DE3855263T2

DE3855263T2 - Rundfunkempfänger

Info

Publication number: DE3855263T2
Application number: DE3855263T
Authority: DE
Inventors: Mitsuru Murata; Seizo Onoe; Masayuki Sakamoto; Isao Shimizu
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Current assignee: NTT Inc
Priority date: 1987-03-20
Filing date: 1988-03-18
Publication date: 1997-01-09
Anticipated expiration: 2008-03-19
Also published as: EP0283299B1; US4969207A; DE3855263D1; EP0283299A2; EP0283299A3

Description

[Technisches Gebiet]

Diese Erfindung ist bei mobilen Funkkommunikationen anwendbar. Diese Erfindung ist anwendbar für die Verringerung von Interferenzen und Rauschen in einem Empfänger von Funksignalen, welche winkelmoduliert worden sind. Im einzelnen bezieht sich diese Erfindung auf eine Technik, die das Rauschen herabsetzt, das sonst durch Interferenz von benachbarten Kanälen in einem mobilen Funkkommunikationssystem mit verschachtelten Kanälen hervorgerufen würde, wobei man sich bemüht, die Effizienz der Spektrumausnutzung durch Zulassen von Überlappung von Funkfrequenzspektren zu verbessern.

[Stand der Technik]

Bei mobilen Funkkommunikationssystemen von FM-, PM- oder anderen Winkelmodulationssystemen macht man Anstrengungen, die Frequenzbandbreite zu minimieren, die von einem Kanal belegt wird, und die Anzahl von Kanälen zu maximieren, die in einer gegebenen Bandbreite verwertbar sind, um die Effizienz in der Spektrumausnutzung zu erhöhen. Für diesen Zweck ist die Technik der Begrenzung augenblicklicher Frequenzabweichungen innerhalb eines vorbestimmten Umfangs in der Signalübertragung in weitem Gebrauch.
FIG. 1 ist ein Diagramm zur Darstellung einer Ausführungsform der Signalübertragungssystemstruktur bei PM-Modulation, wobei Signale, die an einem Anschluß 101 eingegeben werden, durch einen Differentiator 102 differenziert werden, in ihrer Hüllkurve durch einen Begrenzer 103 innerhalb eines vorbestimmten Wertebereichs begrenzt werden und dann von einer Antenne 106 über einen FM-Modulator 104 und einem Sender 105 ausgegeben werden.
Bei dem Empfangssystem werden die Signale über eine Antenne 107 eingegeben, über einen Empfänger 108 geführt, in ihrer Frequenz durch einen Frequenzdiskriminator 109 erfaßt, um zu FM-demodulierten Signalen demoduliert zu werden, integriert durch einen Integrator 110 und dann von einem Ausgangsanschluß 111 ausgegeben. Der modulierte Signalausgang kann innerhalb eines vorbestimmten Bereichs der maximalen Frequenzabweichung gehalten werden, wenn die Signale durch den FM-Modulator 104 moduliert worden sind, nachdem sie durch den Begrenzer 103 gelaufen waren.
Wenn verschachtelte Kanalanordnung verwendet wird, um die Spektrumausnutzungseffizienz weiter zu vergrößern, werden Kanäle bei einem kleineren Frequenzintervall angeordnet, um die Überlappung von Spektren zwischen benachbarten Kanälen zuzulassen. FIG. 2 ist ein Diagramm zur Darstellung von demoduliertem Ausgang, wenn Interferenz in benachbarten Kanälen auftritt. In FIG. 2a bezeichnet die ausgezogene Linie Fluktuationen, hervorgerufen durch Fading, bewirkt durch Änderungen im Pegel der gewünschten Signale, während die gestrichelte Linie Fluktuationen in den Pegeln interferierender Signale von benachbarten Kanälen markiert, nachdem sie durch ein IF-Filter in einen Empfänger gelaufen sind. Die Horizontalachse drückt die Zeit aus. Wie aus FIG. 2a deutlich wird, gibt es eine kurze Zeitperiode, wenn der Pegel der ungewünschten interferierenden Signale höher ist als jener der gewünschten Signale. Während dieser Periode werden ungewünschte Signale demoduliert durch den Einfangeffekt in FM, um in dem demodulierten Ausgang zu erscheinen. FM-demodulierte Signale springen in der Frequenz während dieser Periode um die Zahl der Frequenz, äquivalent der Frequenzdifferenz zwischen benachbarten Kanälen zum Ausgang der demodulierten Wellenform, die in FIG. 2b gezeigt ist. Die Graphik repräsentiert die Hüllkurve von demodulierten Signalen in der Vertikalachse, um anzuzeigen, daß die Hüllkurve der Frequenzabweichung vor der Demodulation entspricht. Die Horizontalachse ist die Zeitachse mit demselben Maßstab wie FIG. 2a. FIG. 2b repräsentiert die Signalwellenform der FM-demodulierten Signale, nachdem sie durch ein Tiefpassfilter gelaufen sind, doch ist aus Gründen der Vereinfachung Schwebungsrauschen, hervorgerufen durch Interferenz, aus der Graphik eliminiert.
Wenn darüber hinaus interferierende Signale moduliert werden, ändert sich deren Hüllkurve entsprechend dem Dämpfungsverhalten eines IF-Filters, nachdem die Signale das Filter durchlaufen haben. Wenn der Pegel der interferierenden Signale hoch ist, alterniert der Pegel der gewünschten Signale manchmal mit jenem der unerwünschten Signale mit einer Abfolge dicht jener der modulierenden Signale in den ungewünschten Signalen. Um ein solches Phänomen zu beschreiben, ist ein Teil der FIG. 2b in FIG. 2c vergrößert.
Die Amplitude der in FIG. 2c gezeigten Wellenform entspricht der Frequenzdifferenz zwischen benachbarten Kanälen, und mehr als das Zweifache der maximalen Frequenzabweichung in modulierten Signalen in konventionellen Systemen, um Rauschen extrem großer Amplitude oder Energiepegel hervorzurufen. Speziell in Sprechkommunikationssystemen, welche Phasenmodulation verwenden, werden solche Wellenformen integriert, um die Niederfrequenzkomponente derselben zu begünstigen unter Erzeugung von sehr knarrendem, unbequemem Rauschen. Das Rauschen, hervorgerufen durch die Alternationen zwischen dem Pegel der gewünschten Signale und jenem der ungewünschten Signale infolge der Modulation von interferierenden Signalen wird zu vernehmbarem Übersprechen, was erheblich die Sprachqualität beeinträchtigt.
Wie oben beschrieben, sind die konventionellen Systeme insofern mit Nachteilen behaftet, wenn benachbarte Kanäle miteinander in den Signalpegeln in der Anordnung von verschachtelten Kanälen interferieren selbst dann, wenn die Interferenzsignale durch ein IF-Filter in einem Empfänger gedämpft werden, und hohes Rauschen proportional zu der Frequenzdifferenz zwischen Kanälen tritt auf, was dadurch drastisch das Signal-Interferenzrauschen-Verhältnis der demodulierten Signale verschlechtert.
Eine wirksame Technik zum Verbessern des Empfängerverhaltens wird als Diversity-Empfang bezeichnet. Gemäß dieser Technik sind mehrere Empfangssysteme oder Diversity-Zweige vorgesehen, um so Signale eines der Zweige auszuwählen oder mehrere Signale zu synthetisieren für den Ausgang von dem System. In einer der bekannten Techniken werden empfangene Signalhüllkurvenpegel der mehreren Systeme abgeschätzt, um den Ausgang von dem System auszuwählen, das den höheren Hüllkurvenpegel hat. Wenn die Interferenz zwischen benachbarten Kanälen in einem solchen Empfänger auftritt, wird manchmal der Zweig mit einem höheren Pegel benachbarter Kanalinterferenz ausgewählt. Die Diversity-Technik ist deshalb nicht vollständig frei von den Problemen.
Die britische Patentanmeldung Nr. 2 045 031 offenbart einen Funkempfänger einschließlich eines Signalverarbeitungspfades mit einem Signaldemodulator, angeschlossen zum Durchlaß seiner demodulierten Signale zu Signalkonditioniermitteln in dem Signalverarbeitungspfad, und einem Interferenzerkennungsschaltkreis, angeschlossen zum Empfang demodulierter Signale von dem Ausgangsanschluß des Signaldemodulators und zum Steuern der Signalkonditioniermittel entsprechend dem Signaldemodulatorausgang. Der Interferenzerkennungsschaltkreis umfaßt, wie offenbart, einen Kondensator als ein Ausgangselement, wobei die Ladung auf dem Kondensator indikativ ist für die Höhe der Interferenz, die von dem Interferenzerkennungsschaltkreis erfaßt worden ist.
Die europäische Patentanmeldung Nr. 0 172 590 offenbart einen Rauschdetektor für das Erkennen von Rauschimpulsen in einem nichtbegrenzten einlaufenden Funksignal, das auf einen Träger moduliert ist, umfassend einen Amplitudenerkennungsschaltkreis, angekoppelt an eine erste Signalvergleichsanordnung mit einem Signaleingang und einem Schwelleneingang, wobei ein erstes Schwellensignal abhängt von dem mittleren Eingangspegel des Rauschdetektors und ein zweites Schwellensignal abhängt von der Rauschimpulswiederholungsfrequenz, angelegt an den Schwelleneingang, wobei der Schwellenpegel des Rauschdetektors in Vorwärtsrichtung in Abhängigkeit von Signalamplitude und Rauschimpulswiederholungsfrequenz gesteuert wird.
U.S.-Patent Nr. 4 085 370 offenbart einen FM-Funkempfänger mit einer Audioverstärkerstufe, versehen mit schaltenden Mitteln, und mit einer Squelch-Schaltung, die an den Ausgang des Empfängersdemodulators angekoppelt ist, wobei die Squelch-Schaltung einen Schaltkreis umfaßt, der ein Ausgangssignal rapide erzeugt, wenn Co-Kanal-Interferenz auftritt, und mit einem anderen Schaltkreis, der ein Ausgangssignal erzeugt, das die schaltenden Mittel nur dann steuert, wenn ein unzulässiges Signalrauschverhältnis und/oder ein unzulässiges Maß an Co-Kanal- Interferenz auftreten.
