JPH02105746A - デイジタル復調装置及び差動位相偏移キーイング復調装置ならびに低信号対雑音比入力信号復調方法 - Google Patents

デイジタル復調装置及び差動位相偏移キーイング復調装置ならびに低信号対雑音比入力信号復調方法

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JPH02105746A
JPH02105746A JP1220157A JP22015789A JPH02105746A JP H02105746 A JPH02105746 A JP H02105746A JP 1220157 A JP1220157 A JP 1220157A JP 22015789 A JP22015789 A JP 22015789A JP H02105746 A JPH02105746 A JP H02105746A
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phase
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digital modulation
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スチーブン　ジェイ．ヘネリイ
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    • H04L27/227—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation
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Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、データ通信、特に搬送波位相に無関係にかつ
二乗非直線性の使用を伴わず記８タイミングを決定する
ディジタル変複調装置に関する。
［従来の技術］ 陸上移動衛星回線を通して行い低利得アンブナを使用す
るデータ通信は、ディジタル変複調装置の設計に挑んで
いる。限界搬送波対雑音比を持つ信号の復調にとっては
、その処理技術が最高可能効率を達成する必要がある。
ドツプラー偏移及び発＠装置ドリフトに起囚乃る周波数
変動は、記号速度の有意な部分を占めるおそれがあり、
したがって、検出損出を最少化するためにこれらを追跡
しなければらない。また、記号同期の維持は、陸上移動
衛星環境において経験される多重通路フェージング及び
シャドーイングの存在下では、限界に達する。
在庫品の超大規模集積回路（以下ＶＬＳ　Ｉ　）を使用
する全ディジタル復調装置は、先行技術に４３いて知ら
れている。特に、ディジタルＶＬＳ　Ｉで実現された部
品を使用する多重速度二進位相偏移キーイング（ＢＰＳ
Ｋ）復調装置は、Ｊ、　Ｆ、ローシュ、ジュニア（Ｒｏ
ｅｓｃｈ、　Ｊｒ、　）　、　　ｒ在庫品ＶＬＳ　Ｉ技
術を使用する全ディジタル復調５Ａｌ（＾ｎ　　八ｌｌ
　　旧ｇｉｔａｌ　　Ｄｃｌｏｄｕｌａｔｏｒ　　Ｕｓ
ｉｎｇ　　０Ｈ−ｔｈｅ−３ｈｅｌｆ　ＶＬＳＩ　Ｔｅ
ｃｈｎｏｌｏｏＶ　）　Ｊ　、ミリコーム　トランス（
Ｈｉｌｃｏｍ、　Ｔｒａｎｓ、）　、νｏ１．３．　Ｄ
ｏ、　４６．４゜１−４６．４．５．１９８６年１０月
に記載されており、この文献は本願の参考文献に含まれ
ている。
陸上移ａＷｉ星システムでは電力効率が主要な感心型で
あり、これは低利得全方向性アンテナが要求されるため
である。しかしながら全方向７ンデナは、直通路信号エ
ネルギーと反射信号エネルギーとを効率的に弁別するこ
とはないであろう。ドツプラー偏移の影響で、これらの
多重通路信号は信号振幅及び位相に無作為な変動を起こ
