JPH09219693A - デジタル放送受信機 - Google Patents
デジタル放送受信機Info
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- JPH09219693A JPH09219693A JP8024049A JP2404996A JPH09219693A JP H09219693 A JPH09219693 A JP H09219693A JP 8024049 A JP8024049 A JP 8024049A JP 2404996 A JP2404996 A JP 2404996A JP H09219693 A JPH09219693 A JP H09219693A
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
- H04L27/2655—Synchronisation arrangements
- H04L27/2657—Carrier synchronisation
-
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- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
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- H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
- H04L27/2655—Synchronisation arrangements
- H04L27/2668—Details of algorithms
- H04L27/2673—Details of algorithms characterised by synchronisation parameters
- H04L27/2675—Pilot or known symbols
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Channel Selection Circuits, Automatic Tuning Circuits (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 各キャリアが位相変調され直交周波数分割多
重（ＯＦＤＭ）されたデジタル信号の受信時の周波数ず
れを防ぐ。 【解決手段】 受信した参照用の固定パターンシンボル
の配列とその既定値の共役複素数の配列を、各要素ごと
に掛けて逆ＦＦＴ処理した結果のピークを求める。受信
値の配列と既定値の共役複素数の配列の各要素を右シフ
トした配列を要素ごとに掛けて逆ＦＦＴ処理し、前記ピ
ーク検出結果と同一の要素番号のデータを抽出する。同
様に前記受信値の配列と既定値の共役複素数の配列の各
要素を左シフトした配列を要素ごとに掛けて逆ＦＦＴ処
理し、前記ピーク検出結果と同一の要素番号のデータを
抽出する。前記ピーク値と抽出した２つのデータから受
信時に周波数変換する際の周波数ずれを補正する。
重（ＯＦＤＭ）されたデジタル信号の受信時の周波数ず
れを防ぐ。 【解決手段】 受信した参照用の固定パターンシンボル
の配列とその既定値の共役複素数の配列を、各要素ごと
に掛けて逆ＦＦＴ処理した結果のピークを求める。受信
値の配列と既定値の共役複素数の配列の各要素を右シフ
トした配列を要素ごとに掛けて逆ＦＦＴ処理し、前記ピ
ーク検出結果と同一の要素番号のデータを抽出する。同
様に前記受信値の配列と既定値の共役複素数の配列の各
要素を左シフトした配列を要素ごとに掛けて逆ＦＦＴ処
理し、前記ピーク検出結果と同一の要素番号のデータを
抽出する。前記ピーク値と抽出した２つのデータから受
信時に周波数変換する際の周波数ずれを補正する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、フレーム内に固
定パターンの同期信号を送出する、各キャリアが位相変
調（ＰＳＫ）され直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）変調
されたデジタル放送方式に対応するデジタル放送受信機
に関する。
定パターンの同期信号を送出する、各キャリアが位相変
調（ＰＳＫ）され直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）変調
されたデジタル放送方式に対応するデジタル放送受信機
に関する。
【０００２】
【従来の技術】各キャリアが位相変調（ＰＳＫ）された
直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）デジタル放送方式にお
いては、図６に示すようにアンテナ１から入力されたＲ
Ｆ周波数帯域のＯＦＤＭ信号は、ＲＦアンプ２で増幅さ
れ、ミキサ３で電圧制御発振器９から出力される信号と
掛け合わせることで中間周波数（ＩＦ）信号にダウンコ
ンバートされ、ＩＦ復調器４で直交復調されてベースバ
ンド周波数帯域のＩ（同相）信号成分およびＱ（直交）
信号成分がＡ／Ｄ変換器５へ入力される。Ａ／Ｄ変換器
５でデジタルデータに変換されたＩ成分およびＱ成分の
信号はＦＦＴ処理器６へ入力されて周波数領域の複素数
データに変換され、誤り訂正器７に入力されて誤り訂正
後のデジタルデータが出力端子８へ出力される。
直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）デジタル放送方式にお
いては、図６に示すようにアンテナ１から入力されたＲ
Ｆ周波数帯域のＯＦＤＭ信号は、ＲＦアンプ２で増幅さ
れ、ミキサ３で電圧制御発振器９から出力される信号と
掛け合わせることで中間周波数（ＩＦ）信号にダウンコ
ンバートされ、ＩＦ復調器４で直交復調されてベースバ
ンド周波数帯域のＩ（同相）信号成分およびＱ（直交）
信号成分がＡ／Ｄ変換器５へ入力される。Ａ／Ｄ変換器
５でデジタルデータに変換されたＩ成分およびＱ成分の
信号はＦＦＴ処理器６へ入力されて周波数領域の複素数
データに変換され、誤り訂正器７に入力されて誤り訂正
後のデジタルデータが出力端子８へ出力される。
【０００３】また、各キャリアが位相変調されたＯＦＤ
Ｍ信号では、ミキサ３によりダウンコンバートされる周
波数が理想的な場合には、ＦＦＴ処理器５から出力され
る各キャリアの位相データは、いくつかの特定の位相点
に集中している（例えば４相ＰＳＫ（ＱＰＳＫ）の場合
には０，π／２，π，−π／２の４点など）。しかし、
ミキサ３によりダウンコンバートされる周波数が理想値
からずれている場合には、ＦＦＴ処理器５から出力され
る各キャリアの位相データは、本来の位相点からずれて
あらわれる。
Ｍ信号では、ミキサ３によりダウンコンバートされる周
波数が理想的な場合には、ＦＦＴ処理器５から出力され
る各キャリアの位相データは、いくつかの特定の位相点
に集中している（例えば４相ＰＳＫ（ＱＰＳＫ）の場合
には０，π／２，π，−π／２の４点など）。しかし、
ミキサ３によりダウンコンバートされる周波数が理想値
からずれている場合には、ＦＦＴ処理器５から出力され
る各キャリアの位相データは、本来の位相点からずれて
あらわれる。
【０００４】そこで、ＦＦＴ処理器６から出力されたデ
ータは、位相誤差検出器１０に入力されて各キャリアの
位相の本来の位相点からのずれ（位相誤差）が計算さ
れ、この位相誤差が周波数制御器１１へ入力される。周
波数制御器１１は前記位相誤差が少なくなるように電圧
制御発振器９の発振周波数を制御し、ミキサ３によりダ
ウンコンバートされるＩＦ信号の中心周波数は理想的な
場合に近づく。これは具体的には、例えば各キャリアの
変調方式が位相０，π／２，π，−π／２の４点を取る
ＱＰＳＫの場合には、ＦＦＴ処理器６から出力される各
キャリアのデータをそれぞれ４乗すれば、この値の位相
は理想的にはすべて０（実際は２πの倍数）になってい
るので、前記４乗した結果をすべて加算した値を位相誤
差とする。周波数制御器１１はこの位相誤差を使用して
電圧制御発振器９の発振周波数を制御し、電圧制御発振
器９から出力された信号はミキサ３へ入力され、これに
よりミキサ３から出力されるＩＦ信号の中心周波数が決
定される。
ータは、位相誤差検出器１０に入力されて各キャリアの
位相の本来の位相点からのずれ（位相誤差）が計算さ
れ、この位相誤差が周波数制御器１１へ入力される。周
波数制御器１１は前記位相誤差が少なくなるように電圧
