SE460326B - Digitalradiokommunikationssystem som anvaender sig av kvadraturmodulerade baervaagor - Google Patents

Description

460 526 2 de bärvågssignalen har en konstant envelopp. Ehuru en sådan effektförstärkare har låg effektförbrukning beror transmissions- spektret vid TFM-metoden av frekvensbandbredden hos basband- signalen och moduleringsindex, varför frekvensbandbredden nöd- vändigtvis är stor i förhållande till en linjär modulerings- metod.

För att transmissionsspektret enligt den ovan beskrivna kända tekniken skall kunna göras smalare behövs särskilda kret- sar för vågformning av moduleringssignalerna med partiellt gensvar. Detta innebär att i ett mobilkommunikationssystem, i vilket kanalavståndet är exempelvis 25 kHz, blir den övre maximigränsen för signaltransmissionshastigheten begränsad till 16000 bitar per sekund. I fallet då en mottagare utnytt- jar en koherent detektering, såsom är beskrivet i den ovan- nämnda teknikens ståndpunkt, blir vidare mottagaren komplice- rad till följd av återvinningen av en koherent bärvågssignal. varigenom man erhåller en sänkning i feltaktprestanda hos mot- tagna signaler till följd av bärvågssignalfasglidning som för- orsakas av snabb fädning. Å andra sidan kan i ett digitalt, linjärt modulations- system den modulerade bärvågssignalens spektrum göras smalare genom att man använder sig av basbandsignalerna som uttas från ett lågpassfilter såsom moduleringssignalerna. Den modulerade bärvâgssignalen är emellertid i detta fall inte konstant i sin envelopp, varför det är tänkbart att den kan minska effektverk- ningsgraden därför att en förstärkare i klass A erfordras.

Mottagaren som är monterad i ett sådant system kräver vidare en automatisk förstärkningsregulator för att kompensera för variationer i den mottagna signalnivån. Särskilt är mobilradio- kommunikationssystem utsatta för nivåvariationer som överskri- der 100 dB till följd av fädningen och variationer i transmis- sionsbanan, varför mottagarna i dessa system blir komplicerade och skrymmande på ett icke önskvärt sätt.

Föreliggande uppfinning har således.till primärt ändamål att åstadkomma ett digitalt radiokommunikationssystem som in- kluderar en sändare med ekonomi i spektret och en hög effekt- verkningsgrad. Ett annat ändamål med uppfinningen är att åstad- komma ett digitalt radiokommunikationssystem som inkluderar en 460 326 3 mottagare som har utmärkta felegenskaper (nämligen en feltakt) vid mottagning av signaler med stora variationer i nivån. Ännu ett ändamål med.uppfinningen är att åstadkomma ett digitalt radiokommunikationssystem som är försett med en sändare som har god ekonomi i spektret och hög effektverkningsgrad samt en mottagare som har utmärkta felegenskaper då inkommande signa- ler utsätts för nivåvariationer i stor omfattning. Ytterligare ett ändamål med uppfinningen är att åstadkomma ett litet, digitalt radiokommunikationssystem av enkelt slag, vilket system är väl lämpat för montering i mobilradiostationer, så- som motorfordon och fartyg, ävensom i markradiostationer med förhållandevis små kapaciteter.

De ovannämnda målen uppnås medelst anordningar i vilka åtminstone en bitström som skall sändas kvadraturmoduleras på så sätt att signalpunkterna inte bildar ett spår på ett komplext amplitudplan som passerar genom origo för planets koordinater eller i närheten därav och i vilket en mottagen signal hård- begränsas och frekvensdiskrimineras för fastställande av den momentana vinkelhastigheten hos den mottagna signalen och integreras för detektering av fasvariationen mellan två på varandra följande mottagna signaler och därpå bestäms med av- seende på fasvariationen i enlighet med beslutströskelnivåerna 0 och f nradianer.

En första aspekt av föreliggande uppfinning antar formen av ett digitalt radiokommunikationssystem som innefattar en sändare som inkluderar en modulator för att alstra en linjär, kvadraturmodulerad bärvågssignal. Denna bärvågssignal har signalpunkter som är bildade på ett komplext amplitudplan i enlighet med binära digitalsignaler som skall sändas. Signal- punkterna bildar spår, av vilka vart och ett är icke-skärande med och beläget på avstånd från origo hos det komplexa ampli- tudplanet. Sändaren inkluderar vidare en linjär effektförstär- kare som är anordnad att förstärka utgångssignalen från modu- latorn och som är försedd med organ för att kompensera för olinearitet hos den förstärkta signalen.

