JPH03265333A - 線形位相変調回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔概　　要〕 ディジタル移動通信における送信側の電力増幅段として
低消費電力のＣ級増幅器を備えた線形位相変調回路に関
し、 位相変調部とその変調出力をＣ縁端幅する増幅部とを備
えた位相変調回路において、上記の問題点に鑑み、位相
歪みの無い、より簡易な構成を実現することを目的とし
、 ｌ軸成分及びＱｌｄｌｔｃ分の僅から定振幅のＰＳＫ変
調波を発生する直交変調器と、該ｌ軸成分及びＹ軸成分
をそれぞれ帯域制限するローパスフィルタと、各ローパ
スフィルタの出力の２乗平均和を取ってＰＳＫ変調波の
包絡線信号を発生する加１器と、該定振幅ＰＳＫ変調波
を増幅するＣ級電力増幅器と、該包絡線信号を増幅する
差動増幅器と、該差動増幅器の出力を、該Ｃ級電力増幅
器の制御電圧対出力電力が直線的になるように補償する
非線形レベル補償器と、該補償器の出力により該Ｃ級電
力増幅器の制御電圧を駆動して該定振幅ＰＳＫ変調波を
振幅変調する駆動回路とで構成する。

〔産業上の利用分野〕

本発明は、線形位相変調回路に関し、特にディジタル移
動通信における送信側の電力増幅段として低消費電力の
Ｃ級増幅器を備えた線形位相変調回路に関するものであ
る。

ディジタル移動通信における変調方式は大別して、線形
変調方式としてのＰ　Ｓ　Ｋ　（Ｐｈａｓｅ　５ｈｉｆ
ｔ１［ｅｙｉｎｇ）変調方式及び非変調方式としてのＦ
ＳＫ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　５ｈｉｆｔ　Ｋｅｙｉｎｇ
）変調方式の２種に大別される。

そして、それぞれの具体的な方式として前者には、２相
ＰＳＫや４相ＰＳＫ等の多相ＰＳＫ、オフセット４相Ｐ
ＳＫやπ／４シフト４相ＰＳＫ等の変形多相ＰＳＫがあ
り、後者にはＧ　Ｍ　Ｓ　Ｋ　（Ｇａｕｓｉａｎ　　Ｍ
ｉｎｉｍｕｍ　　５ｈｉｆｔ　　Ｋｅｙｉｎｇ）、　４
値ＦＭ、ＰＬＬ４相ＰＳＫ等がある。

この内、特に後者の非線形変調方式は定包絡線であるた
め、電源効率が高く低消費電力化が図れるＣ級増幅器に
最適な優れた変調方式であるとして使用されて来た。

これについて、線形変調方式の具体例として最も簡単な
構成の２相ＰＳＫ、非線形変調方式の具体例としてＧＭ
ＳＫを取り上げて説明する。

第８図（萄に２相ＰＳＫ変調回路のブロック図、同図■
にＣ；ＭＳ　Ｋ変調回路のブロック図及び第９図に両者
の各部の動作波形が示されている。

まず、第８図（ａ）に示すように２相ＰＳＫ変調回路は
、入力データ■を帯域制限するローパスフィルタ（具体
的にはコサインロールオフフィルタ）７１と、入力デー
タ■の“０”又は“ｌ”の値に応じてキャリアの位相“
０”又は“π”に位相変調させるダフ゛ルバランスξキ
サ−７２と、キャリアを発生させる発振器７３とで構成
されている。

また、ＧＭＳＫ変調回路は、同図（ロ）に示すように、
入力データ■を帯域制限するローパスフィルタ（具体的
にはガウス形ローパスフィルタ）７１と、入力データ■
の０”又は１”の値に応じてキャリアの周波数を“ｆＬ
′又は“（ＩＩＩ＋に周波数変調させるＶＣＸＯ（電圧
制御発振器）７４とで構成されている。