Die britische Patentanmeldung Nr. 2 073 551 offenbart eine Rauschunterdrückungsschaltung einschließlich eines Rauschdetektorverstärkers, angeordnet zum Erfassen von Rauschimpulsen durch Differenzieren eines Eingangssignals, das Rauschimpulse enthält, und Verstärken des differenzierten Signals zum Erzeugen eines Ausgangs, der erfaßte Rauschimpulse enthält, wobei ein rauschunterdrückungsimpulserzeugender Schaltkreis an den Ausgang des Rauscherkennungsverstärkers angekoppelt ist zum Erzeugen von Unterdrückungsimpulsen in Reaktion auf die Höhe der erkannten Rauschimpulse, die am Ausgang vorhanden sind und einen vorbestimmten Schwellenpegel übersteigen, wobei der Rauschunterdrückungspulserzeugungsschaltkreis Rateabschaltschaltungen umfaßt, die es ermöglichen, daß Unterdrückungsimpulse mit einer vorbestimmten Höhe am Ausgang nur dann erzeugt werden, wenn die Wiederholungsrate der erfaßten Rauschimpulse unter einer vorgewählten maximalen Wiederholungsrate liegt, wobei Gattermittel an den Pulserzeugungsschaltkreis angekoppelt sind für den Empfang von Eingangssignalen und Unterdrückungsimpulsen und selektiv Eingangssignale durchläßt oder blockiert in Reaktion auf die Unterdrükkungsimpulse, und Steuerungsmittel, angekoppelt an den Rateabschaltschaltkreis, für das Unterdrücken von hochgradig sich wiederholenden Rauschimpulsen.
Die Erfindung schafft einen Funkempfänger, der bei einem winkelmodulierten Funkkommunikationssystem einsetzbar ist, das eine Mehrzahl von Kanälen verwendet mit Frequenzintervallen, die so klein sind, daß benachbarte Kanäle gegenseitige Interferenz in einem Empfänger hervorrufen,
welcher Funkempfänger einen Signalverarbeitungspfad mit einem Signalmodulator umfaßt, angeschlossen zum Übertragen seines demodulierten Signals zu Signalkonditioniermitteln in dem Signalverarbeitungspfad, und einen Interferenzerfassungsschaltkreis aufweist, angeschlossen zum Empfang demodulierter Signale von der Ausgangsklemme des Signaldemodulators, welcher Interferenzerfassungsschaltkreis in der Lage ist, ein interferenzsteuerndes Signal zu erzeugen, das abhängt von dem demodulierten, von ihm empfangenen Signal und so an die Signalkonditioniermittel angeschlossen ist, daß im Betrieb das interferenzsteuernde Signal die Signalkonditioniermittel steuert, welcher Interferenzerfassungsschaltkreis einen Komparator umfaßt mit einer Ausgangsklemme, die im Betrieb das interferenzsteuernde Signal bereitstellt und es an die Signalkonditioniermittel anlegt, wobei eine Schwellenspannungsquelle an eine erste Eingangsklemme des Komparators angeschlossen ist und ein Detektor mit seiner Ausgangsklemme an eine zweite Eingangsklemme des Komparators angeschlossen ist, wobei die Eingangsklemme des Detektors an die Ausgangsklemme des Signaldemodulators angeschlossen ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Schwellenspannungsquelle Mittel umfaßt, die in der Lage sind, Signale auszuwählen, die eine erste Schwelle von dem Detektor übersteigen, Mittel, die in der Lage sind, einen Mittelwert der ausgewählten Signale zu bilden, und Mittel, die in der Lage sind, einen Ausgang zu erzeugen, der die Differenz zwischen dem Mittelwert und einer zweiten Schwelle ist.
In einer ersten Ausgestaltung umfaßt der Detektor einen Eingangsbandbreitebegrenzungsschaltkreis, der zur Tiefpassfilterung in der Lage ist, angeschlossen in Serie mit einem ersten Gleichrichterschaltkreis.
In einer zweiten Ausgestaltung umfaßt der Detektor einen Eingangsbandbreitebegrenzungsschaltkreis, der zur Bandpassfilterung in der Lage ist, angeschlossen in Serie mit einem zweiten Gleichrichterschaltkreis und mit einem dritten Bandbreitebegrenzungsschaltkreis, der zur Tiefpassfilterung in der Lage ist.
In einer dritten Ausgestaltung umfaßt der Detektor einen Eingangsbandbreitebegrenzungsschaltkreis, der zur Differenzierung in der Lage ist, angeschlossen in Serie mit einem dritten Gleichrichterschaltkreis und mit einem Spitzenspannungsdetektorschaltkreis.
Vorzugsweise ist die Ausgangsklemme des Detektors mit einer Steuereingangsklemme der Schwellenspannungsquelle verbunden für die Varuerung des Ausgangs der Schwellenspannungsquelle entsprechend dem Ausgang des Detektors.
In einer Ausgestaltung umfaßt die Schwellenspannungsquelle Mittel, die zur Auswahl einer von einer Mehrzahl von Schwellenspannungen als ihr Ausgang in der Lage sind.
Vorzugsweise ist der Komparator an die Signalkonditioniermittel mittels eines Pulsbreiteeinstellschaltkreises verbunden, der in der Lage ist, die Positionen von Steuerimpulsen relativ zu den gesteuerten demodulierten Signalen einzustellen.
In einer Ausgestaltung ist der Funkempfänger zum Betrieb mit Digitalsignalen in der Lage und umfaßt Fehlerkorrekturmittel, die im Betrieb Fehlerkorrekturen zu Zeitpunkten ausführen, wenn Interferenz erkannt wird.
In einer anderen Ausgestaltung umfaßt der Funkempfänger Mittel für den gleichzeitigen Empfang einer Mehrzahl von winkelmodulierten Signalen, Mittel für das Bestimmen der Qualität jedes winkelmodulierten Signals nach seiner Erfassung, und Mittel für die Übertragung eines ausgewählten der winkelmodulierten Signale längs einer Ausgangsroute nach Demodulation des ausgewählten winkelmodulierten Signals, wobei die Mittel für die Bestimmung der Qualität jedes winkelmodulierten Signals erste Vergleichsmittel für den Vergleich der Hüllkurvengrößen der Signale mit einer ausgewählten Schwelle, und zweite Vergleichsmittel für den Vergleich der umhüllenden Größen der Signale miteinander umfassen, welche Mittel für die Übertragung des ausgewählten Signals längs der Ausgangsroute eine Logikschaltung umfassen, die das größte Signal auswählt, das nicht gleichzeitig die ausgewählte Schwelle übersteigt.
Die Erfindung wird nun unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen nur beispielshalber beschrieben.
Die in Fig. 3, 10 und 20 bis 23 gezeigten Schaltkreise sind keine Ausführungsformen der Erfindung und werden nur wiedergegeben, um das Verständnis der Ausführungsformen der Erfindung zu unterstützen.
FIG. 1 zeigt die Struktur eines Signalübertragungssystems in einem Phasenmodulationssystem.
FIG. 2 ist eine erläuternde Graphik der Frequenzerkennungsausgänge, wenn Interferenz zwischen benachbarten Kanälen in einer Anordnung mit verschachtelten Kanälen auftritt.
FIG. 3 ist ein Blockdiagramm eines Interferenzverringerungsschaltkreises (im einzelnen festliegende Schwelle zum Erkennen verschlechterten Empfangsverhaltens und Abtrennung von empfangenen Signalen).
FIG. 4 ist eine Graphik zur Illustration einer Struktur eines Hüllkurvenerfassungsschaltkreises.
FIG. 5 zeigt Graphiken zur Erläuterung des Betriebs bei verschlechtertem Empfangsverhalten.
FIG. 6 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung einer ersten Ausführungsform gemäß dieser Erfindung (im einzelnen variable Schwelle und Empfangssignalbedämpfung).
FIG. 7 zeigt Wellenformen von Signalen, welche das Entfernen von Interferenz durch die erste Ausführungsform erläutern.
FIG. 8 zeigt die Dämpfung im Verhältnis zu der erfaßten Größe bei verschlechtertem Empfangsverhalten.
FIG. 9 zeigt Betriebscharakteristiken der ersten Ausführungsform.
FIG. 10 ist ein Blockdiagramm eines anderen Interferenzverringerungsschaltkreises (festliegende Erfassungsschwelle und Begrenzung der Empfangssignalhüllkurven).
FIG. 11 ist ein Blockdiagramm einer anderen Ausführungsform dieser Erfindung (variable Schwelle und Interpolation von Empfangssignalen).
FIG. 12 ist ein Diagramm zur Darstellung einer Ausführungsform des Schwellengenerators, der die Schwellenhöhe variieren kann.
FIG. 13 ist eine erläuternde Darstellung des Betriebs für das Verändern der Erfassungsschwelle.
FIG. 14 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung einer anderen Ausführungsform des Schwellengenerators, der die Erfassungsschwelle ändern kann.
FIG. 15 ist eine erläuternde Darstellung des Betriebs zum Verändern der Erfassungsschwelle.
FIG. 16 ist ein Blockdiagramm einer anderen Ausführungsform dieser Erfindung (variable Erfassungsschwelle, Abschaltung von Empfangssignalen und Empfangssignalverzögerung).
FIG. 17 ist eine erläuternde Darstellung der Ausführungsform nach Fig. 16.
FIG. 18 ist ein Blockdiagramm einer anderen Ausführungsform dieser Erfindung (Digitalsignale, feste Erfassungsschwelle und Fehlerkorrektur von Empfangssignalen).
FIG. 19 ist eine erläuternde Darstellung von Signalanordnungen in der Ausführungsform der Fig. 18.
FIG. 20 ist ein Blockdiagramm einer anderen Interferenzverringerungsschaltung (digitale Sprachsignale, festliegende Erfassungsschwelle und Abschaltung von Empfangssignalen).
FIG. 21 ist ein Blockdiagramm einer anderen Interferenzverringerungsschaltung (Diversity-System).
FIG. 22 ist ein Blockdiagramm einer anderen Interferenzverringerungsschaltung (modifiziertes Diversity-System).
FIG. 23 ist ein Blockdiagramm einer anderen Interferenzverringerungsschaltung (modifiziertes Diversity-System).
FIG. 24 ist ein Diagramm zur Darstellung einer Logikschaltung, die in der Schaltung nach Fig. 23 enthalten ist.
FIG. 25 ist eine erläuternde Darstellung einer Verbesserung der Qualität von demodulierten Signalen gemäß dieser Erfindung.
FIG. 26 ist eine Darstellung des Ergebnisses von Experimenten, welche die Verbesserungen in SINAD von Empfangssignalen gemäß dieser Erfindung demonstrieren.