En andra aspekt enligt föreliggande uppfinning antar for- men av ett digitalt radiokommunikationssystem som innefattar en mottagare som inkluderar en amplitudbegränsare för att hård- 460 3.26 4 begränsa en mottagen linjär kvadraturmodulerad signal. Denna bärvâgssignal har signalpunkter som är definierade på ett “ komplext amplitudplan i enlighet med binära digitalsignaler som skall överföras. Signalpunkterna bildar spår, av vilka vart och ett är icke-skärande med och beläget på avstånd från origo hos det komplexa amplitudplanet. Mottagaren inkluderar dessutom en demodulator som fastställer den momentana vinkel- hastigheten hos den mottagna signalen i enlighet med den hård- begränsade signalen som tillförs från amplitudförstärkaren och som integrerar den momentana vinkelhastigheten under en tids- i varaktighet som svarar mot en period hos den binära digital- signalen. Demodulatorn detekterar en verklig fasvariation mel- lan två på varandra följande mottagna signalpunkter. I motta- E garen ingår vidare en beslutskrets för att fastställa en kor- I rekt fasvariation mellan de båda på varandra mottagna signal- punkterna.

En tredje aspekt av uppfinningen antar formen av ett di- gitalt radiokommunikationssystem som innefattar en sändare och en mottagarel Sändaren inkluderar en modulator för att alstra en linjär kvadraturmodulerad bärvågssignal. Denna bärvågssig- nal har signalpunkter som är definierade på ett komplext ampli- tudplan i enlighet med binära digitalsignaler som skall sändas.

Signalpunkterna bildar spår, av vilka vart och ett är icke- skärande med och beläget på avstånd från origo hos det komplexa amplitudplanet. Sändaren inkluderar vidare en linjär effektförstärkare som är anordnad att förstärka utgångssigna- len från modulatorn. Effektförstärkaren inkluderar organ för att kompensera för olinearitet hos den förstärkta signalen.

Mottagaren inkluderar en amplitudbegränsare för att hård- begränsa en mottagen linjär kvadraturmodulerad bärvågssignal.

Denna bärvågssignal har signalpunkter som bildas på ett komplext amplitudplan i enlighet med binära digitalsignaler som skall sändas. Signalpunkterna bildar spår, av vilka vart och ett är icke-skärande med och beläget på avstånd från origo hos det komplexa amplitgdplanet. Mottagaren inkluderar vidare en demodulator som fastställer den momentana vinkelhastigheten hos den mottagna signalen i enlighet med den hårdbegränsade ~ signalen som tillförs från amplitudbegränsaren och som inte- 460 326 5 grerar den momentana vinkelhastigheten under en tidsvaraktig- het som svarar mot en period hos den binära digitalsignalen.

Demodulatorn detekterar en verklig fasvariation mellan två på varandra följande mottagna signalpunkter. Mottagaren inklude- rar dessutom en beslutskrets för att fastställa en korrekt fasvariation mellan de båda på varanda följande mottagna signalpunkterna.

Kännetecknen och fördelarna med föreliggande uppfinning kommer att framgå bättre av den nu följande beskrivningen i anslutning till bifogade ritningar, på vilka lika block och kretsar är markerade med lika hänvisningsbeteckningar och på vilka fig. l är ett blockschema som visar ett första exempel på sändaren för användning i en utföringsform enligt förelig- gande uppfinning, fig. 2 är ett signalrumsdiagram som visar signalpunkter hos en kvadraturmodulerad bärvågssignal som är uttagen ur anordningen enligt fig. 1 samt spåren som är bil- dade av signalpunkterna, fig. 3 är ett blockschema som visar ett andra exempel på sändaren, fig. 4 är ett signalrumsdiagram som visar signalpunkter hos en linjär modulerad bärvågssignal som är uttagen från anordningen enligt fig. 3 samt spår som är bildade av signalpunkterna, fig. 5 är en kurva som visar ingångs- och utgångskarakteristikorna hos den linjära effekt- förstärkaren som bildar en del av den i fig. l visade anord- ningen, fig. 6 är ett blockschema som visar ett exempel på mottagaren för användning i utföringsformen enligt föreliggan- de uppfinning, fig. 7 är ett signalrumsdiagram som visar de mottagna signalpunkterna och spåren som är bildade av utgångs- signalerna som framträder i anordningen enligt fig. 6, och fig. 8 är ett diagram som visar beslutströskelvärdesnivåer för fastställande av fasvariationen i den mottagna signalen.

