２次
元基底帯域信号Ｘ１（ｔ）、Ｙ１（ｔ）を送信する前に
位相補正を行う。その位相補正の動作は、まず搬送波角
周波数ωｃが変更された後に外部から位相補正信号が選
択器１及び移相器７に入力される。選択器１は、位相補
正信号が入力されると、基準信号発生器９から出力され
た基準信号ｃｏｓ（ωｎ×ｔ）、ｓｉｎ（ωｎ×ｔ）を
選択して減算器２へ出力する。
元基底帯域信号Ｘ１（ｔ）、Ｙ１（ｔ）を送信する前に
位相補正を行う。その位相補正の動作は、まず搬送波角
周波数ωｃが変更された後に外部から位相補正信号が選
択器１及び移相器７に入力される。選択器１は、位相補
正信号が入力されると、基準信号発生器９から出力され
た基準信号ｃｏｓ（ωｎ×ｔ）、ｓｉｎ（ωｎ×ｔ）を
選択して減算器２へ出力する。
【００２３】このとき、低域ろ波器３の出力の２次元信
号Ｘ３（ｔ）、Ｙ３（ｔ）はＭ×Ｇ×Ｒが１よりも十分
大きいならば次式のように近似できる。 Ｘ３（ｔ）＝ｃｏｓ｛ωｎ×ｔ＋ωｃ×（δ＋τ）｝／（Ｇ×Ｒ） ・・・（１５） Ｙ３（ｔ）＝ｓｉｎ｛ωｎ×ｔ＋ωｃ×（δ＋τ）｝／（Ｇ×Ｒ） ・・・（１６）
号Ｘ３（ｔ）、Ｙ３（ｔ）はＭ×Ｇ×Ｒが１よりも十分
大きいならば次式のように近似できる。 Ｘ３（ｔ）＝ｃｏｓ｛ωｎ×ｔ＋ωｃ×（δ＋τ）｝／（Ｇ×Ｒ） ・・・（１５） Ｙ３（ｔ）＝ｓｉｎ｛ωｎ×ｔ＋ωｃ×（δ＋τ）｝／（Ｇ×Ｒ） ・・・（１６）
【００２４】ここで、式（１５）、（１６）における位
相ωｃ×（δ＋τ）は、復調器８から出力された２次元
基底帯域復調信号Ｐ（ｔ）、Ｑ（ｔ）によって生じた位
相差である。したがって、位相差検出器１０は、この２
次元信号Ｘ３（ｔ）、Ｙ３（ｔ）と基準信号ｃｏｓ（ω
ｎ×ｔ）、ｓｉｎ（ωｎ×ｔ）に基づいて位相差ωｃ×
（δ＋τ）を検出し、移相器７へ出力する。
相ωｃ×（δ＋τ）は、復調器８から出力された２次元
基底帯域復調信号Ｐ（ｔ）、Ｑ（ｔ）によって生じた位
相差である。したがって、位相差検出器１０は、この２
次元信号Ｘ３（ｔ）、Ｙ３（ｔ）と基準信号ｃｏｓ（ω
ｎ×ｔ）、ｓｉｎ（ωｎ×ｔ）に基づいて位相差ωｃ×
（δ＋τ）を検出し、移相器７へ出力する。
【００２５】次に、移相器７は、位相補正信号が入力さ
れると位相差検出器１０から出力された位相差ωｃ×
（δ＋τ）に基づいて位相補正を行う。すなわち、位相
差ωｃ×（δ＋τ）が次式の範囲内にあるときは位相ω
ｃ×τを小さくして位相差ωｃ×（δ＋τ）が２×ｎ×
πに近づくように位相を制御する。 ２×ｎ×π≦ωｃ×（δ＋τ）＜（２×ｎ＋１）×π ・・・（１７）
れると位相差検出器１０から出力された位相差ωｃ×
（δ＋τ）に基づいて位相補正を行う。すなわち、位相
差ωｃ×（δ＋τ）が次式の範囲内にあるときは位相ω
ｃ×τを小さくして位相差ωｃ×（δ＋τ）が２×ｎ×
πに近づくように位相を制御する。 ２×ｎ×π≦ωｃ×（δ＋τ）＜（２×ｎ＋１）×π ・・・（１７）
【００２６】また、次式の範囲内にあるときは位相ωｃ
×τを大きくして位相差ωｃ×（δ＋τ）が２×ｎ×π
に近づくように位相を制御する。 （２×ｎ−１）×π≦ωｃ×（δ＋τ）＜２×ｎ×π ・・・（１８） 移相器７は、このような位相補正をあらかじめ定められ
た範囲内に位相差ωｃ×（δ＋τ）が収まるまで行い、
位相補正信号が入力されなくなった後もこのときの位相
調整量ωｃ×τを保持する。
×τを大きくして位相差ωｃ×（δ＋τ）が２×ｎ×π
に近づくように位相を制御する。 （２×ｎ−１）×π≦ωｃ×（δ＋τ）＜２×ｎ×π ・・・（１８） 移相器７は、このような位相補正をあらかじめ定められ
た範囲内に位相差ωｃ×（δ＋τ）が収まるまで行い、
位相補正信号が入力されなくなった後もこのときの位相
調整量ωｃ×τを保持する。
【００２７】そして、この位相補正が終了した後に位相
補正信号の出力を停止し、選択器１から２次元基底帯域
信号Ｘ１（ｔ）、Ｙ１（ｔ）を出力させて通常の送信を
開始する。したがって、送信周波数が変わっても基準信
号ｃｏｓ（ωｎ×ｔ）、ｓｉｎ（ωｎ×ｔ）を用いて位
相差ωｃ×（δ＋τ）を検出し位相補正を行うので、一
巡利得及び歪改善特性が劣化しないようにすることがで
きる。
補正信号の出力を停止し、選択器１から２次元基底帯域
信号Ｘ１（ｔ）、Ｙ１（ｔ）を出力させて通常の送信を
開始する。したがって、送信周波数が変わっても基準信
号ｃｏｓ（ωｎ×ｔ）、ｓｉｎ（ωｎ×ｔ）を用いて位
相差ωｃ×（δ＋τ）を検出し位相補正を行うので、一
巡利得及び歪改善特性が劣化しないようにすることがで
きる。
【００２８】
【発明の効果】本発明によれば、送信周波数の切り換え
を行うシステムで送信周波数が変わっても、その都度基