FIG. 3 ist ein Blockdiagramm eines Interferenzverringerungsschaltkreises, bei dem eine Antenne 1 an einen Empfänger 2 angeschlossen ist, und der Ausgang des Empfängers 2 mit einem FM-Demodulator 3 verbunden ist. Der Ausgang des FM-Demodulators 3 wird einem Integrator 5 über einen Schalter 4 zugeführt und dessen Ausgang wird einem Ausgangsanschluß 6 zugeführt. Diese Schaltung ist dadurch gekennzeichnet, daß eine Erfassungsschaltung 7 am Ausgang des FM-Demodulators 3 für die Erkennung von Verschlechterung des Empfangsverhaltens so angeschlossen ist, daß mit ihrem Ausgang der Schalter 4 gesteuert werden kann, der im Pfad der Empfangssignale vorgesehen ist.
Der Detektor 7 umfaßt einen Amplitudendetektor 71, der die von dem Ausgang des Demodulators 3 abgezweigten Signale eingibt und die Amplitude der FM-demodulierten Signale erkennt, einen Komparator 72, der den Ausgang von dem Detektor 71 mit einer Schwelle vergleicht, und einen Schwellengenerator 73. Der Amplitudendetektor 71 kann eine Struktur gemäß FIG. 4a haben, um so die FM-demodulierten Signale einem Tiefpassfilter 11a zuzuführen und dessen Ausgang einem Vollwellengleichrichter 12a zuführt, um den Absolutwert der Amplitude zu erkennen. FIG. 4b und 4c zeigen Modifikationen des Amplitudendetektors 71, die in größeren Einzelheiten weiter unten beschrieben werden.
Die Graphiken der FIG. 5 beschreiben die Betriebsweise eines Detektors 7 für verschlechtertes Empfangsverhalten. Wenn Signale zwischen benachbarten Kanälen interferieren, wird ein Sprungphänomen in der Hüllkurve des FM-demodulierten Signals erzeugt, wie durch die Buchstaben A, B, C und D in FIG. 5i angegeben. Genauer gesagt und wie in Verbindung mit FIG. 2 beschrieben, wird ein Frequenzsprung erzeugt durch Alternation von gewünschten Wellen mit ungewünschten Wellen, während Schwebung infolge Interferenz auftritt. Die Sprünge, die von den Buchstaben A bis C in FIG. 5i markiert sind, werden hervorgerufen durch die Interferenz von dem oberen Seitenkanal, während jene, markiert mit Buchstabe D, hervorgeht wird durch die Interferenz von dem unteren Seitenkanal. Nach Durchgang durch das Tiefpassfilter 11a, gezeigt in FIG. 4a, werden Signale von Schwebungskomponenten entfernt zum Annehmen der Wellenformen, gezeigt in FIG. 5ii. Der in FIG. 5iii gezeigte Ausgang wird erhalten durch Führen der obigen Signale durch einen Vollwellengleichrichter 12a. Wenn der Komparator 72 erkennt, daß der Ausgang über eine Schwelle Th hinausgeht, entscheidet er, daß es Interferenz in den Ausgangssignalen der FIG. Siv von dem Detektor 7 gibt. Während der Periode, wenn das Signal ansteigt und Interferenz anzeigt, wird der Schalter 4 ausgeschaltet, um die Empfangssignale abzuschalten. Diese Arbeitsweise verhindert die Ausgabe von Rauschen auf hohem Pegel zum Eliminieren von knarrendem Rauschen.
Die Funkbestimmungen sehen vor, daß die Frequenzabweichung auf einen spezifischen Wert oder weniger auf der Senderseite eines beweglichen Funkkommunikationssystems begrenzt werden sollte, bei Analog-FM durch einen IDC-Schaltkreis, um Interferenz mit anderen Kanälen zu verhindern. Deshalb wird die Schwelle vorzugsweise auf einen Pegel gesetzt, der eine Abweichung oberhalb des regulierten Wertes als die Interferenz beurteilen kann.
FIG. 4b und 4c zeigen Modifikationen des Detektors 71. FIG. 4b zeigt einen Detektor, der FM-demodulierte Signale einem Bandpassfilter 11b zuführt und dessen Leistungspegel bestimmt. Wenn die Signale von Wellenformen, die in FIG. 5i gezeigt sind, durch ein Bandpassfilter 11b laufen, wird die Schwebung, gezeigt in FIG. 5v ausgegeben. Mit anderen Worten, entspricht die Schwebungsfrequenz der Differenz zwischen den gewünschten und ungewünschten Frequenzsignalen. Wenn beispielsweise das Kanalintervall als bei 8 kHz liegend angenommen wird, wird die Schwebung die Frequenz bei etwa 8 kHz haben. Die Schwebung wird dem Vollwellengleichrichter 12b zugeführt und geglättet durch ein Tiefpassfilter 13b zur Ausgabe der Schwebungsleistung, wie in FIG. 5vi gezeigt. Die Verhaltensverschlechterung könnte erkannt werden durch eine Zunahme der Leistung auf jenseits der Schwelle. Die Schaltung der FIG. 4b jedoch kann nur brauchbar sein, wenn die Dauer der Zeit, bei der das ungewünschte Signal das gewünschte Signal dominiert, klein genug ist.
Dies ist so, weil das Schweben nicht in den demodulierten Signalen in der Mitte der Dauer sein wird, bei der das ungewünschte Signal viel höher ist als das gewünschte Signal.
Die Schaltung nach FIG. 4c ist ein Detektor, der den Wert der zeitlichen Ableitung von FM-demodulierten Signalen in den Absolutwerten erfaßt. Wie in FIG. 5i gezeigt, ändern, wo Interferenz bei A, B, C und D auftritt, die FM-demodulierten Signale sich drastisch, um die Amplitude chronologisch zu verändern. Die FM-demodulierten Signale werden zeitlich differenziert durch den Differentiator 11c, und ihre Amplitude wird in Absolutwerten erhalten durch den Vollwellengleichrichter 12c. Die Amplitude wird zeitweilig gehalten durch eine Spitzenhalteschaltung 13c, und wenn deren Ausgang über eine Schwelle hinaus ansteigt, wird das Empfangsverhalten als verschlechtert beurteilt. Die in FIG. 4b oder 4c gezeigten Schaltungen sind solche mit besseren Charakteristiken im Einsatz als jene, die in FIG. 4a gezeigt ist.
FIG. 6 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der ersten Ausführungsform dieser Erfindung. Verglichen mit der Schaltung nach FIG. 3 wird die erste Ausführungsform dadurch charakterisiert, daß ein variabler Dämpfer 42 in dem Pfad der Empfangssignale in dem FM-Demodulator 3 anstelle des Schalters vorgesehen ist, und eine zusätzliche Schaltung ist vorgesehen zum Verändern der Schwelle Th zum Erkennen des Empfangsverhaltens in Abhängigkeit von den Empfangssignalen. Im einzelnen wird der variable Dämpfer 42 in den Ausgang des FM-Demodulators 3 eingefügt, und der Dämpfungspegel wird gesteuert durch den Ausgang von dem Detektor 7. Der Schwellengenerator 73 des Detektors 7 ist so ausgebildet, daß er die Schwelle ändert in Abhängigkeit von dem Ausgang des Amplitudendetektors 71. Die übrige Struktur ist im Grundsatz dieselbe wie die Struktur der FIG. 3, und ihre Beschreibung wird weggelassen, um Redundanz zu vermeiden.
Durch Vorsehen eines variablen Dämpfers 42 anstelle eines Schalters auf dem Weg der Empfangssignale wird es bequemer, da der Empfängerausgang nicht auf Leerlauf geht, sondern abgesenkt wird auf ein niedriges Maß, um keine Unbequemlichkeit für die Ohren zu bewirken. Rauschen kann wirksamer entfernt werden durch Setzen einer variablen Schwelle Th in optimaler Weise zum Erfassen der Empfangsverschlechterung. In der in FIG. 6 gezeigten Ausführungsform umfassen der Schwellengenerator 73 und der Komparator 72 Mikroprozessoren. Der Schwellengenerator 73 zählt die Frequenz der Ausgangssignale, die höher sind als die Schwelle innerhalb einer vorbestimmten Periode, und wenn der Zählwert einen vorbestimmten Wert übersteigt, wird die dem Komparator 72 gegebene Schwelle auf eine Schwelle Th' verändert, die kleiner ist als die oben erwähnte Schwelle Th. Diese Struktur kann wirksam Rauschen entfernen, wie unten unter Bezugnahme auf FIG. 7 erläutert.
In FIG. 7i sind die Ausgangssignale von dem FM-Demodulator 3 in ausgezogenen Linien dargestellt. Großes Rauschen wird zu Zeiten erzeugt, die durch die Buchstaben A bis F markiert sind, infolge Interferenz von benachbarten Kanälen. Ohne geeignete Unterdrückung wird dieses Rauschen vollständig ausgegeben und beeinträchtigt und verschlechtert erheblich die Sprachqualität. FIG. 7ii zeigt eine Anwendung dieser Erfindung auf einen solchen Fall, wenn der Absolutwert des FM-demodulierten Signals über eine vorbestimmte Schwelle Th hinausgeht, wobei eine erhebliche Dämpfung durch den variablen Dämpfer 42 erzeugt wird, um so den Pegel der Signale abzusenken, die hindurchgehen. Dies kann starkes Rauschen in einem gewissen Ausmaß entfernen. Infolge der Betriebsbereichbegrenzung der Bandbreitenbegrenzung des Einflusses thermischen Rauschens jedoch erreichen Frequenzsprünge nicht immer den Pegel der Schwelle Th wie jene, die mit den Buchstaben C, E und F in FIG. 7i markiert sind. Selbst wenn diese den Pegel erreichen, kann es länger dauern, um den Schwellenpegel zu erreichen. Mit anderen Worten, kann in einem solchen Fall das Rauschen nicht vollständig entfernt werden, sondem bleibt, wie in FIG. 7ii gezeigt. Um das Rauschen vollständig zu entfernen, sollte die Schwelle auf einen Wert gesetzt werden, der niedrig genug ist, doch wenn sie auf einen zu niedrigen Wert gesetzt wird, könnten modulierte Signale des gewünschten Signals abgeschaltet werden, um Signale zu verzerren und die Sprachqualität selbst dann zu verschlechtern, wenn es keine Interferenz von benachbarten Kanälen gibt.