Nu hänvisas till fig. 1 där ett första exempel på en sän- dare för användning i en utföringsform enligt föreliggande uppfinning är visat i blockschemaform. Sändaren innefattar en linjär kvadraturmoduleringskrets 10 och en linjär effektför- stärkningskrets 12, varvid nämnda kretsar är sammankopplade medelst en ledning 14. Moduleringskretsen lO inkluderar en om- kopplingskrets 16, ett moduleringsavsnitt 18, en lokaloscilla- tor 20 och en fasdelare 22. I denna utföringsform inkluderar 460 326 6 jär effektförstärkare 34 och Utgângssignalen från förstärkaren 34 sänds genom en antenn 37. Alla de i fig. konventionell typ, en feldetektor 36. l visade kretsarna är av varför en detaljerad beskrivning av desamma kommer att utelämnas för enkelhets skull- Omkopplingskretsen 16 matas via en ledning 40 med en bi- när digitalsignal (pulser) som skall sändas. Omkopplingskret- sen 16 tillför växelvis, vid varje tidslucka, signalen till lâgpassfiltren 24 och 26 via led 44 såsom gensvar på klockpulser som ti Lågpassfiltret 24 tillf pasbandsignal x(t)) til den inkommande ningarna 42 och ör sina utgângssignaler (nämligen en l den balanserade modulatorn 28, medan det andra lågpassfiltret 26 på likartat sätt tillför sina ut- gångssignaler (nämligen en basbandssignal y(t)) till den ba- ger två signaler (nämligen sinwct och cosmct; ka skiljer sig i fas V/2 radianer med avseende på varandra. De balanserade nodulatorerna 28 och 30 modulerar cosmct och sinwct med de respektive basbandssignalerna x(t) och y(t)- De som tillför en multiplexerad si sen 12 via ledningen 14- Den multiplexerade signalen Sa följande ekvation: (t) är representerad av sa(t) = s1(t) + s2(t) - x(t)coswCt + y(t)sinmct _... (1) Basbandssignalerna x(t) och y(t) är gi ner (2} och (3): vna av följande ekvatio- OO x(t'.) = Zazm h(t-2mT) ---- (2) m=-DO bO _ _ y = 2: a2m+l hr: - (zm + 1>T> ---- <3; fria-Do liförs via en ledning 46. där mcär vinkelfrekvensen hos bärvågen), vil- m 460 326 7 där var och en av azm och azmll antar antingen värdet +1 eller -l i enlighet med värdet hos den binära digitalsignalen som skall sändas, h(t) svarar mot ett pulsgensvar hos vart och ett av lågpassfiltren 24 och 26, och T svarar mot en period hos den till omkopplingskretsen 16 förda bitströmmen.

Såsom har nämnts ovan erhålls signalen Sa(t) genom att man multiplexerar de båda modulerade signalerna x(t)cosubt och y(t)sinu@t. Följaktligen antar signalen Sa(t) värden som är angivna av signalpunkterna "o" och "x" på det i fig. 2 visade komplexa amplitudplanet, där TRJl - TRJ4 anger spår som är bildade av signalpunkterna. De båda signalpunkterna "o" på I-axeln har komposanter som ligger i fas med avseende på bär- vågssignalen medan de båda signalpunkterna "x" på Q-axeln har kvadraturkomposanter med avseende på bärvågssignalen, dvs. komposanter som är fasförskjutna 90°. De båda sígnalpunkterna på vardera av I- och Q-axlarna svarar mot antingen värdet +l eller värdet -l hos basbandssignalen, och varje signalpunkt är således representerad med en l~bit/symbol. Det bör observeras att sígnalspåren TRJI - TRJ4 inte passerar genom origo P för det komplexa amplitudplanet eller i närheten av origo P. Anled- ningen till detta är att den ena av signalpunkterna "o" och den ena av signalpunkterna "x" väljs växelvis. Såsom har nämnts ovan kan moduleringsschemat betecknas "binärfasförskjut- ningsnyckling (BPSK) med7T/2 radianer". Fördelarna som erhålls med hjälp av detta moduleringsschema kommer att diskuteras i detalj nedan.

