WO2013105538A1 - Ｉｑミスマッチ補正方法およびｒｆ送受信装置 - Google Patents

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WO2013105538A1
WO2013105538A1 PCT/JP2013/050067 JP2013050067W WO2013105538A1 WO 2013105538 A1 WO2013105538 A1 WO 2013105538A1 JP 2013050067 W JP2013050067 W JP 2013050067W WO 2013105538 A1 WO2013105538 A1 WO 2013105538A1
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transmission
receiver
channel
transmitter
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PCT/JP2013/050067
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佐藤秀幸
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川崎マイクロエレクトロニクス株式会社
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    • H04B17/14—Monitoring; Testing of transmitters for calibration of the whole transmission and reception path, e.g. self-test loop-back

Definitions

  • the present invention relates to a method for correcting IQ mismatch in OFDM direct conversion RF transmission and reception, and an RF transmission and reception apparatus that implements the method.
  • the direct conversion method is a method of directly converting a baseband signal into an RF signal (up-conversion) or directly converting an RF signal into a baseband signal (down-conversion).
  • FIG. 1A shows an example of a direct conversion type transmitter and receiver.
  • the transmitter 10 shown in FIG. 1A when a plurality of subcarriers d k , d ⁇ k ,... Are subjected to inverse discrete Fourier transform by the IDFT circuit 11 and converted from a frequency domain signal to a time domain signal.
  • the signals are separated into an I channel baseband signal TxI and a Q channel baseband signal TxQ which are orthogonal to each other.
  • the I channel baseband signal TxI is converted from a digital signal to an analog signal by the DA converter 12I, the high frequency component is removed by the low pass filter 13I, the gain is adjusted by the amplifier 14I, and the I channel local signal TxLo_I is converted by the mixer 15I.
  • the result of multiplication is input to the adder 16 as an RF signal.
  • the Q channel baseband signal TxQ is converted from a digital signal to an analog signal by the DA converter 12Q, a high frequency component is removed by the low pass filter 13Q, the gain is adjusted by the amplifier 14Q, and the Q channel local signal TxLo_Q is converted by the mixer 15Q.
  • the result of multiplication is input to the adder 16 as an RF signal.
  • the output RF signal of the adder 16 is amplified by the power amplifier 17 and radiated from the antenna (not shown) as the transmission signal Tx_out.
  • the IQ mismatch in the transmitter 10 refers to, for example, a gain error and a phase error between the I channel route and the Q channel route.
  • the Q channel local signal TxLo_Q input to the Q channel side mixer 15Q has a gain error g and a phase error ⁇ as shown in FIG.
  • the local signal TxLo_Q is ideally a -sin ⁇ c t, and a -g ⁇ sin ( ⁇ c t + ⁇ ).
  • the gain error g and the phase error ⁇ have dependency on the carrier frequency, and the error differs for each subcarrier. Therefore, the assumption of g and ⁇ is made for the subcarrier.
  • the analog RF signal Rx_in inputted from an antenna (not shown) and amplified by the low noise amplifier 21 is multiplied by the I channel local signal TxLo_I by the mixer 22I, and low-pass.
  • the high frequency component is removed by the filter 23I, the gain is adjusted by the amplifier 24I, the analog signal is converted to the digital signal by the AD converter 25I, and the I channel baseband signal RxI is obtained.
  • the RF signal Rx_in is multiplied by the Q channel local signal TxLo_Q by the mixer 22Q, the high-frequency component is removed by the low-pass filter 23Q, the gain is adjusted by the amplifier 24Q, and converted from an analog signal to a digital signal by the AD converter 25Q.
  • the Q channel baseband signal RxQ is subjected to discrete Fourier transform by the DFT circuit 26 and converted from a time domain signal to a frequency domain signal, thereby generating a plurality of subcarriers R k , R ⁇ k,.
  • the IQ mismatch in the receiver 20 refers to, for example, a gain error and a phase error between the I channel route and the Q channel route.
  • the Q channel local signal RxLo_Q input to the Q channel side mixer 15Q has a gain error h and a phase error ⁇ , as shown in FIG.
  • the local signal RxLo_Q is ideally is a -sin ⁇ c t, and a -h ⁇ sin ( ⁇ c t + ⁇ ).
  • a baseband signal in which data is placed on a subcarrier is expressed as shown in FIG. 3 (the number of subcarriers is N).
  • a pair of data of a certain subcarrier (kth subcarrier) and data of the opposite subcarrier (-kth subcarrier) centered on the origin of the subcarrier is selected. In the following, direct conversion will be described focusing on this pair.
  • FIG. 4 the influence of IQ mismatch in the transmitter 10 will be described.