FIG. 7iii zeigt einen Betrieb, wenn die Schwelle Th auf eine niedrigere Schwelle Th' gesenkt wird, abhängig von den Bedingungen. Wenn beispielsweise Interferenz von einem benachbarten Kanal auftritt und die FM-demodulierten Signale häufig über die Schwelle Th hinausgehen, wird die Schwelle Th auf die Schwelle Th' gebracht. Dies entfernt praktisch das gesamte Rauschen, das in der rechten Seite von FIG. 7iii gezeigt ist. Wenn umgekehrt die Empfangsbedingung exzellent ist, im wesentlich ohne Interferenz, kann eine höhere Schwelle Th gesetzt werden und kein Demodulatorausgang der gewünschten Signale wird abgetrennt. Unter einer Bedingung, wo häufig Interferenz auftritt selbst dann, wenn die Schwelle niedrig gesetzt ist, können modulierte Signale unterdrückt werden. Aber selbst wenn die Verzerrung zunimmt, wird das Entfernen von Interferenzrauschen die Qualität deutlicher verbessern zum Erreichen einer exzellenten Sprachqualität.
Das Verfahren zum Verändern der Schwelle ist nicht auf das Obige beschränkt, sondern kann mit anderen Faktoren zusammen hinzugefügt werden, wie Fading-Teilung oder Änderung der gewünschten Signale zum Erzielen eines höheren Effekts. Alternativ wird die Schwelle periodisch verändert, unabhängig von den Empfangsbedingungen. Die Pegel der Schwelle sind nicht auf zwei begrenzt, d.h. einen hohen Pegel und einen niedrigen Pegel, sondern es können drei oder mehr vorhanden sein oder sie können kontinuierlich verändert werden.
Wenn Daten mit hohen Signalen anstatt Sprachsignale übertragen werden, ist es bevorzugt, die Schwelle automatisch oder manuell von dem gewöhnlichen analogen Sprachübertragungstyp zu einer Schwelle unterschiedlichen Typs umzuschalten. Wenn Signale abgeschnitten werden mit einer Schwelle, die kleiner ist als die maximale Frequenzabweichung in MODEM-Signalen, würden Signale nicht korrekt übertragen wegen der Wellenformverzerrung. Deshalb sollte für die MODEM-Signale der Schwellenpegel nicht niedriger liegen als die maximale Frequenzabweichung.
Der Betrieb zum Dämpfen der empfangenen Signale mittel eines veränderlichen Dämpfers 42 anstelle eher einer Trennung mittels eines Schalters und deren Verhältnis bei Schwellenveränderung wird nachstehend beschrieben werden.
FIG. 8i und 8ii sind Diagramme zur Beschreibung der Steuercharakteristiken eines variablen Dämpfers 42 des Detektors 7. Das Ausmaß der Verschlechterung im Empfangsverhalten, erkannt durch den Detektor 7, ist auf der Horizontalachse aufgetragen, während die in Reaktion darauf erfolgende Dämpfung durch den Dämpfer 42 auf der Vertikalachse aufgetragen ist. In FIG. 8i sind drei Werte als Schwellen vorgegeben, und wenn das Ausmaß der Verschlechterung im Verhalten die Schwellen Tha, Thb bzw. Thc erreicht, wird die Dämpfung durch den Dämpfer 42 gesteuert zum Erreichen von unendlich für das Blockieren des Durchgangs der Signale. Abhängig von den Empfangsbedingungen wird eine Schwelle der drei ausgewählt, um verschiedene Steuercharakteristiken zu präsentieren. FIG. 8ii zeigt einen Fall, wo die Dämpfung sich allmählich ändert in Abhängigkeit von dem Ausmaß der Verschlechterung in dem Empfangsverhalten. Drei Arten von Steuercharakteristiken A, B bzw. C sind vorher vorgegeben worden, so daß eine der drei für den Einsatz ausgewählt wird. Es gibt kein Konzept der Schwelle im Falle der FIG. 8ii. Wenn die Dämpfung kontinuierlich variiert wird, wie es der in FIG. 8ii gezeigte Fall ist, wird die Schaltungsstruktur kompliziert, doch kann sie die Dämpfung einregulieren in Abhängigkeit vom Ausmaß der Verschlechterung im Verhalten zum Minimieren des Informationsverlustes infolge Dämpfung.
FIG. 9 zeigt ein anderes Verfahren zur Steuerung des variablen Dämpfers 42 in Abhängigkeit vom Ausgang vom Detektor 7. Das Verfahren verwendet sowohl die Schaltungen a als auch b, die im Zusammenhang mit FIG. 4 beschrieben wurden, als Amplitudendetektor 71, und bietet besseres Verhalten. Die ausgezogene Linie in FIG. 9a zeigt den FM-Demodulatorausgang und die gestrichelte Linie ist der Schwebungsleistungspegel. Th&sub1; ist die Schwelle der Erfassungsschaltung der FIG. 4a, Th&sub2; ist jene der Schaltung nach FIG. 4b. Ein Fall, wo die Charakteristiken eines Dämpfers 42 jene der FIG. 8i sind, wird als Beispiel gewählt.
Wie in FIG. 5(ii) gezeigt, ist die Schaltung der FIG. 4(a) wirksam zum Erfassen der Interferenz oder ungewünschten Signals, wenn dieses über das gewünschte Signal zu dominieren beginnt. Sie kann jedoch nicht den der Änderung unmittelbar vorhergehenden Zustand erkennen. Sie ist auch insofern mit Nachteilen behaftet, da sie unvermeidlich einen Detektorausgang ausgibt, wenn sie Klackrauschen erkennt infolge Co-Kanal-Interferenz. Die Schaltung nach FIG. 4b andererseits kann Interferenz erkennen, bevor sie über das gewünschte Signal dominant wird, wie in FIG. 5v gezeigt. Nach dem Dominieren der Interferenz jedoch wird der Erfassungsausgang klein. Wie in FIG. 9 gezeigt, kann deshalb, wenn die Dämpfung durch beide Schaltungen nach FIG. 4a und 4b gesteuert wird, eine Dämpfung erzielt werden noch bevor der Umkehr der Dominanz, und die Dämpfung wird bei der Zeit der Umkehr gehalten. Die Schwelle Th&sub1; und die Schwelle Th&sub2; werden separat eingestellt und jeweils für die Schaltung in FIG. 4a und die in FIG. 4b vorgegeben. Demgemäß kann das Verfahren der FIG. 9 Restrauschen reduzieren.
FIG. 10 ist ein Blockdiagramm eines anderen Interferenzverringerungsschaltkreises. Ein Amplitudenbegrenzer 41 ist in den Ausgangssignalpfad von dem FM-Demodulator 3 eingefügt, und der Begrenzungspegel des Begrenzers 41 wird gesteuert durch den Ausgang von dem Detektor 7 für verschlechtertes Verhalten. Im einzelnen wird, wenn der Empfang als sich verschlechternd erkannt wird, der Begrenzungspegel des Amplitudenbegrenzers 41 abgesenkt, um so den Pegel von Rauschen zu unterdrücken, der hindurchgelassen wird. In dieser Ausführungsform können verschiedene Schwellenpegel eingestellt werden und der Begrenzungspegel kann geändert werden in Abhängigkeit von dem Ausmaß der Verschlechterung, so daß Rauschen, das sonst durch Interferenz hervorgerufen würde, verringert werden kann zum Verbessern der Sprachqualität. Die dritte Ausführungsform ist am wirksamsten, wenn sie bei FM-Übertragung angewandt wird.
FIG. 11 ist ein Blockdiagramm einer anderen Ausführungsform der Erfindung. Die Schwelle in dieser Ausführungsform kann zwischen zwei Pegeln verschoben werden, und ein Umschaltkreis 40, eingefügt in den Pfad der Signale vom FM-Demodulator 3, wird verwendet nicht bloß um die Signale abzuschalten, sondern auch, um den Pfad mit dem Ausgang von einem Signalinterpolationskreis 10 zu verbinden, während die Signale blockiert sind, um so die durch die Abtrennung verlorengegangenen Signale zu interpolieren.
Die erste Ausführungsform des Signalinterpolationskreises 10 setzt die unmittelbar vorhergehende Wellenform fort. Vokale sind generell bekannt als Wiederholung bestimmter Wellenformen. Deshalb kann der Vokalanteil in Sprache ziemlich verläßlich restauriert werden durch Fortsetzen der Wellenform des Signais unmittelbar vor der Unterbrechung. Die zweite Ausführungsform des Interpolationskreises 10 kann kompliziertere Interpolation ausführen durch Reproduzieren der Wellenform von einer Tonlage unmittelbar vor dem Verschieben des Schalters 40 zu einer Tonlage in Ausfluchtung mit dem interpolierten Abschnitt. Eine solche Technik ist im einzelnen in der Veröffentlichung beschrieben mit dem Titel Time Diversity by Pitch-Synchronized Interpolation: IEEE Transaction Vehicular Technology VT-29, Nr. 4, 1980. Es wurde bewiesen, daß diese Technik die Daten restaurieren kann, die einmal verlorengingen infolge der Redundanz von Sprache, um auf diese Weise deutlich die Qualität zu verbessern.
FIG. 12 ist eine strukturelle Darstellung eines einfach aufgebauten Schwellengenerators 73, bei dem einer der Eingänge des Komparators mit einer vorbestimmten Schwelle Th&sub1; gespeist wird, während der andere Eingang mit dem Ausgang von dem Amplitudendetektor 71 gespeist wird. Der Komparator 74 ist mit einem Multivibrator 75 verbunden und erzeugt einen Ausgang, wenn der Ausgang von dem Detektor 71 die Schwelle Th&sub1; übersteigt. Wenn der Ausgang von dem Detektor 71 niedriger geworden ist als die Schwelle Th&sub1; und eine vorbestimmte Zeit T verstrichen ist, wird der Ausgang von dem Multivibrator 75 suspendiert. Einer von den zwei Pegeln der Schwelle kann gewählt werden, um den Komparator 72 zu speisen, durch Umschalten des Schalters 76 zwischen den beiden Schwellen, der höheren Th&sub1; und der niedrigeren Th&sub2;, entsprechend dem Ausgang vom Multivibrator 75. FIG. 13i ist ein Diagramm zur Erläuterung der Wirkungsweise für das Einstellen einer Schwelle durch die Schaltung. Der Schalter 76 schaltet zwischen der höheren Schwelle Th&sub1; und der niedrigeren Schwelle Th&sub2; für den Ausgang. FIG. 13ii zeigt die Wellenformen, nachdem die FM-demodulierten Signale durch den Schalter 40 gelaufen sind. In dem Diagramm drücken die gestrichelten Linien die Wellenformen aus, wenn die Schwelle Th&sub1; festgelegt ist, wobei Rauschen zurückbleibt, da der erfaßte Wert niedriger ist als die Schwelle Th&sub1;. FIG. 13i zeigt, daß dieses Rauschen beinahe entfernt wird, wenn der Schwellenpegel verschoben wird. Diese Ausführungsform ist vorteilhaft, indem sie mit einfachen Schaltungen aufgebaut werden kann und sich in hohem Maße an verschiedene Bedingungen anpaßt, da die Schwelle derselben durch Umschalten variabel ist.