Såsom man ser i ekvationen (1) upptas spektret för den multiplexerade signalen Sa(t) av frekvensbandbredden hos bas- bandssignalen x(t) (eller y(t)) på symmetriskt sätt kring bär- vågsfrekvensen. Följaktligen är transmissionsspektret dubbelt så stort som spektret för basbandssignalen. Den verkliga for- men hos transmissionsspektret bestäms av frekvenskarakteristi- korna hos lågpassfiltren 24 och 26. Vartdera lågpassfiltret är företrädesvis ett Nyquist-avrullningsfilter med höjd kosinus, vilket filter har frekvenskarakteristikorna som är givna av följande ekvation (4): 460 326 aa 8 una) = S hc:>e'5“tdt 1 i--~- lm/2«|5(ï-u)/2T å... å. sin ._'š_ |m/2¶|¿(1-a)/2T 0 0.010 u... (4) där d,är en avrullningsfaktor (ett positivt tal som är mindre än ett). Om ett sådant lågpassfilter används är transmissions- bandbredden hos den modulerade bärvâgssignalen given av föl- jande ekvation (5): w = 2(1+-m) ~1/2T .... (5) Transmissionsbandbredden W kan göras smalare genom att man anordnar moduleringskretsen 10 på så sätt att antalet signalpunkter ökas.

Fig. 3 är ett blockschema som visar en linjär kvadratur- moduleringskrets 50 í ett andra exempel på en sändare för an- vändning vid föreliggande uppfinning. I denna anordning är an- talet signalpunkter dubblerat, såsom är visat i fig. 4, i jäm- förelse med anordningen enligt fig. l. Moduleringskretsen 50 är densamma som kretsen som är visad i fig. 1 bortsett från att kretsen 50 är anordnad att modulera bärvågssignalen med två bitströmmar. g Moduleringskretsen 50 inkluderar en omkopplingskrets 56; ett moduleringsavsnitt 58, en lokaloscillator 60 och en fas- delare 62. Moduleringsavsnittet 58 inkluderar fyra lågpass- filter (LPF) 64, 65, 66 och 67, fyra balanserade modulatorer 68, 69, 70 och 71, och en adderare 72. Utgångssignalen från moduleringskretsen 50 matas till en linjär effektförstärkare som inte är visad men som är anordnad på samma sätt som effekt- förstärkaren 14 som är visad i fig. l.

Omkopplingskretsen 56 matas via ledningarna 80 och Bl med två slags binära digitalsignaler (pulser) som skall sändas.

Omkopplingskretsen 56 tillför växelvis, i varje tidsslits, de båda inkommande bitströmmarna till lågpassfiltren 64-65 och 66-67 via ledningarna 82-83 resp. 84-85 i beroende av klock- pulser som tillförs via en ledning 86. Filtren 64 och 65 matar sina utgångssignaler (nämligen basbandsígnalerna xl(t) och 460 326 9 yl(t)) till de balanserade modulatorerna 68 resp. 69. På lik- artat sätt tillför de andra lågpassfiltren 66 och 67 sina ut- gångssignaler (nämligen basbandssignalerna x2(t) och y2(t)) till de balanserade modulatorerna 70 resp. 71. Fasdelaren 62 matas med bärvågssignalen från lokaloscillatorn 60 och avger fyra signaler, nämligen cosßct, sinuct, cos(Uct+UY4) och sin(dct+Ü74)) som inbördes skiljer sig i fas med VY4 radianer.

De respektive balanserade modulatorerna 68, 69, 70 och 7l mo- dulerar cosvct, sinubt, cos(wct+U74) och sin(wct+¶74) med de korresponderande basbandssignalerna xl(t), y1(t), x2(t) och y2(t) och alstrar modulerade signaler Sl(t) - S4(t). Dessa mo- dulerade signaler Sl(t) - S4(t) kombineras i adderaren 72 som tillför den multiplexerade signalen Sb(t) till förstärkare-- kretsen (inte visad i fig. 3) via en ledning 52.

Signalen Sb(t) är given medelst följande ekvation. sme) = sin) + s2(t) + s3(t) + s4(t) = xlttlcoswct + yl(t)sinwct + X2(t)cos(mct+¶/4) + y2(t)sin(mct+¶/4) .... (5) Basbandssignalerna x1(t) - y2(t) är givna av följande ekvatio- ner (7) - (lO); DO X1= Z azm nu; - zmrs) m rnJ--OO DO yflt; l-mëæbzm hc: - zmrs) (a) 00 *2s= Zazmll nt: - czm + un] <9) ffl:-0O AO yzrç) ïnšmbzmu hu: -_ (zm + img] un) där var och en av azm, bzm, a2m+l och b2m+l antar antingen värdet +l eller -l i enlighet med värdet hos den binära digi- talsignalen som skall sändas och Ts är ett symbolintervall för det ena paret inkommande signaler som tillförs till omkopp- lingskretsen 56. Såsom följd av detta är symbolintervallet dubbla bitintervallet (dvs. Ts = 2T). Såsom har nämnts ovan är 460 32ö 10 varje lågpassfilter företrädesvis så utformat att dess fre- kvenskarakteristikor är givna av ekvationen (4), och i så fall bör bitintervallet T ersättas med Ts. Transmissionsbandbredden är således given av: W = 2(l + a)- 1/2Ts.

