JPS6057723B2 - 位相変調器 - Google Patents
位相変調器Info
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- JPS6057723B2 JPS6057723B2 JP52053267A JP5326777A JPS6057723B2 JP S6057723 B2 JPS6057723 B2 JP S6057723B2 JP 52053267 A JP52053267 A JP 52053267A JP 5326777 A JP5326777 A JP 5326777A JP S6057723 B2 JPS6057723 B2 JP S6057723B2
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- phase
- signal
- modulator
- carrier
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Classifications
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/20—Modulator circuits; Transmitter circuits
- H04L27/2032—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner
- H04L27/2053—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases
- H04L27/206—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases using a pair of orthogonal carriers, e.g. quadrature carriers
- H04L27/2067—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases using a pair of orthogonal carriers, e.g. quadrature carriers with more than two phase states
- H04L27/2071—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases using a pair of orthogonal carriers, e.g. quadrature carriers with more than two phase states in which the data are represented by the carrier phase, e.g. systems with differential coding
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03C—MODULATION
- H03C3/00—Angle modulation
- H03C3/38—Angle modulation by converting amplitude modulation to angle modulation
- H03C3/40—Angle modulation by converting amplitude modulation to angle modulation using two signal paths the outputs of which have a predetermined phase difference and at least one output being amplitude-modulated
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Amplitude Modulation (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は位相変調器に関し、特に搬送波信号が二つの搬
送波抑圧信号に再挿入され、次に共に多重化されて位相
変調された出力信号を生するような二つの両側波帯搬送
波抑圧振幅変調器を利用した線形位相変調器に関する。
送波抑圧信号に再挿入され、次に共に多重化されて位相
変調された出力信号を生するような二つの両側波帯搬送
波抑圧振幅変調器を利用した線形位相変調器に関する。
位相変調を用いた通信方式の重要な要素は線形位相変調
器である。送信した情報を受信器で最小の誤り率で回復
したいとすれば、これは多レベルディジタルシステムで
は特に重要である。ある型の線形位相変調器が１９７時
１０月に刊行されたベル システム テクニカルジャー
ナル誌第４捲第８号頁１８９３−１９０３のＣ、Ｌ、ラ
スロフ、Ｗ、Ｆ。
器である。送信した情報を受信器で最小の誤り率で回復
したいとすれば、これは多レベルディジタルシステムで