準信号を用いて位相差を検出して位相補正を行うことに
より、一巡利得及び歪改善特性が劣化しない負帰還増幅
器とすることができる。
を行うシステムで送信周波数が変わっても、その都度基
準信号を用いて位相差を検出して位相補正を行うことに
より、一巡利得及び歪改善特性が劣化しない負帰還増幅
器とすることができる。
【図１】本発明の１実施例を示す負帰還増幅器のブロッ
ク図である。
ク図である。
【図２】従来の負帰還増幅器のブロック図である。
【符号の説明】 １ 選択器 ２ 減算器 ３ 低域ろ波器 ４ 変調器 ５ 搬送波発生器 ６ 増幅器 ７ 移相器 ８ 復調器 ９ 基準信号発生器 １０ 位相差検出器 Ｘ１（ｔ）、Ｙ１（ｔ） ２次元基底帯域信号
Claims (1)
- 【請求項１】 通常は送信データに基づく基底帯域信号
を出力し、外部から位相補正信号が入力されたときは基
準信号を出力する選択器と、 前記選択器の出力から基底帯域復調信号を減算する減算
器と、 前記減算器の出力の周波数帯域を制限する低域ろ波器
と、 前記低域ろ波器の出力及び搬送波信号で変調を行い被変
調信号を出力する変調器と、 前記搬送波信号を出力する搬送波発生器と、 前記変調器から出力された被変調信号を増幅する増幅器
と、 通常は前記増幅器の出力信号の位相を調整し、位相補正
信号が入力されたときは位相差に基づいて前記位相の調
整量を補正する移相器と、 前記移相器の出力及び搬送波信号で復調を行い前記基底
帯域復調信号を出力する復調器と、 前記基準信号を出力する基準信号発生器と、 前記低域ろ波器の出力と基準信号の位相差を検出して前
記移相器へ出力する位相差検出器とを有することを特徴
とする負帰還増幅器。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5105951A JP2500744B2 (ja) | 1993-04-09 | 1993-04-09 | 負帰還増幅器 |
| US08/224,420 US5448203A (en) | 1993-04-09 | 1994-04-08 | Negative-feedback amplifier and feedback controlling method thereof |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5105951A JP2500744B2 (ja) | 1993-04-09 | 1993-04-09 | 負帰還増幅器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06303045A JPH06303045A (ja) | 1994-10-28 |
| JP2500744B2 true JP2500744B2 (ja) | 1996-05-29 |
Family
ID=14421145
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5105951A Expired - Fee Related JP2500744B2 (ja) | 1993-04-09 | 1993-04-09 | 負帰還増幅器 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5448203A (ja) |
| JP (1) | JP2500744B2 (ja) |
Families Citing this family (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2293935B (en) * | 1994-10-03 | 1999-07-14 | Linear Modulation Tech | Automatic calibration of carrier suppression and loop phase in a cartesian amplifier |
| EP0836188A1 (fr) * | 1996-10-10 | 1998-04-15 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Procédure pour définir un contrÔleur de système dynamique et contrÔleur. |