Följaktligen kan man i fallet där kanalavståndet är 25 kHz, såsom i konventionella mobilradiokommunikationssystem, erhålla symboltransmissionstakten ffiauåz fbaud = 1/Ts_= 25 x '103/(1 + u) . (11) I och med att en symbol svarar mot tvâ bitar i detta fall är bitupprepningstakten fb = Zfbauå. Följaktligen gäller att om avrullningsfaktorn c är 0,56 blir fb 32000 bitar per sekund, vilket är approximativt två gånger så stort som i kända mobil- radiotransmissionssystem.

Den linjära effektförstärkaren 12, som i denna utförings- form består av effektförstärkaren 34 och feldetektorn, är av konventionell typ, varför deras arbetssätt inte kommer att be- skrivas närmare.

Fig. 4 är ett rumsdiagram som visar signalpunkter i den modulerade bärvågssignalen Sb(t) och spår som är bildade av signalpunkterna, varvid signalpunkterna är betecknade "o" och "x" och spåren som är bildade av signalpunkterna är markerade medelst heldragna linjer TRJ. Varje signalpunkt är represen- terad av två bitar per symbol, och angränsande signalpunkter skiljer sig i fas med n/4. Signalpunkterna x och "o" är an- ordnade växelvis i ordningen för fasstorlek- Såsom klart fram- går av fig. 4 löper inget av signalspåren genom origo P för plankoordinaten eller i närheten av denna. Moduleringsmetoden som således har beskrivits under hänvisning till fig. 3 och 4 kan betecknas "kvadraturfasförskjutningsnyckling" (QPSK) med U/4 radianer“.

Det skall framhållas att anordningen enligt fig. 3 möjlig- gör att transmissionsbandbredden och -takten kan förbättras i jämförelse med den i fig. l visade modulatorn lO.

Föreliggande uppfinning är, så långt den hittills är be- skriven, inriktad på fallen då två och fyra signalpunkter an- vänds. I regel medför i enlighet med föreliggande uppfinning en ökning av antalet signalpunkter att man erhåller en smalare transmissionsbandbredd och en högre transmissionstakt. 460 326 ll Den multiplexerade signalen Sa(t) eller 5b(fi) matas åär~ efter till effektförstärkaren. Pig. S visar ett generellt exempel på ingångs-/utgångskarakteristiken hos en vanlig för- stärkare. Såsom framgår av fig. 5 gäller att efter hand som ingångsamplituden ökar kommer olineariteter, som förorsakas av amplitudmättning och fasförskjutning, att ökas, vilket är känt såsom AM-till-AM- och AM-till¿PM-omvandlingar. Det är känt att udda övertoner medger att spektret kan breddas» Skilda försök_ har därför gjorts att kompensera för olineariteten.

Tidigare föreslagna metoder (av analog typ) som är inrik- tade på att lösa problemet är beskrivna exempelvis i den ame- rikanska patentskriften 3 900 823 eller på sidorna 44-49 i en artikel av V. Petrovic presenterad i IEE Conference on Radio Spectrum Conservation Techniques, september 1983, med titeln "Reduction of Spurious Emission from Radio Transmitters by Means of Modulation Feedback". I dessa kända metoder utnyttjar man en återkopplingsslinga för att återföra förstärkningen och fasen hos en mottagen signal, men de utsätts för en olägenhet på så sätt att effektiv kompensering inte uppnås. Orsaken till detta är att analogsignalen skär origo för det komplexa ampli- tudplanets koordinater och ökar således det dynamiska inter- vallet.

I motsats till detta passerar enligt föreliggande uppfin- ning spåren som är bildade av signalpunkterna inte genom origo P eller i närheten därav, och följaktligen är de ovannämnda problemen som vidlåder känd teknik i stort sett övervunna.