すａ３それがある。陸上移動衛星回線内では、コヒーレ
ント復調に当たり搬送波位相を効率的にＭｔ定できるよ
うにするには多重通路フェージングが酷し過ぎる。
そのため、低倍＠λｊ雑音比においＣＷ１送波位相又は
周波数に無ＩＩＩ係に記号間１１を達成することが、デ
ィジタル変複調装置にとって要求される。さらに、ディ
ジタル変複調装置は、帯域通過フィルタ方式の伝統的な
二乗非直線性に対して収集速度及び信頼性を向上しなけ
ればならない。
Ｕ問題を解決するための手段Ｊ 本発明は、信号対鉗音比が低くかつ周波数ドリフトが記
号速度の有意な部分を占めるデータ通信システムにおい
て動作するように設計されたディジタル変複調装置を提
供ゴる。特に、本発明のディジタル変複調装置は、陸上
移動′＃星回線に対して開発されたものでかつ差働位相
偏移キーインク（以下ＤＰＳＫ）復調を採用する。ＤＰ
ＳＫは搬送波周波数の推定のみを必要とするので、その
性能は多重通路フェージング環境によって起こされる位
相誤差に低感麿である。
本発明の変複調装置は、ディジタル信号処理装置（ＤＳ
Ｐ）を含む。ディジタル信号処理装置は、アナログ対デ
ィジタル（以下Ａ／Ｄ　）変換装置、ディジタル対アナ
ログ（Ｄ／Ａ）変換装置、数制御発振装置（ＮＧＯ）、
積分装置兼減衰（Ｉ＆Ｄ）フィルタ、記号タイミングモ
ジュール、点乗積検出装置、クロス乗積検出装置、自動
周波数制御（以下ＡＦＣ）モジュール、及び粗周波数推
定兼ロック検出（ＣＦＬＤ）モジュールを含む。
本発明のディジタル変復：ｇＩ装置においては、搬送波
周波数のあいまい性が粗周波数推定兼ロック検出モジュ
ールによって狭められた後に積分及び減衰動作によって
フィルタ処理される。積分装置は、各記号区間の終端に
おいて減衰させられる結梁、記号闇干渉を減少さする。
記号タイミングモジュール内で、ディジタルデータ追跡
閉回路が搬送波位相に無関係に記号タイミングを推定す
る。
記号タイミングモジュールは、ＡＦＣ閉回路ロック前に
積分装置兼減衰フィルタを受信データ記号境界に整列す
るように、積分窓を調節する。はとんどの変、復調装置
は、狭帯域白色ガウス雑音（ＷＧＮ）回線において・、
０ＰＳＫの理論的誤り率（ＢＥＲ）能力を達成し、した
がって、最少導入損失しか伴わない。
［実施例］ 本発明及びそのさらに他の利点をより一層完全に理解す
るために、付図との関連において、本発明の好適実施例
について次に説明する。
本発明のディジタル変複調装置は、陸上移動衛星受信装
置内に使用されるＤＰＳＫ信号の復調装置用に設計され
たものである。この変複調装置は、ＤＰＳＫＩｍ装置の
機能を遂行するディジタル４３号処理装置を含む。本発
明の好適実施例においては、信号処理装置は、米国、テ
キサス・インスツルメント（Ｔｅｘａｓ　Ｉｎ５ｔｒｕ
ｎ＋ｅｎｔｓ　）社製のＴＭＳ　３２０２０である。
第１図を参照すると、本発明のＤＰＳＫ復調装置は、全
体的に参照番号１ｏで指示されている。
その入力信号は、典型的には、低信号対雑音比を在しか
つ多重通路フェージングに晒されており、この入力信号
は△／Ｄ変換装置１２によって変換される。指子化入力
信号は粗周波数ＮＬ￥兼日ツタ検出モジュール１４に送
られ、後者は量子化信号を分析して変調装置１ｏへの入
力信号周波数の推定を行う。粗周波数１ｆｔ定兼ロツク
検出モジユール１４の出力は、数制御発振装置１６に送
られる。
発振装置１６は、三角ｆｌｌ数加法定Ｌ！［！　：Ｃ０
５（八＋Ｂ）＝　ｃｏｓＡｃｏｓＢ−５ｉｎＡｓｉｎ８
ｓｉｎ（へ十Ｂ）＝　　５ｉｎＡｃｏｓＢ十ｃｏｓＡｓ
ｉｎＢを使用して、関数５ｉｎ（ｆｏ／ｆＳ）ｋ及びｃ
ｏｓ（ｆ’ｏ／ｆ、＞ｋを発生するに必要ｔＫ倹索表の
検索箇所数を減少する。ただし、ｆ　は数（／を制御発
振装置１６の出力周波数、及びｒ　は標本タロツク繰り
返し周波数である。この検索表は、次の関数の各々に対