  • d k at the k-th subcarrier is assumed to transmit data that d -k in -k-th subcarrier.
  • the following signals are input as the input baseband signals TxI and TxQ of the transmitter 10. * Represents a conjugate complex number.
  • the transmission output Tx_out can be expressed as follows due to the influence of IQ mismatch particularly when attention is paid to T k and T * ⁇ k . However, It is.
  • Equation (2) can be expressed as T k and T * ⁇ as shown in Equation (4) below.
  • the k should only the component of d k and d * -k remain respectively.
  • the T k d * -k ingredients will affect the component of d k in T * -k.
  • c k and c ⁇ k are data in the input signal of the receiver 20 corresponding to the data (d k , d ⁇ k ) carried on the k th and ⁇ k th subcarriers.
  • this RF reception signal is processed by the DFT circuit 26 and converted into a baseband signal
  • the signal can be expressed as follows, particularly focusing on R k and R * ⁇ k . However, It is.
  • Patent Document 1 in order to suppress the influence of the IQ mismatch described above, there are conventional techniques described in Patent Document 1 and Non-Patent Document 1. These two documents introduce a method of detecting and correcting IQ mismatch by transmitting a known pilot signal from the transmitter side to the receiver side. This is because “the standard stipulates that the pilot tone (test signal) is included in the preamble”, or “even if it is not related to the standard, each company that makes the transmitter / receiver has a specific signal in the pilot tone for frequency synchronization and timing synchronization. Include a pattern "is used, but in any case, it involves standards dependence and interoperability issues, so it is versatile.
  • the detected mismatch includes not only the IQ mismatch on the receiver side but also the IQ mismatch on the transmission side. Therefore, when the reception and transmission partners change one after another on the network, the mismatch detection is performed for each transmission / reception. There is a problem that requires.
  • Non-Patent Document 2 describes detection and correction of IQ mismatch in the frequency domain, which is not standard dependent. However, this document focuses on “correction only on the receiver side”. Since the contents relate to the present invention, the details will be described below.
  • FIG. 6 shows a correction method.
  • the received signals RxI and RxQ are subjected to discrete Fourier transform by the DFT circuit 26 to obtain subcarriers, and then a correction unit 27 is obtained by a correction matrix 27 obtained by performing a calculation represented by the following equation. 28 is corrected. Then, the correction output is It is expressed. However, It is.
  • equation (10) becomes Thus, the correction is completed.
  • K 1 K 2 is obtained.
  • This K 1 K 2 is So
  • h and ⁇ are obtained, and K 1 and K 2 are obtained individually from Equation (7), so that the correction matrix 27 can be realized.
  • Non-Patent Document 2 also has the following problems. First, detection and correction cannot be performed before communication, and IQ mismatch cannot be corrected at the initial stage of communication. This can be solved by providing a circuit for generating a test signal in the transmitter / receiver, but an increase in the area is inevitable. Next, the transmitter side IQ mismatch cannot be detected and corrected. This may be corrected by including a similar device in the other transmitter / receiver that forms a communication pair, including a mismatch on the transmission side, but this naturally involves an interoperability problem.
  • the present invention has been made in view of the above points, and its purpose is no dependency on standards, no problem of interoperability, no test signal is required for correction of the receiver, and no test signal generation circuit is required. It is an object of the present invention to provide an IQ mismatch correction method having a feature of minimizing an increase in area due to a circuit, and an RF transceiver device implementing the correction method.
  • a transmission I channel baseband signal and a transmission Q channel which are orthogonal to each other by inverse Fourier transforming a plurality of subcarriers which are orthogonal to each other.
  • a baseband signal is generated, the transmission I channel baseband signal and the transmission Q channel baseband signal are orthogonally modulated and then added and transmitted as an RF signal, and the receiver receives the RF signal and performs orthogonal demodulation.
  • the receiver receives the RF signal and performs orthogonal demodulation.
  • To separate the received I channel baseband signal and the received Q channel baseband signal and Fourier transform the received I channel baseband signal and the received Q channel baseband signal to generate a plurality of subcarriers that are orthogonal to each other.
  • the first transmission baseband signal is a transmission I channel baseband signal
  • the second transmission baseband signal is a transmission Q channel baseband signal
  • a pattern 1 signal is generated.