Under hänvisning nu till fig. 6 visas i blockschemaform ett exempel på en mottagare för användning i en utföringsform av föreliggande uppfinning. Anordningen enligt fig. 6 inklu- derar ett bandpassfilter 70, vars ingång är kopplad till en mottagningsantenn 72, vidare en amplitudbegränsare 74 för att hårdbegränsa utmatningen från filtret 70, en fasdemodulator 76 bestående av en frekvensdetektor 78 och ett integrerings- och tippfilter BO, en beslutskrets 82 och en klocksignalregenera- tor 90 som styr filtret 80 och beslutskretsen 82.

Bandpassfiltret 70 matas genom antennen 72 med den kvad- raturmodulerade bärvågssignalen (Sa(t) eller Sb(t)). Den genom bandet förda signalen från filtret 70 hårdbegränsas därefter till en förutbestämd nivå vid amplitudbegränsaren 74. 460 326 12 Det bör observeras att i anordningen enligt fig. 6 an- vänds amplitudbegränsaren 74 i stället för en automatisk för- stärkningsregulator (AGC). Orsaken till detta är att sändaren enligt föreliggande uppfinning alstrar en linjär kvadraturmo- dulerad signal vars signalspår, såsom har nämnts ovan, inte passerar genom origo P i det komplexa amplitudplanet eller i närheten därav. Eftersom man undviker att använda AGC, vilket skulle medföra att kretsarna skulle bli komplicerade, är den i fig. 6 visade mottagaren enkel och kompakt. Det är mycket för- delaktigt att använda sig av amplitudbegränsaren 74 i stället för AGC, särskilt i fallet då ett dynamiskt intervall sträcker sig upp till 100 dB, såsom i mobilradiokommunikationssystem.

Amplitudbegränsaren 74 tillför den hårdbegränsade signa- len till nästa steg. nämligen till fasdemodulatorn 76.

Fasdemoduleringen i anordningen enligt fig. 6 kommer att diskuteras under hänvisning till fig. 7 och 8, där den inkom- mande signalen antas vara den modulerade signalen Sa(t) (näm- ligen utgångssignalen från anordningen enligt fig. 1).

Det må antas att den modulerade bärvâgssignalen är helt fri från varje störning under sändningen och att detta även gäller själva mottagaren, varjämte det må antas att den mot- tagna signalen ändras från en signalpunkt A (som är markerad "o") på I-axeln till en signalpunkt B (som är markerad "x") på Q-axeln (fig. 7)- I detta fall är spåret som är bildat av band- passfiltrets 70 utgångssignal representerat av en rät streckad linje "a". under det att spåret som är bildat av utgångssigna- len-(således den hårdbegränsade signalen) från amplitudbegrän- saren 74 är markerad med en cirkelformig båge "b". Frekvens- detektorn 78 matas med utgångssignalen från begränsaren 74 och detekterar den momentana vinkelhastigheten hos den mottagna signalen i spåret "b". Den momentana vinkelhastigheten (t) är given av följande ekvation (12): an.) = a/dt-ven-.J = a/at[tan“1y(t)/x(t)] (12) Värdet hos vinkelhastigheten w(t), som erhålls vid frekvens- detektorn 78, integreras under en symboltidsvaraktighet i integrerings- och tippfiltret 80. Utgångssignalen från filt- ret 80, således fasvariationen mellan de båda på varandra följande signalpunkterna, är generellt representerad av följande ekvation (13): 460 326 13 nT HIT ïgufltldt = gld/dt-6(t)1dt = 6(nT) - 6(n-1)T ~~° (13) Cfl-'ÛT (rt-UT , I det ovannämnda speciella fallet anger utgângssignalen från filtret 80 fasskillnaden +¶/2 radianer.

Under antagande å andra sidan av att den till antennen 72 förda signalen ändras från signalpunkten A till en annan signal- punkt C på Q-axeln (såsom är visat med en streckprickad linje) och under antagande av att inte heller denna signal är påver- kad av brus är i detta fall utgángssignalen från amplitud- begränsaren 74 markerad med en cirkelformig båge "c". Såsom följd av detta anger utgångssignalen från filtret 80 fasskill- naden -¶/2 radianer.

Om följaktligen signalerna som skall sändas moduleras på så sätt att fasvariationen mellan två på varandra följande signaler antar antingen värdet +fi/2 eller värdet -n/2 kan be- slutskretsen 82 återge den ursprungliga signalen (dvs. den till sändaren förda binära digitalsígnalen) i enlighet med utgångssignalen från fasdetektorn 76.