FIG. 14 ist eine erläuternde Darstellung einer weiteren Ausführungsform des Schwellengenerators 73. In dieser Ausführungsform wird der Ausgang vom Komparator 74 durch ein Tiefpassfilter 77 geführt und dessen Ausgang wird subtrahiert von der vorbestimmten Schwelle Thφ mittels eines Subtraktors 78. FIG. 15 ist eine erläuternde Darstellung der Wirkungsweise für die Einstellung der Schwelle durch diese Schaltung. FIG. 15i zeigt den Ausgang von dem Amplitudendetektor, während FIG. 15ii die Signale zeigt, die einen Komparator 74 durchliefen, welcher den Ausgang vom Detektor mit der Schwelle Th&sub1; verglich. FIG. 15iii zeigt die Signale, die durch ein Tiefpassfilter 77 geführt worden sind. Die Signale werden subtrahiert von dem Referenzwert Thφ zum Erzielen des Schwellenausgangs, der in FIG. 15iv gezeigt ist. Demgemäß kann die Schwelle abgesenkt werden, wenn die Verschlechterung im Empfangsverhalten im Mittel hoch ist, und Rauschen kann wirksam entfernt werden.
FIG. 16 ist ein Blockdiagramm einer anderen Ausführungsform dieser Erfindung, bei der ein Verzögerungskreis 25 in den Ausgangssignalpfad vom FM-Demodulator 3 eingefügt ist, der Detektor 7 eine variable Schwelle hat und ein Schalter 4 Signale ohne Interpolation abtrennt. In der in FIG. 16 dargestellten Ausführungsform wird den FM-demodulierten Signalen eine Verzögerung gegeben, und die Pulsbreite des Ausgangs von Detektor 71 wird erweitert durch einen Pulsbreitetransformator 20. FIG. 17 erläutert die Wirkungsweise. FIG. 17i zeigt die Ausgangswellenform vom Amplitudendetektor 71, FIG. 17ii die Ausgangswellenform von Pulsbreitetransformator 20 und FIG. 17iii die Ausgangswellenform vom Schalter 4. In dieser Struktur ist die Zeitlage für das Abschalten der Signale mit dem Schalter 4 relativ schnell auf der Zeitachse der FM-demodulierten Signale, und die Zeitdauer dieser Abschaltung ist ausgedehnt. Dies ermöglicht, daß Rauschen, hervorgerufen durch die Interferenz von benachbarten Kanälen, bei einer angemessenen Zeitlage über einen breiteren Bereich entfernt werden kann.
In FIG. 17ii repräsentiert die gestrichelte Linie Eingänge zu dem Schalter, die an ihm erscheinen, wenn sonst eine Schaltung verwendet wird. Die ausgezogene Linie repräsentiert die entsprechenden Eingänge zu dem Schalter für diese Ausführungsform. Die Pulsbreite wird auf beiden Seiten um Δ entsprechend vergrößert, das hervorgerufen wird durch den Verzögerungskreis 25 und den Pulsebreitetransformator 20.
Eine weitere Verbesserung wird erwartet durch adaptive Steuerung der Änderungen in der Pulsbreite durch den Transformator 20 entsprechend dem Ausmaß der Verschlechterung.
In dieser Ausführungsform werden die demodulierten Signale zunächst verzögert und dann durch Umschalten gesteuert. Dieses Verfahren ist im allgemeinen wirksam, wenn die Steuerung auf Basis der mittleren Verschlechterung über eine gegebene Zeit ausgeführt wird. Dies ist so, weil es Zeitlagedifferenzen zwischen Steuersignalen und demodulierten Signalen einstellen kann, die durch es zu steuern sind selbst dann, wenn die Steuersignale Verzögerung infolge des Mittelwertbildungsprozesses unterworfen werden (beispielsweise in der Ausführungsform nach FIG. 14 wird eine Verzögerung durch das Tiefpassfilter hervorgerufen).
FIG. 18 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung einer weiteren Ausführungsform dieser Erfindung bei Anwendung auf Digitalsignalübertragung. Diese Schaltungsausführung kann Fehler in Digitalsignalen korrigieren mit dem Signal, das die Verschlechterung im Empfangsverhalten erkennt.
In FIG. 18 sind die Empfangssignale diejenigen Signale, die winkelmoduliert wurden mit Digitalsignalen, und demodulierte Signale werden am Ausgang des FM-Demodulators 3 erhalten. Die Digitalsignale sind in der Einheit eines Rahmens aufgebaut und jeder Rahmen hat einen Fehlererkennungscode. Der Ausgang von dem FM-Demodulator wird so abgezweigt, daß das Vorhandensein/Fehlen von Interferenzen von benachbarten Kanälen durch den Detektor 7 erkannt wird. Dies ist ähnlich der Ausführungsform, die im Verhältnis zu FIG. 3 beschrieben wurde. Die Ausgangssignale von dem FM-Demodulator 3 werden diskriminiert durch einen Diskriminator 51 und sukzessive in ein Schieberegister 52 eingegeben. Der seriell aus dem Schieberegister 52 ausgelesene Ausgang wird zu einem Ausgangsanschluß 54 über ein Exklusiv-ODER-Gatter 53 übertragen. Der Fehlererkennungsschaltkreis 56 erkennt Fehler in der Einheit eines Rahmens, und wenn ein Fehler erkannt wird, wird ein Flip-Flop 57 auf einen hohen Pegel gesetzt. Die Verschlechterung in dem Empfangsverhalten wird synchron mit den Digitalsignalen in der Einheit eines Bits erkannt. Das Ergebnis der Erkennung wird in ein Schieberegister 61 bitweise eingegeben. Der serielle Ausgang von dem Schieberegister 61 wird mit dem Auslesen der Empfangssignale vom Schieberegister 52 synchronisiert. Wenn ein Fehler in einem Rahmen eines empfangenen Signals erfaßt wird und der Flip-Flop 57 auf den hohen Pegel gesetzt wird, wird das Bit, das für die Verschlechterung durch das Schieberegister 61 erkannt wurde, wahrscheinlich einen Fehler haben. Deshalb wird ein Ausgang für das Bit zu einem UND-Schaltkreis 58 übertragen, so daß der Ausgang vom Schieberegister 52 für das Bit für die Korrektur durch ein Exklusiv-ODER-Gatter 53 invertiert wird. Eine Zeitlagesteuereinheit 59 erkennt Rahmensynchronisationssignale mit den Ausgangssignalen von einem Anschluß 54, und ein Flip-Flop 57 und ein Zähler 62 werden rückgesetzt mit dem Erkennungsausgang in der Einheit eines Rahmens. Ein Zähler 62 ist ein Schaltkreis, der die Bits der Verhaltensverschlechterung zählt, übertragen zum Ausgang des Schieberegisters 61, und wenn die Anzahl der gezählten Bits groß ist (beispielsweise zwei oder höher) in einem Rahmen, werden die Daten bezüglich dieses Rahmens als nichtverläßlich eingestuft, und ein Signal zum Verwerfen der Daten des Rahmens wird zu einem Anschluß 63 übertragen.
FIG. 19 ist ein Diagramm zur Darstellung von Zügen von codierten Digitalsignalen, verwendet in dieser Ausführungsform, wobei axx ein Datenbit bezeichnet und cx ein entsprechendes Prüfbit. In dieser Ausführungsform wird ein geradzahliger Paritätscheck verwendet als Prüfbits. Der Fall, der in FIG. 19a gezeigt ist, ist derjenige, wo die Einheiten von Fehlerkorrektur zeitweise konzentriert sind, während der Fall der FIG. 19b derjenige ist, wo die Einheiten von Fehlerkorrektur zeitweise dezentralisiert sind. Beides sind bekannte Codezüge, doch der in FIG. 19b gezeigte ist besser geeeignet für die Übertragungspfade, wo Fehler wahrscheinlich für mehr als zwei aufeinanderfolgende Bits auftreten.
Diese Ausführungsform kann erkennen, ob Fehler in dem Rahmen vorliegen oder nicht mittels der Fehlererkennungsfähigkeit und kann die Bits (das Bit) identifizieren, das am wahrscheinlichsten Fehler aufweist. Als ein Ergebnis kann sie die Fehlerkorrekturfähigkeit verbessern.
Das Konzept ist anwendbar auf die Fehlerkorrektur über einen noch breiteren Umfang. Wenn beispielsweise Codierschemata verwendet werden, die in der Lage sind, N-Bit-Fehler zu erkennen, jedoch nicht in der Lage sind, eine Fehlerkorrektur vorzunehmen, können Fehler an N-Bits durch dieses Verfahren korrigiert werden.
FIG. 20 ist ein Blockdiagramm einer anderen Interferenzverringerungsschaltung, die auf Sprachsignale angewandt wird, die digital moduliert worden sind. Diese Schaltung ist ein System, das Sprache in Digitalsignale für Funkübertragung umsetzt, und die am Ausgang des FM- Demodulators 3 erhaltenen Digitalsignale werden diskriminiert mittels eines Diskriminators 51 und in einen Sprachdecoder 62 eingegeben. Die Digitalsignale werden durch den Sprachdecoder 62 decodiert. Die Signale, die erkannte Verschlechterung in dem Empfangsverhalten haben, werden durch die Verzögerungsschaltung 61 um die Zeit verzögert, die erforderlich ist für den Diskriminator 51 und den Sprachdecoder 62. Die Ausgangssignale vom Decoder 62 werden zu einem Ausgangsanschluß 64 übertragen. Der Schalter 63 ist gewöhnlich mit einem Kontakt auf der Oberseite verbunden, wenn jedoch ein Ausgang von dem Verzögerungskreis 61 übertragen wird, wird der Anschluß 64 an Masse gelegt, um den Ausgang am Anschluß 64 leerlaufend zu machen. Selbst wenn erhebliches Rauschen durch Interferenz erzeugt wird und zu dem Ausgang am Decoder 62 übertragen wird, kann diese Konstruktion das Rauschen blockieren zum Sichern von Sprachsignalen mit einer hohen Verständlichkeit und Qualität. Der mit gestrichelten Linien in FIG. 20 markierte Teil kann durch Signalverarbeitung des Sprachdecoders realisiert werden, und Fehlerkorrekturverfahren, wie in FIG. 18 gezeigt, können parallel zu dem Obigen bei der Verarbeitung angewandt werden. Eine weitere Verbesserung kann erzielt werden, wenn die Schaltung angepaßt wird, um die Entscheidung für die Leerlaufperiode zu treffen mit dem Bit, das Interferenz von benachbarten Kanälen innerhalb einer Korrektureinheit erkennt (d.h. Anzeigeunterdrükkung 63 in FIG. 18).
Eine Anwendung der Interferenzunterdrückungsschaltungen auf einen Diversity-Empfänger wird nun beschrieben.