同図（ａ）の２相ＰＳＫの変調波■は、第９図■に示す
ように、その包絡線は帯域制限フィルタ７１の出力であ
るアイパターン■により振幅変調された形となりキャリ
アのレベルは入力データ■の変換点でＯとなる。

また、同図（ハ）のＣＭＳＫの変調波は第９図■に示す
ように、周波数変調なのでその包絡線は一定となる。

第１０図には、Ａ級増幅器とＣ級増幅器の人出力特性が
示されており、Ａ級増幅器の出力電力Ｐｏｕｔは入力電
力Ｐｉｎに比例して増加するが、Ｃ級増幅器の出力電力
Ｐｏｕｔは、入力レベルＰｉｎが定格出力時の入力レベ
ルより減少し始めると、入力レヘルの減少分より大きく
減少する。

従って、Ａ級増幅器で２相ＰＳＫの変調波を増幅しても
、その包絡線は忠実に増幅されるが、Ｃ級増幅器で２相
ＰＳＫの変調波を増輻すると、その包絡線（第９図■）
は大きな歪みを受けて増幅されることが分かる。

これに対し、ＧＭＳＫの変調波は定包絡線（第９図■）
であるので、Ｃ級増幅器で増輻しても歪みは受けずに済
む、実際の電源効率は、Ａ級増幅器において１０〜２５
％、Ｃ級増幅器において３５〜７０％である。

このように、前者の変調方式では、重要な課題である低
消費電力化に最適なＣ級増幅器が適用できなかった。

しかしながら、最近では自動車電話システムに見られる
ように、加入者の増大と共にシステムの大容量化が大き
な問題となっているため、これに対処するためには周波
数利用効率の高い前者の線形変調方式が非常に注目され
て来ており、ディジタル自動車電話では前者の方式が採
用されている。

このように、ディジタル移動通信においては、（１）周
波数効率が良い変調方式であること、（２）低消費電力
化に最適なＣ級増幅器が使用できること、という条件か
ら線形変調方式においてＣ縁端幅が可能な回路が求めら
れている。

〔従来の技術〕

従来においては、第１１図に示すように、Ｃ級増幅器を
用いた線形ＰＳＫ変調回路が用いられており、ブロック
ａは通常のＰＳＫ変調回路、ブロックｂはＣ級増幅器に
周辺回路を設は線形化した増幅部である。

以下、まずＰＳＫ変調回路ａをπ／４シフト４相ＰＳＫ
を例にとって説明する。

入力データＤｉは直並列変換器（Ｓ／Ｐ）１において２
系列のデータＡ、Ｂに変換される。

一方、受信側の直交同期検波回路のキャリア同期回路に
おいては、引き込み位相はπ／２毎に不確定となるので
、これを避けるため、差動符号変換器２では、送るべき
情報を絶対位相に対応させるのではなく位相差に対応さ
せる方法を採る。

その論理は次のようになる Ｘ＊　＝　（Ａｈ　＊Ｂｍ　）（Ａｍ　＊Ｘｍ−＋）＋
　（Ａｍ　ＩＢＭ　）（Ｂｈ　＊Ｙｂ−＋）Ｙｋ　＝　
（Ａｋ　ＩＢＭ　）（Ｂｋ　ＩＹｋ−１）＋（Ａｍ　＊
　Ｂｇ　）（Ａｍ　＊　Ｘ＋ｔ−＋）但し、 Ａ、、Ｂ、　　　　：時間にのときの入力情報データＸ
ｍ、Ｙｈ　　　　：時間にの差動符号変換データｘ、、
、ｙ、、ｊ時間により１ビットの前の差動符変換データ ＊　　　：排他的論理和動作 このようにして得られた差動符号変換データＸＹにより
、マツピング回路３では、直交する軸！。