Arbetssättet hos beslutskretsen 82 kommer nu att beskri- vas under hänvisning till fig. 6-8.

Om den till antennen 72 förda signalen inte försämras av brus under överföringen antar fasskillnaden under en symbol- tidvaraktighet värdet +¶/2 eller värdet -n/2 såsom har nämnts ovan. Beslutskretsen 82 kan således mata ut avbildningen av den ursprungliga signalen i enlighet med beslutströskelvärdes- nivån (dvs. 0 radianer).

Den modulerade signalen är emellertid ofta försämrad till följd av brus under transmissionen och/eller i själva mottaga- ren. Såsom följd av detta kommer, när signalpunkten hos den mottagna modulerade signalen ändras från punkten A till punk- ten B, utgångssignalen från bandpassfiltret 70 kanske att spåra längs exempelvis en streckad linje "d". I detta fall spårar utgången från amplítudbegränsaren 74 cirkulära bågar I! ll “c", e och "f" i denna ordning. Integrerings- och tipp- filtret 80 alstrar således en signal som svarar mot en fas- skillnad -3/2n. Såsom följd av detta kommer, om beslutskret- sen 82 fastställer denna utgångssignal från filtret 80 på ba- sis av 0 radianer, kretsen 82 möjligen att ge upphov till ett 460 326 14 felaktigt resultat. Detta problem undanröjs emellertid genom att man utför anordningen så, att beslutskretsen 82 behandlar -3n/2 radianer såsom +n/2 radianer. Närmare bestämt adderas ytterligare tvâ beslutströskelvärdesnivåer +n och -1rradianer till den ovannämnda nivån 0 radianer, såsom är visat i fig. 8, varvid T är en symboltidvaraktighet som är definierad av tid- punkterna tg och tl.

Om således fasskillnaden Å9 detekteras mellan -W och -2fl radianer, antas A6 vara lika med (2¶ + A6), under det att om den detekterade fasskillnaden A6 ligger mellan +¶ och +2¶ antas A6 vara lika med (-2¶ +A6). Detta schema kan utsträckas till fallet då den detekterade fasskillnaden överskrider i 2¶ radianer, varvid den verkliga fasskillnaden antas vara (2n¶ + A6) (där n är ett helt tal). Detta innebär att fas- variationen bestäms av modulen 2¶. Således kommer det förhål- landet att fasskillnaden på ett icke önskvärt sätt överskrider 1 U/2 under överföringen och/eller i själva mottagaren att kompenseras för.

Det ovannämnda beslutet på grundval av modulen 2fi'är sär- skilt lämpligt i fallet där antalet signaler ökar, såsom har hänvisats till i figu 3 och 4, och i fallet då signalspåren passerar förhållandevis nära origopunkten P (fig. 4) såsom har antagits som jämförelse i fallet enligt fig. 2.

I enlighet med datorsimulering som uppfinnarna har utfört, varvid mottagaren enligt fig. 6 antogs detektera de QPSK- modulerade H/4-förskjutna signalerna medelst modulen ZW, be- visades det att förhållandet mellan bärvåg och bruseffekt som var erforderlig för att feltakten skulle bli 10'3 kan för- bättras upp till approximativt 2 dB.

Ovan har den i fig. 6 visade mottagaren beskrivits i fal- let med mottagning av BPSK-modulerade signaler med förskjut- ningen n/2. På likartat sätt kan samma diskussion tillämpas på fallet då mottagaren matas med QPSK-signaler med förskjutning- en n/4 och med flera modulerade signaler med många värden, ehuru fasskillnaden för de angränsande signalerna är :U/4, :Sw/4, ... .

Beskrivningen ovan anger endast föredragna utföringsfor- mer av föreliggande uppfinning. Skilda modifikationer är uppen-

Claims (6)

460 326 15 bara för faekmannen inom föreliggande uppfinnings ram som endast är begränsad av de bifogade patentkraven. PATENTKRAV

1. Digitalradiokommunikationssystem innefattande en sändare som inkluderar en modulator och en förstärkare, k ä n n e - t e c k n a t därav, att nämnda modulator alstrar en linjär kvadraturmodulerad bärvågssignal som har signalpunkter som är bildade på ett komplext amplitudplan 1 enlighet med binära digitalsignaler som skall sändas, varvid nämnda signalpunkter bildar spår, av vilka vart och ett är icke-skärande med och beläget på avstånd från det komplexa amplitudplanets origo, att nämnda förstärkare är av linjär effektförstärkartyp och är anordnad att förstärka utgångssignalen från nämnda modulator, 'och att nämnda effektförstärkare inkluderar organ för att kompensera för olinearitet hos effektsignalen.