制御発振器９の発振周波数を制御し、ミキサ３によりダ
ウンコンバートされるＩＦ信号の中心周波数は理想的な
場合に近づく。これは具体的には、例えば各キャリアの
変調方式が位相０，π／２，π，−π／２の４点を取る
ＱＰＳＫの場合には、ＦＦＴ処理器６から出力される各
キャリアのデータをそれぞれ４乗すれば、この値の位相
は理想的にはすべて０（実際は２πの倍数）になってい
るので、前記４乗した結果をすべて加算した値を位相誤
差とする。周波数制御器１１はこの位相誤差を使用して
電圧制御発振器９の発振周波数を制御し、電圧制御発振
器９から出力された信号はミキサ３へ入力され、これに
よりミキサ３から出力されるＩＦ信号の中心周波数が決
定される。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかし、前記ＱＰＳＫ
の場合、ミキサ３によりダウンコンバートされる周波数
が理想値からずれている場合で、ＦＦＴ処理器５から出
力される各キャリアの位相データが、本来の位相点から
約π／２ずれてあらわれることがある。この場合、ＦＦ
Ｔ処理器６から出力される各キャリアのデータをそれぞ
れ４乗すると、この値の位相はすべてほぼ０（実際は２
πの倍数）となり、この結果をすべて加算した値を使っ
て、電圧制御発振器９の発振周波数を制御しても、ミキ
サ３によりダウンコンバートされる周波数のずれは補正
されないという問題がある。これは各キャリアの位相デ
ータが本来の位相点から−π／２や±π等ずれる場合に
ついても同様である。
の場合、ミキサ３によりダウンコンバートされる周波数
が理想値からずれている場合で、ＦＦＴ処理器５から出
力される各キャリアの位相データが、本来の位相点から
約π／２ずれてあらわれることがある。この場合、ＦＦ
Ｔ処理器６から出力される各キャリアのデータをそれぞ
れ４乗すると、この値の位相はすべてほぼ０（実際は２
πの倍数）となり、この結果をすべて加算した値を使っ
て、電圧制御発振器９の発振周波数を制御しても、ミキ
サ３によりダウンコンバートされる周波数のずれは補正
されないという問題がある。これは各キャリアの位相デ
ータが本来の位相点から−π／２や±π等ずれる場合に
ついても同様である。
【０００６】この発明の目的は、各キャリアがＰＳＫ変
調されたＯＦＤＭ信号の受信機において、受信信号を周
波数ダウンコンバートする際に生じる周波数ずれを検出
して自動的に補正できるデジタル放送受信機を得ること
である。
調されたＯＦＤＭ信号の受信機において、受信信号を周
波数ダウンコンバートする際に生じる周波数ずれを検出
して自動的に補正できるデジタル放送受信機を得ること
である。
【０００７】
【課題を解決するための手段】この発明に係るデジタル
放送受信機においては、各キャリアの参照用の固定パタ
ーンシンボル（位相参照シンボル）を受信して得る周波
数領域の復調データの配列に対して、受信機内にあらか
じめ保持する位相参照シンボルの既定値の共役複素数の
配列を各要素ごとに乗じる処理を行う位相補正手段と、
前記手段の出力を逆ＦＦＴ処理する手段と、前記逆ＦＦ
Ｔ処理結果のピークを求めるピーク検出手段と、前記位
相参照シンボル復調データの配列と位相参照シンボル既
定値の共役複素数の配列とが所定の対応関係にある場合
および各配列の要素が所定の対応関係から複数データ分
互いにシフトした関係にある場合について前記位相補
正、逆ＦＦＴ、ピーク検出の各処理を行い、処理結果の
各ピーク値が最大となる場合の前記各配列の対応関係を
求め、この対応関係の所定の対応関係からの差に基づき
放送周波数への同調制御を行う手段とを備えたものであ
る。
放送受信機においては、各キャリアの参照用の固定パタ
ーンシンボル（位相参照シンボル）を受信して得る周波
数領域の復調データの配列に対して、受信機内にあらか
じめ保持する位相参照シンボルの既定値の共役複素数の
配列を各要素ごとに乗じる処理を行う位相補正手段と、
前記手段の出力を逆ＦＦＴ処理する手段と、前記逆ＦＦ
Ｔ処理結果のピークを求めるピーク検出手段と、前記位
相参照シンボル復調データの配列と位相参照シンボル既
定値の共役複素数の配列とが所定の対応関係にある場合
および各配列の要素が所定の対応関係から複数データ分
互いにシフトした関係にある場合について前記位相補
正、逆ＦＦＴ、ピーク検出の各処理を行い、処理結果の
各ピーク値が最大となる場合の前記各配列の対応関係を
求め、この対応関係の所定の対応関係からの差に基づき
放送周波数への同調制御を行う手段とを備えたものであ
る。
【０００８】また、位相参照シンボルを受信して得る周
波数領域の復調データの配列に対して、受信機内にあら
かじめ保持する位相参照シンボルの既定値の共役複素数
の配列を各要素ごとに乗じる処理を行う位相補正手段
と、前記手段の出力を逆ＦＦＴ処理する手段と、前記逆
ＦＦＴ処理結果のピークを求めるピーク検出手段と、前
記逆ＦＦＴ処理結果から特定の時点のデータを取り出す
データ検出手段と、前記位相参照シンボル復調データの
配列と位相参照シンボル既定値の共役複素数の配列とが
所定の対応関係にある場合と、各配列の要素が所定の対
応関係から１データ分左シフトした関係にある場合およ
び右シフトした関係にある場合のどちらかまたは双方に
ついて、位相補正、逆ＦＦＴの各処理を行い、前記各配
列が所定の対応関係にある場合の逆ＦＦＴ結果にピーク
検出処理を行い、前記各配列が所定の対応関係から１デ
ータ分左右にシフトした関係にある場合の逆ＦＦＴ結果
にそれぞれ前記ピーク検出結果と同一の要素番号の要素
を取り出すデータ検出処理を行い、前記ピーク検出処理
結果と前記データ検出処理結果との関係に基づき放送周
波数への同調制御を行う手段とを備えたものである。
波数領域の復調データの配列に対して、受信機内にあら
かじめ保持する位相参照シンボルの既定値の共役複素数
の配列を各要素ごとに乗じる処理を行う位相補正手段
と、前記手段の出力を逆ＦＦＴ処理する手段と、前記逆
ＦＦＴ処理結果のピークを求めるピーク検出手段と、前
記逆ＦＦＴ処理結果から特定の時点のデータを取り出す
データ検出手段と、前記位相参照シンボル復調データの
配列と位相参照シンボル既定値の共役複素数の配列とが
所定の対応関係にある場合と、各配列の要素が所定の対
応関係から１データ分左シフトした関係にある場合およ
び右シフトした関係にある場合のどちらかまたは双方に
ついて、位相補正、逆ＦＦＴの各処理を行い、前記各配
列が所定の対応関係にある場合の逆ＦＦＴ結果にピーク
検出処理を行い、前記各配列が所定の対応関係から１デ
ータ分左右にシフトした関係にある場合の逆ＦＦＴ結果
にそれぞれ前記ピーク検出結果と同一の要素番号の要素
を取り出すデータ検出処理を行い、前記ピーク検出処理
結果と前記データ検出処理結果との関係に基づき放送周
波数への同調制御を行う手段とを備えたものである。
【０００９】また、位相参照シンボルを受信して得る周
波数領域の復調データの配列に対して、受信機内にあら
かじめ保持する位相参照シンボルの既定値の共役複素数
の配列を各要素ごとに乗じる処理を行う位相補正手段
と、前記位相参照シンボル復調データの配列に対して位
相参照シンボル既定値の配列を各要素ごとに減算してか
ら前記減算結果と前記位相参照シンボル既定値の共役複
素数の配列を各要素ごとに乗じる処理を行うデータ補正
手段と、前記各手段の出力を逆ＦＦＴ処理する手段と、
前記逆ＦＦＴ処理結果のピークを求めるピーク検出手段
と、前記逆ＦＦＴ処理結果から特定の時点のデータを取
り出すデータ検出手段と、前記位相参照シンボル復調デ
ータの配列と位相参照シンボル既定値の共役複素数の配
列とが所定の対応関係にある場合について、位相補正、
逆ＦＦＴ、ピーク検出の各処理を行い、前記位相参照シ
ンボル復調データの配列と位相参照シンボル既定値の共
役複素数の配列の要素が所定の対応関係から１データ分
左シフトした関係にある場合および右シフトした関係に
ある場合のどちらかまたは双方について、位相補正、逆
ＦＦＴの各処理を行い、前記逆ＦＦＴ結果にそれぞれ前
記ピーク検出結果と同一の要素番号の要素を取り出すデ
ータ検出処理を行い、前記ピーク検出処理結果と前記デ
ータ検出処理結果との関係に基づき放送周波数への同調
制御を行う手段とを備えたものである。
波数領域の復調データの配列に対して、受信機内にあら
かじめ保持する位相参照シンボルの既定値の共役複素数
の配列を各要素ごとに乗じる処理を行う位相補正手段
と、前記位相参照シンボル復調データの配列に対して位
相参照シンボル既定値の配列を各要素ごとに減算してか