は特に重要である。ある型の線形位相変調器が１９７時
１０月に刊行されたベル システム テクニカルジャー
ナル誌第４捲第８号頁１８９３−１９０３のＣ、Ｌ、ラ
スロフ、Ｗ、Ｆ。
ホトマンの゛’大ベースバンド帯域用線形位相変調器’
’なる論文に示されている。この論文では所謂アームス
トロング型位相変調器が示されており、これでは情報信
号によつて、まず両側波帯の搬送波抑圧振幅変調器て搬
送波周波数を変調する。次に搬送波信号は振幅変調器に
与えられた搬送波成’分と９０度位相のずれた搬送波周
波数成分を加えることによつて再挿入される。こうして
得られる周波数のスペクトルは位相変調された信号と同
様の行なわれる。例えば、ベースバンド信号が であれば、両側波帯搬送波抑圧振幅変調器１０の出力は
となる。
’なる論文に示されている。この論文では所謂アームス
トロング型位相変調器が示されており、これでは情報信
号によつて、まず両側波帯の搬送波抑圧振幅変調器て搬
送波周波数を変調する。次に搬送波信号は振幅変調器に
与えられた搬送波成’分と９０度位相のずれた搬送波周
波数成分を加えることによつて再挿入される。こうして
得られる周波数のスペクトルは位相変調された信号と同
様の行なわれる。例えば、ベースバンド信号が であれば、両側波帯搬送波抑圧振幅変調器１０の出力は
となる。
ここで１ｍｖ（ｔ）Ｉ＜．１であり、ｍは変調指数であ
る。直角搬送波Ｓｉｍ（ＷＯｔ＋ε）がｅδに、加算器
１４でほぼ正しい位相で加算され、Ｅｐ＝Ｓｉｍ（ＷＯ
ｔ＋ε）＋Ｍｖ（ｔ）ＣＯｓｗＯｔ（３）を得る。
る。直角搬送波Ｓｉｍ（ＷＯｔ＋ε）がｅδに、加算器
１４でほぼ正しい位相で加算され、Ｅｐ＝Ｓｉｍ（ＷＯ
ｔ＋ε）＋Ｍｖ（ｔ）ＣＯｓｗＯｔ（３）を得る。
ここでεは再挿入された搬送波信号の位相における小さ
な誤差である。これを展関して項を組合せると、を得る
。
な誤差である。これを展関して項を組合せると、を得る
。
ここで信号を完全リミタ１８を通すと、包絡線は一定と
なりその位相変調がで与えられる角度変調された信号が
生ずる。
なりその位相変調がで与えられる角度変調された信号が
生ずる。
一般に１ｘ１く１の時と展開される。
ここでＩｍｖ（ｔ）Ｓｉｎεｌ〈１であるからとなる。
Ｍｖ（ｔ）の値は極めて小さいので最初の数項のみが重
要である。従つて 一般に と展開できる。
要である。従つて 一般に と展開できる。
従つて式（５）はφ＝Ｍｖ（ｔ）ＣＯｓＥ−Ｍ２ｖ２（
ｔ）ＳｉｎＥｃＯｓε＋Ｍ３ｖ３（ｔ）Ｓｉｎ２εＣＯ
ＳＥ非線形ひずみが小さいときには、制御ひずみは２次
と３次の項である。
ｔ）ＳｉｎＥｃＯｓε＋Ｍ３ｖ３（ｔ）Ｓｉｎ２εＣＯ
ＳＥ非線形ひずみが小さいときには、制御ひずみは２次
と３次の項である。
従つて式（５″）で３次の項を超える項は省略できて、
これを展関すると式（５″）はとなる。
これを展関すると式（５″）はとなる。
理想的にはξ＝０であり、式（６）の第１項は所望の変
調信号、第２項、第３項は０１そして最終項は３次ひず
みとなる。ε＝０であれば、２次ひずみが生じ所望の出
力振幅はＣＯｓεだけ減小することになる。第２図は本
発明に従う線形位相変調器の一実施例を示している。
調信号、第２項、第３項は０１そして最終項は３次ひず
みとなる。ε＝０であれば、２次ひずみが生じ所望の出
力振幅はＣＯｓεだけ減小することになる。第２図は本
発明に従う線形位相変調器の一実施例を示している。
一般に偶数次のひすみを除去するために二つのアームス
トロング型変調器を平衡に接続してある。さらに両側波
帯搬送波変調器の出力に加えられる直角搬送波にはある
同相の搬送波が加えられる。同相搬送波の量を適切に調
整しておけば、組合せられた出力信号中の非線形もまた
本質的に除去される。より詳しく述べれば両側波帯搬送
波抑圧変調器２０、加算回路２１、共通搬送波源２２お
よび移相回路２３から成る第１のアームストロング変調
器が、両側波帯搬送波抑圧変調器２牡加算回路２５、共
通搬送波源２２および移相回路２６から成る第２のアー
ムストロング変調器と平衡に接続されている。
トロング型変調器を平衡に接続してある。さらに両側波
帯搬送波変調器の出力に加えられる直角搬送波にはある
同相の搬送波が加えられる。同相搬送波の量を適切に調
整しておけば、組合せられた出力信号中の非線形もまた
本質的に除去される。より詳しく述べれば両側波帯搬送
波抑圧変調器２０、加算回路２１、共通搬送波源２２お
よび移相回路２３から成る第１のアームストロング変調
器が、両側波帯搬送波抑圧変調器２牡加算回路２５、共
通搬送波源２２および移相回路２６から成る第２のアー
ムストロング変調器と平衡に接続されている。
式（１）で示されるベースバンド信号は変調器２０，２
４の各々ひとつの入力に同時に与えられる。変調器２０
，２４においては、ベスバンド信号によつて共通搬送波
源２２から誘導され、ベースバンド信号によつて共通搬
送波源２２から誘導された搬送波周波数信号（ＣＯｓｗ
Ｏｔ）を変調して式（２）に示される波形に対応する出
力信号を各変調器の出力に発生する。二つの搬送波抑圧
振幅変調器２０，２４の出力にはそれぞれ加算回路２１