2. Digitalradiokommunikationssysyem enligt krav 1, k ä n n e- t e c k n a t därav, att nämnda modulator alstrar nämnda linjära kvadraturmodulerade bärvågssignal genom att 1 tur och ordning utvälja en punkt 1 en första grupp signalpunkter och därefter en punkt 1 en andra grupp signalpunkter, varvid punkterna 1 nämnda första grupp och punkterna 1 nämnda andra grupp är växelvis anordnade 1 ordningen för fasstorlek på det komplexa amplitudplanet.

3. Digitalradiokommunikationssystem, k ä n n e t e c k n a t därav, att det innefattar en mottagare som inkluderar en ampli- tudbegränsare för att hårdbegränsa en mottagen linjär kvadratur- modulerad bärvågssignal som har signalpunkter som är bildade på ett komplext amplitudplan enligt binära digitalsignaler som skall sändas, varvid nämnda signalpunkter bildar spår, av vilka vart och ett är icke-skärande med och är beläget på avstånd från origo hos det komplexa amplitudplanet, en demodulator som fast- ställer den momentana vinkelhastigheten hos den mottagna signa- len i enlighet med den hårdbegränsade signalen som är tillförd från nämnda amplitudbegränsare, vilken demodulator integrerar den momentana vinkelhastigheten under en tidsvaraktighet som svarar mot en period hos den binära digitalsignalen och detekte- rar en verklig fasvariation mellan två 1 tur och ordning 460 326 16 -mottagna signalpunkter, och en beslutskrets för att fastställa en korrekt fasvariation mellan de två i tur och ordning mottagna signalpunkterna.

4. Digitalradiokommunikationssystem enligt krav 3, k ä n n e- t e_c k n a.t därav, att nämnda demodulator inkluderar en- frekvensdetektor vars ingång är kopplad till utgången från nämnda amplitudbegränsare, varvid nämnda frekvensdetektor fast- ställer nämnda momentana vinkelhastighet i enlighet med nämnda därtill förda hârdbegränsade signal, och en integrator vars ingång är kopplad till utgången från nämnda frekvensdetektor, varvid nämnda integrator integrerar den momentana vinkelhastig- heten under en tidsvaraktighet som svarar mot en period hos den binära digitalsignalen för att detektera den verkliga fasvaria- tionen.

5. Digitalradiokommunikationssystem enligt krav 3, k ä n n e- t e c k n a t därav, att nämnda beslutskrets detekterar den korrekta fasvariationen genom att anta att den verkliga fasvariationen (A3) är (Zn/T-w) (där n är ett helt tal).

6. Digitalradiokommunikationssystem innefattande en sändare och en mottagare som inkluderar en modulator och en förstärkare, k ä n n e t e c k n a t därav, att nämnda sändare inkluderar en modulator för att alstra en linjär kvadraturmodulerad bärvågssignal som har signalpunkter som är bildade på ett komplext amplitudplan i enlighet med binära digitalsignaler som skall sändas, vilka signalpunkter bildar spår, av vilka vart och ett är icke-skärande med och är beläget på avstånd från origo hos det komplexa amplitudplanet, och en linjär effektförstärkare som är anordnad att förstärka utgångssignalen från nämnda modulator, vilken effektförstärkare inkluderar organ för att kompensera för olinearitet hos den förstärkta signalen, varjämte e nämnda mottagare är k ä n n e t e c k n a d av en amplitud- begränsare för att hårdbegränsa en mottagen linjär kvadratur- modulerad bärvågssignal som har signalpunkter som är bildade på ett komplext amplitudplan i enlighet med binära digitalsignaler som skall sändas, vilka signalpunkter bildar spår, av vilka vart och ett är icke-skärande med och beläget på avstånd från origo hos det komplexa amplitudplanet, en demodulator som fastställer den momentana vinkelhastigheten hos den mottagna signalen i 460 326 17 enlighet med den från nämnda amplitudbegränsare tillförda hårdbegränsade signalen och som integrerar den momentana vinke1hastigheten_under en tidsvaraktighet som svarar mot en period hos den binära'digitalsignalen, varvid nämnda demodulator detekterar en verklig fasvariation mellan tvâ i tur och ordning mottagna signalpunkter, och en beslutskrets för att fastställa en korrekt fasvariation mellan de båda 1 tur och ordning mottagna signalpunkterna.