ら前記減算結果と前記位相参照シンボル既定値の共役複
素数の配列を各要素ごとに乗じる処理を行うデータ補正
手段と、前記各手段の出力を逆ＦＦＴ処理する手段と、
前記逆ＦＦＴ処理結果のピークを求めるピーク検出手段
と、前記逆ＦＦＴ処理結果から特定の時点のデータを取
り出すデータ検出手段と、前記位相参照シンボル復調デ
ータの配列と位相参照シンボル既定値の共役複素数の配
列とが所定の対応関係にある場合について、位相補正、
逆ＦＦＴ、ピーク検出の各処理を行い、前記位相参照シ
ンボル復調データの配列と位相参照シンボル既定値の共
役複素数の配列の要素が所定の対応関係から１データ分
左シフトした関係にある場合および右シフトした関係に
ある場合のどちらかまたは双方について、位相補正、逆
ＦＦＴの各処理を行い、前記逆ＦＦＴ結果にそれぞれ前
記ピーク検出結果と同一の要素番号の要素を取り出すデ
ータ検出処理を行い、前記ピーク検出処理結果と前記デ
ータ検出処理結果との関係に基づき放送周波数への同調
制御を行う手段とを備えたものである。
【００１０】
【発明の実施の形態】この発明の実施の形態であるデジ
タル放送受信機においては、受信信号を周波数ダウンコ
ンバートする際に同調周波数にずれが生じた場合には、
位相参照シンボル復調データの配列と位相参照シンボル
既定値の共役複素数の配列とを、所定の対応関係および
各配列の要素が所定の対応関係から複数データ分互いに
シフトした関係について位相補正、逆ＦＦＴ、ピーク検
出処理すると、各ピーク値の最大値が周波数ずれに比例
して、所定の対応関係からシフトした関係のときに現れ
るため、前記各ピーク値の最大値が所定の対応関係のと
きに現れるよう同調制御するように働く。
タル放送受信機においては、受信信号を周波数ダウンコ
ンバートする際に同調周波数にずれが生じた場合には、
位相参照シンボル復調データの配列と位相参照シンボル
既定値の共役複素数の配列とを、所定の対応関係および
各配列の要素が所定の対応関係から複数データ分互いに
シフトした関係について位相補正、逆ＦＦＴ、ピーク検
出処理すると、各ピーク値の最大値が周波数ずれに比例
して、所定の対応関係からシフトした関係のときに現れ
るため、前記各ピーク値の最大値が所定の対応関係のと
きに現れるよう同調制御するように働く。
【００１１】また、受信信号を周波数ダウンコンバート
する際に同調周波数にずれが生じた場合には、位相参照
シンボル復調データの配列と位相参照シンボル既定値の
共役複素数の配列とを、所定の対応関係について位相補
正、逆ＦＦＴ、ピーク検出処理してから、各配列の要素
が所定の対応関係から１データ分左シフトした関係およ
び右シフトした関係のどちらかまたは双方について位相
補正、逆ＦＦＴ処理した結果からそれぞれ前記ピーク検
出結果と同一の要素番号の要素を取り出すと、この値が
同調周波数がずれていない場合に比べて大きな値とな
り、またその大きさは周波数ずれの正負によって異なっ
ているため、これが小さくなる方向へ同調制御するよう
に働く。
する際に同調周波数にずれが生じた場合には、位相参照
シンボル復調データの配列と位相参照シンボル既定値の
共役複素数の配列とを、所定の対応関係について位相補
正、逆ＦＦＴ、ピーク検出処理してから、各配列の要素
が所定の対応関係から１データ分左シフトした関係およ
び右シフトした関係のどちらかまたは双方について位相
補正、逆ＦＦＴ処理した結果からそれぞれ前記ピーク検
出結果と同一の要素番号の要素を取り出すと、この値が
同調周波数がずれていない場合に比べて大きな値とな
り、またその大きさは周波数ずれの正負によって異なっ
ているため、これが小さくなる方向へ同調制御するよう
に働く。
【００１２】また、受信信号を周波数ダウンコンバート
する際に同調周波数にずれが生じた場合には、位相参照
シンボル復調データの配列と位相参照シンボル既定値の
共役複素数の配列とを、所定の対応関係について位相補
正、逆ＦＦＴ、ピーク検出処理してから、各配列の要素
が所定の対応関係から１データ分左シフトした関係およ
び右シフトした関係のどちらかまたは双方についてデー
タ補正、逆ＦＦＴ処理した結果からそれぞれ前記ピーク
検出結果と同一の要素番号の要素を取り出すと、この値
が同調周波数がずれていない場合に比べて大きな値とな
り、またその大きさは周波数ずれの正負によって異なっ
ているため、これが小さくなる方向へ同調制御するよう
に働く。
する際に同調周波数にずれが生じた場合には、位相参照
シンボル復調データの配列と位相参照シンボル既定値の
共役複素数の配列とを、所定の対応関係について位相補
正、逆ＦＦＴ、ピーク検出処理してから、各配列の要素
が所定の対応関係から１データ分左シフトした関係およ
び右シフトした関係のどちらかまたは双方についてデー
タ補正、逆ＦＦＴ処理した結果からそれぞれ前記ピーク
検出結果と同一の要素番号の要素を取り出すと、この値
が同調周波数がずれていない場合に比べて大きな値とな
り、またその大きさは周波数ずれの正負によって異なっ
ているため、これが小さくなる方向へ同調制御するよう
に働く。
【００１３】以下、この発明をその実施の形態を示す図
面に基づいて具体的に説明する。 実施の形態１．各キャリアが４相位相変調（ＱＰＳＫ）
されたＯＦＤＭデジタル放送では、適当な時間単位ごと
に一定の形式でフレームを構成し、フレーム単位でデー
タを連続して伝送を行う。ここで放送側でのベースバン
ドの１フレームの信号ｓ（ｔ）は、以下の（１）式で与
えられる。
面に基づいて具体的に説明する。 実施の形態１．各キャリアが４相位相変調（ＱＰＳＫ）
されたＯＦＤＭデジタル放送では、適当な時間単位ごと
に一定の形式でフレームを構成し、フレーム単位でデー
タを連続して伝送を行う。ここで放送側でのベースバン
ドの１フレームの信号ｓ（ｔ）は、以下の（１）式で与
えられる。
【００１４】
【数１】
【００１５】ただし、ＯＦＤＭのキャリア数Ｋ＝１５３
６、キャリア周波数間隔はＦs、１シンボルの長さは
Ｔs、１フレーム内のシンボル数はＬであるとし、ｂ
（ｔ）は、
６、キャリア周波数間隔はＦs、１シンボルの長さは
Ｔs、１フレーム内のシンボル数はＬであるとし、ｂ
（ｔ）は、
【００１６】
【数２】
【００１７】とする。また、ｚl,kはデジタルデータを
ＰＳＫ変調用にマップしたもので、２ビットのデータ０
０、０１、１０、１１はそれぞれ１、ｊ、−１、−ｊ
（それぞれ位相０，π／２，π，−π／２）の４値にマ
ップされる。
ＰＳＫ変調用にマップしたもので、２ビットのデータ０
０、０１、１０、１１はそれぞれ１、ｊ、−１、−ｊ
（それぞれ位相０，π／２，π，−π／２）の４値にマ
ップされる。
【００１８】受信側でのフレーム同期のために、各フレ
ームの先頭シンボル（ｌ＝０）期間だけ信号レベルを０
（以下、これを「ヌルシンボル」と呼ぶ）とする。 ｚ0,k＝０ （ｋ＝−Ｋ／２，．．．，Ｋ／２） ．．．（３）
ームの先頭シンボル（ｌ＝０）期間だけ信号レベルを０
（以下、これを「ヌルシンボル」と呼ぶ）とする。 ｚ0,k＝０ （ｋ＝−Ｋ／２，．．．，Ｋ／２） ．．．（３）
【００１９】また、ヌルシンボルの次のシンボル（ｌ＝
１）では、受信側で既知の固定パターンの信号（位相参
照シンボル）を伝送する。すなわち位相参照シンボルの
パターン列をｚ-K/2，．．．，ｚK/2として、 ｚ1,k＝ｚk （ｋ＝−Ｋ／２，．．．，Ｋ／２） ．．．（４） となるような位相参照シンボルを送信する。
１）では、受信側で既知の固定パターンの信号（位相参
照シンボル）を伝送する。すなわち位相参照シンボルの
パターン列をｚ-K/2，．．．，ｚK/2として、 ｚ1,k＝ｚk （ｋ＝−Ｋ／２，．．．，Ｋ／２） ．．．（４） となるような位相参照シンボルを送信する。
【００２０】ここで、送信側のベースバンドの位相参照
シンボルｘ（ｔ）は、
シンボルｘ（ｔ）は、
【００２１】
【数３】
【００２２】で、これは送信機で中心周波数ｆcに、直
交変調されて送信される。
交変調されて送信される。
【００２３】図１はこの発明の実施の形態１であるデジ
タル放送受信機を示すブロック図で、図において、アン
テナ１から入力されたＲＦ周波数帯域のＯＦＤＭ信号
は、ＲＦアンプ２で増幅され、ミキサ３で電圧制御発振
器９から出力される信号と掛け合わせることで中間周波
数（ＩＦ）信号にダウンコンバートされ、ＩＦ復調器４
で直交復調されてベースバンド周波数帯域のＩ（同相）
信号成分およびＱ（直交）信号成分がＡ／Ｄ変換器５へ
入力される。Ａ／Ｄ変換器５でデジタルデータに変換さ
れた前記Ｉ成分およびＱ成分の信号はＦＦＴ処理器６へ