して６４箇所を含む：粗正弦（ｓｉｎＡ）と余弦（ｃｏ
ｓＡ）　、及び精密正弦（ｓｉｎＢ）と余弦（ｃｏｓＢ
）。
発振装置１６の第１計算要素は、累Ｏｉ器である。
累算器の寸法、標本化速度、及び累算器への入力数の大
きさは、この累わ各のｆｈ作速瓜（ｇなわち、数値＄１
１１１１発振装置１６の出力周波数）を決定する。
数制御発振装置ｕ１６の出力周波数は、次のように表示
される。
２　　　＜Ｐ、＞２” ここに、ｆ３−標本クロック繰返し周波数Ｎ−累算器ビ
ット数 Ｐ・−累算器への瞬時位相人力 数制御発振装置１６は、１４ビツト累ｎ器内に瞬時位相
人力Ｐ・を累積する。この累算器の下位６ビツトは、正
弦および余弦に対する精密検索表を番地指定するのに使
用される。この累ｎ器の次の上位６ビツトは、粗正弦及
び余弦箇所を番地指定する。三角Ｉｌｌ数加汰定Ｊ！１
が、精密及び粗検索（直を使用η゛ることによって、正
弦及び余弦関数を形成する。第１象限に対して計淳され
る正弦及び余弦関数は、この１４ピツ１〜累鋒器の上位
２ビツトによって表示される実際の象限を表示するよう
に調節される。数値ｉｌＩＩＩｍ発ｗｅ装置１６によっ
て出力される正弦及び余弦関数は、乗搾装ｕ１８及び２
０　ｋｍ　Ｊ：　−）　Ｔ　Ａ　／　Ｄ変換１ｉｆｉｆ
ｆ１２カ１３＋７）ｆｌＩ化出力出力合されてその結果
、それぞれ同相信号（Ｉ信号）及び直角位相信号（Ｑ信
号）を発生する。
これらの信号、つまり、Ｉ及びＱ周波数成分は、第１対
の積分装置兼減資フィルタ２２．２４によって、それぞ
れ、及び第２対の積分装置兼減資フィルタ２６．２８に
よって、それぞれ、フィルタ処理される。記号間干渉を
回避するために、これらの積分装置は、各記号区間の終
端でリヒット・（減衰）される。
第１対の積分装置兼減衰フィルタ２２．２４は、記号区
間にわたり積分を行う結果、フィルタ処理されたＩ信号
及びＱ信号を、それぞれ、発生しこれらは中間周波数（
ＩＦ）標本化速度からデータ速度へ１／１０倍される。
積分装置兼減衰フィルタ２２．２４からの、それぞれ、
フィルタ処理された１信号とＱ信号は、点乗積検出装置
３２及びクロス乗積検出装置３４に、それぞれ、送られ
、また記号タイミングモジュール３０に送られる。、第
２対の積分装置兼減衰フィルタ２６．２８は、第１対の
積０分装置兼減衰フィルタ２２．２４から１／２記号区
間だけ遅延して、それぞれ、Ｉ信号及びＱ信号をフィル
タ処理する。記号区間の終端で減衰する代わりに、積分
装置兼減衰フィルタ２６．２８は、誤り語がＵ口になる
記号区間の中央で減衰する。
記号タイミングモジュール３０は、これらの積分装置兼
減衰フィルタの減衰命令を決定し、これによって記号同
期を確率する。記号遷移及びその方向は、■信号回線と
Ｑ信号回線の両方において検出される。Ｑ信号回線上の
方向符号に遅延Ｑｆｆｉ号積分装置兼減衰フィルタの出
力を乗じた積が、１信号回線上の方向符号に遅延Ｉ信号
積分装置兼減衰フィルタの出力を乗じた積に加算される
。Ｉ及びＱ信号遅延積分装置兼減衰フィルタの出力を加
ｔ１する結果が、記号タイミング誤りの測定値である。
記号タイミングモジュール３０のディジタルデータ遷移
追跡閉回路は、第２図に機能ブロック線図の形で示され
ている。記号タイミングに対する誤り信号は、非ゼロ復
帰（以下ＮＲＺ＞データ遷移が起こるとき、その遷′ｇ
前１／２記号から遷移後１！２記号までの積分がゼロに
なる（記号間干渉及び回線雑音を無視する）というＩｌ
！察に基づいている。これは、１８０°位相偏移を経る
正弦波信号の積分においても成立する。
第２図に示されるように、遷移検出装置５０及び５２が
遷移が起こったか否かを検出し、もし起こったならば、
遷移の方向を計算づる。この情報は、ｄ延梢分装置兼減
衰フィルタの出力と共に、データ遷移弁別装置５４に入
力され、後８に裏記号タイミング誤りを次のように８１
京する。
