DE4292274C2 - Automatische Frequenzsteuerung durch ein adaptives Filter - Google Patents

Description

Bereich der Erfindung

Die vorliegende Erfindung bezieht sich im allgemeinen auf den Bereich des Fernmeldewesens und insbesondere auf eine automatische Frequenzsteuerung.

Hintergrund der Erfindung

In der digitalen Zellenkommunikation der USA (USDC-Communications) werden für die Kommunikation zwischen einem mobilen Telefon und einer Basisstation digitalisierte Stimmen- und Datensignale verwendet. Die mobilen Einheiten und die Basisstationen verwenden für die Übertragung dieser Signale eine Modulation durch Mehrfachzugriff im Zeitmultiplex (TDMA-Modulation). In Fig. 5 ist ein typisches Format für TDMA-Datenübertragungsblöcke gezeigt. Dieser Datenübertragungsblock sowie USDC im allgemeinen werden genauer in der USDC-Spezifikation EIA/TIA IS- 54 diskutiert, welche von Electronic Industries Association, Engineering Department, 2001 Eye Street, N.W., Washington D.C. 20006, erhältlich ist.

Wenn sich die mobile Einheit bewegt, kann dies aufgrund von Rauschen oder Reflexionsverzerrungen eine Verschlechterung der Nachrichtenkanäle zur Folge haben; sowohl das Rauschen als auch die Verzerrung sind zeitlich veränderlich. Die Reflexionsverzerrung entsteht dadurch, daß ein Signal von der mobilen Einheit zu verschiedenen Zeitpunkten empfangen wird, wenn es an Gebäuden oder dem Erdboden auftrifft. Mehrwergkanäle können eine Intersymbolinterferenz (ISI) hervorrufen, die durch einen adaptiven Kanalentzerrer, d. h. einen speziellen Typ eines adaptiven Filters, beseitigt wird. Ein adaptiver Kanalkalkulator stellt einen weiteren Typ eines adaptiven Filters dar.

In Fig. 1 ist ein typisches adaptives Filter dargestellt. Das Eingangssignal 106 wird durch das adaptive Filter 101 verarbeitet, wobei das Ausgangssignal 102 des adaptiven Filters erzeugt wird. Der Ausgang des Filters wird anschließend von einem Referenzsignal 103, das typi­ scherweise vom ungefilterten Eingangssignal 106 gebildet wird, sub­ trahiert, um ein Fehlersignal 104 zu erzeugen. Dieses Fehlersignal 104 wird im adaptiven Filter von einem adaptiven Algorithmus mit einem Aktualisierungskoeffizienten µ dazu verwendet, die Filterkoeffizienten zu aktualisieren. Der Aktualisierungskoeffizient wird auch als Nach­ laufkoeffizient oder Speicherkoeffizient bezeichnet. Der gespeicherte Wert des adaptiven Algorithmus nimmt zu, wenn der Wert von µ zu­ nimmt.

Der adaptive Algorithmus kann ein Kalman-Algorithmus, ein rekursi­ ver Algorithmus der kleinsten Quadrate oder ein Algorithmus der kleinsten mittleren Quadrate (LMS-Algorithmus) sein. Das typische Ziel des adaptiven Algorithmus besteht in der Minimierung der mittle­ ren quadratischen Werte des Fehlersignals 104 mittels des festen Ak­ tualisierungskoeffizienten. Dieser Wert wird typischerweise mit mittle­ rer quadratischer Fehler (MSE) bezeichnet.