入力されて周波数領域の複素数データに変換され、誤り
訂正器７に入力されて誤り訂正後のデジタルデータが出
力端子８へ出力される。
タル放送受信機を示すブロック図で、図において、アン
テナ１から入力されたＲＦ周波数帯域のＯＦＤＭ信号
は、ＲＦアンプ２で増幅され、ミキサ３で電圧制御発振
器９から出力される信号と掛け合わせることで中間周波
数（ＩＦ）信号にダウンコンバートされ、ＩＦ復調器４
で直交復調されてベースバンド周波数帯域のＩ（同相）
信号成分およびＱ（直交）信号成分がＡ／Ｄ変換器５へ
入力される。Ａ／Ｄ変換器５でデジタルデータに変換さ
れた前記Ｉ成分およびＱ成分の信号はＦＦＴ処理器６へ
入力されて周波数領域の複素数データに変換され、誤り
訂正器７に入力されて誤り訂正後のデジタルデータが出
力端子８へ出力される。
【００２４】また、ＦＦＴ処理器６で周波数領域に変換
された位相参照シンボルＸ’（ωk）（ｋ＝−Ｋ／
２，．．．，Ｋ／２）が位相補正器１２Ａ，１２
Ｂ，．．．に入力される。
された位相参照シンボルＸ’（ωk）（ｋ＝−Ｋ／
２，．．．，Ｋ／２）が位相補正器１２Ａ，１２
Ｂ，．．．に入力される。
【００２５】位相補正器１２Ａにおいては、周波数領域
の位相参照シンボルＸ’（ωk）に位相補正処理を行っ
たデータＹ’0（ωk）＝Ｘ’（ωk）ｚk *がｋ＝−Ｋ／
２〜Ｋ／２の範囲で計算される。同様に位相補正器１２
Ｂにおいては、Ｙ’1（ωk）＝Ｘ’（ωk）ｚk-1 * が計
算され、位相補正器１２Ｃにおいては、Ｙ’-1（ωk）
＝Ｘ’（ωk）ｚk+1 * が計算される。つまり、適当なｉ
の範囲で、 Ｙ’i（ωk）＝Ｘ’（ωk）ｚk-i * ．．．（６） が計算される。
の位相参照シンボルＸ’（ωk）に位相補正処理を行っ
たデータＹ’0（ωk）＝Ｘ’（ωk）ｚk *がｋ＝−Ｋ／
２〜Ｋ／２の範囲で計算される。同様に位相補正器１２
Ｂにおいては、Ｙ’1（ωk）＝Ｘ’（ωk）ｚk-1 * が計
算され、位相補正器１２Ｃにおいては、Ｙ’-1（ωk）
＝Ｘ’（ωk）ｚk+1 * が計算される。つまり、適当なｉ
の範囲で、 Ｙ’i（ωk）＝Ｘ’（ωk）ｚk-i * ．．．（６） が計算される。
【００２６】位相補正器１２Ａ，１２Ｂ，．．．で計算
されたＹ’i（ωk）はそれぞれ逆ＦＦＴ処理器１３Ａ，
１３Ｂ，．．．に入力され、逆ＦＦＴ処理され
て．．．．，ｙ’i（ｔ），．．．がそれぞれピーク検
出器１４Ａ，１４Ｂ，．．．に入力され、検出されたピ
ーク値と前記ｉの組が周波数ずれ検出器１５へ出力され
る。
されたＹ’i（ωk）はそれぞれ逆ＦＦＴ処理器１３Ａ，
１３Ｂ，．．．に入力され、逆ＦＦＴ処理され
て．．．．，ｙ’i（ｔ），．．．がそれぞれピーク検
出器１４Ａ，１４Ｂ，．．．に入力され、検出されたピ
ーク値と前記ｉの組が周波数ずれ検出器１５へ出力され
る。
【００２７】周波数ずれ検出器１５は各ピーク検出器１
４Ａ，１４Ｂ，．．．から入力されたピーク値を比較
し、最も大きなピーク値を取るピーク検出器からの値を
取って、そのときのｉが＋ならば電圧制御発振器９の発
振周波数を低く、−ならば発振周波数を高くし、ｉ＝０
となるように電圧制御発振器９の発振周波数を制御す
る。
４Ａ，１４Ｂ，．．．から入力されたピーク値を比較
し、最も大きなピーク値を取るピーク検出器からの値を
取って、そのときのｉが＋ならば電圧制御発振器９の発
振周波数を低く、−ならば発振周波数を高くし、ｉ＝０
となるように電圧制御発振器９の発振周波数を制御す
る。
【００２８】このように構成されたデジタル放送受信機
においては、周波数ダウンコンバートが正しく動作して
いる場合には、受信側のベースバンド信号ｘ’（ｔ）は
送信信号ｘ（ｔ）に等しくなる。
においては、周波数ダウンコンバートが正しく動作して
いる場合には、受信側のベースバンド信号ｘ’（ｔ）は
送信信号ｘ（ｔ）に等しくなる。
【００２９】また、キャリアｋに対応した送信側の位相
参照シンボルｘk（ｔ）を、 ｘk（ｔ）＝ｚkｂ（ｔ−Ｔs）ｅｘｐ｛２ｊπｋＦs（ｔ−Ｔs）｝ ．．．（７） として、ｘk（ｔ）を周波数領域に変換したＸk（ω）
は、
参照シンボルｘk（ｔ）を、 ｘk（ｔ）＝ｚkｂ（ｔ−Ｔs）ｅｘｐ｛２ｊπｋＦs（ｔ−Ｔs）｝ ．．．（７） として、ｘk（ｔ）を周波数領域に変換したＸk（ω）
は、
【００３０】
【数４】
【００３１】と表せる。ただし、ωk＝２πｋＦsＴsで
ある。図４に、このときの｜Ｘk（ω）｜を示す。
ある。図４に、このときの｜Ｘk（ω）｜を示す。
【００３２】ここで、ｘ（ｔ）は、
【００３３】
【数５】
【００３４】であるから、Ｘ（ω）も、
【００３５】
【数６】
【００３６】である。
【００３７】ここで、ｘ（ｔ）からＸ
（ω-K/2），．．．，Ｘ（ωK/2）は高速フーリエ変換
（ＦＦＴ）アルゴリズムを使用して、効率的に計算する
ことができる。また、上記の（７）、（８）、（９）式
および図４から、ω＝ωkでｉ≠ｋのときＸi（ωk）＝
０であるから、 Ｘ（ωk）＝Ｘk（ωk） ．．．（１１） となる。
（ω-K/2），．．．，Ｘ（ωK/2）は高速フーリエ変換
（ＦＦＴ）アルゴリズムを使用して、効率的に計算する
ことができる。また、上記の（７）、（８）、（９）式
および図４から、ω＝ωkでｉ≠ｋのときＸi（ωk）＝
０であるから、 Ｘ（ωk）＝Ｘk（ωk） ．．．（１１） となる。
【００３８】このとき、Ｙ（ωk）＝Ｘ（ωk）ｚ
k * は、 Ｙ（ωk）＝ｅｘｐ｛ｊθ｝ ．．．（１２） であるから（ただしｚk * はｚkの共役複素数）、データ
列Ｙ（ω-K/2），．．．．，Ｙ（ωK/2）の逆ＦＦＴ結
果ｙ（ｔ-K/2），．．．，ｙ（ｔK/2）には、ｙ（ｔ0）
にピークを持つインパルス状の信号が現れる。
k * は、 Ｙ（ωk）＝ｅｘｐ｛ｊθ｝ ．．．（１２） であるから（ただしｚk * はｚkの共役複素数）、データ
列Ｙ（ω-K/2），．．．．，Ｙ（ωK/2）の逆ＦＦＴ結
果ｙ（ｔ-K/2），．．．，ｙ（ｔK/2）には、ｙ（ｔ0）
にピークを持つインパルス状の信号が現れる。
【００３９】また、受信側での周波数ダウンコンバート
が完全でなく、受信したベースバンドの位相参照シンボ
ル信号ｘ’（ｔ）が送信信号ｘ（ｔ）に対してωnだけ
ずれている場合は、適当な整数ｉの範囲で、 Ｙ’i（ωk）＝Ｘ’（ωk）ｚk-i * ．．．（１３） ＝Ｘ（ωk−ωn）ｚk-i * ．．．（１４） のデータ列Ｙ’i（ω-K/2），．．．，Ｙ’i（ωK/2）
の逆ＦＦＴｙ’i（ｔ-K/ 2），．．．，ｙ’i（ｔK/2）
を計算すれば、ｉ＝ｎの場合にインパルス状の信号が得
られる。ｉ≠ｎの場合には、ＯＦＤＭのキャリア数があ
る程度多く、ｚkが適当にばらついていれば、インパル
スに似た信号は現れないので、上記の手法でインパルス
状のデータ列が現れるｉを求めることで、受信時の周波
数ずれを検出できる。
が完全でなく、受信したベースバンドの位相参照シンボ
ル信号ｘ’（ｔ）が送信信号ｘ（ｔ）に対してωnだけ
ずれている場合は、適当な整数ｉの範囲で、 Ｙ’i（ωk）＝Ｘ’（ωk）ｚk-i * ．．．（１３） ＝Ｘ（ωk−ωn）ｚk-i * ．．．（１４） のデータ列Ｙ’i（ω-K/2），．．．，Ｙ’i（ωK/2）
の逆ＦＦＴｙ’i（ｔ-K/ 2），．．．，ｙ’i（ｔK/2）
を計算すれば、ｉ＝ｎの場合にインパルス状の信号が得
られる。ｉ≠ｎの場合には、ＯＦＤＭのキャリア数があ
る程度多く、ｚkが適当にばらついていれば、インパル
スに似た信号は現れないので、上記の手法でインパルス
状のデータ列が現れるｉを求めることで、受信時の周波
数ずれを検出できる。
【００４０】実施の形態２．また、図２はこの発明の実
施の形態２であるデジタル放送受信機を示すブロック図
で、図において、アンテナ１から入力されたＲＦ周波数
帯域のＯＦＤＭ信号は、ＲＦアンプ２で増幅され、ミキ
サ３で電圧制御発振器９から出力される信号と掛け合わ
せることで中間周波数（ＩＦ）信号にダウンコンバート
され、ＩＦ復調器４で直交復調されてベースバンド周波
数帯域のＩ（同相）信号成分およびＱ（直交）信号成分
がＡ／Ｄ変換器５へ入力される。Ａ／Ｄ変換器５でデジ
タルデータに変換された前記Ｉ成分およびＱ成分の信号
はＦＦＴ処理器６へ入力されて周波数領域の複素数デー
タに変換され、誤り訂正器７に入力されて誤り訂正後の
デジタルデータが出力端子８へ出力される。
施の形態２であるデジタル放送受信機を示すブロック図
で、図において、アンテナ１から入力されたＲＦ周波数
帯域のＯＦＤＭ信号は、ＲＦアンプ２で増幅され、ミキ