Ｑ上に配置する座標点を決定するもので、π／４シフト
ＱＰＳＫの場合、次のようになる。

マツピング回路３の２系列の出力１．　Ｑをそれぞれロ
ーパスフィルタ（ロールオフフィルタ）５゜６を通して
帯域制限することにより出力ｍ＋（。

ｍｚ（ｔ）を得て、直交変調器４へ送る。

直交変調器４において、局部発振Ｆｉ４１は、変調波の
キャリアを発生してそのキャリアの一方は０相ｃｏｓω
ｃｔでダブルバランスミキサー４２に加えられ、他方は
移相器４３でπ／２だけ遅延されてｓｉｎωｃ１でダブ
ルバランスミキサ−４４に加えられる。そして、ダブル
バランスミキサ−４２，４４の各出力を加算器４５で加
算することにより次の出力が得られる。

ｓ　（ｔ）　＝　ｍ　ｒ　（ｔ）ｃｏｓωｃｔ　　ｍｔ
（ｔ）ｓｉｎωｃｔこれにより、ＰＳＫ変調波の振幅は
、上式（１）の、ｒｉマＤ１下ｍ（を戸となり、時間と
共に大きく変化する。

式（１）のような時間的に大きくレベル変動する変調波
信号をＣ縁端幅すると、入出力特性の非線形性（第１０
図）により大きく歪みが発生する。

これを解決するために、増幅部すにおいて、ＰＳＫ変調
波の式（１）の振幅変化をリミッタ２２により除去して
一定振幅とした上でＣ級増幅器８を通して増幅すれば、
一定振幅の増幅を行えばよいから歪みを発生することは
無くなる。

そのＣ級増幅器８の出力は次のような一定振幅で一定出
力電力の信号となる。

但し、この式（２）には、変調信号に対応した位相変化
分は含まれているが、フィルタ５，６による帯域制限作
用（第９図■）のアイパターン振幅成分は含まれていな
い。

従って、これを補充するため、増幅部すにおいては、入
力部にカプラー２１を設け、これを検波器２３で高速に
検波することにまり式（１）の包絡線ｍＩｔ　＋ｍ震ｔ
　を取り出す。

そして、これと後述する負帰還電圧とを差動増幅器９で
増幅し、電力増幅器８の電源電圧対出力電力特性（入力
電カ一定）の非線形性を逆特性で補償しこれが線形とな
るようにレベル変換する非線形補償回路１０を通り、こ
の変換されたレベルをＰＷＭパルス幅変調回路２４によ
りパルス幅を制限しＬＰＦ２５で電源雑音を除去して増
幅器８の電源電流を制御する。

これにより式（２）の増幅器出力ｓ゛０）に振幅変調を
施すことができることとなる。

尚、この系を安定化するため、カプラー１２より送信出
力ｓ’（ｔ）の一部を取り出し、検波、８１３でその包
絡線を検出し、この検波電圧を負帰還電圧として差動増
幅器９に負帰還させている。

〔発明が解決しようとする課題〕

しかしながら、このような従来例においては、次のよう
な問題点があった。

（＋）ＰＳＫ変調波を発生させた後、リミッタを掛けて
一定振幅にしているため、位相歪みが生ずると共に回路
が複雑になる。

（２）Ｃ級電力増幅出力信号に振幅情報を付加するとき
、第４図（ロ）に示すように、多段構成された増幅器の
最終段の増幅器のコレクタ（又はドレイン電圧）を制御
するのでＰＷＭパルス幅変調回路が必要となると共に大
きな変調電力を必要としｉ１Ｍ効率が悪くなり回路も複
雑になる。

従って、本発明は、位相変調部とその変調出力をＣ縁端
幅する増幅部とを備えた位相変調回路において、上記の
問題点に鑑み、位相歪みの無い、より簡易な構成を実現
することを目的とする。