FIG. 21 ist ein Blockdiagramm einer Interferenzunterdrückungsschaltung, angewandt auf einen Diversity-Empfänger. In diesem Diversity- Verfahren wird die Beurteilung, ob eine erkannte Verschlechterung der Empfangsgüte eine Schwelle übersteigt oder nicht, für den Diversity- Zweig-Auswahlalgorithmus verwendet.
In FIG. 21 sind zwei Empfängersysteme vorgesehen, von denen jedes eine Antenne 1, einen Empfangskreis 2, einen FM-Demodulator 3 und einen Detektor für verschlechtertes Empfangsverhalten 7 umfaßt. FM-demodulierte Signale werden an einen Integrator 5 über einen Schalter 40 eingegeben, und der Ausgang von diesem ist der Ausgang des Empfängers 6. Die Auswahlsteuersignale für die Steuerung des Schalters 40 werden von einer Logikschaltung 22 erzeugt. Die Schaltung 22 empfängt als Eingänge die Ausgänge sowohl von den Detektoren 7 der beiden Systeme als auch von dem Komparator 21. Die Eingangssignale l&sub1; und l&sub2; des Komparators 21, welche die Empfangsamplitude repräsentieren, erhalten von den Empfangsschaltungen 2 der beiden Systeme. Zum Ausgang des Komparators 21 werden die Signale übertragen, die anzeigen, ob das Signal l&sub1; oder l&sub2; größer ist.
In der Logikschaltung 22 wird, während der Detektor 7 des einen Systems Signale überträgt zur Anzeige für die Verhaltensverschlechterung, der Schalter 40 gesteuert zum Auswählen der Ausgangssignale von dem anderen Empfangssystem. Wenn beide oder keines der Empfangssysteme Signale der Verhaltensverschlechterung ausgeben, wird der Schalter 40 gesteuert zum Auswählen des Ausgangs von dem Empfangssystem mit einer höheren Amplitude in Übereinstimmung mit dem Ausgang vom Komparator 21. Dies ermöglicht das Vermeiden des Systems, wo Interferenz von benachbarten Kanälen auftritt, so daß ein Diversity-Empfängersystem realisiert werden kann zum Erzielen größerer Verbesserung nicht nur in der Verhinderung thermischen Rauschens, sondern auch von Interferenz von benachbarten Kanälen (wenn die Schwelle gesteuert wird zum Erzielen des maximalen Effektes, läßt sich sogar noch eine größere Verbesserung erzielen).
FIG. 22 ist ein Blockdiagramm einer Interferenzverringerungsschaltung für eine Modifikation der Anwendung auf ein Diversity-Empfangssystem. Diese Schaltung kann die demodulierten Signale von beiden Empfangssystemen abschalten, wenn Interferenz infolge benachbarter Kanäle in beiden Systemen auftritt. Genauer gesagt, ist ein Amplitudendetektor 23 am Ausgang des Schalters 40 vorgesehen, und dessen Ausgang wird verglichen mittels Komparator 24 mit der Schwelle, erzeugt durch den Generator 73. Wenn der Ausgang vom Detektor 23 höher ist, wird der Schalter 27 ausgeschaltet. Andere Strukturen sind identisch mit jenen, die bei der siebenten Ausführungsform gezeigt wurden. Wenn Interferenz von benachbarten Kanälen auftritt, wird der empfangene Ausgang in beiden Empfangssystemen ausgeblendet.
In dieser Schaltung teilen sich die beiden Empfangssysteme einen Schwellengenerator. Diese Struktur ist effektiv für die Vereinfachung von Schaltungen, wenn komplizierte Schaltung für den Generator verwendet wird.
FIG. 23 ist ein Blockdiagramm einer anderen Interferenzverringerungsschaltung, angewandt auf Diversity-Empfangssysteme. Wenn in dieser Schaltung Interferenz infolge benachbarter Kanäle in beiden Systemen gleichzeitig auftritt, wird der Empfangsausgang abgeschaltet und gleichzeitig werden die Systeme alterniert in einem gegebenen Zyklus, so daß der Ausgang von dem besseren System gewählt werden kann, sobald die Interferenz von dem System verschwindet. Die Logikschaltung 30 in FIG. 23 ist so aufgebaut, daß sie entscheidet, welches System vom Ausgang des Komparators 21 gewählt werden sollte (oder das Verhältnis zwischen den Pegeln der Empfangssignale), und der Ausgang vom Detektor 7 (oder das Ergebnis der Verhaltenserkennung der Signale nach dem Umschalten) und zum Steuern des Schalters 40.
FIG. 24 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung eines Beispiels der Struktur der Logikschaltung 30, bei der das Bezugszeichen 301 eine Gatterschaltung bezeichnet, 302 und 303 monostabile Multivibratoren sind, 304 ein D-Flip-Flop ist und 305 und 306 drei Zustandspuffer sind. Die Eingangs-/Ausgansleitungen H, I, J entsprechen jenen der FIG. 23. Wenn in dieser Ausführungsform keine Verschlechterung beim Verhalten auftritt, wird der Zweig mit einem höheren Pegel der Empfangssignalhüllkurven ausgewählt, während dann, wenn Verschlechterung in den Signalen nach dem Umschalten erkannt wird, es zum Ausgang des anderen Systems umgeschaltet wird, unabhängig vom Pegel der Hüllkurven für eine vorbestimmte Zeitdauer. Wenn das Verhalten auch in dem anderen System sich verschlechtert, werden die Zweige alterniert in vorbestimmtem Zyklus für die Suche nach dem System ohne Interferenz.
Wenn es in der Schaltung nach FIG. 24 keinen H-Eingang gibt (das Ergebnis der Verhaltensverschlechterungserkennung nach Signalschaltung), wird der I-Eingang (bezüglich der Hüllkurvenpegel) durch den Puffer 306 geführt, um zum J-Ausgang zu werden, wie er gerade ist. Wenn es einen H-Eingang gibt, wird der monostabile Multivibrator 303 hoch für eine vorbestimmte Zeit, Ti sec, um den Puffer 305 wirksam zu machen, und der Ausgang, erhalten durch Invertieren des Ausgangs vor dem H-Eingang, wird vom Q-Ausgang des D-Flip-Flops 304 ausgegeben. Wenn der H-Eingang immer noch "hoch" liegt, wiederholt der monostabile Multivibrator 302 die Inversion des Ausgangs vom D-Flip-Flop 304 nach einer vorbestimmten Zeit T&sub2;.
FIG. 25 zeigt Diagramme zur Erläuterung der Verbesserung in der Qualität der demodulierten Signale durch diese Operationen. FIG. 25i und 25ii zeigen FM-demodulierte Signale des Systems. Beide zeigen die Wellenform, die durch ein Tiefpassfilter geführt worden ist. An der Stelle, wo ungewünschte Signale über die gewünschten Signale dominant werden infolge Interferenz von benachbarten Kanälen, zeigt sich eine stufenartige Änderung. FIG. 25iii zeigt den Ausgang vom Komparator 21 der FIG. 23 zur Darstellung des Verhältnisses zwischen den Empfangssignalhüllkurvenpegeln. Er wird "hoch", wenn der Pegel des zweiten Systems (2) höher ist als der andere. Basierend auf FIG. 25iii wird das erste System (1) ausgewählt, doch verschlechtert sich das Verhalten zum Zeitpunkt t&sub1;, und das System wird zwangsweise auf das zeite System (2) umgeschaltet für die Zeitdauer T&sub1;. Nach T&sub1; sec wählt es wieder das erste System, doch da es immer noch Verhaltensverschlechterung gibt, wird das System weiter auf das zweite System (2) geschaltet. Zum Zeitpunkt t&sub2;, wenn sich auch das zweite System im Verhalten verschlechtert, sollten die Zweige miteinander alternieren bei einem Zeitintervall T&sub2;. Die Umschaltsignale für die Auswahl sind in FIG. 25iv gezeigt.
FIG. 25v zeigt das Ergebnis der Verschlechterungserkennung nach dem Umschalten der Signale. Basierend auf FIG. 25v und 25iii werden die Signale, gezeigt in FIG. 25iv, ausgegeben. FIG. 25iv zeigt den Ausgang zum Abschalten der Signale, wenn Verschlechterung mit den in FIG. 25v gezeigten Signalen auftritt. Es kann das Empfangssystem ohne Interferenz auswählen und gleichzeitig die Signale blockieren, falls Verschlechterung in beiden Systemen auftritt, zum Verhindern der Erzeugung von starkem Rauschen. Dies ergibt eine merkbare Verbesserung der Qualität.
Da diese Ausführungsform einen gemeinsamen Detektor 7 für beide Empfangssysteme verwendet, wird die Schaltungsstruktur erheblich vereinfacht. Dies ist am wirksamsten, wenn eine komplizierte Schaltung verwendet wird, um hochgenaue Erkennung von verschlechtertem Verhalten zu erzielen.
FIG. 26i und 26ii sind die Graphiken zur Darstellung der Verbesserung, die experimentell durch diese Erfindung erzielt wurden, in Ausdrücken von SINAD (Signal + Rauschen + Verzerrung/(Rauschen + Verzerrung)) der empfangenen Signale. Die Graphik 26i zeigt den Vergleich in den Charakteristiken zwischen der Struktur dieser Erfindung, gezeigt in FIG. 3, mit der Schwelleneinstellschaltung der FIG. 12 und einem Stand der Technik. Beispielsweise verbessert am Punkt dieser Erfindung SINAD um 10dB am Punkt 20dB des Verhältnisses des gewünschten Signals zu dem ungewünschten Signal.
Die Graphik zeigt deutlich, daß das Verhältnis der gewünschten Welle gegenüber der unerwünschten Welle, das erforderlich ist, um SINAD auf 15dB zu bringen, um 12dB gegenüber dem Stand der Technik reduziert werden kann. Das bedeutet, daß das Intervall zwischen benachbarten Kanälen deutlich verringert werden kann. Mit anderen Worten, werden in einem mobilen Kommunikationssystem mit einer kleineren Zone benachbarte Kanäle auf ein kurzes Intervall gesetzt, was bisher unmöglich war.
FIG. 26ii zeigt eine Verbesserung, erzielt durch die Ausführungsform, gezeigt in FIG. 21, bezüglich SINAD eines Diversity-Empfängers. Aus der Graphik wird offensichtlich, daß zusätzlich zu der Verbesserung, die generell durch den Diversity-Empfänger erzielt wird, das Verhältnis der gewünschten Welle zur ungewünschten Welle, das erforderlich ist, um SINAD auf 15dB zu bringen, um 3dB verringert werden kann.