サ３で電圧制御発振器９から出力される信号と掛け合わ
せることで中間周波数（ＩＦ）信号にダウンコンバート
され、ＩＦ復調器４で直交復調されてベースバンド周波
数帯域のＩ（同相）信号成分およびＱ（直交）信号成分
がＡ／Ｄ変換器５へ入力される。Ａ／Ｄ変換器５でデジ
タルデータに変換された前記Ｉ成分およびＱ成分の信号
はＦＦＴ処理器６へ入力されて周波数領域の複素数デー
タに変換され、誤り訂正器７に入力されて誤り訂正後の
デジタルデータが出力端子８へ出力される。
【００４１】また、ＦＦＴ処理器６で周波数領域に変換
された位相参照シンボルＸ’（ωk）（ｋ＝−Ｋ／
２，．．．，Ｋ／２）が位相補正器１２Ａ，１２Ｂ，１
２Ｃに入力される。
された位相参照シンボルＸ’（ωk）（ｋ＝−Ｋ／
２，．．．，Ｋ／２）が位相補正器１２Ａ，１２Ｂ，１
２Ｃに入力される。
【００４２】位相補正器１２Ａにおいては、周波数領域
の位相参照シンボルＸ’（ωk）に位相補正処理を行っ
たデータＹ0（ωk）＝Ｘ’（ωk）ｚk * がｋ＝−Ｋ／２
〜Ｋ／２の範囲で計算される。同様に位相補正器１２Ｂ
においては、Ｙ1（ωk）＝Ｘ’（ωk）ｚk-1 * が計算さ
れ、位相補正器１２Ｃにおいては、Ｙ-1（ωk）＝Ｘ’
（ωk）ｚk+1 * が計算される。
の位相参照シンボルＸ’（ωk）に位相補正処理を行っ
たデータＹ0（ωk）＝Ｘ’（ωk）ｚk * がｋ＝−Ｋ／２
〜Ｋ／２の範囲で計算される。同様に位相補正器１２Ｂ
においては、Ｙ1（ωk）＝Ｘ’（ωk）ｚk-1 * が計算さ
れ、位相補正器１２Ｃにおいては、Ｙ-1（ωk）＝Ｘ’
（ωk）ｚk+1 * が計算される。
【００４３】位相補正器１２Ａ，１２Ｂ，１２Ｃで計算
されたＹ0（ωk），Ｙ1（ωk），Ｙ-1（ωk）はそれぞ
れ逆ＦＦＴ処理器１３Ａ，１３Ｂ，１３Ｃに入力され、
逆ＦＦＴ処理されて各ピーク検出器１４およびデータ検
出器１６Ｂ，１６Ｃに入力される。
されたＹ0（ωk），Ｙ1（ωk），Ｙ-1（ωk）はそれぞ
れ逆ＦＦＴ処理器１３Ａ，１３Ｂ，１３Ｃに入力され、
逆ＦＦＴ処理されて各ピーク検出器１４およびデータ検
出器１６Ｂ，１６Ｃに入力される。
【００４４】ピーク検出器１４Ａにおいては、データ
列．．．，ｙ0（ｔ），．．．のピーク値ｙ0（ｔp）お
よびその時の時刻ｔの値ｔpが検出され、ピーク値ｙ
0（ｔp）は周波数ずれ検出器１５に出力され、時刻ｔp
は他のピーク検出器１４Ｂ，１４Ｃへ出力される。
列．．．，ｙ0（ｔ），．．．のピーク値ｙ0（ｔp）お
よびその時の時刻ｔの値ｔpが検出され、ピーク値ｙ
0（ｔp）は周波数ずれ検出器１５に出力され、時刻ｔp
は他のピーク検出器１４Ｂ，１４Ｃへ出力される。
【００４５】データ検出器１６Ｂにおいては、データ
列．．．，ｙ1（ｔ），．．．の時刻ｔpのときの値ｙ1
（ｔp）が検出され、周波数ずれ検出器１５へ出力され
る。同様に、データ検出器１６Ｃにおいては、データ
列．．．，ｙ-1（ｔ），．．．．の時刻ｔpのときの値
ｙ-1（ｔp）が検出され、周波数ずれ検出器１５へ出力
される。
列．．．，ｙ1（ｔ），．．．の時刻ｔpのときの値ｙ1
（ｔp）が検出され、周波数ずれ検出器１５へ出力され
る。同様に、データ検出器１６Ｃにおいては、データ
列．．．，ｙ-1（ｔ），．．．．の時刻ｔpのときの値
ｙ-1（ｔp）が検出され、周波数ずれ検出器１５へ出力
される。
【００４６】周波数ずれ検出器１５は、ピーク検出器１
４Ａおよびデータ検出器１６Ｂ，１６Ｃから出力された
データを比較し、ｙ1（ｔp）およびｙ-1（ｔp）がｙ
0（ｔp）に比較的近く、かつ、ｙ1（ｔp）がｙ
-1（ｔp）よりも大きい場合には、負方向の周波数ずれ
を検出して電圧制御発振器９の発振周波数を高くする。
同様にｙ1（ｔp）およびｙ-1（ｔp）がｙ0（ｔp）に比
較的近く、かつ、ｙ1（ｔp）がｙ- 1（ｔp）よりも小さ
い場合には正方向の周波数ずれを検出して電圧制御発振
器９の発振周波数を低くする。
４Ａおよびデータ検出器１６Ｂ，１６Ｃから出力された
データを比較し、ｙ1（ｔp）およびｙ-1（ｔp）がｙ
0（ｔp）に比較的近く、かつ、ｙ1（ｔp）がｙ
-1（ｔp）よりも大きい場合には、負方向の周波数ずれ
を検出して電圧制御発振器９の発振周波数を高くする。
同様にｙ1（ｔp）およびｙ-1（ｔp）がｙ0（ｔp）に比
較的近く、かつ、ｙ1（ｔp）がｙ- 1（ｔp）よりも小さ
い場合には正方向の周波数ずれを検出して電圧制御発振
器９の発振周波数を低くする。
【００４７】このように構成されたデジタル放送受信機
においては、信号をベースバンド帯域に周波数ダウンコ
ンバートする際に生じるキャリア周波数間隔以下の周波
数ずれをΔωとして、ベースバンド受信信号の位相参照
シンボルｘ’（ｔ）は、
においては、信号をベースバンド帯域に周波数ダウンコ
ンバートする際に生じるキャリア周波数間隔以下の周波
数ずれをΔωとして、ベースバンド受信信号の位相参照
シンボルｘ’（ｔ）は、
【００４８】
【数７】
【００４９】と表せる。このときｘ’（ｔ）のｋ番目の
キャリアに対応した成分ｘ’k（ｔ）は、 ｘ’k（ｔ）＝ｘk（ｔ）ｅｘｐ｛ｊΔωｔ｝ ．．．（１７） である。また、ｘ’k（ｔ）を周波数領域に変換した
Ｘ’k（ω）は、 Ｘ’k（ω）＝Ｘk（ω−Δω） ．．．（１８） である。図５に、このときの｜Ｘ’k（ω）｜を示す。
キャリアに対応した成分ｘ’k（ｔ）は、 ｘ’k（ｔ）＝ｘk（ｔ）ｅｘｐ｛ｊΔωｔ｝ ．．．（１７） である。また、ｘ’k（ｔ）を周波数領域に変換した
Ｘ’k（ω）は、 Ｘ’k（ω）＝Ｘk（ω−Δω） ．．．（１８） である。図５に、このときの｜Ｘ’k（ω）｜を示す。
【００５０】図５から、ω＝ωkで範囲−Ｋ／２〜Ｋ／
２のｉに対して、ｉ≠ｋのときにもＸ’i（ωk）＝０は
成立しないため、ω＝ωkのときのｘ’（ｔ）のフーリ
エ変換Ｘ’（ω）は、
２のｉに対して、ｉ≠ｋのときにもＸ’i（ωk）＝０は
成立しないため、ω＝ωkのときのｘ’（ｔ）のフーリ
エ変換Ｘ’（ω）は、
【００５１】
【数８】
【００５２】となる。
【００５３】このとき、Ｙi（ωk）＝Ｘ’（ωk）ｚk+i
* のうち、Ｙ0（ωk），Ｙ-1（ωk），Ｙ1（ωk）はそ
れぞれ、
* のうち、Ｙ0（ωk），Ｙ-1（ωk），Ｙ1（ωk）はそ
れぞれ、
【００５４】
【数９】
【００５５】となる。
【００５６】ここでＹ0（ω-K/2），．．．，Ｙ0（ω
K/2）をフーリエ逆変換したデータ列ｙ
0（ｔ-K/2），．．．，ｙ0（ｔK/2）には、（２１）式
の第一項は他の項よりも振幅が大きく、位相がそろって
いるために、特定の点ｔpに大きな振幅のピークを持っ
たデータが現れ、（２１）式の第二項以降の成分のエネ
ルギーはｙ0（ｔ-K/2），．．．，ｙ0（ｔK/2）全体に
広く分散されるため、ｙ0（ｔp）においてこれらの占め
る割合は小さくなる。
K/2）をフーリエ逆変換したデータ列ｙ
0（ｔ-K/2），．．．，ｙ0（ｔK/2）には、（２１）式
の第一項は他の項よりも振幅が大きく、位相がそろって
いるために、特定の点ｔpに大きな振幅のピークを持っ
たデータが現れ、（２１）式の第二項以降の成分のエネ
ルギーはｙ0（ｔ-K/2），．．．，ｙ0（ｔK/2）全体に
広く分散されるため、ｙ0（ｔp）においてこれらの占め
る割合は小さくなる。
【００５７】また、Ｙ-1（ω-K/2），．．．，Ｙ-1（ω
K/2）をフーリエ逆変換したデータ列ｙ
-1（ｔ-K/2），．．．，ｙ-1（ｔK/2）には、（２２）
式の第一項は位相が（２１）式と同様な形でそろってい
るために、ｙ-1（ｔp）に集中して現れ、（２２）式の
第二項以降の成分のエネルギーはｙ
-1（ｔ-K/2），．．．，ｙ-1（ｔK/2）全体に広く分散
されるため、ｙ-1（ｔp）においてこれらの占める割合
は小さくなる。
K/2）をフーリエ逆変換したデータ列ｙ
-1（ｔ-K/2），．．．，ｙ-1（ｔK/2）には、（２２）
式の第一項は位相が（２１）式と同様な形でそろってい
るために、ｙ-1（ｔp）に集中して現れ、（２２）式の
第二項以降の成分のエネルギーはｙ
-1（ｔ-K/2），．．．，ｙ-1（ｔK/2）全体に広く分散
されるため、ｙ-1（ｔp）においてこれらの占める割合
は小さくなる。
【００５８】また、Ｙ1（ω-K/2），．．．，Ｙ1（ω
K/2）をフーリエ逆変換したデータ列ｙ
1（ｔ-K/2），．．．，ｙ1（ｔK/2）も同様に、（２
３）式の第一項の成分がｙ1（ｔp）に集中して現れる。
K/2）をフーリエ逆変換したデータ列ｙ
1（ｔ-K/2），．．．，ｙ1（ｔK/2）も同様に、（２