〔課題を解決するための手段〕

上記の課題を解決するため、本発明に係る線形位相変調
回路では、従来と同様にマツピング回路３から出力され
た１軸威分及びＱ軸成分の値から定振幅のＰＳＫＩＲ１
１１波を発生する直交変調器４と、該■軸成分及びＹ軸
成分をそれぞれ帯域制限するローパスフィルタ５．６と
、各ローパスフィルタ５．６の出力の２乗平均和を取っ
てＰＳＫ変調波の包絡線信号を発生する加算器７と、該
定振幅ＰＳＫ変調波を増幅するＣ級電力増幅器８と、該
包絡線信号を増幅する差動増幅器９と、該差動増幅器９
の出力を、該Ｃ級電力増幅器８の制ｒＢ′ｒＩ＆圧対出
力電力が直線的になるように補償する非線形レベル補償
器１０と、該補償器１０の出力により該Ｃｍｔｍ増力器
８の制御電圧を駆動して該定振幅ＰＳＫ変調波を振幅変
調する駆動回路１１と、を備えている。

また、本発明では、該非線形レベル補償器１０を、第２
図に示すように、Ａ／Ｄコンバータ１０ａと、該Ｃ級電
力増幅器８の制御電圧対出力電力が直線的になるように
該Ａ／Ｄコンバータのディジタル出力を補償するＲＯＭ
１０ｂと、該ＲＯＭの出力をアナログ出力に変換するＤ
／Ａコンバータ１０ｃとで構成することができる。

更に、本発明では、第４図（ａ）に示すように、該Ｃ級
増幅器８が多段増幅器で構成されており、該駆動回路１
１が、該Ｃ級増幅器８の前段の増幅器のコレクタ電圧又
はベース電圧を制御するように接続することができる。

更に、本発明では、該Ｃ級電力増幅器８の出力信号の一
部を取り出すカプラー１２と、このカプラー１２の出力
信号を検波して包絡線を取り出し該差動増幅器９に負帰
還させることにより回路を安定化させる検波器１３と、
を設けることができる。

〔作　　用〕

第１０図から分かるように、直交変調器４の出力を定振
幅にするためには、直交変調器４で変調を受ける信号で
あるｍ＋　（ｔ）　、　ｍ　ｔ　（Ｌ）に対しローパス
フィルタ５．６で帯域制限を施さずに、帯域制限を受け
ていない変調信号１．　Ｑを直接加えれば良く、このた
め、マツピング回路３の出力である１、Ｑの信号を直接
直交変調器４に入力する。

従って、直交変調器４から出力される位相変調波信号は
上記の式（２）のように定振幅となる（第８図■に点線
で例示する）。

そして、直交変調器４の定振幅の変調波はＣ級電力増幅
器８で歪むことなく増幅される。

またマツピング回路３の出力であるＩ、Ｑ信号はそれぞ
れローパスフィルタ５．６に入力されて帯域制限を施し
、その出力信号ｍ　＋　（ｔ）　、　ｍ　ｔ　（ｔ）の
２乗平均和を加算器７で取ってＰＳＫ変調波の包絡線信
号　ｍ、　ｔ　　＋ｍｘ（ｔ）”に変換する。

そして、この包絡線信号を振幅情報として増幅器８の制
御電圧として与えれば、増幅Ｈ８において振幅変調が施
されることになる。

但し、このまま増幅器８の制御電圧として与えると、第
３図に実線で示すように、制御電圧対出力電力特性は、
制御電圧を変化させたとき出力電圧は直線的に変化しな
い。

そこで、第３図に点線で示す特性を有する補償器１０（
好ましくは第２図に示すようにＲＯＭを用いたもの）を
通すことによって特性の線形化を行い、駆動回路１１を
通して増幅器８を制御する。

また、本発明では、第１図に点線で示したように、系を
より安定して動作させるため、電力増幅器８の出力信号
の一部をカプラー１２で取り出し、その包絡線を検波器
１３で検波しその電圧を、差動増幅器９へ負帰還するよ
うにしている。