Eine nachteilige Eigenschaft von adaptiven Kanalentzerrern besteht darin, daß sie bei Vorhandensein einer Frequenz, die (in einem System mit einer Symbolrate von 24 kHz) um mehr als ungefähr 10 Hz ver­ setzt ist, eine verschlechterte Leistung zeigen können. Während die Spezifikation für ein Übertragungssystem eine bestimmte Frequenz­ schwankungsgrenze fordert, kann der adaptive Kanalentzerrer einen strengeren Grenzwert fordern. Ein Beispiel bildet das USDC-System. Das USDC-System macht erforderlich, daß die Empfängerbetriebsfre­ quenz in einem Bereich von 200 Hz des Senders verriegelt ist. Der ad­ aptive Kanalentzerrer kann in dieser Umgebung nicht einwandfrei ar­ beiten. Um den größten Teil des Offsets zu beseitigen, wird typischer­ weise eine grobe automatische Frequenzsteuerung (AFC) verwendet. Ein verbleibender Offset kann jedoch einen Erfassungsalgorithmus nachteilig beeinflussen und die Fehlerrate der erfaßten Bits erhöhen. Daraus ergibt sich der Bedarf für eine AFC, die den Frequenz-Offset auf einen annehmbar niedrigen Pegel verringern kann und jeder Schwankung des Offsets folgen kann, wenn sich die Umgebung bei der Bewegung der mobilen Einheit ändert.

Aus der US 4 896 336 ist ein digitales Modem zum Demodulieren von DPSK-Signalen bekannt. Das digitale Modem weist zur Fre­ quenzregelung eine AFC-Regelschleife auf. Um die Frequenzrege­ lung des AFC effizienter zu machen, hat das digitale Modem eine Vorrichtung zum Schätzen der Eingangssignalfrequenz. Die ge­ schätzte Eingangssignalfrequenz wird mit der Frequenz des Ausgangssignals eines numerisch gesteuerten Oszillators verglichen. Falls die Differenz zwischen geschätzter Eingangs­ signalfrequenz und Oszillatorfrequenz einen Grenzwert über­ schreitet, wird die grobe Schätzung für die Frequenz auf das Ausgangssignal des AFC-Filters aufaddiert. Die Summe bestimmt dann die Ausgangsfrequenz des numerisch gesteuerten Oszilla­ tors.

US 4 691 176 beschreibt eine Schaltung zum adaptiven Nachführen der Trägerfrequenz von Empfangssignalen. Die Frequenzfluktua­ tionen des Eingangssignals werden detektiert und in Antwort darauf die Bandbreite eines Schleifenfilters eingestellt. In einem Ausführungsbeispiel wird dem Schleifenfilter (adaptives Filter) der Frequenzregelungsschaltung zusätzlich zum Mischsi­ gnal das Frequenzfehlersignal zugeführt, um so die Leistung der Trägerfrequenz -Nachführschaltung zu verbessern.

Weiterhin beschreibt die US 4 466 108 ein Verfahren und eine Vorrichtung zur kohärenten Detektion von Datenburstserien. Eine Synchronisation der Trägerphase bei Datenbursts ohne An­ fangsteil wird durch eine Referenzwellenform erreicht, die die gleiche Frequenz wie die Trägerfrequenz des empfangenen Signals hat. Die Referenzwellenform wird für eine pseudo-kohärente De­ modulation verwendet. Die notwendige Symboltaktung wird aus vorhergehenden Datenburstsignalen gewonnen, die Symbolphase wird einmal pro TDMA-Rahmen aktualisiert und läuft bis zur An­ kunft des nächsten Datenbursts alleine weiter.

Der Artikel "Fast frequency acquisition via adaptive least­ squares algorithm" (in IEE Proceedings, Vol. 136, Pt. F, No. 4, Aug. 1989, S. 155-160) von R. Kumar beschreibt einen Fehlerqua­ dratalgorithmus für eine schnelle Frequenz- und Phasenerfassung bei verrauschten Signalen. Dieser Algorithmus kann in vorteil­ hafter Weise für die Trägerfrequenznachführung in Kommunikati­ onssystemen verwendet werden.

Aufgabe der Erfindung ist es, eine automatische Frequenzsteue­ rung zu schaffen, die auch bei großen Frequenzschwankungen ef­ fizient arbeitet.

Diese Aufgabe wird durch die Merkmale der nebengeordneten An­ sprüche 1 und 3 gelöst.