[Industrielle Anwendbarkeit]

Wie vorstehend beschrieben, kann das System gemäß der Erfindung das Auftreten von Interferenz infolge benachbarter Kanäle von den Absolutwerten von FM-demodulierten Signalen erkennen, nachdem sie durch ein Tiefpassfilter geführt worden sind, oder aus der elektrischen Leistung der FM-demodulierten Signale, nachdem sie durch ein Bandpassfilter geführt worden sind, die Signale zu diesem Zeitpunkt durch Abschaltung steuern, durch Amplitudenbegrenzung oder durch Interpolation, und die Erkennung verwenden für die Logik zur Auswahl von Diversity-Zweigen, um dadurch die Verschlechterung in der Qualität der Signale zu verringern, die sonst durch Nachbarkanalinterferenz bewirkt werden könnten.
Das System gemäß der Erfindung kann erhebliches Rauschen verringern, hervorgerufen durch die Interferenz von Nachbarkanälen. Dieses System ist ferner adaptiv gegenüber Empfangsbedingungen, und wenn die Verschlechterung intensiv ist, kann es beinahe vollständig Rauschen eliminieren, indem man den Ursprungssignalen ermöglicht, daß sie mehr oder weniger weggeschaltet werden, wodurch Knarr-Rauschen und hörbares Übersprechen entfernt werden. Wenn das Verhalten nicht verschlechtert ist, kann das System die Operation des Wegschaltens minimieren zum getreuen Empfangen und reproduzieren der Ursprungssignale. Das System gemäß der Erfindung verringert Rauschinterferenzen flexibel in Übereinstimmung mit den Empfangsbedingungen, um damit deutlich die Sprachqualität zu verbessern.
Wenn die Wahrscheinlichkeit von Interferenz dieselbe ist, kann die Anwendung dieses erfindungsgemäßen Systems die Sprachqualität verbessern. Wenn umgekehrt die Sprachqualität konstant ist, da dieses erfindungsgemäße System die Anwendung von benachbarten Kanälen bei einem kleineren Frequenzintervall und innerhalb einer kürzeren Distanz realisiert, kann die Anwendung dieses erfindungsgemäßen Systems einen höheren Frequenzwirkungsgrad realisieren.