，２５で直角から等しいが符号が逆の値だけ位相が異る
搬送波信号成分が加算される。
４の各々ひとつの入力に同時に与えられる。変調器２０
，２４においては、ベスバンド信号によつて共通搬送波
源２２から誘導され、ベースバンド信号によつて共通搬
送波源２２から誘導された搬送波周波数信号（ＣＯｓｗ
Ｏｔ）を変調して式（２）に示される波形に対応する出
力信号を各変調器の出力に発生する。二つの搬送波抑圧
振幅変調器２０，２４の出力にはそれぞれ加算回路２１
，２５で直角から等しいが符号が逆の値だけ位相が異る
搬送波信号成分が加算される。
加算回路２１，２５で加算される搬送波は共通搬送波源
２２からの出力信号をそれぞれ調整可能な移相回路２３
，２６を通すことによつて得られる。もちろん加えられ
る搬送波はこれ以外の方法で求められてもよい。第２図
に示すように、調整可能な移相器２３からの出力信号は
Ｓｉｎ（ＷＯｔ＋Ｅ）で表わされ、調整可能な移相器２
６からの出力信号はＳｉｎ（ＷＯｔ上）で表わされる。
ここでＥは加算される搬送波の直角からのずれを示す。
加算回路２１からの出力はである。
２２からの出力信号をそれぞれ調整可能な移相回路２３
，２６を通すことによつて得られる。もちろん加えられ
る搬送波はこれ以外の方法で求められてもよい。第２図
に示すように、調整可能な移相器２３からの出力信号は
Ｓｉｎ（ＷＯｔ＋Ｅ）で表わされ、調整可能な移相器２
６からの出力信号はＳｉｎ（ＷＯｔ上）で表わされる。
ここでＥは加算される搬送波の直角からのずれを示す。
加算回路２１からの出力はである。
ここで加算回路２５からの出力はである。
ここでＭｖ（ｔ）は変調信号である。加算回路２１およ
び２５の出力は次に乗算回路２８に与えられる。従つて
乗算回路２８からの位相変調信号は、位相変調された信
号Ｐ１（ｔ）とＰ２（ｔ）との和となり、単一のアーム
ストロ゛ング変調器についての式（５）と同様にφ（ｔ
）＝捻『゛４００ゝ６２−１くＭｖ（ｔ）く１１−Ｍ２
ｖ２（ｔ）で表わされる。
び２５の出力は次に乗算回路２８に与えられる。従つて
乗算回路２８からの位相変調信号は、位相変調された信
号Ｐ１（ｔ）とＰ２（ｔ）との和となり、単一のアーム
ストロ゛ング変調器についての式（５）と同様にφ（ｔ
）＝捻『゛４００ゝ６２−１くＭｖ（ｔ）く１１−Ｍ２
ｖ２（ｔ）で表わされる。
この式（９）は以下のようにして得られる。式（７）は
０ｔ
と展開され、同様にして式（８）は
半角及び倍角公式を用いると
従つて
この式の右辺第１項は出力に現われない低周波成分のみ
を含んでいるので省略できてここで を用いると、 従つて位相変調信号は となる。
を含んでいるので省略できてここで を用いると、 従つて位相変調信号は となる。
で表わされる。
変調器の出力信号φ（ｔ）は、変調指数ｍ１角度Ｅ、及
び入力変調信号ｖ（ｔ）に依存する。
び入力変調信号ｖ（ｔ）に依存する。
変調器のふるまいを検討する場合の手助けとしてｍ及び
ｖ（ｔ）が常に積として現われるとすればｖ（ｔ）への
依存を考慮しなくて済む。従つて、ここではＭｖ（ｔ）
の代りにｍと表わす。こうして、ｖ（ｔ）に対する依存
を考える必要なく、線型や歪みなどの変調器の特性を検
討することができる。こうするとφ（ｔ）はで表現され
る。
ｖ（ｔ）が常に積として現われるとすればｖ（ｔ）への
依存を考慮しなくて済む。従つて、ここではＭｖ（ｔ）
の代りにｍと表わす。こうして、ｖ（ｔ）に対する依存
を考える必要なく、線型や歪みなどの変調器の特性を検
討することができる。こうするとφ（ｔ）はで表現され
る。
この形でｍは入力電圧（あるいは電流）てあり、φ（ｍ
；Ｅ）は変調器の出力位相である。パラメータＥはそれ
ぞれの応用で変調器を最適化するように選定される。あ
る種の応用では変調器の特性をテーラ級数で展関するこ
とが有用である。
；Ｅ）は変調器の出力位相である。パラメータＥはそれ
ぞれの応用で変調器を最適化するように選定される。あ
る種の応用では変調器の特性をテーラ級数で展関するこ
とが有用である。
はじめの数項をとるととなる。
式（１Ｄから二つのアームストロング変調器を平衡に接
続したものの出力信号には偶数次の非線形がないことが
わかる。乗算器２８の出力は位相変調出力信号中の振幅
変動を除去するためにリミタ２９を通して伝送するのが
よい。式側からＥに関係なくφ（０；Ｅ）＝０，φ（±
１；Ｅ）＝±π／２であることに注意されたい。
続したものの出力信号には偶数次の非線形がないことが
わかる。乗算器２８の出力は位相変調出力信号中の振幅
変動を除去するためにリミタ２９を通して伝送するのが
よい。式側からＥに関係なくφ（０；Ｅ）＝０，φ（±
１；Ｅ）＝±π／２であることに注意されたい。
両端の特性がこのように決まつた理想変調器の特性はで
与えられる。
与えられる。
式［相］と式ＡＺの間の最大の差が最小化するＥの値は
直接の計算によつて容易に決められる。その代表的な結
果を第３図に示す。第３図に示すようにＥ＝４２．４４
示のときには一π／２くφくπ／２の範囲に対して完全
直線性からの最大の偏差は１．０５にを越えることはな