３）式の第一項の成分がｙ1（ｔp）に集中して現れる。
【００５９】よって、ｙ-1（ｔp）、ｙ1（ｔp）は周波
数のずれΔωに応じて変化するので、この値に応じてキ
ャリア周波数間隔以下の周波数ずれを検出できる。
数のずれΔωに応じて変化するので、この値に応じてキ
ャリア周波数間隔以下の周波数ずれを検出できる。
【００６０】ところで、上記説明では、ｙ-1（ｔp），
ｙ1（ｔp）の両方を使用したが、どちらか一方のみを使
用してもよい。
ｙ1（ｔp）の両方を使用したが、どちらか一方のみを使
用してもよい。
【００６１】実施の形態３．また、図３はこの発明の実
施の形態３であるデジタル放送受信機を示すブロック図
で、図において、アンテナ１より入力されたＲＦ周波数
帯域のＯＦＤＭ信号は、ＲＦアンプ２で増幅され、ミキ
サ３で電圧制御発振器９から出力される信号と掛け合わ
せることで中間周波数（ＩＦ）信号にダウンコンバート
され、ＩＦ復調器４で直交復調されてベースバンド周波
数帯域のＩ（同相）信号成分およびＱ（直交）信号成分
がＡ／Ｄ変換器５へ入力される。Ａ／Ｄ変換器５でデジ
タルデータに変換された前記Ｉ成分およびＱ成分の信号
はＦＦＴ処理器６へ入力されて周波数領域の複素数デー
タに変換され、誤り訂正器７に入力されて誤り訂正後の
デジタルデータが出力端子８へ出力される。
施の形態３であるデジタル放送受信機を示すブロック図
で、図において、アンテナ１より入力されたＲＦ周波数
帯域のＯＦＤＭ信号は、ＲＦアンプ２で増幅され、ミキ
サ３で電圧制御発振器９から出力される信号と掛け合わ
せることで中間周波数（ＩＦ）信号にダウンコンバート
され、ＩＦ復調器４で直交復調されてベースバンド周波
数帯域のＩ（同相）信号成分およびＱ（直交）信号成分
がＡ／Ｄ変換器５へ入力される。Ａ／Ｄ変換器５でデジ
タルデータに変換された前記Ｉ成分およびＱ成分の信号
はＦＦＴ処理器６へ入力されて周波数領域の複素数デー
タに変換され、誤り訂正器７に入力されて誤り訂正後の
デジタルデータが出力端子８へ出力される。
【００６２】また、ＦＦＴ処理器６で周波数領域に変換
された位相参照シンボルＸ’（ωk）（ｋ＝−Ｋ／
２，．．．，Ｋ／２）が位相補正器１２Ａ，およびデー
タ補正器１７Ｂ，１７Ｃに入力される。
された位相参照シンボルＸ’（ωk）（ｋ＝−Ｋ／
２，．．．，Ｋ／２）が位相補正器１２Ａ，およびデー
タ補正器１７Ｂ，１７Ｃに入力される。
【００６３】位相補正器１２Ａにおいては、周波数領域
の位相参照シンボルＸ’（ωk）に位相補正処理を行っ
たデータＶ0（ωk）＝Ｘ’（ωk）ｚk * がｋ＝−Ｋ／２
〜Ｋ／２の範囲で計算される。同様にデータ補正器１７
Ｂにおいては、Ｖ1（ωk）＝（Ｘ’（ωk）−Ｘ
（ωk））ｚk-1 * が計算され、データ補正器１７Ｃにお
いては、Ｖ-1（ωk）＝（Ｘ’（ωk）−Ｘ（ωk））ｚ
k+1 * が計算される。
の位相参照シンボルＸ’（ωk）に位相補正処理を行っ
たデータＶ0（ωk）＝Ｘ’（ωk）ｚk * がｋ＝−Ｋ／２
〜Ｋ／２の範囲で計算される。同様にデータ補正器１７
Ｂにおいては、Ｖ1（ωk）＝（Ｘ’（ωk）−Ｘ
（ωk））ｚk-1 * が計算され、データ補正器１７Ｃにお
いては、Ｖ-1（ωk）＝（Ｘ’（ωk）−Ｘ（ωk））ｚ
k+1 * が計算される。
【００６４】位相補正器１２Ａ，およびデータ補正器１
７Ｂ，１７Ｃで計算されたＶ0（ωk），Ｖ1（ωk），Ｖ
-1（ωk）はそれぞれ逆ＦＦＴ処理器１３Ａ，１３Ｂ，
１３Ｃに入力され、逆ＦＦＴ処理されて各ピーク検出器
１４およびデータ検出器１６Ｂ，１６Ｃに入力される。
７Ｂ，１７Ｃで計算されたＶ0（ωk），Ｖ1（ωk），Ｖ
-1（ωk）はそれぞれ逆ＦＦＴ処理器１３Ａ，１３Ｂ，
１３Ｃに入力され、逆ＦＦＴ処理されて各ピーク検出器
１４およびデータ検出器１６Ｂ，１６Ｃに入力される。
【００６５】ピーク検出器１４Ａにおいては、データ
列．．．，ｖ0（ｔ），．．．のピーク値ｖ0（ｔp）お
よびその時の時刻ｔの値ｔpが検出され、ピーク値ｖ
0（ｔp）は周波数ずれ検出器１５に出力され、時刻ｔp
は他のピーク検出器１４Ｂ，１４Ｃへ出力される。
列．．．，ｖ0（ｔ），．．．のピーク値ｖ0（ｔp）お
よびその時の時刻ｔの値ｔpが検出され、ピーク値ｖ
0（ｔp）は周波数ずれ検出器１５に出力され、時刻ｔp
は他のピーク検出器１４Ｂ，１４Ｃへ出力される。
【００６６】データ検出器１６Ｂにおいては、データ
列．．．，ｖ1（ｔ），．．．の時刻ｔpのときの値ｖ1
（ｔp）が検出され、周波数ずれ検出器１５へ出力され
る。同様に、データ検出器１６Ｃにおいては、データ
列．．．，ｖ-1（ｔ），．．．．の時刻ｔpのときの値
ｖ-1（ｔp）が検出され、周波数ずれ検出器１５へ出力
される。
列．．．，ｖ1（ｔ），．．．の時刻ｔpのときの値ｖ1
（ｔp）が検出され、周波数ずれ検出器１５へ出力され
る。同様に、データ検出器１６Ｃにおいては、データ
列．．．，ｖ-1（ｔ），．．．．の時刻ｔpのときの値
ｖ-1（ｔp）が検出され、周波数ずれ検出器１５へ出力
される。
【００６７】周波数ずれ検出器１５は、ピーク検出器１
４Ａおよびデータ検出器１６Ｂ，１６Ｃから出力された
データを比較し、ｖ1（ｔp）およびｖ-1（ｔp）がｖ
0（ｔp）に比較的近く、ｖ1（ｔp）がｖ-1（ｔp）より
も大きい場合には、負方向の周波数ずれがあると判定し
て電圧制御発振器９の発振周波数を高くする。同様にｖ
1（ｔp）およびｖ-1（ｔp）がｖ0（ｔp）に比較的近
く、かつ、ｖ1（ｔp）がｖ- 1（ｔp）よりも小さい場合
には正方向の周波数ずれがあると判定して電圧制御発振
器９の発振周波数を低くする。
４Ａおよびデータ検出器１６Ｂ，１６Ｃから出力された
データを比較し、ｖ1（ｔp）およびｖ-1（ｔp）がｖ
0（ｔp）に比較的近く、ｖ1（ｔp）がｖ-1（ｔp）より
も大きい場合には、負方向の周波数ずれがあると判定し
て電圧制御発振器９の発振周波数を高くする。同様にｖ
1（ｔp）およびｖ-1（ｔp）がｖ0（ｔp）に比較的近
く、かつ、ｖ1（ｔp）がｖ- 1（ｔp）よりも小さい場合
には正方向の周波数ずれがあると判定して電圧制御発振
器９の発振周波数を低くする。
【００６８】このとき、Ｖ0（ωk），Ｖ-1（ωk），Ｖ1
（ωk）はそれぞれ、
（ωk）はそれぞれ、
【００６９】
【数１０】
【００７０】となる。
【００７１】ここでＶ0（ω-K/2），．．．，Ｖ0（ω
K/2）をフーリエ逆変換したデータ列ｖ
0（ｔ-K/2），．．．，ｖ0（ｔK/2）には、（２４）式
の第一項は他の項よりも振幅が大きく、位相がそろって
いるために、特定の点ｔpに大きな振幅のピークを持っ
たデータが現れ、（２４）式の第二項以降の成分のエネ
ルギーはｖ0（ｔ-K/2），．．．，ｖ0（ｔK/2）全体に
広く分散されるため、ｖ0（ｔp）においてこれらの占め
る割合は小さくなる。
K/2）をフーリエ逆変換したデータ列ｖ
0（ｔ-K/2），．．．，ｖ0（ｔK/2）には、（２４）式
の第一項は他の項よりも振幅が大きく、位相がそろって
いるために、特定の点ｔpに大きな振幅のピークを持っ
たデータが現れ、（２４）式の第二項以降の成分のエネ
ルギーはｖ0（ｔ-K/2），．．．，ｖ0（ｔK/2）全体に
広く分散されるため、ｖ0（ｔp）においてこれらの占め
る割合は小さくなる。
【００７２】また、Ｖ-1（ω-K/2），．．．，Ｖ-1（ω
K/2）をフーリエ逆変換したデータ列ｖ
-1（ｔ-K/2），．．．，ｖ-1（ｔK/2）においては、
（２５）式の第１項はΔωが比較的小さいため小さな値
となり、（２５）式の第２項は位相が（２４）式と同様
な形でそろっているために、ｖ-1（ｔp）に集中して現
れる。（２５）式の第１項および第３項以降の成分のエ
ネルギーはｖ-1（ｔ-K/2），．．．，ｖ-1（ｔK/2）全
体に広く分散されるため、ｖ-1（ｔp）においてこれら
の占める割合は小さくなる。
K/2）をフーリエ逆変換したデータ列ｖ
-1（ｔ-K/2），．．．，ｖ-1（ｔK/2）においては、
（２５）式の第１項はΔωが比較的小さいため小さな値
となり、（２５）式の第２項は位相が（２４）式と同様
な形でそろっているために、ｖ-1（ｔp）に集中して現
れる。（２５）式の第１項および第３項以降の成分のエ
ネルギーはｖ-1（ｔ-K/2），．．．，ｖ-1（ｔK/2）全
体に広く分散されるため、ｖ-1（ｔp）においてこれら
の占める割合は小さくなる。
【００７３】また、Ｖ1（ω-K/2），．．．，Ｖ1（ω
K/2）をフーリエ逆変換したデータ列ｖ