Dadurch, daß mehrere adaptive Filter verwendet werden, wobei ein Teil der adaptiven Filter mit einem zugeordneten Referenz­ signal versorgt werden und in Antwort auf das zugeordnete Refe­ renzsignal ein Fehlersignal erzeugen, wobei ein Differenzsignal (E_d) durch Vergleichen der Fehlersignale (ERROR1, ERROR2) des Teils der adaptiven Filter erzeugt wird und das Signal zur au­ tomatischen Frequenzsteuerung in Antwort auf das Differenzsignal eingestellt wird, ist es in vorteilhafter Weise möglich, den Frequenz-Offset in einer AFC-Schaltung auch bei großen Schwankungen in der Empfangsfrequenz klein zu halten.

Kurzbeschreibung der Zeichnung

Fig. 1 zeigt ein Blockschaltbild eines typischen adaptiven Filters.

Fig. 2 zeigt ein Blockschaltbiid des Verfahrens der vorliegenden Erfindung.

Fig. 3 zeigt einen Graphen des gegen den restlichen Frequenz-Offset aufgetra­ genen mittleren quadratischen Fehlers gemäß dem Verfahren der vor­ liegenden Erfindung.

Fig. 4 zeigt einen Graphen des gegen die Zeit aufgetragenen restlichen Frequenz-Offsets gemäß dem Verfahren der vorliegenden Erfindung.

Fig. 5 zeigt das Format eines TDMA-Datenübertragungsblocks, das in dem digitalen Zellenkommunikationssystem der USA verwendet wird.

Fig. 6 zeigt eine alternative Ausführungsform des Verfahrens der vorliegenden Erfindung.

Genaue Beschreibung der bevorzugten Ausführungsform

Das Verfahren der vorliegenden Erfindung schafft eine automatische Feinfrequenzsteuerung in einer adaptive Filter verwendenden Einrichtung. Die Leistungsdifferenz der adaptiven Filter wird dazu verwendet, das AFC-Signal zu modifizieren, wodurch der Frequenz-Offset verringert wird.

Typischerweise demoduliert ein linearer, kohärenter digitaler Funkempfänger das ankommende Signal, indem er unter Verwendung eines Empfangsoszillators das Signal mit dem Grundband mischt. Die Frequenz des Empfangsoszillators muß sehr nahe bei der Frequenz des Senders gehalten werden. Nachdem das Signal auf das Grundband abwärts gemischt worden ist, wird ferner eine analoge oder digitale Signalverarbeitung ausgeführt, um eine Schätzung der übertragenen Daten zu erzeugen. In der folgenden Beschreibung des Verfahrens der vorliegenden Erfindung wird angenommen, daß das Grundbandsignal von einem Analog-/Digital-Umsetzer in eine Form umgewandelt worden ist, die für eine weitere digitale Signalverarbeitung geeignet ist.

Die bevorzugte Ausführungsform des Verfahrens der vorliegenden Erfindung, wie sie in Fig. 2 dargestellt ist, umfaßt drei adaptive Filter 1 bis 3, die als adaptive Kanalkalkulation (ACE) konfiguriert sind. Die drei ACEs 1 bis 3 besitzen einen Aktualisierungskoeffizienten µ, der sich mit der Umgebung der Einrichtung ändert. Das Verfahren zur Bestimmung von µ ist in der US-Patentschrift Nr. 5 230 007 der Motorola, Inc. mit dem Titel "A Method for Optimization of Adaptive Filter Update Coefficient" von Kevin Baum beschrieben. Während eines einzigen TDMA-Daten­ übertragungsblocks bleibt der Aktualisierungskoeffizient konstant.

Die drei ACEs 1 bis 3 sind identisch, mit der Ausnahme, daß sie verschiedene Zittersignalgeneratoren für den Frequenz-Offset besitzen, wobei ein Zittersignalgenerator die Quelle für das Referenzsignal darstellt. Der ACE 2 verwendet als Referenzsignal das Grundband-Empfangssignal, das bei 9 mit dem Signal des numerisch gesteuerten Oszillators NCO 8 gemischt worden ist. Die ACEs 1 und 3 mischen dieses Referenzsignal bei 11 und 12 mit den Frequenz-Offsets, bevor sie es als Referenzsignal verwenden.