い。
直接の計算によつて容易に決められる。その代表的な結
果を第３図に示す。第３図に示すようにＥ＝４２．４４
示のときには一π／２くφくπ／２の範囲に対して完全
直線性からの最大の偏差は１．０５にを越えることはな
い。
Ｅ＝０のとき平衡型アームストロング変調器の位相誤差
も第３図に示してある。Ｅに関して最適化することによ
つて、最大の位相誤差は８分の１に減少することがわか
る。４２．４４は以外のＥの値に対するある結果が１８
０４の範囲にわたつて第３図の点線で示されている。
も第３図に示してある。Ｅに関して最適化することによ
つて、最大の位相誤差は８分の１に減少することがわか
る。４２．４４は以外のＥの値に対するある結果が１８
０４の範囲にわたつて第３図の点線で示されている。
従つて興味のある範囲が第３図に示した範囲の一部であ
れば、その範囲にわたつて１度より小さな線形性の誤差
を実現することも、４２．４４さ以外のＥの値を使用し
て実現することもできる。式（１１）から３次の非線形
に対応する２次の項の係数を０にセットしたときにアナ
ログ信号に対して最大の直線性を示すことがわかる。
れば、その範囲にわたつて１度より小さな線形性の誤差
を実現することも、４２．４４さ以外のＥの値を使用し
て実現することもできる。式（１１）から３次の非線形
に対応する２次の項の係数を０にセットしたときにアナ
ログ信号に対して最大の直線性を示すことがわかる。
これはＥ＝３００のときであり、このときには式（１１
）は次のように書き直すことができる。式（１３）から
変調器は偶数次のひすみを持たず、３次のひずみもない
ことがわかる。
）は次のように書き直すことができる。式（１３）から
変調器は偶数次のひすみを持たず、３次のひずみもない
ことがわかる。
偶数次のひずみは平衡構成とすることによつて除去され
、３次のひずみの項はＥ＝３０にに設定することによつ
て除去されるから最初のひずみの項は５次であることに
なる。ここに示した直線位相変調器または位相変調（Ｐ
ＳＫ）のパルス符号変調（ＰＣＭ）システムのような変
調信号の帯域が大きい場合にも適している。
、３次のひずみの項はＥ＝３０にに設定することによつ
て除去されるから最初のひずみの項は５次であることに
なる。ここに示した直線位相変調器または位相変調（Ｐ
ＳＫ）のパルス符号変調（ＰＣＭ）システムのような変
調信号の帯域が大きい場合にも適している。
多レベルＰＳＫで使用するためには、例えば高調波発生
器によつて変調器の出力周波数を２倍にすることが望ま
しい。この結果として得られる出力位相偏位は±πラジ
アンとなり、これはどのようなレベル数の場合にも充分
である。式［相］によつて示された変調器の性能は例え
ば１６レベルＰＳＫシステムで式（１２）で示される完
全線形変調器におきかえて見るとよくわかる。あるボー
時間で位相は０であり、これが１６レベルのひとつに対
応する大きさに増大して、それからボーの終りでＯに戻
る。
器によつて変調器の出力周波数を２倍にすることが望ま
しい。この結果として得られる出力位相偏位は±πラジ
アンとなり、これはどのようなレベル数の場合にも充分
である。式［相］によつて示された変調器の性能は例え
ば１６レベルＰＳＫシステムで式（１２）で示される完
全線形変調器におきかえて見るとよくわかる。あるボー
時間で位相は０であり、これが１６レベルのひとつに対
応する大きさに増大して、それからボーの終りでＯに戻
る。
線形変調器の場合の位相偏移のピークはである。
隣接した信号状態との間の位相角は２２．５０であり、
任意の位相とその規準位相の間の位相角は１１．２５の
である。これを１６レベルのＰＳＫ方式．の信号空間図
である第４図に示すが、この図では８本の基準位相Ｒ１
〜８が点線で示されており、一方上述した正しい信号の
変化は実線とそれに付けられた第１の数値で示されてい
る。式（１２）で示される完全な変調器の代りに１０で
示された不完全なものを使用すれば、±１６＆７５での
最大の偏移を完全なものに合せると式（１１からＭｌ５
の値が求められる。
任意の位相とその規準位相の間の位相角は１１．２５の
である。これを１６レベルのＰＳＫ方式．の信号空間図
である第４図に示すが、この図では８本の基準位相Ｒ１
〜８が点線で示されており、一方上述した正しい信号の
変化は実線とそれに付けられた第１の数値で示されてい
る。式（１２）で示される完全な変調器の代りに１０で
示された不完全なものを使用すれば、±１６＆７５での
最大の偏移を完全なものに合せると式（１１からＭｌ５
の値が求められる。
他のｍの値を式（１４）に従つて求めて、これを式［相
］に入れると新しい位相偏移が求まる。パラメータＥは
次に新らしい位相の最大の誤差を最小化するように最適
化される。最大の誤差はＫ＝±５およびＫ＝±１３のと
きに見られ、その値は±１．４５Ｋである。この条件の
下では完全な線形変調器の代りに不完全なものを使用し
たために必要となる誤り率を低下させないための信号対
雑音比の増加は最小となる。Ｅ＝４０．７５はに対する
新らしい位相誤差は各々の実線に示した第２の数値で表