1（ｔ-K/2），．．．，ｖ1（ｔK/2）も同様に、（２
６）式の第２項の成分がｖ1（ｔp）に集中して現れる。
K/2）をフーリエ逆変換したデータ列ｖ
1（ｔ-K/2），．．．，ｖ1（ｔK/2）も同様に、（２
６）式の第２項の成分がｖ1（ｔp）に集中して現れる。
【００７４】よって、ｖ-1（ｔp）およびｖ1（ｔp）は
周波数のずれΔωに応じて変化するので、この値に応じ
てキャリア周波数間隔以下の周波数ずれを検出する。ま
た周波数のずれΔωが比較的小さい場合には、（２
５）、(２６)式の第１項の成分をほとんどキャンセルす
ることができるため、ｖ-1（ｔp）、ｖ1（ｔp）はより
正確に周波数ずれを検出することができる。
周波数のずれΔωに応じて変化するので、この値に応じ
てキャリア周波数間隔以下の周波数ずれを検出する。ま
た周波数のずれΔωが比較的小さい場合には、（２
５）、(２６)式の第１項の成分をほとんどキャンセルす
ることができるため、ｖ-1（ｔp）、ｖ1（ｔp）はより
正確に周波数ずれを検出することができる。
【００７５】ところで、上記説明では、ｖ-1（ｔp），
ｖ1（ｔp）の両方を使用したが、どちらか一方のみを使
用してもよい。
ｖ1（ｔp）の両方を使用したが、どちらか一方のみを使
用してもよい。
【００７６】また、上記説明では、位相補正器１２Ａ，
１２Ｂ，１２Ｃ，．．．、逆ＦＦＴ処理器１３Ａ，１３
Ｂ，１３Ｃ，．．．、ピーク検出器１４Ａ，１４Ｂ，１
４Ｃ，．．．、データ検出器１６Ｂ，１６Ｃ、データ補
正器１７Ｂ，１７Ｃ等を独立した装置として説明した
が、これらはそれぞれ単一の装置を共用することができ
る。
１２Ｂ，１２Ｃ，．．．、逆ＦＦＴ処理器１３Ａ，１３
Ｂ，１３Ｃ，．．．、ピーク検出器１４Ａ，１４Ｂ，１
４Ｃ，．．．、データ検出器１６Ｂ，１６Ｃ、データ補
正器１７Ｂ，１７Ｃ等を独立した装置として説明した
が、これらはそれぞれ単一の装置を共用することができ
る。
【００７７】また、位相補正器１２Ａ〜データ補正器１
７Ｃは、デジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）等を用
いてプログラム処理として構成することができる。
７Ｃは、デジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）等を用
いてプログラム処理として構成することができる。
【００７８】
【発明の効果】以上のように、この発明によれば、周波
数領域のＰＳＫ変調されたＯＦＤＭ信号に含まれる同期
用の固定信号部分の各周波数成分と、あらかじめわかっ
ている値から時間領域のデータの配列．．．，ｙ
i（ｔ），．．．を計算し、各ｉについてピーク値を検
出し、最も大きなピークの発生するｉについて、その時
のｉが＋ならば電圧制御発振器９の発振周波数を低く、
−ならば発振周波数を高くしてｉ＝０となるように電圧
制御発振器９の発振周波数を制御することで、ＯＦＤＭ
のキャリア周波数間隔の整数倍の周波数ずれを検出し、
これを自動的に補正することができる。
数領域のＰＳＫ変調されたＯＦＤＭ信号に含まれる同期
用の固定信号部分の各周波数成分と、あらかじめわかっ
ている値から時間領域のデータの配列．．．，ｙ
i（ｔ），．．．を計算し、各ｉについてピーク値を検
出し、最も大きなピークの発生するｉについて、その時
のｉが＋ならば電圧制御発振器９の発振周波数を低く、
−ならば発振周波数を高くしてｉ＝０となるように電圧
制御発振器９の発振周波数を制御することで、ＯＦＤＭ
のキャリア周波数間隔の整数倍の周波数ずれを検出し、
これを自動的に補正することができる。
【００７９】また、周波数領域のＰＳＫ変調されたＯＦ
ＤＭ信号に含まれる同期用の固定信号部分の各周波数成
分と、あらかじめわかっている理想値から時間領域の複
素データｙ0（ｔp），ｙ1（ｔp），ｙ-1（ｔp）を計算
し、ｙ1（ｔp）およびｙ-1（ｔp）がｙ0（ｔp）に比較
的近く、ｙ1（ｔp）がｙ-1（ｔp）よりも大きい場合に
は周波数が負の方向にずれているものとみなし、また、
ｙ1（ｔp）およびｙ-1（ｔp）がｙ0（ｔp）に比較的近
く、かつ、ｙ1（ｔp）がｙ-1（ｔp）よりも小さい場合
には周波数が正方向にずれているとみなすことで、キャ
リア周波数間隔以下の周波数ずれを検出することができ
る。
ＤＭ信号に含まれる同期用の固定信号部分の各周波数成
分と、あらかじめわかっている理想値から時間領域の複
素データｙ0（ｔp），ｙ1（ｔp），ｙ-1（ｔp）を計算
し、ｙ1（ｔp）およびｙ-1（ｔp）がｙ0（ｔp）に比較
的近く、ｙ1（ｔp）がｙ-1（ｔp）よりも大きい場合に
は周波数が負の方向にずれているものとみなし、また、
ｙ1（ｔp）およびｙ-1（ｔp）がｙ0（ｔp）に比較的近
く、かつ、ｙ1（ｔp）がｙ-1（ｔp）よりも小さい場合
には周波数が正方向にずれているとみなすことで、キャ
リア周波数間隔以下の周波数ずれを検出することができ
る。
【００８０】また、ｙ0（ｔp）とｙ-1（ｔp）またはｙ1
（ｔp）を計算し、ｙ0（ｔp）に対するｙ-1（ｔp）また
はｙ1（ｔp）の相対値から、周波数ずれを検出すること
ができる。
（ｔp）を計算し、ｙ0（ｔp）に対するｙ-1（ｔp）また
はｙ1（ｔp）の相対値から、周波数ずれを検出すること
ができる。
【００８１】また、周波数領域のＰＳＫ変調されたＯＦ
ＤＭ信号に含まれる同期用の固定信号部分の各周波数成
分と、あらかじめわかっている理想値から時間領域の複
素データｖ0（ｔp），ｖ1（ｔp），ｖ-1（ｔp）を計算
し、ｖ1（ｔp）およびｖ-1（ｔp）がｖ0（ｔp）に比較
的近く、かつ、ｖ1（ｔp）がｖ-1（ｔp）よりも大きい
場合には周波数が負の方向にずれているものとみなし、
また、ｖ1（ｔp）およびｖ-1（ｔp）がｖ0（ｔp）に比
較的近く、かつ、ｖ1（ｔp）がｖ-1（ｔp）よりも小さ
い場合には周波数が正方向にずれているとみなすこと
で、キャリア周波数間隔以下の周波数ずれを検出するこ
とができる。
ＤＭ信号に含まれる同期用の固定信号部分の各周波数成
分と、あらかじめわかっている理想値から時間領域の複
素データｖ0（ｔp），ｖ1（ｔp），ｖ-1（ｔp）を計算
し、ｖ1（ｔp）およびｖ-1（ｔp）がｖ0（ｔp）に比較
的近く、かつ、ｖ1（ｔp）がｖ-1（ｔp）よりも大きい
場合には周波数が負の方向にずれているものとみなし、
また、ｖ1（ｔp）およびｖ-1（ｔp）がｖ0（ｔp）に比
較的近く、かつ、ｖ1（ｔp）がｖ-1（ｔp）よりも小さ
い場合には周波数が正方向にずれているとみなすこと
で、キャリア周波数間隔以下の周波数ずれを検出するこ
とができる。
【００８２】また、ｖ0（ｔp）とｖ-1（ｔp）またはｖ1
（ｔp）を計算し、ｖ0（ｔp）に対するｖ-1（ｔp）また
はｖ1（ｔp）の相対値から、周波数ずれを検出すること
ができる。
（ｔp）を計算し、ｖ0（ｔp）に対するｖ-1（ｔp）また
はｖ1（ｔp）の相対値から、周波数ずれを検出すること
ができる。
【図１】 この発明の実施の形態１に係る放送受信機の
構成を示すブロック図である。
構成を示すブロック図である。
【図２】 この発明の実施の形態２に係る放送受信機の
構成を示すブロック図である。
構成を示すブロック図である。
【図３】 この発明の実施の形態請求項３に係る放送受
信機の構成を示すブロック図である。
信機の構成を示すブロック図である。
【図４】 ＯＦＤＭ送信信号の１キャリアの振幅波形を
示す図である。
示す図である。
【図５】 ＯＦＤＭ受信信号の受信時に周波数ずれがあ
る場合の１キャリアの振幅波形を示す図である。
る場合の１キャリアの振幅波形を示す図である。
【図６】 従来のＯＦＤＭ放送受信機の構成を示すブロ
ック図である。
ック図である。
１ アンテナ、２ ＲＦアンプ、３ ミキサ、４ ＩＦ
復調器、５ Ａ／Ｄ変換器、６ ＦＦＴ処理器、７ 誤
り訂正器、８ デジタルデータ出力端子、９電圧制御発
振器、１０ 位相誤差検出器、１１ 周波数制御器、１
２Ａ，１２Ｂ，１２Ｃ 位相補正器、１３Ａ，１３Ｂ，
１３Ｃ 逆ＦＦＴ処理器、１４Ａ，１４Ｂ，１４Ｃ ピ
ーク検出器、１５ 周波数ずれ検出器、１６Ｂ，１６Ｃ
データ検出器、１７Ｂ，１７Ｃ データ補正器。
復調器、５ Ａ／Ｄ変換器、６ ＦＦＴ処理器、７ 誤
り訂正器、８ デジタルデータ出力端子、９電圧制御発
振器、１０ 位相誤差検出器、１１ 周波数制御器、１
２Ａ，１２Ｂ，１２Ｃ 位相補正器、１３Ａ，１３Ｂ，
１３Ｃ 逆ＦＦＴ処理器、１４Ａ，１４Ｂ，１４Ｃ ピ
ーク検出器、１５ 周波数ずれ検出器、１６Ｂ，１６Ｃ