Claims

1. Ein Funkempfänger, der in einem winkelmodulierten Funkkommunikationssystem betreibbar ist, bei dem eine Mehrzahl von Kanälen ausgenutzt wird mit Frequenzintervallen, die so klein sind, daß benachbarte Kanäle gegenseitige Interferenz in einem Empfänger bewirken, welcher Funkempfänger einen Signalverarbeitungspfad mit einem Signaldemodulator (3) umfaßt, angeschlossen zum Übertragen seines demodulierten Signals zu Signalkonditioniermitteln (4) in dem Signalverarbeitungspfad, und einen Interferenzerfassungsschaltkreis (7) aufweist, angeschlossen zum Empfang demodulierter Signale von der Ausgangsklemme des Signaldemodulators (3), welcher Interferenzerfassungsschaltkreis (7) in der Lage ist, ein interferenzsteuerndes Signal zu erzeugen, das abhängt von dem demodulierten, von ihm empfangenen Signal und so an die Signalkonditioniermittel (4) angeschlossen ist, daß im Betrieb das interferenzsteuernde Signal die Signalkonditioniermittel (4) steuert, welcher Interferenzerfassungsschaltkreis (7) einen Komparator (72) umfaßt mit einer Ausgangsklemme, die im Betrieb das interferenzsteuernde Signal bereitstellt und es an die Signalkonditioniermittel (4) anlegt, wobei eine Schwellenspannungsquelle (73) an eine erste Eingangsklemme des Komparators (72) angeschlossen ist und ein Detektor (71) mit seiner Ausgangsklemme an eine zweite Eingangsklemme des Komparators (72) angeschlossen ist, wobei die Eingangsklemme des Detektors (71) an die Ausgangsklemme des Signaldemodulators (3) angeschlossen ist, dadurch gekennzeichnet,

daß die Schwellenspannungsquelle (73) Mittel (74) umfaßt, die in der Lage sind, Signale auszuwählen, die eine erste Schwelle von dem Detektor (71) übersteigen, Mittel (77), die in der Lage sind, einen Mittelwert der ausgewählten Signale zu bilden, und Mittel (78), die in der Lage sind, einen Ausgang zu erzeugen, der die Differenz zwischen dem Mittelwert und einer zweiten Schwelle ist.

2. Ein Funkempfänger nach Anspruch 1, bei dem der Detektor (71) einen Eingangsbandbreitebegrenzungsschaltkreis (11a) umfaßt, der zur Tiefpaßfilterung in der Lage ist, angeschlossen in Serie mit einem ersten Gleichrichterschaltkreis (12a).

3. Ein Funkempfänger nach Anspruch 1, bei dem der Detektor (71) einen Eingangsbandbreitebegrenzungsschaltkreis (11b) umfaßt, der zur Bandpaßfilterung in der Lage ist, angeschlossen in Serie mit einem zweiten Gleichrichterschaltkreis (12b) und mit einem dritten Bandbreitebegrenzungsschaltkreis (13b), der zur Tiefpaßfilterung in der Lage ist.

4. Ein Funkempfänger nach Anspruch 1, bei dem der Detektor (71) einen Eingangsbandbreitebegrenzungsschaltkreis (11c) umfaßt, der zur Differenzierung in der Lage ist, angeschlossen in Serie mit einem dritten Gleichrichterschaltkreis (12c) und mit einem Spitzenspannungsschaltkreis (13c).

5. Ein Funkempfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 4, bei dem die Ausgangsklemme des Detektors (71) mit einer Steuereingangsklemme der Schwellenspannungsquelle (73) verbunden ist für die Varuerung des Ausgangs der Schwellenspannungsquelle (73) entsprechend dem Ausgang des Detektors (71).

6. Ein Funkempfänger nach Anspruch 5, bei dem die Schwellenspannungsquelle (73) Mittel (74,75,76) umfaßt, die zur Auswahl einer von einer Mehrzahl von Schwellenspannungen als ihr Ausgang in der Lage sind.

7. Ein Funkempfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 6, bei dem der Komparator (72) an die Signalkonditioniermittel (4) mittels eines Pulsbreiteeinstellschaltkreises (20) verbunden ist, der in der Lage ist, die Positionen von Steuerimpulsen relativ zu den gesteuerten demodulierten Signalen einzustellen.

8. Ein Funkempfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 7, der zum Betrieb mit Digitalsignalen in der Lage ist einschließlich Fehlerkorrekturmitteln (57,58,59,53), die im Betrieb Fehlerkorrektur zu Zeitpunkten ausführen, wenn Interferenz erfaßt wird.

9. Ein Funkempfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 8 einschließlich Mitteln für den gleichzeitigen Empfang einer Mehrzahl von winkelmodulierten Signalen, Mitteln (7,21) für das Bestimmen der Qualität jedes winkelmodulierten Signals nach seiner Erfassung, und Mitteln (22,40) für die Übertragung eines ausgewählten der winkelmodulierten Signale längs einer Ausgangsroute (5,6) nach Demodulation des ausgewählten winkelmodulierten Signals, wobei die Mittel (7,21) für die Bestimmung der Qualität jedes winkelmodulierten Signals erste Vergleichsmittel (7) für den Vergleich der Hüllkurvengrößen der Signale mit einer ausgewählten Schwelle und zweite Vergleichsmittel (21) für den Vergleich der umhüllenden Größen der Signale miteinander umfassen, welche Mittel (22, 40) für die Übertragung des ausgewählten Signals längs der Ausgangsroute (5,6) eine Logikschaltung (22) umfassen, die das größte Signal auswählt, das nicht gleichzeitig die ausgewählte Schwelle übersteigt.