わされている。この誤差に対応する信号対雑音比の劣化
を■．Ｋｊラブ著のＩＥＥＥトランザクション●オンコ
ミユニケーシヨンセオリー第１７巻第１号ＰＰ．３３−
４２（１９６９年２月号）の“゜ディジタル位相変調方
式における誤り率の検討゛なる論文に示した方法に従つ
て求めると約０．５ｄＢとなる。この例は誤り率に対す
る位相誤差を示すものがあるが、入力パルスのレベルを
調整することによつてもこの劣化は無視できる程度にま
で減少できることを想起されたい。本発明を要約すれば
次の通りである。
］に入れると新しい位相偏移が求まる。パラメータＥは
次に新らしい位相の最大の誤差を最小化するように最適
化される。最大の誤差はＫ＝±５およびＫ＝±１３のと
きに見られ、その値は±１．４５Ｋである。この条件の
下では完全な線形変調器の代りに不完全なものを使用し
たために必要となる誤り率を低下させないための信号対
雑音比の増加は最小となる。Ｅ＝４０．７５はに対する
新らしい位相誤差は各々の実線に示した第２の数値で表
わされている。この誤差に対応する信号対雑音比の劣化
を■．Ｋｊラブ著のＩＥＥＥトランザクション●オンコ
ミユニケーシヨンセオリー第１７巻第１号ＰＰ．３３−
４２（１９６９年２月号）の“゜ディジタル位相変調方
式における誤り率の検討゛なる論文に示した方法に従つ
て求めると約０．５ｄＢとなる。この例は誤り率に対す
る位相誤差を示すものがあるが、入力パルスのレベルを
調整することによつてもこの劣化は無視できる程度にま
で減少できることを想起されたい。本発明を要約すれば
次の通りである。
（１）偶数次と第３次の非線形性を除去した位相変調信
号を発生する方法において（ａ）分離した並列の経路で
第１および第２の搬送波抑圧変調器で入力信号を第１の
搬送波信号と同時に変調してそれぞれ第１および第２の
出力信号を発生し、（ｂ）該第１と該第２の出力信号に
それぞれ第２および第３の搬送波信号を与えてそれぞれ
第３および第４の出力信号を発生し、該第２および第３
の搬送波信号は該第１の搬送波信号とは同一の周波数を
持つているが、等しくて符号が逆の予め選定された値だ
け直角から位相が異つているようにし、（ｃ）乗算回路
によつて該第３および第４の出力信号を組合せて本質的
に偶数次と３次の非線形がないような位相変調された信
号を発生する段階から成る位相変調信号を発生する方法
である。
号を発生する方法において（ａ）分離した並列の経路で
第１および第２の搬送波抑圧変調器で入力信号を第１の
搬送波信号と同時に変調してそれぞれ第１および第２の
出力信号を発生し、（ｂ）該第１と該第２の出力信号に
それぞれ第２および第３の搬送波信号を与えてそれぞれ
第３および第４の出力信号を発生し、該第２および第３
の搬送波信号は該第１の搬送波信号とは同一の周波数を
持つているが、等しくて符号が逆の予め選定された値だ
け直角から位相が異つているようにし、（ｃ）乗算回路
によつて該第３および第４の出力信号を組合せて本質的
に偶数次と３次の非線形がないような位相変調された信
号を発生する段階から成る位相変調信号を発生する方法
である。
（２）前記第（１）項に記載の方法において、さらに（
ｄ）ステップ（ｃ）以後位相変調信号を振幅制限して振
幅変動を除去する追加の段階を含む位相変調信号を発生
する方法である。
ｄ）ステップ（ｃ）以後位相変調信号を振幅制限して振
幅変動を除去する追加の段階を含む位相変調信号を発生
する方法である。
（３）本質的に偶数次および第３次の非線形を持たない
位相変調出力信号を発生できる線形位相変調器において
、入力端子と出力端子と 該入力端子と該出力端子の間に平衡構成で接続された各
々が与えられた入力信号と搬送波信号に応動して両側波
帯搬送波抑圧出力信号を発生するような振幅変調器と、
該搬送波信号から位相が直角から他方のアームストロン
グ変調器の移相手段によつて発生される出力信号と比べ
て等しいが符号が異つた角度だけずれた出力信号を発生
することができる移相手段と、接続された振幅変調器か
らの出力信号と接続された振幅変調器からの出力信号と
を加算してそれに応動した出力を発生する加算手段とを
含む第１および第２のアームストロング変調器と、該第
１および第２のアームストロング変調器の出力信号を組
合せて該出力端子に伝達される位相変調された出力信号
を発生する乗算主段とを含む線形位相変調器である。
位相変調出力信号を発生できる線形位相変調器において
、入力端子と出力端子と 該入力端子と該出力端子の間に平衡構成で接続された各
々が与えられた入力信号と搬送波信号に応動して両側波
帯搬送波抑圧出力信号を発生するような振幅変調器と、
該搬送波信号から位相が直角から他方のアームストロン
グ変調器の移相手段によつて発生される出力信号と比べ
て等しいが符号が異つた角度だけずれた出力信号を発生
することができる移相手段と、接続された振幅変調器か
らの出力信号と接続された振幅変調器からの出力信号と
を加算してそれに応動した出力を発生する加算手段とを
含む第１および第２のアームストロング変調器と、該第