Die Frequenz-Offsets e^jω_dk und e^-jω_dk und deren Beziehung zu dem ge­ wünschten restlichen Frequenz-Offset ω* sind in Fig. 3 graphisch dar­ gestellt. Diese Offsets befinden sich auf beiden Seiten des geschätzten Frequenz-Offsets -ω_v. Die ACEs 1 und 3 wirken als "Sonden" für den restlichen Frequenz-Offset; gegenüber ACE 2 wirkt der ACE 1 als "Hochfrequenz"-Sonde, während der ACE 3 als "Niederfrequenz"-Sonde wirkt. Die ACEs 1 und 3 schätzen auf der MSE-Kurve zwei Punkte. Der ACE 2 führt die tatsächliche gewünschte adaptive Filte­ rungsfunktion aus.

Das Symbol k des Frequenz-Offsets bezeichnet den Zeitindex der Ab­ tastung. Der Ausdruck ω_d ist anwendungsabhängig. ω_d sollte so klein wie möglich gewählt werden, derart, daß eine Erfassung einer Diffe­ renz der mittleren quadratischen Fehler (MSE) noch möglich ist. ω_d kann ebenfalls mit der Zeit veränderlich sein, indem es anfangs für die Beschleunigung der Erfassung auf einen größeren Wert gesetzt und an­ schließend verringert wird, um die genaueste Schätzung für den Fre­ quenz-Offset zu erhalten. In der bevorzugten Ausführungsform wird ω_d auf einen Wert von 5.(2π) Radian/Sekunde gesetzt.

Im Betrieb beseitigt das Verfahren der vorliegenden Erfindung zu Beginn aus dem Grundband-Empfangssignal den momentan geschätzten Frequenz-Offset ω_v, indem es das Signal bei 9 mit dem Ausgang e^jωvk des NCO 8 mischt. Zu Beginn wird die Frequenz ω_v des NCO 8 auf Null gesetzt, wenn der anfängliche Frequenz-Offset vorher nicht bekannt ist. Dies kommt dadurch zum Ausdruck, daß der anfängliche Wert des Akkumulators 7 Null ist.

Dieses Signal wird dann mittels eines Erfassungsalgorithmus 10 verar­ beitet, der vom Ausgang des ACE 2 getrieben wird. Das daraus sich ergebende Symbolentscheidungssignal α wird in die drei ACEs 1 bis 3 eingegeben.

Die ACEs 1 bis 3 erzeugen Fehlersignale, die die Differenz zwischen dem gefilterten Ausgang und den zugehörigen Referenzsignalen, die oben diskutiert worden sind, darstellen. Zwei der Fehlersignale, Feh­ ler1 und Fehler3, werden in den MSE-Kalkulatoren 4 und 5 eingege­ ben, die folgendermaßen arbeiten:

wobei k gleich wie im Frequenz-Offset ist und n die Anzahl der Abta­ stungen des Fehlersignals ist. Wenn beispielsweise im ersten Schätz­ zyklus k = 1 und n = 10 ist, beginnt k für den nächsten Zyklus bei 12.

Die Differenz zwischen den geschätzten MSEs, also E_d = E_T1-E_T3 ergibt einen Hinweis auf die Richtung entlang der in Fig. 3 dargestell­ ten Achse des Frequenz-Offsets, in der eine Annäherung an den mini­ malen MSE-Punkt (restlicher Offset = 0) erfolgt. Wenn beispielsweise der restliche Frequenz-Offset größer als 0 ist, ist E_T1 größer als E_T3, so daß E_d < 0 wird. Der negative Wert E_d gibt an, daß ω_v zu groß ist und abgesenkt werden sollte.

In der bevorzugten Ausführungsform wird E_d in einen Komparator 6 eingegeben, wo er mit 0 verglichen wird. In diesem Fall besitzt der Komparator die folgende Ausgangsfunktion f(E_d):

f(E_d) = Δ, wenn E_d < 0,
f(E_d) = -Δ, wenn E_d < 0,
f(E_d) = o, wenn E_d = 0,

wobei Δ anwendungsabhängig ist und die Auflösung der AFC und fer­ ner die Anpassungsgeschwindigkeit der AFC bestimmt. Für Δ kann für ein System mit einer groben AFC ein sehr kleiner Wert gewählt wer­ den. In einer alternativen Ausführungsform kann sich Δ mit der Zeit ändern, indem es anfangs zur Beschleunigung der Erfassung auf einen größeren Wert gesetzt und anschließend verringert wird, um die ge­ naueste Schätzung des Frequenz-Offsets zu erhalten. In der bevorzug­ ten Ausführungsform wird Δ auf einen Wert von 2π Radian/Sekunde gesetzt.

In einer alternativen Ausführungsform wird E_d anstatt in einen Kompa­ rator in ein Filter eingegeben. Das Filter erzeugt eine zeitveränderliche Stufenhöhe (im Vergleich zur konstanten Stufenhöhe von Δ), die von der Größe des Fehlerdifferenzsignals abhängt. Wenn beispielsweise das Fehlerdifferenzsignal groß wird, nimmt die Stufenhöhe automatisch zu, woraus sich eine schnellere Konvergenz des Algorithmus ergibt. Die Verwendung des Filters erhöht jedoch die Komplexität der Erfindung und kann Stabilitätsprobleme verursachen, falls ein Filter höherer Ord­ nung verwendet wird. Wegen Stabilitäts- und Einfachheitsbetrachtun­ gen wird ein digitales Filter erster Ordnung mit unbegrenztem Anspre­ chen auf einen Impuls (IIR) bevorzugt. Der Ausgang des Filters wird zur Aktualisierung der Schätzung des Frequenz-Offsets verwendet.

Der Ausgang des Komparators 6 oder des Filters wird in einen Akku­ mulator 7 eingegeben, der den neuen Eingangswert zum vorher gespei­ cherten Wert addiert. Der akkumulierte Wert wird anschließend zur Steuerung der Frequenz ω_v des NCO 8 verwendet. Da die MSEs E_T1 und E_T3 für Blöcke von n Abtastungen geschätzt werden, werden E_d und die Ausgänge des Komparators 6 und des Akkumulators 7 nach jeweils n Iterationen berechnet. Daher wird die Frequenz des NCO 8 nach jeweils n Iterationen aktualisiert.

Wie in Fig. 3 graphisch dargestellt, ist ω_v nach einigen Aktualisierungszyklen des NCO 8 ungefähr gleich -ω*, wobei der restliche Frequenz-Offset ungefähr Null wird. Wenn sich der Frequenz-Offset ändert, erfaßt das Verfahren der vorliegenden Erfindung die Änderung und folgt dieser.

Die Operation des Verfahrens der vorliegenden Erfindung kann in Fig. 4 graphisch betrachtet werden. Das Verfahren verwendet einen adaptiven LMS-Kanalkalkulator mit einem anfänglichen Frequenz-Offset von 50 Hz. Die Bitfehlerrate des Detektors beträgt in diesem Beispiel 1%. Es wird darauf hingewiesen, daß der restliche Frequenz-Offset schnell auf ungefähr 0 Hz abfällt. Die Steigerung der anfänglichen Änderung von 50 Hz kann durch Modifikation von Δ geändert werden. Ein größerer Wert für Δ verursacht eine schnellere Erfassung und daher eine größere Steigung.

In der bevorzugten Ausführungsform ist das Verfahren der vorliegenden Erfindung als Algorithmus verwirklicht. Alternative Ausführungsformen der Erfindung können durch Hardware oder durch Hardware- und Softwarekombination verwirklicht werden; hierbei kann jeder Block des Verfahrens entweder ein Algorithmus oder eine Hardware- Schaltung sein, die zu diesem Block äquivalent ist.

Eine weitere alternative Ausführungsform kann lediglich zwei adaptive Filter verwenden, indem sie das zweite adaptive Filter nicht verwendet. In dieser Ausführungsform ersetzt der Ausgang eines der Filter den Ausgang des zweiten Filters. Der resultierende AFC-Wert erfährt eine Asymmetrie von Δ/2.