また、増幅器８を第４図（ａ）に示すように多段構成と
し、その前段増幅器のコレクタ電圧を駆動回路１１で制
御して出力電力を制御すれば、ＰＷＭ変調が不要となり
しかも変調効率が向上する。

〔実　施　例〕

第５図は、第１図に示した本発明に係る線形位相変調回
路に用いるアナログ式加算器７の一実施例を示したもの
であり、ローパスフィルタ５６からの出力ｍ、、ｍ、を
それぞれ入力する２乗乗算器５１．５２と、これらの乗
算器５１．５２の出力を加算する加算器５３と、この加
算器５３の出力からその平方根値を求めるための加算器
５４、乗算器５５．及びダイオード５６．５７で構成さ
れた平方根回路とから戒っている。

また、第６図は各乗算器の基本的な回路構成を示したも
ので、図に示した符号を用いれば、その原理は以下の通
りである。

Ｖｏ＝ｌＩ（Ｒｃ＋　＋Ｒｃｚ）（Ｉｔ＋　　ＩＥｆ）
Ｖｖｌｉ＋＝Ｉ＋＋Ｉｘ　、　Ｉｔｚ＝Ｌ　　ＩＮ、’
、Ｖ＋−Ｈ（Ｒｃ＋　＋Ｒｃｚ）２１ｍ−Ｖｖ１Ｘ＝Ｖ
Ｘ／ＲＥ ＶＯ−１１（ＲＣＩ　＋ＲＣ１）２（ＶＸ／ＲＥ）ＶＶ
Ｖｘ・νＸ’ＶＶ 但し、Ｈはトランジスタのパラメータ、Ｋ＝２Ｈ（Ｒｃ
＋　＋Ｒｃｇ）／Ｒｚである。

このような、乗算器カシｍ＋ＶＹに共通にｍ、又はｍ２
を与えることにより、第５図の乗算器５１゜５２からそ
れぞれ出力ｍｌ、ｍｔ”が得られ、これを加算器５３で
加算すると、 Ｖ１＝ｍ、”　十ｍ。

が得られる。

この値の平方根を求める原理が第７図（ａ）、　（ｂ）
に示されており、まず同図（ａ）に示す除算回路におい
ては、下記のように除算が行われる。

（Ｖｔ−Ｖｘ−Ｖｅ）Ｋ＝Ｖ。

シムに−ｖＸ・ν。Ｋ＝Ｖ。

Ｖ＃＝ＶｔＫノ（１＋Ｖ、Ｋ） この場合、ｋ〉〉１であれば、 ν。＝Ｖ、／ＶＸ 同図（ハ）はこの余算結果Ｖ・に基づいて、入力Ｖｓ＋
をＶ、に抵抗を介して接続し、Ｖａ＝ＶＸとおくと、ν
＊＝Ｌ／Ｖｓ となり、Ｖ、・ＪＶＡが得られる。

〔発明の効果〕

以上述べたように、本発明に係る線形位相変調回路では
、ｌ軸成分及びＱｌｄｌ威分から定振幅のＰＳＫｋ調波
を発生すると共に該■軸成分及びＹ軸成分をそれぞれ別
途帯域制限し２乗平均和を取ってＰＳＫ変調波の包絡線
信号を発生することにより、該定振幅ＰＳＫ変調波をＣ
級電力増幅器で増幅するときにその包絡線信号により該
Ｃ級電力増幅器の制御電圧を駆動して該定振幅ＰＳＫ変
調波を振幅変調するように構成したので、位相歪みは発
生せず、また簡単な構成にすることができる。