１および第２のアームストロング変調器の出力信号を組
合せて該出力端子に伝達される位相変調された出力信号
を発生する乗算主段とを含む線形位相変調器である。
（４）前記第（３）項に記載の線形位相変調器において
、該位相変調器はさらに該組合せ手段と該出力端子の間
に接続されて位相変調出力信号から振幅変化を本質的に
取り除くリミタを含む線形位相変調器てある。
、該位相変調器はさらに該組合せ手段と該出力端子の間
に接続されて位相変調出力信号から振幅変化を本質的に
取り除くリミタを含む線形位相変調器てある。
（５）本質的に偶数次と３次の非線形性を除いた位相変
調出力信号を発生できる線形位相変調器において、入力
および出力信号端子と； それぞれ第１および第２の変調器に対して同時に搬送波
が与えられたのに応動して第１および第２の搬送波抑圧
両側波帯出力信号を発生す．ることができる該入力およ
び出力端子の間の別々の並列の通路として接続された、
第１および第２の振幅変調器と：該搬送波信号から第１
および第２の出力信号を発生し、それらが直角から予め
選定された等しいが符号が反対の値だけ位相がずれてい
るようにする移相手段と；該移相手段からの第１の出力
信号を該第１の変調器からの出力信号に加算してそれに
応動して第１の加算手段出力信号を発生する第１の加算
手段と、該移相手段からの第２の出力信号を該第２の変
調器からの出力信号に加算してそれに応動して第２の加
算手段出力信号を発生する第２の加算手段と、該第１お
よび第２の加算手段の出力信号を組合せて該出力端子に
伝送する乗算手段とを含む線形位相変調器である。
調出力信号を発生できる線形位相変調器において、入力
および出力信号端子と； それぞれ第１および第２の変調器に対して同時に搬送波
が与えられたのに応動して第１および第２の搬送波抑圧
両側波帯出力信号を発生す．ることができる該入力およ
び出力端子の間の別々の並列の通路として接続された、
第１および第２の振幅変調器と：該搬送波信号から第１
および第２の出力信号を発生し、それらが直角から予め
選定された等しいが符号が反対の値だけ位相がずれてい
るようにする移相手段と；該移相手段からの第１の出力
信号を該第１の変調器からの出力信号に加算してそれに
応動して第１の加算手段出力信号を発生する第１の加算
手段と、該移相手段からの第２の出力信号を該第２の変
調器からの出力信号に加算してそれに応動して第２の加
算手段出力信号を発生する第２の加算手段と、該第１お
よび第２の加算手段の出力信号を組合せて該出力端子に
伝送する乗算手段とを含む線形位相変調器である。
第１図は従来技術のアームストロング変調器の簡単化さ
れたブロック図；第２図は本発明に従う位相変調器の簡
単イヒ、されたブロック図；第３図は二つアームストロ
ング変調器を平衡構成として直角搬送波を加えたものと
；特定の等しい反対方向，の量だけ直角からずれた搬送
波を加える本発明の位相変調器の完全直線性からのずれ
の差を示す曲線；第４図は代表的な１６レベルの位相変
調（ＰＳＫ）方式の信号空間図である。 主要部分の符号の説明、２２・・・・・・搬送波周波数
信号源、２０・・・・・・第１の振幅変調器、２４・・
・・・・第２の振幅変調器、２１・・・・・・第１の加
算回路、２５・・・・・・第２の加算回路、２８・・・
・・乗算回路。
れたブロック図；第２図は本発明に従う位相変調器の簡
単イヒ、されたブロック図；第３図は二つアームストロ
ング変調器を平衡構成として直角搬送波を加えたものと
；特定の等しい反対方向，の量だけ直角からずれた搬送
波を加える本発明の位相変調器の完全直線性からのずれ
の差を示す曲線；第４図は代表的な１６レベルの位相変
調（ＰＳＫ）方式の信号空間図である。 主要部分の符号の説明、２２・・・・・・搬送波周波数
信号源、２０・・・・・・第１の振幅変調器、２４・・
・・・・第２の振幅変調器、２１・・・・・・第１の加
算回路、２５・・・・・・第２の加算回路、２８・・・
・・乗算回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 搬送波周波数信号源と、 共通入力信号と前記信号源から発生された搬送波周波数
信号の両方の同時印加に応動して第１および第２の両側
波帯搬送波抑圧信号を発生する第１および第２の振幅変
調器と、前記第１の信号と搬送波周波数信号の第１の成
分を結合する第１の加算回路と、前記第２の信号と搬送
波周波数信号の第２の成分を結合する第２の加算回路と
、前記第１および第２の加算回路からの夫々の出力信号
を結合して共通出力回路に与える乗算回路とを含む位相
変調器において、加算回路に与えられる搬送波周波数信
号成分の位相は振幅変調器に与えられる搬送波信号の位
相に対して、それぞれ９０＋Ｅ度、９０−Ｅ度となつて
いることを特徴とする位相変調器。 ２ 特許請求の範囲第１項記載の位相変調器において、
角度Ｅは位相変調された出力信号の３次の非線形を最小
化するように選定されていることを特徴とする位相変調
器。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US05/685,407 US4028641A (en) | 1976-05-11 | 1976-05-11 | Linear phase modulator including a pair of Armstrong modulators |
| US685407 | 1976-05-11 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS52137243A JPS52137243A (en) | 1977-11-16 |
| JPS6057723B2 true JPS6057723B2 (ja) | 1985-12-17 |
Family
ID=24752076
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP52053267A Expired JPS6057723B2 (ja) | 1976-05-11 | 1977-05-11 | 位相変調器 |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4028641A (ja) |
| JP (1) | JPS6057723B2 (ja) |
| DE (1) | DE2720649A1 (ja) |
| FR (1) | FR2351537A1 (ja) |
| GB (1) | GB1529163A (ja) |
| IT (1) | IT1083354B (ja) |
| NL (1) | NL7705009A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0544501Y2 (ja) * | 1988-11-02 | 1993-11-11 |
Families Citing this family (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4229715A (en) * | 1978-12-15 | 1980-10-21 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Precision phase modulators utilizing cascaded amplitude modulators |
| US4355289A (en) * | 1980-07-14 | 1982-10-19 | Wisconsin Alumni Research Foundation | Phase shift and amplitude modulator |
| US4433312A (en) * | 1981-12-18 | 1984-02-21 | Kahn Leonard R | Method and means for modulating waves |
| US4540958A (en) * | 1983-09-30 | 1985-09-10 | International Telephone And Telegraph Corporation | Zero if frequency-modulator |
| CA2202457A1 (en) * | 1997-04-11 | 1998-10-11 | Telecommunications Research Laboratories | Microwave phase shifter including a reflective phase shift stage and a frequency multiplication stage |
| CA2291551A1 (en) | 1999-11-26 | 2001-05-26 | Telecommunications Research Laboratories | Microwave phase modulator |
| US6721548B1 (en) * | 1999-12-22 | 2004-04-13 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | High dynamic range low ripple RSSI for zero-IF or low-IF receivers |
| EP3624334A1 (de) | 2018-09-17 | 2020-03-18 | Siemens Aktiengesellschaft | Vorrichtung zur wandlung eines analogen eingangssignals in ein digitales ausgangssignal |
Family Cites Families (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US2238249A (en) * | 1938-10-27 | 1941-04-15 | Rca Corp | Phase modulator |