Eine weitere Ausführungsform, die in Fig. 6 dargestellt ist, kann anstelle der Kanalkalkulatioren adaptive Entzerrer verwenden. In dieser Ausführungsform werden das Referenzsignal und das Symbol-Entscheidungssignal α in den Entzerrer eingegeben. Die adaptiven Entzerrer 601 bis 603 arbeiten so, daß sie die ISI aus den jeweiligen mit einem Zittersignal versehenen Empfangssignalen beseitigen. Der adaptive Entzerrer kann eine bestimmte inhärente Verzögerung besitzen, bis ein vom momentanen Eingang abhängiger Ausgang zur Verfügung steht. Die Symbolentscheidungen α werden bei 604 bis 606 verzögert, bis der dieser Entscheidung entsprechenden Entzerrerausgang zur Verfügung steht. Die Differenz zwischen den Symbolentscheidungen und dem entsprechenden Entzerrerausgang bildet ein Fehlersignal. Das Fehlersignal wird auf die gleiche Weise in der bevorzugten Ausführungsform verwendet, um die NCO-Frequenz zu aktualisieren.

Insgesamt ist ein Verfahren zur automatischen Frequenzsteuerung in einer sich ändernden Umgebung beschrieben worden. Durch Vergleich der Leistungen der einzelnen adaptiven Algorithmen zur Bestimmung der Änderungseinrichtung der Oszillatorfrequenz kann der Frequenz-Offset fast auf Null verringert werden. Das Verfahren der vorliegenden Erfindung wird durch eine Intersymbolinterferenz nicht beeinflußt, da die adaptiven Kanalentzerrer bei ihren Schätzungen die ISI berücksichtigen. Fernmeldeeinrichtungen, die dieses Verfahren der vorliegenden Erfindung verwenden, können Einrichtungen verwenden, die lediglich eine grobe AFC verwenden.

Claims (5)

1. Verfahren zur Erzeugung eines Signals zur automatischen Frequenzsteuerung (exp(jω_vk)) in einem Funkempfänger, der eine Vielzahl adaptiver Filter (1, 2, 3; 602, 603) hat, wobei jedes adaptive Filter einen adaptiven Algorithmus hat, wobei ein Teil der adaptiven Filter mit einem zugeordneten Referenzsignal versorgt werden und in Antwort auf das zugeordnete Referenzsignal ein Fehlersignal erzeugen, wobei das Verfahren folgende Schritte aufweist:
Erzeugen eines Differenzsignals (E_d) durch Vergleichen der Fehlersignale (ERROR1, ERROR3) des Teils der adaptiven Filter miteinander;
Einstellen des Signals zur automatischen Frequenzsteuerung in Antwort auf das Differenzsignal; und
Vergleichen der Leistungen eines Teils der adaptiven Filter (1, 3; 601, 603) aus der Vielzahl der adaptiven Filter miteinander, um das Differenzsignal zu bestimmen, wobei der Teil der adaptiven Filter aus der Vielzahl der adaptiven Filter ein Referenzsignal mit einem zugehörigen Frequenz-Offset (exp(-jω_dk), exp(jω_dk)) aufweist.

2. Verfahren nach Anspruch 1, wobei der Funkempfänger weiterhin ein Grundband-Empfangssignal, ein Oszillatorsignal (exp(jω_dk)) und ein Symbolentscheidungssignal (α) hat, wobei der Schritt des Erzeugens eines Differenzsignals folgende Unterschritte umfaßt:
Multiplizieren des Grundband-Empfangssignals mit dem Oszillatorsignal, um ein erstes Referenzsignal zu erzeugen;
Multiplizieren des ersten Referenzsignals mit einem ersten Offset­ signal (exp(jω_dk)), das eine erste Größe hat, um ein zweites Referenzsignal zu erzeugen;
Multiplizieren des ersten Referenzsignals mit einem zweiten Offset-Signal (exp(-jω_dk)), das eine zweite Größe hat, um ein drittes Referenzsignal zu erzeugen;
Erzeugen eines ersten Fehlersignals (ERROR1) in Antwort auf das Symbolentscheidungssignal und das erste Referenzsignal;
Erzeugen eines zweiten Fehlersignals (ERROR2) in Antwort auf das Symbolentscheidungssignal und das zweite Referenzsignal;
Erzeugen eines dritten Fehlersignals (ERROR3) in Antwort auf das Symbolentscheidungssignal und das dritte Referenzsignal;
Schätzen eines ersten mittleren quadratischen Fehlers (E_T1) in Antwort auf das zweite Fehlersignal;
Schätzen eines zweiten mittleren quadratischen Fehlers (E_T3) in Antwort auf das dritte Fehlersignal;
Subtrahieren des zweiten mittleren quadratischen Fehlers vom ersten mittleren quadratischen Fehler, um ein mittleres quadratisches Fehlerdifferenzsignal (E_d) zu erzeugen; und
Modifizieren des Differenzsignals in Antwort auf das mittlere quadratische Fehlerdifferenzsignal.

3. Vorrichtung zur automatischen Frequenzsteuerung in einem Funkempfänger, der ein Empfangssignal hat, mit einer Oszillatoreinrichtung (8) zur Erzeugung eines Oszillatorsignals (exp(jω_vk)), einer Symbolerfassungseinrichtung (10) zur Erzeugung eines Symbolentscheidungssignals (α) und einer Vielzahl von Multiplikationseinrichtungen (9, 11, 12) zur Erzeugung einer Vielzahl von Referenzsignalen, wobei die Vorrichtung umfaßt:
eine erste adaptive Filtereinrichtung (1; 601), die mit der Symbolerfassungseinrichtung und einer ersten Multiplikationseinrichtung (11) aus der Vielzahl der Multiplikationseinrichtungen verbunden ist, zum Erzeugen eines ersten Fehlersignals (ERROR1) in Antwort auf das Symbolentscheidungssignal und ein erstes Referenzsignal aus der Vielzahl der Referenzsignale;
eine zweite adaptive Filtereinrichtung (2; 602), die mit der Symbolerfassungseinrichtung und einer zweiten Multiplikationseinrichtung (9) aus der Vielzahl der Multiplikationseinrichtungen gekoppelt ist, zum Erzeugen eines zweiten Fehlersignals (ERROR2), in Antwort auf das Symbolentscheidungssignal, das Oszillatorsignal und das Empfangssignal;
eine dritte adaptive Filtereinrichtung (3; 603), die mit der Symbolerfassungseinrichtung und einer dritten Multiplikationseinrichtung (12) aus der Vielzahl der Multiplikationseinrichtungen verbunden ist, zum Erzeugen eines dritten Fehlersignals (ERROR3) in Antwort auf das Symbolentscheidungssignal und ein zweites Referenzsignal aus der Vielzahl der Referenzsignale; und
eine erste Einrichtung (4) zum Schätzen eines mittleren quadratischen Fehlers, die mit der ersten adaptiven Filtereinrichtung verbunden ist, zum Erzeugen eines ersten mittleren quadratischen Fehlerschätzwertes (E_T1);
eine zweite Einrichtung (5) zum Schätzen eines mittleren quadratischen Fehlers, die mit der dritten adaptiven Filtereinrichtung verbunden ist, zum Erzeugen eines zweiten mittleren quadratischen Fehlerschätzwertes (E_T2);
eine Summationseinrichtung, die mit der ersten und der zweiten Einrichtung zum Schätzen eines mittleren quadratischen Fehlers verbunden ist, um ein Differenzsignal (E_d) zu erzeugen;
eine Einrichtung (6), die mit der Summationseinrichtung verbunden ist, zum Erzeugen eines Deltasignals; und
eine Akkumulationseinrichtung (7), die mit der Einrichtung zum Erzeugen eines Deltasignals und der Oszillatoreinrichtung verbunden ist, um das Deltasignal zu akkumulieren.

4. Vorrichtung nach Anspruch 3, wobei die erste, zweite und dritte adaptive Filtereinrichtung adaptive Kanalkalkulatoren (1, 2, 3) sind.

5. Vorrichtung nach Anspruch 3, wobei die erste, zweite und dritte adaptive Filtereinrichtung adaptive Entzerrer (601, 602, 603) sind.