| US6239657B1 (en) * | 1998-03-27 | 2001-05-29 | Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg | Method and device for measuring the distortion of a high-frequency power amplifier and method and means for automatically equalizing a high-frequency power amplifier |
| WO2000072438A1 (en) * | 1999-05-25 | 2000-11-30 | Nokia Networks Oy | Linearisation and modulation device |
| US6384677B2 (en) * | 2000-01-28 | 2002-05-07 | Hitachi Kokusai Electric Inc. | Power amplifier having negative feedback circuit for transmitter |
| US6831954B1 (en) * | 2000-02-01 | 2004-12-14 | Nokia Corporation | Apparatus, and associated method, for compensating for distortion introduced upon a send signal by an amplifier |
| US6741840B2 (en) * | 2002-03-13 | 2004-05-25 | Motorola, Inc. | RF transmitters with saturation detection and correction and methods therefor |
| JP3874688B2 (ja) * | 2002-03-29 | 2007-01-31 | 富士通株式会社 | 歪補償装置 |
| EP1499027B1 (en) * | 2002-05-31 | 2010-12-01 | Fujitsu Limited | Distortion compensation apparatus |
| JP4189738B2 (ja) * | 2003-04-01 | 2008-12-03 | ソニー株式会社 | 自動ゲイン調整装置及び自動ゲイン調整方法 |
| US7412215B1 (en) * | 2005-06-03 | 2008-08-12 | Rf Micro Devices, Inc. | System and method for transitioning from one PLL feedback source to another |
| CN109600708B (zh) * | 2018-11-26 | 2020-07-10 | 桂林电子科技大学 | 伪卫星发射端及其载波相位同步的方法 |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4268802A (en) * | 1979-05-23 | 1981-05-19 | Fisher Charles B | Modulation distortion reducer |
| US4700151A (en) * | 1985-03-20 | 1987-10-13 | Nec Corporation | Modulation system capable of improving a transmission system |
| FR2639775A1 (fr) * | 1988-11-25 | 1990-06-01 | Thomson Csf | Dispositif de correction de phase induite par le fonctionnement en classe c de l'amplificateur " etat solide " et chaine radar utilisant un tel dispositif |
-
1993
- 1993-04-09 JP JP5105951A patent/JP2500744B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1994
- 1994-04-08 US US08/224,420 patent/US5448203A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5448203A (en) | 1995-09-05 |
| JPH06303045A (ja) | 1994-10-28 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |