FI80175C - Digitalt telekommunikationssystem, daer anvaends kvadraturmodulerade baervaogssignaler. - Google Patents
Digitalt telekommunikationssystem, daer anvaends kvadraturmodulerade baervaogssignaler. Download PDFInfo
- Publication number
- FI80175C FI80175C FI851513A FI851513A FI80175C FI 80175 C FI80175 C FI 80175C FI 851513 A FI851513 A FI 851513A FI 851513 A FI851513 A FI 851513A FI 80175 C FI80175 C FI 80175C
- Authority
- FI
- Finland
- Prior art keywords
- signal
- modulator
- output
- signal points
- radio communication
- Prior art date
Links
- 238000004891 communication Methods 0.000 claims description 23
- 230000008859 change Effects 0.000 claims description 16
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 abstract description 8
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 13
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 10
- 238000000034 method Methods 0.000 description 10
- 239000004020 conductor Substances 0.000 description 9
- 238000000411 transmission spectrum Methods 0.000 description 5
- 230000004044 response Effects 0.000 description 3
- 239000000969 carrier Substances 0.000 description 2
- 230000001427 coherent effect Effects 0.000 description 2
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 2
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 2
- 238000005562 fading Methods 0.000 description 2
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 2
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 2
- 230000008054 signal transmission Effects 0.000 description 2
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 238000005094 computer simulation Methods 0.000 description 1
- 238000012937 correction Methods 0.000 description 1
- 238000011161 development Methods 0.000 description 1
- 230000018109 developmental process Effects 0.000 description 1
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000010295 mobile communication Methods 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 1
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 1
- 230000008929 regeneration Effects 0.000 description 1
- 238000011069 regeneration method Methods 0.000 description 1
- 238000009738 saturating Methods 0.000 description 1
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 1
- 230000009466 transformation Effects 0.000 description 1
- 238000000844 transformation Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/20—Modulator circuits; Transmitter circuits
- H04L27/2032—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner
- H04L27/2053—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases
- H04L27/206—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases using a pair of orthogonal carriers, e.g. quadrature carriers
- H04L27/2067—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases using a pair of orthogonal carriers, e.g. quadrature carriers with more than two phase states
- H04L27/2071—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases using a pair of orthogonal carriers, e.g. quadrature carriers with more than two phase states in which the data are represented by the carrier phase, e.g. systems with differential coding
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/233—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation
- H04L27/2334—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation using filters
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
- Transceivers (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
Description
80175 ]
Digitaalinen radiotietoliikennejärjestelmä, jossa käytetään kvadratuurimoduloituja kantoaaltoja
Esillä oleva keksintö liittyy digitaaliseen radiotietoliikenne-järjestelmään ja täsmällisemmin sellaiseen järjestelmään, joka sopii hyvin siirtyvään radiotietoliikenteeseen ja jossa käytetään lineaarisia kvadratuurimoduloituja aaltoja binääristen digitaalisignaalien siirtoon.
Viimeaikainen kehitys digitaalitekniikassa, erikoisesti digitaalisessa modulointi- ja demodulointitekniikassa, on mahdollistanut digitaalisten tiedonsiirtojärjestelmien käyttöönoton. Sellaisen järjestelmän, jossa informaatiota voidaan siirtää taloudellisesti tiedon suojauksen ja korkean laadun säilyttäen, käytännön toteutus edellyttää kuitenkin seuraavien teknisten vaatimusten täyttämistä: (1) siirtospektrin on oltava riittävän kapea rajallisten radiotaajuuksien tehokkaan käytön mahdollistamiseksi; (2) lähettimellä tulee olla pieni tehonkulutus; ja (3) vastaanottimen tulee olla erittäin pienikokoinen, yksinkertainen ja sillä on oltava erinomaiset virheenkorjausominai-suudet vastaanotetun signaalin tason vaihdellessa.
Eräs tunnettu menetelmä, jolla pyritään ratkaisemaan edellä mainitut vaatimukset, on esitetty julkaisussa IEEE Transactions on Communication, Voi. COM-26 n:o 5. Frank de Jager et ai., "Tamed Frequency Modulation, A Novel Method to Achieve Spectrum Economy in Digital Transmission", s. 534-542. Tämä parannettu taajuusmodulaatio (Tamed Frequency Modulation, TFM) on digitaalinen epälineaarinen modulaatiotyyppi digitaalisen informaation siirtämiseksi käyttäen moduloitua kantosignaalia, jolla on vakioverhokäyrä. TFM on saatu tuloksena satelliitti-tiedonsiirron alalla kehitetyn MSK (Minimum Shift Keying)-järjestelmän siirtospektrin parannusyrityksistä. Tämä tunnettu tekniikka soveltuu erityisen hyvin käytettäväksi siirtyvissä radio-tietoliikennejärjestelmissä, jotka edellyttävät kanavien välisten häiriöiden tehokasta vaimentamista ja pientä tehonkulutusta.
2 80175 TFM-menetelmässä voidaan käyttää kyllästyvätyyppistä C-luokan tehovahvistinta, kun otetaan huomioon, että moduloidulla kantoaaltosignaalilla on vakioverhokäyrä. Vaikka tällaiselle tehovahvistimelle on ominaista pieni tehonkulutus, TFM-mene-telmän siirtospektri riippuu kantataajuussignaalin taajuus-kaistanleveydestä ja modulaatioindeksistä ja on siten luonnostaan leveä lineaariseen modulaatiomenetelmään verrattuna. Siirtokaistan kaventamiseksi edellä mainitussa tunnetussa tekniikassa tarvitaan erikoispiirejä modulaatiosignaalien muodon osavastemuokkausta varten. Tämä merkitsee sitä, että siirtyvässä tietoliikennejärjestelmässä, jossa kanavaväli on (esimerkiksi) 25 kHz, signaalin siirtonopeuden maksimaalinen yläraja rajoittuu arvoon 16 kbit/s. Lisäksi mikäli vastaanotti-messa käytetään koherenttia ilmaisua, kuten edellä mainitussa tunnetussa tekniikassa on esitetty, vastaanottimesta tulee monimutkainen koherentin kantoaaltosignaalin regeneroinnista johtuen, mikä huonontaa vastaanotettujen signaalien virhetaa-juusominaisuuksia nopean häipymisen aiheuttamasta kantoaalto-signaalin vaiheen liukumisesta johtuen.
Toisaalta digitaalisissa binäärimodulaatiojärjestelmissä moduloidun kantoaaltosignaalin spektriä voidaan kaventaa käyttämällä modulaatiosignaaleina kantataajuussignaaleja, jotka on johdettu alipäästösuotimesta. Moduloidun kantoaaltosignaalin verhokäyrä ei tässä tapauksessa kuitenkaan ole vakio ja tämä pyrkii siten pienentämään tehohyötysuhdetta, koska tarvitaan A-luokan vahvistin. Lisäksi tällaisessa järjestelmässä käytettävässä vastaanottimessa tarvitaan automaattinen vah-vistuksensäätö vastaanotetun signaalitason muutosten kompensoimiseksi. Erityisesti siirtyvissä radiotietoliikenne järjestelmissä esiintyy 100 dB ylittäviä tasovaihteluita häipymisestä ja siirtotien muutoksista johtuen, niin että niiden vastaanottamista tulee epäsuotavan monimutkaisia ja suurikokoisia.
Esillä olevan keksinnön ensisijaisena tarkoituksena on siten saada aikaan digitaalinen radiotietoliikennejärjestelmä, jonka lähettimelle on ominaista taajuusspektrin taloudellinen käyttö ja korkea tehohyötysuhde.
3 80175
Esillä olevan keksinnön toisena tarkoituksena on saada aikaan digitaalinen radiotietoliikennejärj es teiniä/ jonka lähettimellä on hyvät virheominaisuudet (eli virhetaajuus) vastaanotettaessa signaaleja, joilla'on suuria tasonvaihteluita.
Esillä olevan keksinnön eräänä tarkoituksena on saada aikaan digitaalinen radiotietoliikennejärjestelmä, jonka lähettimelle on ominaista spektrin taloudellinen käyttö ja korkea tehohyöty-suhde, ja jonka vastaanottimella on hyvät virheominaisuudet, kun tulevissa signaaleissa on suuria tasonvaihteluita.
Esillä olevan keksinnön vielä eräänä tarkoituksena on saada aikaan pieni yksinkertaista tyyppiä oleva digitaalinen radio-liikennejärjestelmä, joka soveltuu käytettäväksi siirtyvissä radioasemissa, kuten autoissa ja laivoissa, ja myös maaradio-asemissa, joilla on suhteellisen pienet kapasiteetit.
Nämä päämäärät saavutetaan järjestelyllä, jossa ainakin yksi lähetettävä bittijono on kvadratuurimoduloitu siten, että signaalipisteet eivät määrää kompleksisessa amplituditasossa tasokoordinaattien origon kautta tai sen läheltä kulkevaa uraa, ja jossa vastaanotettu signaali leikataan ja taajuus-ilmaistaan vastaanotetun signaalin hetkellisen kulmanopeuden määräämiseksi ja integroidaan kahden peräkkäisen vastaanotetun signaalin vaiheenmuutoksen havaitsemiseksi, jonka jälkeen päätös vaiheenmuutoksen osalta tehdään päätöskynnystasojen 0 ja + n radiaania mukaisesti.
Esillä olevan keksinnön ensimmäisenä muotona on digitaalinen radiotietoliikennejärjestelmä, jossa on lähetin, johon sisältyy modulaattori lineaarisen kvadratuurimoduloidun kantoaalto-signaalin kehittämiseksi. Tällä kantoaaltosignaalilla on signaalipisteet, jotka määräytyvät kompleksisessa amplitudi-tasossa lähetettävien binääristen digitaalisignaalien mukaisesti. Signaalipisteet määräävät urat, joista mikään ei kulje kompleksisen amplituditason origon kautta ja jotka ovat välimatkan päässä siitä. Lähetin sisältää lisäksi binäärisen 4 80175 tehovahvistimen, joka on sovitettu vahvistamaan modulaattorin lähtöä ja on varustettu välineillä vahvistetun signaalin epälineaarisuuden kompensoimiseksi.
Esillä olevan keksinnön toisena muotona on digitaalinen radiotietoliikenne järjestelmä , joka käsittää vastaanottimen, johon sisältyy: amplitudirajoitin vastaanotetun lineaarisen kvadratuurimoduloidun kantoaaltosignaalin leikkaamiseksi. Tällä kantoaaltosignaalilla on signaalipisteet, jotka määräytyvät kompleksisessa amplituditasossa lähetettävien binääristen digitaalisignaalien mukaisesti. Signaalipisteet määräävät urat, joista mikään ei kulje kompleksisen amplituditason origon kautta ja jotka ovat välimatkan päässä siitä. Vastaanottimeen sisältyy lisäksi demodulaattori, joka määrää vastaanotetun signaalin hetkellisen kulmanopeuden amplitudirajoitti-melta syötetyn leikatun signaalin mukaisesti ja joka integroi hetkellistä kulmanopeutta binäärisen digitaalisen signaalin yhtä jaksoa vastaavan ajan. Demodulaattori ilmaisee esiintyvän vaiheenmuutoksen kahden peräkkäisen vastaanotetun signaali-pisteen välillä. Vastaanottimeen sisältyy lisäksi päätöspiiri, joka määrää oikean vaiheenmuutoksen kahden peräkkäisen vastaanotetun signaalipisteen välillä.
Esillä olevan keksinnön kolmantena muotona on digitaalinen radiotietoliikennejärjestelmä, joka sisältää lähettimen ja vastaanottimen. Lähettimeen sisältyy modulaattori lineaarisen kvadratuurimoduloidun kantoaaltosignaalin kehittämiseksi. Tämän kantoaaltosignaalin signaalipisteet määräytyvät kompleksisessa amplituditasossa lähetettävien binääristen digitaalisignaalien mukaisesti. Signaalipisteet määräävät urat, joista mikään ei kulje kompleksisen amplituditason origon kautta ja jotka ovat välimatkan päässä siitä. Lähettimeen sisältyy lisäksi lineaarinen tehovahvistin, joka on sovitettu vahvistamaan modulaattorin lähtöä. Tehovahvistimeen sisältyy välineet vahvistetun signaalin epälineaarisuuden kompensoimiseksi.
Il 5 80175
Vastaanottimeen sisältyy amplitudirajoitin vastaanotetun lineaarisen kvadratuurimoduloidun kantoaaltosignaalin leikkaamiseksi. Tämän kantoaaltosignaalin signaalipisteet määräytyvät kompleksisessa amplituditasossa lähetettävien binääris-1 ten digitaalisignaalien mukaisesti. Signaalipisteet muodostavat urat, joista mikään ei kulje kompleksisen amplituditason origon kautta ja jotka ovat välimatkan päässä siitä. Vastaanottimeen sisältyy lisäksi demodulaattori, joka määrää vastaanotetun signaalin hetkellisen kulmanopeuden amplitudirajoittimelta syötetyn leikatun signaalin mukaisesti ja joka integroi hetkellistä kulmanopeutta binäärisen digitaalisignaalin yhtä jaksoa vastaavan ajan. Demodulaattori ilmaisee esiintyvän vaiheen-muutoksen kahden peräkkäisen vastaanotetun signaalipisteen välillä. Vastaanottimeen sisältyy lisäksi päätöspiiri, joka määrää oikean vaiheenmuutoksen kahden peräkkäisen vastaanotetun signaalipisteen välillä.
Esillä olevan keksinnön ominaisuudet ja edut ilmenevät selvemmin seuraavasta selityksestä luettuna oheisiin piirustuksiin liittyen, joissa samat lohkot ja piirit on merkitty samoilla viitenumeroilla ja joissa:
Kuvio 1 on lohkokaavio esillä olevan keksinnön eräässä suoritusmuodossa käytettäväksi tarkoitetun lähettimen ensimmäisestä esimerkistä, kuvio 2 on signaalitasokaavio, joka esittää kuvion 1 järjestelystä saadun kvadratuurimoduloidun kantoaaltosignaalin signaa-lipisteitä ja niiden määräämiä uria, kuvio 3 on lohkokaavio lähettimen toisesta esimerkistä, kuvio 4 on signaalitasokaavio, joka esittää kuvion 3 järjestelystä saadun lineaarisen moduloidun kantoaaltosignaalin sig-naalipisteitä ja niiden määräämiä uria, kuvio 5 on käyräpiirros, joka esittää kuviossa 1 esitettyyn järjestelyyn osana kuuluvan lineaarisen tehovahvistimen tulo-lähtöominaiskäyrää, kuvio 6 on lohkokaavio esillä olevan keksinnön eräässä suoritusmuodossa käytettäväksi tarkoitetun vastaanottimen eräästä esimerkistä, « 80175 kuvio 7 on signaalitilakaavio, joka esittää kuvion 6 järjestelyn lähtösignaalien määräämiä vastaanotettuja signaalipistei-tä ja uria, ja kuvio 8 on kaavio, joka esittää päätöskynnystasoja vaiheen-muutoksen määräämiseksi vastaanotetussa signaalissa.
Tarkastellaan kuviota 1, jossa on esitetty lohkokaaviomuodossa esillä olevan keksinnön eräässä suoritusmuodossa käytettäväksi tarkoitettu lähetin. Lähetin sisältää lineaarisen kvadratuuri-modulointipiirin 10 ja lineaarisen tehovahvistuspiirin 12, jotka on yhdistetty toisiinsa johtimella 14. Modulointipiiriin 10 sisältyy kytkinpiiri 16, modulointiosa 18, paikallisoskil-laattori 20 ja vaiheensiirrin 22. Modulointiosaan 18 sisältyy tässä suoritusmuodossa kaksi alipäästösuodinta (LPF) 24 ja 26, kaksi balansoitua modulaattoria 28 ja 30 ja summain, jotka on kytketty esitetyllä tavalla. Toisaalta tehovahvistimeen 12 sisältyy lineaarinen tehovahvistin 34 ja virheilmaisin 36. Vahvistimen 34 lähtöteho lähetetään antennin 37 kautta. Kaikki kuviossa 1 esitetyt piirit ovat tavanomaista tyyppiä, joten niitä ei yksinkertaisuuden vuoksi selitetä yksityiskohtaisesti.
Kytkinpiirille 16 syötetään johtimen 40 välityksellä lähetettävä binäärinen digitaalisignaali (impulssit). Kytkinpiiri 16 syöttää tulevan signaalin vuorotellen kunakin aikavälinä ali-päästösuotimille 24 ja 26 johtimien 42 ja 44 kautta johtimien 46 kautta syötettyjen kellopulssien ohjaamana. Alipäästösuo-din 24 syöttää lähtönsä (eli kantataajuussignaalin x(t)) balansoidulle modulaattorille 28, samalla kun toinen alipäästösuodin 26 syöttää lähtönsä (eli kantataajuussignaalin y(t)) balansoidulle modulaattorille 30. Vaiheensiirtimelle 22 syötetään kan-toaaltosignaali paikallisoskillaattorista 20 ja vaiheensiirrin antaa kaksi signaalia (eli sin^t ja coswct, jossa u>c on kantoaallon kulmataajuus), joiden vaiheet eroavat n/2 radiaania. Balansoidut modulaattorit 28 ja 30 moduloivat signaalit cosuict ja sintit kantataajuussignaaleilla x(t) ja y(t). Moduloidut signaalit SI(t) ja S2(t) summataan summaimessa 32, joka syöttää li multipleksoidun signaalin Sa(t) vahvistuspiiriin 12 johtimen 14 välityksellä.
7 80175
Multipleksoitua signaalia Sa(t) edustaa seuraava yhtälö:
Sa(t) = Sl(t) + S2(t) = x(t)cosw t + y(t)sino) t (1) O c
Kantataajuussignaalit x(t) ja y(t) saadaan seuraavista yhtälöistä (2) ja (3) :
(JO
x(t) = Za2mh(t-2mT) (2) m=-o° 00 y(t) = Ea2m+1h(t(2m+l)T) (3) m=-°° missä kukin a2m ja a2m+^ on joko +1 tai -1 lähetettävästä binäärisestä digitaalisignaalista riippuen, h(t) edustaa kummankin alipäästösuotimen 24 ja 26 impulssivastetta ja T edustaa kytkinpiirille 16 tuodun bittivuon jaksoa.
Kuten edellä on mainittu, signaali Sa(t) saadaan multipleksoi-malla kaksi moduloitua signaalia x (t)cosuict ja y(t) sintit. Signaali Sa(t) saa siten kuviossa 2 esitetyn kompleksisen amplitudi-tason signaalipisteiden "o" ja "x" osoittamat arvot, jolloin TRJ1-TRJ4 esittävät signaalipisteiden määräämiä uria. I-akselil-la olevilla kahdella signaalipisteellä "o" on vaiheessa olevat komponentit kantoaaltosignaalin suhteen ja Q-akselilla olevilla kahdella signaalipisteellä "x" on kvadratuurikomponentit kantoaaltosignaalin suhteen. Sekä I- että Q-akselin kaksi signaalipistettä vastaavat joko kantataajuussignaalin arvoa +1 tai -1 ja siten kutakin signaalipistettä edustaa 1 bitti/merk-ki. On huomattava, että signaaliurat TRJ1-TRJ4 eivät kulje kompleksisen amplituditason origon P kautta tai origon P läheltä. Tämä johtuu siitä, että vuorotellen valitaan toinen sig-naalipisteistä "o" ja toinen signaalipisteistä "x". Edellä mainitusta modulaatiomuodosta voidaan käyttää nimitystä "π/2-radiaanin BPSK (binäärinen vaihemodulaatio)". Tämän modu- lointimuodon tarjoamia etuja käsitellään yksityiskohtaisesti myöhemmin.
8 80175
Kuten yhtälöstä (1) nähdään, multipleksoidun signaalin Sa(t) spektri sijoittuu kantataajuussignaalin x(t) (tai y(t)) taajuus-kaistanleveydelle symmetrisesti kantoaaltotaajuuden ympärille. Siirtospektri on siten kaksinkertainen kantataajuussignaaliin verrattuna. Siirtospektrin tosiasiallisen muodon määräävät ali-päästösuotimien 24 ja 26 taajuusominaisuudet. Molemmat alipääs-tösuotimet ovat edullisimmin korotetun kosiniluiskan omaavia Nyquist-suotimia, joiden taajuusominaiskäyrä saadaan seuraavasta yhtälöstä (4): 00 Η(ω) = / h(t)e ^ ^dt
—CO
1 |ω/2π |_< (1-α)/2T
= il - 1 sin ω/2ττ - 1/2T__|ω/2π|>(1-α)/2T
^ 2 2 a 2
^ 0 j ω/2ττ | > (1+a) /2T
(4) missä a on jyrkkyyskerroin (positiivinen ykköstä pienempi luku). Jos tällaista alipäästösuodatinta käytetään, moduloidun kanto-aaltosignaalin siirtokaistanleveys W saadaan seuraavasta yhtälöstä (5) : W = 2(1+a)·1/2T (5)
Siirtokaistanleveyttä voidaan kaventaa järjestämällä modulaatio-piiri 10 siten, että se tekee signaalipisteiden lukumäärän suuremmaksi .
Kuvio 3 on lohkokaavio, joka esittää esillä olevassa keksinnössä käytettäväksi tarkoitetun lähettimen toisen esimerkin lineaarista kvadratuurimodulointipiiriä 50. Tässä järjestelyssä signaalipisteiden lukumäärä kaksinkertaistuu, kuten kuviosta 4 9 80175 ilmenee, kuvion 1 järjestelyyn verrattuna. Modulointipiiri 50 on samanlainen kuin kuviossa 1 esitetty paitsi, että piiri 50 on järjestetty moduloimaan kantoaaltosignaalia kahdella bittivuolla.
Modulointipiiriin 50 sisältyy kytkinpiiri 56, modulointiosa 58, paikallisoskillaattori 60 ja vaiheensiirrin 62. Modulointiosaan 58 sisältyy neljä alipäästösuodinta 64, 65, 66 ja 67, neljä balansoitua modulaattoria 68, 69, 70 ja 71 ja summain 72. Modulointipiirin 50 lähtö syötetään lineaariseen tehovahvisti-meen, jota ei ole esitetty mutta joka on järjestetty samalla tavalla kuin kuviossa 1 esitetty tehovahvistin 14.
Kytkinpiirille 56 syötetään johtimilla 80 ja 81 kahdenlaisia lähetettäviä binäärisiä digitaalisignaaleja (impulsseja). Kytkin-piiri 56 syöttää kaksi tulevaa bittivuota vuorotellen kunakin aikavälinä alipäästösuotimille 64-65 ja 66-67 johtimien 82-83 ja 84-85 välityksellä johtimen 86 välityksellä syötettyjen kello-signaalien ohjaamana. Suotimet 64 ja 65 syöttävät lähtönsä (eli kantataajuussignaalit x^(t) ja y^(t)) balansoiduille modulaattoreille 68 ja 69. Alipäästösuotimet 66 ja 67 syöttävät vastaavasti lähtönsä (eli kantataajuussignaalit X2(t) ja y2<t)) balansoiduille modulaattoreille 70 ja 71. Vaiheensiirtimelle 62 syötetään kantoaaltosignaali paikallisoskillaattorilta 60 ja vaiheensiirrin antaa neljä signaalia (eli cosmct, sintit, cos(o) t+V4) ja sin(u) t+iT/4)), joiden vaiheet eroavat toisistaan π/4 radiaania. Balansoidut modulaattorit 68, 69, 70 ja 71 moduloivat kantoaallot cosmct, sintit, cos (ojct+Tr/4) ja vastaavasti sin((joct+TT/4) asianomaisilla kantataajuussignaaleilla x-^(t), y1(t), X2<t) ja y2<t) ja kehittävät moduloidut signaalit Sl(t), S2(t), S3(t) ja S4(t). Nämä moduloidut signaalit Sl(t)-S4(t) summataan summaimessa 72, joka syöttää multipleksoi-dun signaalin Sb(t) vahvistinpiirille (ei esitetty kuviossa 3) johtimen 52 välityksellä.
Signaali Sb(t) saadaan seuraavasta yhtälöstä: 10 801 75
Sb (t) = Sl{t) + S2(t) + S3 < t) * S4 (t) = x^itjcosw^t + y^(t)sinu)ct + x2 (t) cos (ω^+π/4) + y2 (t) sin (Wct + fT/4) (6)
Kantataajuussignaalit x^(t) - y2(t) saadaan seuraavista yhtälöistä (7) - (10)
CO
xl(t) = Ea2mh(t-2mTs) (7) m=-°° oo y ^ (t) = lfc>2mh (t-2mTs) (8) m=-°° 00 x2(t) = Ia2m+1h/t - (2m+l)Ts/ (9) m=-°°
OO
y2(t) = Eb2m+lh-b “ (2m+1)Ts7 (10) m=-°° missä kukin a2m, b2m, ^2m+l b2m+l on +b tai lähetet tävästä binäärisestä digitaalisesta signaalista riippuen ja Ts on kytkinpiirille 56 syötettyjen tulosignaalien parin merkki-jakso. Tästä johtuen merkkijakso on kaksi bittijaksoa (eli Ts - 2T). Kuten aikaisemmin on mainittu kukin alipäästösuodin on edullisimmin toteutettu siten, että sen taajuusominaiskäyrä saadaan yhtälöstä (4), missä tapauksessa bittijakso T on korvattava arvolla Ts. Siirtokaistanleveys saadaan siten yhtälöstä W = 2(1 + a)-l/2Ts Tästä seuraa, että tapauksessa, jossa kanavaväli on 25 kHz, kuten tavanomaisissa siirtyvissä radiotietoliikennejärjestelmissä, merkkisiirtonopeudeksi saadaan: fbaud = 1/Ts = 25 x 103/(l+a) (11) n 80175
Koska yksi merkki vastaa tässä tapauksessa kahta bittiä, bittitoistotaajuus on 2 fj^aud* Tästä seuraa siten, että jyrkkyyskertoimen a ollessa 0,56 arvoksi fb tulee 32 kbit/s, mikä on likimain kaksinkertainen tunnettuihin siirtyviin radio-liikennejärjestelmiin verrattuna.
Lineaarinen tehovahvistin 12, joka muodostuu tässä suoritusmuodossa tehovahvistimesta 34 ja virheenilmaisimesta, on tavanomaista tyyppiä, joten sen toimintaa ei selitetä.
Kuvio 4 on tasokaavio, joka esittää moduloidun kantoaaltosig-naalin Sb(t) signaalipisteitä ja signaalipisteiden määräämiä uria ja jossa signaalipisteet on merkitty "o" ja "x" ja signaalipisteiden määräämät urat on esitetty yhtenäisin viivoin TRJ. Kutakin signaalipistettä edustaa 2 bittiä/merkki ja vierekkäisten signaalipisteiden vaiheet eroavat toisistaan määrällä π/4. Signaalipisteet "x" ja "o" seuraavat toisiaan vuorotellen vaiheen suuruuden mukaisessa järjestyksessä.
Kuten kuviosta 4 selvästi ilmenee, mikään signaaliurista ei kulje tasokoordinaattien origon P kautta tai sen läheltä. Kuvioihin 3 ja 4 liittyen selitetystä modulaatiomenetelmästä voidaan siten käyttää nimitystä "τΓ/4-radiaanin QPSK (kvadratuu-rivaihemodulaatio)".
On selvää, että kuvion 3 järjestely mahdollistaa siirtokaistan ja nopeuden parantamisen kuviossa 1 esitettyyn modulaattoriin 10 verrattuna.
Tähänastinen esillä olevan keksinnön selitys on kohdistunut tapauksiin, joissa käytetään kahta ja neljää signaalipistettä. Yleisesti esillä olevan keksinnön mukaan signaalipisteiden lisääminen johtaa kapeampaan kaistanleveyteen ja suurempaan siirtonopeuteen.
Multipleksoitu signaali Sa(t) tai Sb(t) syötetään tämän jälkeen tehovahvistimelle. Kuvio 5 esittää tavanomaisen vahvistimen tulolähtöominaiskäyrän yleistä esimerkkiä. Kuten kuviosta 12 801 75 5 havaitaan, tuloamplitudin kasvaessa kasvaa myös epälineaarisuus, joka johtuu amplitudikyllästymisestä ja vaihesiirrosta, jotka tunnetaan AM-AM- ja AM-PM-muuntumina. On tunnettua, että parittomat harmoniset laajentavat spektriä. Epälineaarisuuden kompensoimiseksi on tämän vuoksi tehty erilaisia yrityksiä .
Ongelman ratkaisuun kohdistuvia aikaisemmin esitettyjä menetelmiä (analogiatyyppisiä) on esitetty esimerkiksi US-patentissa 3 900 823 tai julkaisussa IEE Conference on Radio Spectrum Conservation Techniques, V. Petrovich, "Reduction on Spurious Emission from Radio Transmitters by Means of Modulation Feedback", syyskuu 1983, s. 44-49. Näissä tunnetuissa menetelmissä käytetään takaisinkytkentäsilmukkaa vastaanotetun signaalin vahvistuksen ja vaiheen palauttamiseksi, mutta niiden epäkohtana on, että tehokasta kompensointia ei saavuteta.
Tämä johtuu siitä, että analogiasignaali kulkee kompleksisen amplituditason koordinaattien origon kautta ja siten lisää dynaamista aluetta.
Esillä olevan keksinnön mukaan sitä vastoin signaalipisteiden määräämät urat eivät kulje origon P kautta tai sen läheltä, joten edellä mainitut tunnetulle tekniikalle ominaiset ongelmat vältetään lähes kokonaan.
Kuviossa 6 on esitetty lohkokaaviomuodossa esimerkki esillä olevan keksinnön eräässä suoritusmuodossa käytettäväksi tarkoitetusta vastaanottimesta. Kuvion 6 järjestelyyn sisältyy kaistanpäästösuodin 70, jonka tulo on kytketty vastaanottoan-tenniin 72, amplitudirajoitin 74 suotimen 70 lähdön leikkaamiseksi, vaiheilmaisin 76, joka muodostuu taajuusilmaisimesta 78 ja integroivasta ja purkavasta suotimesta 80, päätöspiiri 82 ja kellosignaaliregeneraattori 84, joka ohjaa suodinta ja päätöspiiriä 82.
Il 13 801 75
Kaistanpäästösuotimelle 70 syötetään antennin 72 kautta kvadra-tuurimoduloitu kantoaaltosignaali (Sa(t) tai Sb(t)). Suoti-melta 70 tuleva kaistanpäästösuodatettu signaali leikataan tämän jälkeen määrätylle tasolle amplitudirajoittimessa 74.
On huomattava, että kuvion 6 järjestelyssä käytetään amplitudira joitinta 74 automaattisen vahvistuksensäätimen (AGC) sijasta. Tämä johtuu siitä, että esillä olevan keksinnön mukainen lähetin kehittää lineaarisen kvadratuurimoduloidun signaalin, jonka signaaliurat, kuten edellä mainittiin, eivät kulje kompleksisen amplituditason origon P kautta tai sen läheltä. Koska automaattisen vahvistuksensäädön, joka tekee piirit monimutkaisiksi, käyttö vältetään, kuviossa 6 esitetty vastaanotin on yksinkertainen ja pienikokoinen. Automaattisen vahvistuksensäädön tilalla on erittäin edullista käyttää amplitudirajoitinta 74 erikoisesti niissä tapauksissa, joissa dynaaminen alue ulottuu jopa arvoon 100 dB, kuten siirtyvissä radioliikenne-järjestelmissä.
Amplitudirajoitin 74 syöttää leikatun signaalin seuraavaan asteeseen eli vaiheilmaisimelle 76.
Kuvion 6 järjestelyn vaiheilmaisua selitetään seuraavassa kuvioihin 7 ja 8 liittyen, joissa tulosignaalin oletetaan olevan moduloitu signaali Sa(t) (eli kuvion 1 järjestelyn lähtö).
Oletetaan, että moduloitu kantoaaltosignaali on täysin vapaa kaikista häiriöistä siirron aikana ja myös itse vastaanottimes-sa ja että vastaanotettu signaali muuttuu signaalipisteestä A (merkitty "o") I-akselilla signaalipisteeseen B (merkitty "x") Q-akselilla (kuvio 7). Tässä tapauksessa kaistanpäästösuoti-men 70 lähtösignaalin määräämää uraa edustaa suora katkoviiva "a", kun taas amplitudirajoittimen 74 lähtösignaalin (eli leikatun signaalin) määräämää uraa esittää ympyrän kaari "b". Taajuusilmaisimelle 78 syötetään rajoittimen 74 lähtö ja se ilmaisee vastaanotetun signaalin hetkellisen kulmanopeuden 14 801 75 pitkin uraa "b". Hetkellinen kulmanopeus co(t) saadaan seuraa-vasta yhtälöstä (12): co(t) = d/dt*0(t) = d/dt/tan (t) /x (t)_/ (12)
Taajuusilmaisimella 78 saatua kulmanopeuden arvoa co(t) integroidaan yhden merkkijakson ajan integroivassa ja purkavassa suo-timessa 80. Suotimen 80 lähtöä eli kahden peräkkäisen signaali-pisteen välistä vaiheenmuutosta edustaa yleisesti seuraava yhtälö (13):
nT nT
( { - co(t)dt = /d/dt.0(t)7dt = Θ (nT) - θ(η-1)Τ (13) Λη-1)Τ Ίη-1)Τ
Edellä mainitussa erikoistapauksessa suotimen 80 lähtö osoittaa vaihe-eron +π/2 radiaania.
Toisaalta jos oletetaan, että antennille 72 tuleva signaali muuttuu signaalipisteestä A Q-akselilla olevaan toiseen signaali-pisteeseen C, kuten kuvioon on hahmoteltu, ja jos oletetaan, että myöskään tässä signaalissa ei ole kohinan vaikutusta, tällöin amplitudirajoittimen 74 lähtöä esittää ympyrän kaari "c". Tämän seurauksena suotimen 80 lähtö osoittaa vaihe-eron -tt/2 radiaania.
Siten jos lähetettävät signaalit on moduloitu siten, että kahden peräkkäisen signaalin välinen vaiheenmuutos on joko +tt/2 tai -tt/2, tällöin päätöspiiri 82 voi toistaa alkuperäisen signaalin (eli lähettimelle syötetyn binäärisen digitaalisen signaalin) vaiheilmaisimen 76 lähdön mukaan.
Päätöspiirin 82 toimintaa selitetään seuraavassa kuvioihin 6-8 liittyen.
Mikäli siirron aikainen kohina ei vääristä antennille 72 syötettyä signaalia, vaiheenmuutos yhden merkkiaikajakson aikana on +tt/2 tai -π/2 kuten edellä on mainittu. Siten päätöspiiri 82 voi antaa alkuperäisen signaalin jäljennöksen päätöskynnys- tason (eli O radiaania) mukaan.
15 801 75
Moduloitu signaali vääristyy kuitenkin usein siirron aikana ja/tai itse vastaanottimessa esiintyvän kohinan vaikutuksesta. Tämän seurauksena vastaanotetun moduloidun signaalin signaali-pisteen muuttuessa pisteestä A pisteeseen B kaistanpäästösuo-timen 70 lähtö voi kulkea esimerkiksi pitkin katkoviivaa "d". Tässä tapauksessa amplitudirajoittimen 74 lähtö seuraa ympyrän-kaaria "c”, "e" ja "f" tässä järjestyksessä. Integroiva ja purkava suodin 80 kehittää siten signaalin, joka vastaa vaihe-eroa -3/2π. Tämän seurauksena, jos päätöspiiri 82 ratkaisee suotimen 80 tämän lähdön 0 radiaanin pohjalta, piiri 82 antaa virheellisen tuloksen. Tämä ongelma voidaan kuitenkin ratkaista sellaisella järjestelyllä, jossa päätöspiiri 82 tulkitsee arvon -3π/2 radiaania arvoksi +tt/2 radiaania. Täsmällisemmin esitettynä edellä mainittua tasoa O radiaania täydennetään kahdella muulla päätöstasolla +π ja -tt radiaania, kuten on esitetty kuviossa 8, jossa T on ajanhetkien tQ ja t^ määräämä yhden merkin kestoaika.
Siten jos vaihe-eron ΔΘ havaitaan olevan välillä -π ja -2ττ radiaania, arvoksi ΔΘ oletetaan (2π + ΔΘ), kun taas jos ha vaittu vaihe-ero ΔΘ osuu välille +π ja +2tt, tällöin arvoksi ΔΘ oletetaan (-2π + ΔΘ). Tätä kaavaa voidaan laajentaa tapaukseen, jossa havaittu vaihe-ero ylittää +2π radiaania, jolloin tosiasialliseksi vaiheenmuutokseksi oletetaan (2ηπ + ΔΘ) (missä n on kokonaisluku). Tämä merkitsee sitä, että vaiheenmuutos määrätään muodossa modulo 2ττ. Siten vaihe-ero, joka ei-halutul-la tavalla ylittää arvon +π/2 siirron aikana ja/tai itse vastaanottimessa, tulee kompensoiduksi.
Edellä mainittu modulo 2r-pohjainen päätös sopii erikoisesti tapaukseen, jossa signaalien lukumäärä on suurempi siten kuin kuvioissa 3 ja 4 on esitetty ja jossa signaaliurat kulkevat suhteellisen lähellä origopistettä P (kuvio) kuvion 2 tapaukseen verrattuna.
16 801 75
Nyt suoritettu tietokonesimulaatio, jossa kuvion 6 vastaanottimen oletettiin ilmaisevan ττ/4-kvadratuurivaihemoduloituja signaaleja modulo 2ττ-muodossa, osoitti, että kantoaallon ja kohinan tehosuhde, joka tarvitaan virhetaajuuden saamiseksi _3 arvoon 10 , voi parantua jopa noin 2 dB.
Kuviossa 6 esitettyä vastaanotinta on edellä selitetty tapauksessa, jossa se vastaanottaa π/2-binäärivaihemoduloituja signaaleja. Samaa selitystä voidaan vastaavasti soveltaa tapaukseen, jossa vastaanottimetle syötetään π/4-kvadratuurivaihemodulaa-tio ja useampia moniarvoisia moduloituja signaaleja, vaikka vierekkäisten signaalien vaihe-ero on _+ π /4, +3τγ/4, ... .
Edellä olevassa selityksessä on esitetty vain esillä olevan keksinnön parhaana pidettyjä suoritusmuotoja. Erilaiset muunnokset ovat ammattimiehelle mahdollisia esillä olevan keksinnön piiristä poikkeamatta, joka on vain oheisten patenttivaatimusten rajoittama.
Claims (5)
1. Digitaalinen radiotietoliikennejärjestelmä, jossa on lähetin, johon kuuluu modulaattori ja vahvistin, tunnettu siitä, että mainittu modulaattori (18) kehittää lineaarisen kvadratuurimoduloidun kantoaaltosignaalin, jolla kantoaalto-signaalilla on signaalipisteet, jotka määräytyvät kompleksisessa amplituditasossa lähetettävien binääristen digitaalisten signaalien mukaan mainittujen signaalipisteiden määrätessä urat, joista mikään ei kulje kompleksisen amplitudi-tason origon kautta ja jotka ovat välimatkan päässä siitä, ja että mainittu vahvistin (12) on tyypiltään lineaarinen tehovahvistin, joka on sovitettu vahvistamaan mainitun modulaattorin lähdön mainitun tehovahvistimen sisältäessä välineet tehosignaalin epälineaarisuuden kompensoimiseksi.
2. Patenttivaatimuksen 1 mukainen digitaalinen radiotietoliikenne järjestelmä, tunnettu siitä, että mainittu modulaattori kehittää mainitun binäärisen kvadratuurimoduloidun signaalin valitsemalla peräkkäin pisteen ensimmäisestä signaalipisteiden ryhmästä ja tämän jälkeen pisteen toisesta signaalipisteiden ryhmästä mainitun ensimmäisen ryhmän pisteiden ja mainitun toisen ryhmän pisteiden ollessa järjestetty vuorottelevasti vaiheen suuruuden mukaiseen järjestykseen kompleksisella amplituditasolla.
3. Digitaalinen radiotietoliikennejärjestelmä, jossa on vastaanotin, joka sisältää amplitudirajoittimen, tunnettu siitä, että siihen sisältyy: mainittu amplitudirajoitin (74) vastaanotetun lineaarisen kvadratuurimoduloidun kantoaaltosignaalin leikkaamiseksi, jolla kantoaaltosignaalilla on signaalipisteet, jotka määräytyvät kompleksisessa amplituditasossa lähetettävien binääristen digitaalisten signaalien mukaan mainittujen signaalipisteiden määrätessä urat, joista mikään ei kulje kompleksisen amplituditason origon kautta ja jotka ovat välimatkan päässä siitä; taajuusilmaisin (78), jonka tulo on kytketty mainitun amplitudira joittimen lähtöön mainitun taajuusilmaisimen määrätes 18 801 75 sä mainitun hetkellisen kulmanopeuden sille syötetyn leikatun signaalin mukaan; integraattori (80), jonka tulo on kytketty mainitun taajuus-ilmaisimen lähtöön, joka integraattori integroi hetkellistä kulmanopeutta ajan, joka vastaa binäärisen digitaalisignaa-lin yhtä jaksoa, esiintyvän vaiheenmuutoksen havaitsemiseksi ja päätöspiiri (82) kahden peräkkäisen vastaanotetun signaalipisteen välisen oikean vaiheenmuutoksen määräämiseksi .
4. Patenttivaatimuksen 3 mukainen digitaalinen radiotie-toliikennejärjestelmä, tunnettu siitä, että mainittu päätöspiiri (82) ilmaisee oikean vaiheenmuutoksen olettamalla esiintyvän vaiheenmuutoksen ( Θ) olevan muotoa (2ηπ + Θ) (jossa n on kokonaisluku).
5. Digitaalinen radiotietoliikennejärjestelmä, jossa on lähetin ja vastaanotin, lähettimen sisältäessä modulaattorin ja vahvistimen, tunnettu siitä, että modulaattori (18) kehittää lineaarisen kvadratuurimoduloidun kantoaaltosignaa-lin, jolla kantoaaltosignaalilla on signaalipisteet, jotka määräytyvät kompleksisessa amplituditasossa lähetettävien binääristen digitaalisten signaalien mukaan, mainittujen signaalipisteiden määrätessä urat, joista mikään ei kulje kompleksisen amplituditason origon kautta ja jotka ovat välimatkan päässä siitä, ja lineaarinen tehovahvistin (12) on sovitettu vahvistamaan mainitun modulaattorin lähdön mainitun tehovahvistimen sisältäessä välineet tehosignaalin epälineaarisuuden kompensoimiseksi, mainitun vastaanottimen sisältäessä: amplitudirajoittimen (74) vastaanotetun binäärisen kvadratuurimoduloidun kantoaaltosignaalin leikkaamiseksi, jolla kantoaaltosignaalilla on signaalipisteet, jotka määräytyvät kompleksisessa amplituditasossa lähetettävien binääristen digitaalisten signaalien mukaan mainittujen signaalipisteiden määrätessä urat, joista mikään ei kulje kompleksisen amplituditason origon kautta ja jotka ovat välimatkan päässä siitä; 19 80175 taajuusilmaisimen (78), jonka tulo on kytketty mainitun amplitudirajoittimen lähtöön mainitun taajuusilmaisimen määrätessä mainitun hetkellisen kulmanopeuden sille syötetyn leikatun signaalin mukaan; integraattorin (80), jonka tulo on kytketty mainitun taa-juusilmaisimen lähtöön, joka integraattori integroi hetkellistä kulmanopeutta ajan, joka vastaa binäärisen digitaa-lisignaalin yhtä jaksoa, esiintyvän vaiheenmuutoksen havaitsemiseksi; ja päätöspiirin (82) kahden peräkkäisen vastaanotetun sig-naalipitseen välisen oikean vaiheenmuutoksen määräämiseksi.
Applications Claiming Priority (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7678884A JPH088593B2 (ja) | 1984-04-17 | 1984-04-17 | デイジタル変調波用復調回路 |
| JP7678884 | 1984-04-17 | ||
| JP5753384U JPS60169963U (ja) | 1984-04-19 | 1984-04-19 | デイジタル信号伝送用送信機 |
| JP5753484U JPS60169962U (ja) | 1984-04-19 | 1984-04-19 | デイジタル信号伝送用送受信機 |
| JP5753384 | 1984-04-19 | ||
| JP5753484 | 1984-04-19 |
Publications (4)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| FI851513A0 FI851513A0 (fi) | 1985-04-16 |
| FI851513L FI851513L (fi) | 1985-10-18 |
| FI80175B FI80175B (fi) | 1989-12-29 |
| FI80175C true FI80175C (fi) | 1990-04-10 |
Family
ID=27296294
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| FI851513A FI80175C (fi) | 1984-04-17 | 1985-04-16 | Digitalt telekommunikationssystem, daer anvaends kvadraturmodulerade baervaogssignaler. |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4817116A (fi) |
| AU (1) | AU589119B2 (fi) |
| CA (1) | CA1236168A (fi) |
| FI (1) | FI80175C (fi) |
| NO (1) | NO169269C (fi) |
| SE (1) | SE460326B (fi) |
Families Citing this family (34)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5090026A (en) * | 1989-09-11 | 1992-02-18 | Electrocom Automation, Inc. | Gmsk narrowband modem |
| JPH06291790A (ja) * | 1993-04-05 | 1994-10-18 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | π／４シフトＱＰＳＫ変調器 |
| US5642384A (en) * | 1993-07-06 | 1997-06-24 | Ericsson Inc. | Trellis coded modulation scheme with low envelope variation for mobile radio by constraining a maximum modulus of a differential phase angle |
| US5600676A (en) * | 1993-07-06 | 1997-02-04 | Ericsson Ge Mobile Communications Inc. | Modulation scheme with low envelope variation for mobile radio by constraining a maximum modulus of a differential phase angle |
| US5588022A (en) * | 1994-03-07 | 1996-12-24 | Xetron Corp. | Method and apparatus for AM compatible digital broadcasting |
| US5659578A (en) * | 1994-11-23 | 1997-08-19 | At&T Wireless Services, Inc. | High rate Reed-Solomon concatenated trellis coded 16 star QAM system for transmission of data over cellular mobile radio |
| US5675590A (en) * | 1994-11-23 | 1997-10-07 | At&T Wireless Services, Inc. | Cyclic trellis coded modulation |
| US6889356B1 (en) | 1994-11-23 | 2005-05-03 | Cingular Wireless Ii, Llc | Cyclic trellis coded modulation |
| US5812604A (en) * | 1996-07-16 | 1998-09-22 | Scientific-Atlanta, Inc. | Constant envelope continuous phase frequency shift key modulation apparatus and method at radio frequencies |
| US6002298A (en) * | 1998-06-11 | 1999-12-14 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Air Force | Reconstituted frequency modulation with feedforward demodulator |
| US6292511B1 (en) * | 1998-10-02 | 2001-09-18 | Usa Digital Radio Partners, Lp | Method for equalization of complementary carriers in an AM compatible digital audio broadcast system |
| US6295317B1 (en) | 1998-10-02 | 2001-09-25 | Usa Digital Radio Partners, Lp | Method and apparatus for demodulating and equalizing an AM compatible digital audio broadcast signal |
| US6259893B1 (en) * | 1998-11-03 | 2001-07-10 | Ibiquity Digital Corporation | Method and apparatus for reduction of FM interference for FM in-band on-channel digital audio broadcasting system |
| US6721337B1 (en) | 1999-08-24 | 2004-04-13 | Ibiquity Digital Corporation | Method and apparatus for transmission and reception of compressed audio frames with prioritized messages for digital audio broadcasting |
| US6549544B1 (en) | 1999-11-10 | 2003-04-15 | Ibiquity Digital Corporation | Method and apparatus for transmission and reception of FM in-band on-channel digital audio broadcasting |
| US6523147B1 (en) | 1999-11-11 | 2003-02-18 | Ibiquity Digital Corporation | Method and apparatus for forward error correction coding for an AM in-band on-channel digital audio broadcasting system |
| WO2002073918A1 (en) * | 2001-03-12 | 2002-09-19 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Dpsk scheme with adaptive transition angle range |
| JP3705271B2 (ja) * | 2003-02-03 | 2005-10-12 | ソニー株式会社 | 送信方法及び送信装置 |
| US7729410B2 (en) * | 2003-06-30 | 2010-06-01 | Nxp B.V. | Procedure for BPSK demodulation corresponding to BPSK modulation with reduced envelope peaking |
| US7352797B2 (en) * | 2003-06-30 | 2008-04-01 | Conexant Systems, Inc. | Procedure for BPSK modulation with reduced envelope peaking |
| US7327803B2 (en) | 2004-10-22 | 2008-02-05 | Parkervision, Inc. | Systems and methods for vector power amplification |
| US7355470B2 (en) * | 2006-04-24 | 2008-04-08 | Parkervision, Inc. | Systems and methods of RF power transmission, modulation, and amplification, including embodiments for amplifier class transitioning |
| US8334722B2 (en) | 2007-06-28 | 2012-12-18 | Parkervision, Inc. | Systems and methods of RF power transmission, modulation and amplification |
| US20130078934A1 (en) | 2011-04-08 | 2013-03-28 | Gregory Rawlins | Systems and Methods of RF Power Transmission, Modulation, and Amplification |
| US8013675B2 (en) * | 2007-06-19 | 2011-09-06 | Parkervision, Inc. | Combiner-less multiple input single output (MISO) amplification with blended control |
| US7911272B2 (en) | 2007-06-19 | 2011-03-22 | Parkervision, Inc. | Systems and methods of RF power transmission, modulation, and amplification, including blended control embodiments |
| US9106316B2 (en) | 2005-10-24 | 2015-08-11 | Parkervision, Inc. | Systems and methods of RF power transmission, modulation, and amplification |
| US8031804B2 (en) * | 2006-04-24 | 2011-10-04 | Parkervision, Inc. | Systems and methods of RF tower transmission, modulation, and amplification, including embodiments for compensating for waveform distortion |
| US7937106B2 (en) * | 2006-04-24 | 2011-05-03 | ParkerVision, Inc, | Systems and methods of RF power transmission, modulation, and amplification, including architectural embodiments of same |
| KR100841433B1 (ko) * | 2006-06-19 | 2008-06-25 | 삼성전자주식회사 | Ｄａｔ가 장착된 ｂｐｓｋ 변조방식을 적용한 폴라 송신기 |
| WO2008144017A1 (en) | 2007-05-18 | 2008-11-27 | Parkervision, Inc. | Systems and methods of rf power transmission, modulation, and amplification |
| RU2451407C1 (ru) * | 2010-09-13 | 2012-05-20 | Открытое акционерное общество "Российский институт мощного радиостроения" | Способ определения вероятности ошибки на бит по параллельным многочастотным информационным сигналам |
| WO2012167111A2 (en) | 2011-06-02 | 2012-12-06 | Parkervision, Inc. | Antenna control |
| KR20160058855A (ko) | 2013-09-17 | 2016-05-25 | 파커비전, 인크. | 정보를 포함하는 시간의 함수를 렌더링하기 위한 방법, 장치 및 시스템 |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3349371A (en) * | 1963-11-20 | 1967-10-24 | Sangamo Electric Co | Quaternary decision logic |
| US3882425A (en) * | 1973-08-27 | 1975-05-06 | Boeing Co | Linear microwave modulator |
| US3845412A (en) * | 1973-10-12 | 1974-10-29 | Microwave Ass Inc | Digital modulate/demodulate system |
| US4057759A (en) * | 1976-06-23 | 1977-11-08 | Gte Sylvania Incorporated | Communication receiving apparatus |
| JPS5650652A (en) * | 1979-07-31 | 1981-05-07 | Nec Corp | Digital signal transmission system via multiphase/ multivalue modulation wave |
| US4528526A (en) * | 1983-05-31 | 1985-07-09 | Motorola, Inc. | PSK modulator with noncollapsable output for use with a PLL power amplifier |
-
1985
- 1985-04-12 US US06/722,256 patent/US4817116A/en not_active Expired - Lifetime
- 1985-04-12 AU AU41074/85A patent/AU589119B2/en not_active Ceased
- 1985-04-15 NO NO85851489A patent/NO169269C/no not_active IP Right Cessation
- 1985-04-16 SE SE8501861A patent/SE460326B/sv not_active IP Right Cessation
- 1985-04-16 CA CA000479247A patent/CA1236168A/en not_active Expired
- 1985-04-16 FI FI851513A patent/FI80175C/fi not_active IP Right Cessation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| FI851513A0 (fi) | 1985-04-16 |
| SE460326B (sv) | 1989-09-25 |
| NO851489L (no) | 1985-10-18 |
| FI80175B (fi) | 1989-12-29 |
| NO169269B (no) | 1992-02-17 |
| AU4107485A (en) | 1985-10-24 |
| SE8501861D0 (sv) | 1985-04-16 |
| US4817116A (en) | 1989-03-28 |
| NO169269C (no) | 1992-05-27 |
| SE8501861L (sv) | 1985-10-18 |
| FI851513L (fi) | 1985-10-18 |
| AU589119B2 (en) | 1989-10-05 |
| CA1236168A (en) | 1988-05-03 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| FI80175C (fi) | Digitalt telekommunikationssystem, daer anvaends kvadraturmodulerade baervaogssignaler. | |
| US6127884A (en) | Differentiate and multiply based timing recovery in a quadrature demodulator | |
| US5610946A (en) | Radio communication apparatus | |
| EP0716526B1 (en) | Method of producing modulating waveforms with constant envelope | |
| KR890002727B1 (ko) | 무선 통신 시스템내의 수신기 유니트 | |
| JP3316744B2 (ja) | Ａｆｃ回路、それを備えた受信機、及び自動周波数制御通信システム | |
| US6996191B1 (en) | Efficient accurate controller for envelope feedforward power amplifiers | |
| KR860002217B1 (ko) | 무선통신 시스템 | |
| JP2003018230A (ja) | 復調装置、放送システム及び半導体デバイス | |
| JPH07154438A (ja) | 無線チャネル上でディジタル情報を通信する方法及び送信機 | |
| JPH0621992A (ja) | 復調器 | |
| US4726038A (en) | Digital communication system | |
| US5261120A (en) | Method and apparatus for transmitting a signal with an offset which follows a received signal | |
| JP3178138B2 (ja) | フレーム同期回路及びフレーム同期方法 | |
| US5841815A (en) | Data receiver for correcting a phase of a received phase-modulated signal | |
| US6629121B1 (en) | Surface acoustic wave-matched filter and differential detector for demodulating spread spectrum signals | |
| US3971999A (en) | Coherent phase demodulator for phase shift keyed suppressed carrier signals | |
| EP0215166A2 (en) | Digital communication system | |
| JPH06311195A (ja) | Ａｐｓｋ変調信号復調装置 | |
| KR100226994B1 (ko) | 파이/4 qpsk 디지털 복조 방법 및 장치 | |
| JPS6330049A (ja) | Ｍｓｋ復調回路 | |
| JP3311910B2 (ja) | 位相比較器及び復調器並びに通信装置 | |
| US5878084A (en) | Method and apparatus for recovering the independent bit streams from each of two co-channel frequency modulated carriers | |
| KR970000163B1 (ko) | 시분할 다원접속 단말기의 변/복조장치 | |
| Lee et al. | A novel phase-compensated PSK modulation technique for PCS |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| MM | Patent lapsed |
Owner name: NEC CORPORATION |