| US2431569A (en) * | 1942-10-14 | 1947-11-25 | Hartford Nat Bank & Trust Co | Frequency modulation |
| US2543222A (en) * | 1945-10-11 | 1951-02-27 | Lionel T Bird | Phase and frequency modulation system |
| US2501355A (en) * | 1947-07-26 | 1950-03-21 | Rca Corp | Phase modulated transmitter with feedback |
| US2877422A (en) * | 1950-05-18 | 1959-03-10 | British Telecomm Res Ltd | Modulators for electric oscillations |
| US2822523A (en) * | 1956-10-31 | 1958-02-04 | Rca Corp | Semiconductor angle modulator circuit |
| US3005964A (en) * | 1958-04-18 | 1961-10-24 | Epsco Inc | Signal form conversion apparatus |
| US3249897A (en) * | 1963-03-26 | 1966-05-03 | Theodore R Trilling | Frequency modulator having voltage variable capacitance means |
| BE664565A (ja) * | 1964-05-28 | |||
| US3651429A (en) * | 1970-12-09 | 1972-03-21 | Bell Telephone Labor Inc | Modulator compensated for varying modulating signal level |
| FR2138549B1 (ja) * | 1971-05-19 | 1973-05-25 | Ibm France | |
| US3818378A (en) * | 1972-02-10 | 1974-06-18 | Us Navy | Phase derivative modulation method and apparatus |
| US3906401A (en) * | 1974-09-03 | 1975-09-16 | Bell Telephone Labor Inc | Feedforward error correction in interferometer modulators |
-
1976
- 1976-05-11 US US05/685,407 patent/US4028641A/en not_active Expired - Lifetime
-
1977
- 1977-05-02 GB GB18343/77A patent/GB1529163A/en not_active Expired
- 1977-05-06 NL NL7705009A patent/NL7705009A/xx not_active Application Discontinuation
- 1977-05-06 FR FR7713825A patent/FR2351537A1/fr active Granted
- 1977-05-07 DE DE19772720649 patent/DE2720649A1/de active Granted
- 1977-05-10 IT IT68059/77A patent/IT1083354B/it active
- 1977-05-11 JP JP52053267A patent/JPS6057723B2/ja not_active Expired
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0544501Y2 (ja) * | 1988-11-02 | 1993-11-11 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS52137243A (en) | 1977-11-16 |
| FR2351537B1 (ja) | 1980-03-28 |
| FR2351537A1 (fr) | 1977-12-09 |
| US4028641A (en) | 1977-06-07 |
| DE2720649A1 (de) | 1977-12-01 |
| IT1083354B (it) | 1985-05-21 |
| DE2720649C2 (ja) | 1987-12-03 |
| NL7705009A (nl) | 1977-11-15 |
| GB1529163A (en) | 1978-10-18 |
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