Ｅ＝［Ｉ−１］”（１）　　−ト ｎ　　　　ｎ　　　ｎ−Ｉ　　　　　ｎ−１／２［０−
Ｑ’ｌ”（Ｑ　　　　　） ｎ　　　ｎ−Ｉ　　　　　ｎ−１／２ 弁別装買５４によって計算された誤り信号は、適応定規
５６に入力され、優者は減衰命令を積分装置兼減衰フィ
ルタに送る。第２図のディジタルデータ遷移追跡閉回路
の閉回路利得を変すノすることによって、収集中に高速
記号間ＩＩｌがｉｉｌ能になり、一方、追跡中に狭閉回
路帯域を生じる。さらに、ディジタルデータ追跡１！１
回路は、搬送波位相に無関係にかつ帯域通過フィルタ方
式の伝統的な二乗非直線性を使用することなく記号タイ
ミング誤りを導出する。
第１図を再び参（に（ゆると、点乗積検出装置３２は、
積分装置兼減衰フィルタ２２．２４の出力の差働検出に
よってデータビットの値を測定Ｊる。
点乗積検出装置３２は、１記号分だけ遅延された（　　
１／１０（８された速度にお（ノる１標本）Ｉ（ｉ弓に
Ｉ信号を乗じる。この積は、１記号分だけ遅延されたＱ
信号にＱ信号を乗じた積に加ｔ）される。この点乗積の
結果の符号は、ＮＲＺ検出されたデータビットであり、
点乗積検出装置３２によって出力される。
クロス乗積検出装置３４は、Ｉ信号に１記号分だけ遅延
されたＱ信号を乗じる。この積は、Ｑ信号に１記号分だ
（）遅延されたＩ信号を乗じた積から減貞される。この
クロス乗積の結果は、入力信号周波数と数ＩＩｉ′ｉυ
ｌｌ２Ｉ１発振装置１６の出力との間の周波数偏差の測
定値である。この周波数偏差の推定値の符号は、受信デ
ータ位相の関数である。このデータ位相への依存性は、
数値ｖｊ御光発振装置６の出力の周波数偏差のクロス乗
積推定値にＮＲＺ検出されたデータビットを乗じること
によって除去される。この結果が、クロス乗積検出装置
３４の誤り推定値であり、数制御発振装置ｆｆｉ　１６
の出力の周波数偏差に比例する。
クロス乗積検出装置３４の出力は、ＡＦＣＩＩＩ回路フ
ィルタ３６の入力である。ＡＦＣ閉回路フィルタ３６に
おいて、クロス乗積検出装置の誤り推定値が進み−遅れ
反復フィルタによってフィルタ処理されかつ数４ｔｉυ
１″ｍ発揚装置１６に帰還される。
ＡＦＣ閉回路フィルタ３６は、−極低域通過フィルタで
ある。Ｓ（複素数）領域において、この−極フィルタの
伝達ｇＪ数は、次式で与えられる。
Ｆ　（Ｓ）　−Ｋｔ　（１＋ａ／ｓ） 双一次変換を使用し、これを７領域に変換すると、伝達
関数は、次のように４にる。
ｕｎ＝ｕｎ−１＋　（Ｋ［”’ｄ　／２）　ｅｎ−１＋
ＫＬ　　（ｉ　＋　ａ王ｄ／２）ｅ。
へＦＣ閉回路フィルタ３６の利得及び帯域幅は、フィル
タ係数に１−及びａによって指定される。
ロック検出機能は、粗周波数推定兼ロック検出モジュー
ル１４によって実行される。ＡＦＣ閉回路ロックが検出
されると、記号タイミングしきい値及びＡＦＣ閉回路パ
ラメータに、及びａを、ビット誤り性能及び閉回路安定
性が改善されるように、変更することができる。このこ
とによって、収集中の高速ロック時間並びに低信号対雑
音比及びフェージング状況下での優れた性能を達成でき
る。ＡＦＣ閉回路ロックは、粗周波数推定値を数ＦｔＩ
ＩＩＩ　ａｌ１発振装置１６の周波数出力と北較するこ
とによって決定される。もしこの結果のｇ差が指定実行
回数に対してクロス乗積検出装置の同期引込み範囲を超
えるならば、粗周波数推定値がＡＦＣ閉回路フィルタの
出力（精密周波数推定値）に加算され加算結果が数（１
制御発振装置１６の出力を決定する。
［発明の効果］ ＤＰＳＫ復調装置１０は、したがって、搬送波の位相及
び周波数に無関係にかつ低信号対雑音比にＪ３いて記号
開用を達成する。ＤＰＳＫ復調装置１０は、帯域通過フ
ィルタ方式の伝統的な二乗非直線性に対して収集速度及
び信頼性を向上する。
多重通路フェージング及びシャドーイングの存在下にお
いて、この追跡システムは再収集又はリヒツｉ・操作を
必要としない。総合性能において、復調Ｓ４侃１０は、
狭帯域白色ガウス雑高回線においてＤｌつＳＫのｙｆ！
論的誤り率を達成し、したがって、最少導入損失しか伴
わない。
本発明は、その１４定の実施例に関しで説明されたけれ
ども、多様な変形及び修正は当業名にとって示唆されて
いる。したがって、前掲の特許請求の範囲に適合するこ
のような変形及び修正は、本発明に含まれることを主張
する。
【図面の簡単な説明】
第１図は、本発明のＤＰＳＫ復調装置のブロック線図、 第２図は、本発明の記号タイミングモジュールのディジ
タルデータ遷移追跡閉回路の機能ブロック線図、である
。 １０：ＤＰＳＫ復調装置 １２：Ａ／Ｄ変換装置 １４：相周波数推定兼Ｅ１ツク検出モジュール１６：数
制御発振装置 １８．１９：乗算装置 ２２．２４：Ｉ分装置数減衰フィルタ ２６．２８：遅延積分装置兼減衰フィルタ３０：記号タ
イミングモジュール ３２：点乗積検出装置 ３４：クロス乗積検出装置 ３６：ＡＦＣ閉回路フィルタ ５０．５２：遷移検出装置 ５４：データ）グ移井別装置 ５６：適合定規

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 （１）入力信号周波数推定装置と、 前記入力信号周波数推定値を受信する前記入力信号の同
    相信号及び直角位相信号発生装置と、前記同相信号及び
    直角位相信号の積分兼減衰装置と、 前記積分兼減衰装置の減衰時間決定装置と、前記積分兼
    減衰装置の出力する積分かつ減衰された信号を受信する
    データ出力発生装置と、を包含することを特徴とするデ
    ィジタル変復調装置。 （２）請求項１記載のディジタル変複調装置において、
    前記入力信号周波数推定装置は粗周波数推定兼ロック検
    出モジュールを含むことを特徴とする前記ディジタル変
    復調装置。（３）請求項１記載のディジタル変復調装置
    において、前記同相信号及び直角位相信号発生装置は数
    値制御発振装置であることを特徴とする前記ディジタル
    変復調装置。 （４）請求項１記載のディジタル変復調装置において、
    前記減衰時間決定装置は記号同期を達成するための記号
    タイミングモジュールを含むことを特徴とする前記ディ
    ジタル変復調装置。 （５）請求項１記載のデイジタル変復調装置において、
    前記積分兼減衰装置への第１対の無遅延積分装置兼減衰
    フィルタ及び第２対の遅延積分装置兼減衰フィルタを含
    むことを特徴とする前記ディジタル変復調装置。 （６）請求項５記載のディジタル変復調装置において、
    前記データ出力発生装置は前記積分かつ減衰された信号
    の差働検出によつてデータビット値を測定する点乗積検
    出装置を含むことを特徴とする前記ディジタル変復調装
    置。 （７）請求項１記載のディジタル変復調装置であつて、
    前記積分かつ減衰された信号を受信するクロス乗積検出
    装置と、 前記入力信号周波数推定装置と前記同相信号及び直角信
    号発生装置とへ帰還を行う自動周波数制御（ＡＦＣ）閉
    回路フィルタとを有する自動周波数制御閉回路をさらに
    含むことを特徴とする前記ディジタル変復調装置。 （８）請求項７記載のディジタル変復調装置において、
    前記自動周波数制御フィルタは一極低域通過フィルタを
    含むことを特徴とする前記デイジタル変復調装置。 （９）入力信号周波数を識別しかつ推定する粗周波数推
    定兼ロック検出モジュールと、 前記入力信号周波数推定値を受信する前記入力信号の同
    相信号及び直角位相信号発生装置と、前記同相信号及び
    直角位相信号をフィルタ処理する積分装置兼減衰フィル
    タと、 前記積分装置兼減衰フィルタの減衰時間を決定する記号