データ検出器、１７Ｂ，１７Ｃ データ補正器。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 辻下 雅啓 東京都千代田区丸の内二丁目２番３号 三 菱電機株式会社内
Claims (3)
- 【請求項１】 各キャリアが位相変調（ＰＳＫ）された
直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式を用いるデジ
タル放送において、各キャリアの参照用の固定パターン
シンボル（位相参照シンボル）を受信して得る周波数領
域の復調データの配列に対して、受信機内にあらかじめ
保持する位相参照シンボルの既定値の共役複素数の配列
を各要素ごとに乗じる処理を行う位相補正手段と、前記
手段の出力を逆ＦＦＴ処理する手段と、前記逆ＦＦＴ処
理結果のピークを求めるピーク検出手段と、前記位相参
照シンボル復調データの配列と位相参照シンボル既定値
の共役複素数の配列とが所定の対応関係にある場合およ
び各配列の要素が所定の対応関係から複数データ分互い
にシフトした関係にある場合について前記位相補正、逆
ＦＦＴ、ピーク検出の各処理を行い、処理結果の各ピー
ク値が最大となる場合の前記各配列の対応関係を求め、
この対応関係の所定の対応関係からの差に基づき放送周
波数への同調制御を行う手段を備えたことを特徴とする
デジタル放送受信機。 - 【請求項２】 各キャリアが位相変調されたＯＦＤＭ伝
送方式を用いるデジタル放送において、位相参照シンボ
ルを受信して得る周波数領域の復調データの配列に対し
て、受信機内にあらかじめ保持する位相参照シンボルの
既定値の共役複素数の配列を各要素ごとに乗じる処理を
行う位相補正手段と、前記手段の出力を逆ＦＦＴ処理す
る手段と、前記逆ＦＦＴ処理結果のピークを求めるピー
ク検出手段と、前記逆ＦＦＴ処理結果から特定の時点の
データを取り出すデータ検出手段と、前記位相参照シン
ボル復調データの配列と位相参照シンボル既定値の共役
複素数の配列とが所定の対応関係にある場合と、各配列
の要素が所定の対応関係から１データ分左シフトした関
係にある場合および右シフトした関係にある場合のどち
らかまたは双方について、位相補正、逆ＦＦＴの各処理
を行い、前記各配列が所定の対応関係にある場合の逆Ｆ
ＦＴ結果にピーク検出処理を行い、前記各配列が所定の
対応関係から１データ分左右にシフトした関係にある場
合の逆ＦＦＴ結果にそれぞれ前記ピーク検出結果と同一
の要素番号の要素を取り出すデータ検出処理を行い、前
記ピーク検出処理結果と前記データ検出処理結果との関
係に基づき放送周波数への同調制御を行う手段を備えた
ことを特徴とするデジタル放送受信機。 - 【請求項３】 各キャリアが位相変調されたＯＦＤＭ伝
送方式を用いるデジタル放送において、位相参照シンボ
ルを受信して得る周波数領域の復調データの配列に対し
て、受信機内にあらかじめ保持する位相参照シンボルの
既定値の共役複素数の配列を各要素ごとに乗じる処理を
行う位相補正手段と、前記位相参照シンボル復調データ
の配列に対して位相参照シンボル既定値の配列を各要素
ごとに減算してから前記減算結果と前記位相参照シンボ
ル既定値の共役複素数の配列を各要素ごとに乗じる処理
を行うデータ補正手段と、前記各手段の出力を逆ＦＦＴ
処理する手段と、前記逆ＦＦＴ処理結果のピークを求め
るピーク検出手段と、前記逆ＦＦＴ処理結果から特定の
時点のデータを取り出すデータ検出手段と、前記位相参
照シンボル復調データの配列と位相参照シンボル既定値
の共役複素数の配列とが所定の対応関係にある場合につ
いて、位相補正、逆ＦＦＴ、ピーク検出の各処理を行
い、前記位相参照シンボル復調データの配列と位相参照
シンボル既定値の共役複素数の配列の要素が所定の対応
関係から１データ分左シフトした関係にある場合および
右シフトした関係にある場合のどちらかまたは双方につ
いて、位相補正、逆ＦＦＴの各処理を行い、前記逆ＦＦ
Ｔ結果にそれぞれ前記ピーク検出結果と同一の要素番号
の要素を取り出すデータ検出処理を行い、前記ピーク検
出処理結果と前記データ検出処理結果との関係に基づき
放送周波数への同調制御を行う手段を備えたことを特徴
とするデジタル放送受信機。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8024049A JPH09219693A (ja) | 1996-02-09 | 1996-02-09 | デジタル放送受信機 |
| DE19705055A DE19705055C2 (de) | 1996-02-09 | 1997-01-30 | Verfahren zur Frequenzsteuerung eines Oszillators sowie digitaler Rundfunkempfänger |
| US08/796,545 US6021165A (en) | 1996-02-09 | 1997-02-06 | Digital Broadcast receiver and method of tuning control |
| GB9702491A GB2310118B (en) | 1996-02-09 | 1997-02-07 | Digital broadcast receiver, and method of tuning control |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8024049A JPH09219693A (ja) | 1996-02-09 | 1996-02-09 | デジタル放送受信機 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09219693A true JPH09219693A (ja) | 1997-08-19 |
Family
ID=12127623
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8024049A Pending JPH09219693A (ja) | 1996-02-09 | 1996-02-09 | デジタル放送受信機 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6021165A (ja) |
| JP (1) | JPH09219693A (ja) |
| DE (1) | DE19705055C2 (ja) |
| GB (1) | GB2310118B (ja) |
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| KR100553673B1 (ko) * | 1999-02-24 | 2006-02-24 | 삼성전자주식회사 | 전압 제어 발진 회로 |
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- 1997-01-30 DE DE19705055A patent/DE19705055C2/de not_active Expired - Fee Related
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- 1997-02-07 GB GB9702491A patent/GB2310118B/en not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100493269B1 (ko) * | 1998-06-05 | 2005-09-07 | 엘지전자 주식회사 | 디지털티브이의자동주파수제어장치 |
| KR100553673B1 (ko) * | 1999-02-24 | 2006-02-24 | 삼성전자주식회사 | 전압 제어 발진 회로 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| GB9702491D0 (en) | 1997-03-26 |
| DE19705055A1 (de) | 1997-08-21 |
| US6021165A (en) | 2000-02-01 |
| DE19705055C2 (de) | 2001-02-22 |
| GB2310118B (en) | 1998-01-07 |
| GB2310118A (en) | 1997-08-13 |
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