更に、駆動回路が該Ｃ級増幅器の前段の増幅器のコレク
タ電圧又はベース電圧を制御するように構成したので、
この点でも簡単な構成が得られ、且つ増幅効率を上げる
ことができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明に係る線形位相変調回路の原理構成ブ
ロック図、 第２図は、本発明に用いる補償器の一例を示すブロック
図、 第３図は、Ｃ級電力増幅器の制御電圧対出力電力の特性
を示すグラフ図、 第４図は、本発明及び従来例における多段増幅器で構成
されたＣ級電力増幅器の原理的な構成を示す回路図、 第５図は、本発明に用いる２乗平均加算器の一実施例を
示す回路図、 第６図は５２乗平均加算器に用いる乗算器の一実施例を
示す回路図、 第７図は、本発明において平方根を求めるための回路動
作を説明するための図、 第８図は、線形変調方式と非線形変調方式とを比較説明
するための図、 第９図は、各位相変調の動作波形図、 第１０図は、Ａ級増幅器とＣ級増幅器の入出力特性を比
較説明するためのグラフ図、 第１１図は、従来例を示したブロック図、である。 第１図において、 ｌ・・・直並列変換器、 ２・・・差動符号変換器、 ３・・・マツピング回路、 ４・・・直交度！ｌｌ！Ｓ、 ５．６・・・ローパスフィルタ、 ７・・・２乗平均加算器、 ８・・・Ｃ級電力増幅器、 ９・・・差動増幅器、 １０・・・非線形レベル補償器、 １１・・・駆動回路、 １２・・・カプラー １３・・・検波器。 図中、同一符号は同−又は相当部分を示す。

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. （１）入力データ信号をＮ相に直並列変換する直並列変
   換器（１）と、 そのＮ相のデータ列を相互に１ビットの前の符号との相
   対位相差が判別できるように論理を取る差動符号変換器
   （２）と、 該差動符号変換器（２）の出力を基に決められた直交座
   標の点に配置したＩ軸成分及びＱ軸成分の値を出力する
   マッピング回路（３）と、 該Ｉ軸成分及びＱ軸成分から定振幅のＰＳＫ変調波を発
   生する直交変調器（４）と、 該Ｉ軸成分及びＹ軸成分をそれぞれ帯域制限するローパ
   スフィルタ（５）（６）と、 各ローパスフィルタ（５）（６）の出力の２乗平均和を
   取ってＰＳＫ変調波の包絡線信号を発生する加算器（７
   ）と、 該定振幅ＰＳＫ変調波を増幅するＣ級電力増幅器（８）
   と、 該包絡線信号を増幅する差動増幅器（９）と、該差動増
   幅器（９）の出力を、該Ｃ級電力増幅器（８）の制御電
   圧対出力電力が直線的になるように補償する非線形レベ
   ル補償器（１０）のと、 該補償器（１０）の出力により該Ｃ級電力増幅器（８）
   の制御電圧を駆動して該定振幅ＰＳＫ変調波を振幅変調
   する駆動回路（１１）と、 を備えたことを特徴とする線形位相変調回路。
2. （２）該非線形レベル補償器（１０）を、Ａ／Ｄコンバ
   ータと、該Ｃ級電力増幅器の制御電圧対出力電力が直線
   的になるように該Ａ／Ｄコンバータのディジタル出力を
   補償するＲＯＭと、該ＲＯＭの出力をアナログ出力に変
   換するＤ／Ａコンバータとで構成したことを特徴とする
   請求項１に記載の線形位相変調回路。
3. （３）該Ｃ級増幅器（８）が多段増幅器で構成されてお
   り、該駆動回路（１１）が、該Ｃ級増幅器（８）の前段
   の増幅器のコレクタ電圧又はベース電圧を制御するよう
   に接続されたことを特徴とする請求項１に記載の線形位
   相変調回路。
4. （４）該Ｃ級電力増幅器（８）の出力信号の一部を取り
   出すカプラー（１２）と、このカプラー（１２）の出力
   信号を検波して包絡線を取り出し該差動増幅器（９）に
   負帰還させることにより回路を安定化させる検波器（１
   ３）と、を更に備えたことを特徴とする請求項１に記載
   の線形位相変調回路。