    タイミングモジュールと、 前記積分装置兼減衰フィルタの出力する積分かつフィル
    タ処理された信号を受信する点乗積検出装置と、 を包含することを特徴とする差働位相偏移キーインク復
    調装置。 （１０）請求項９記載の復調装置において、前記積分か
    つフィルタ処理された信号を受信するクロス乗積検出装
    置と、 前記数制御発振装置と前記粗周波数推定兼ロック検出モ
    ジュールとへ帰還を行う自動周波数制御閉回路フィルタ
    とを有する自動周波数制御閉回路をさらに含むことを特
    徴とする前記復調装置。 （１１）請求項１０記載の復調装置において、前記自動
    周波数制御閉回路フィルタは一極低域通過フィルタを含
    むことを特徴とする前記復調装置。 （１２）請求項１０記載の復調装置において、前記積分
    装置兼減衰フィルタは第１対の無遅延積分装置兼減衰フ
    ィルタと第２対の遅延積分兼減衰フィルタを含むことを
    特徴とする前記復調装置。 （１３）請求項１０記載の復調装置において、前記粗周
    波数推定兼ロック検出モジユールへ入力するために前記
    入力信号を量子化信号に変換するアナログ対ディジタル
    変換装置をさらに含むことを特徴とする前記復調装置。 （１４）入力信号周波数推定を行うステップと、前記入
    力信号周波数推定値から前記入力信号の同相信号と直角
    位相信号とを発生するステップと、前記同相信号と直角
    位相信号を積分するステップと、 前記積分された同相信号と直角位相信号に対する減衰時
    間を決定するステップと、 前記積分された同相信号と直角位相信号とを減衰するス
    テップと、 前記積分及び減衰された同相信号と直角位相信号とから
    導出されたデータ出力を発生するステップと、 を包含することを特徴とする低信号対雑音比入力信号復
    調方法。 （１５）請求項１４記載の復調方法において、前記積分
    及び減衰された周相信号と直角位相信号のクロス乗積を
    発生するステップと、 前記クロス乗積を自動周波数制御閉回路フィルタに掛け
    るステップと、 前記入力信号周波数を推定しかつ前記同相信号と直角位
    相信号を発生するに当たり使用するために前記自動周波
    数制御閉回路フィルタから帰還信号を供給するステップ
    と、をさらに含むことを特徴とする前記復調方法。 （１６）請求項１５記載の復調方法において、前記同相
    信号と直角位相信号を積分するステップは中間周波数標
    本化速度からデータ速度へ１／１０倍することを含むこ
    とを特徴とする前記復調方法。
JP1220157A 1988-08-29 1989-08-25 デイジタル復調装置及び差動位相偏移キーイング復調装置ならびに低信号対雑音比入力信号復調方法 Expired - Lifetime JPH0821961B2 (ja)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US237912 1988-08-29
US07/237,912 US4896336A (en) 1988-08-29 1988-08-29 Differential phase-shift keying demodulator

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JPH02105746A true JPH02105746A (ja) 1990-04-18
JPH0821961B2 JPH0821961B2 (ja) 1996-03-04

Family

ID=22895761

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