  • the transmission I channel baseband signal is orthogonally modulated with the I channel local signal of the transmitter, and the transmission Q channel baseband signal of the pattern 1 signal is orthogonally modulated with the Q channel local signal of the transmitter
  • a pattern 2 signal is generated in which the first transmission baseband signal is a transmission Q channel baseband signal, the second transmission baseband signal is a transmission I channel baseband signal, and among the signals of the pattern 2
  • the transmission I channel baseband signal is quadrature modulated with the Q channel local signal
  • the transmission Q channel baseband signal of the pattern 2 signal is quadrature modulated with the I channel local signal, and both quadrature modulated signals
  • a second step of inputting to the receiver via a loopback as an RF signal the reception result of the receiver obtained in the first step, and the second step obtained Based on the reception result of the receiver, the gain error and the phase error in the transmitter are canceled,
  • the invention according to claim 2 is the IQ mismatch correction method according to claim 1, To obtain K 1 , K 2 , K * 1 , K * 2 as correction matrixes for the receiver, and correct the k-th subcarrier data of the receiver.
  • IQ mismatch correction method * is a complex conjugate.
  • R K1 sets the data arranged in the kth subcarrier of the transmitter to d k , sets the transmission I channel baseband signal to TxI 1 , sets the transmission Q channel baseband signal to TxQ 1, and sets the signal of the pattern 1 to , Then, the RF data output from the transmitter is input to the receiver via a loopback, and is received data obtained on the kth subcarrier.
  • R ⁇ k1 is received data obtained on the ⁇ k th subcarrier by the receiver due to IQ mismatch when the pattern 1 signal is used.
  • R k2 is a transmission I channel baseband signal is TxI 2
  • a transmission Q channel baseband signal is TxQ 2
  • the signal of the pattern 2 is
  • the local signal of the transmitter is exchanged between the I channel and the Q channel, and when the RF signal output from the transmitter is input to the receiver via a loopback, the receiver receives the k-th sub-signal.
  • R ⁇ k2 is the received data obtained on the ⁇ kth subcarrier at the receiver due to IQ mismatch when the pattern 2 signal is used and the local signal is switched between the I channel and the Q channel.
  • the invention according to claim 3 is the IQ mismatch correction method according to claim 1, wherein the data of the k-th subcarrier of the receiver is corrected by the correction matrix of the receiver, and then the pattern 1 Generating a signal, and orthogonally modulating the transmission I channel baseband signal in the pattern 1 signal with an I channel local signal of the transmitter, and transmitting the transmission Q channel baseband signal in the pattern 1 signal Is quadrature modulated with the Q-channel local signal of the transmitter, and both quadrature modulated signals are added together and input to the receiver via a loopback as an RF signal, and the kth of the receiver After correcting the subcarrier data by the correction matrix of the receiver, the first transmission baseband signal is transmitted to the transmission I channel baseband.
  • a signal of pattern 3 in which a signal obtained by inverting the polarity of the second transmission baseband signal is used as a transmission Q channel baseband signal, and the transmission I channel baseband signal among the signals of the pattern 3 is Quadrature modulation is performed with the I channel local signal of the transmitter, the transmission Q channel baseband signal of the pattern 3 signal is quadrature modulated with the Q channel local signal of the transmitter, and the signals subjected to both orthogonal modulation are added.
  • a correction matrix for the transmitter is obtained, and the gain for the k-th subcarrier data of the transmitter is obtained by the obtained correction matrix. And correcting the difference and the phase error.
  • the invention according to claim 4 is the IQ mismatch correction method according to claim 2, wherein correction by K 1 , K 2 , K * 1 , K * 2 as a correction matrix of the receiver is performed by the k of the receiver.
  • RC k1 uses the signal of the pattern 1 at the transmitter, and performs correction by K 1 , K 2 , K * 1 , K * 2 as correction matrixes of the receiver for each subcarrier of the receiver.
  • RC k3 is a transmission I channel baseband signal as TxI 3, the transmission Q channel baseband signal and TxQ 3, the signal pattern 3
  • an RF signal output from the transmitter is input to the receiver via a loopback, and correction using K 1 , K 2 , K * 1 , K * 2 as a correction matrix of the receiver is performed on the receiver.
  • the received data obtained for the k-th subcarrier by the receiver when the data of each subcarrier is obtained.
  • g is a gain error in the transmitter.
  • ⁇ is a phase error in the transmitter.
  • the invention according to claim 5 is the IQ mismatch correction method according to claim 1, wherein the data of the kth subcarrier of the receiver is corrected by the correction matrix of the receiver, and then the pattern 1 of the pattern 1 is corrected.
  • the first transmission baseband signal is transmitted to the transmission I channel baseband.
  • a signal of pattern 3A is generated using the second transmission baseband signal as a transmission Q channel baseband signal, and the transmission I channel baseband signal of the pattern 3A signal is used as an I channel of the transmitter Quadrature modulation is performed with a local signal, and the transmission Q channel baseband signal of the signal of the pattern 3A is quadrature modulated with a signal obtained by inverting the polarity of the Q channel local signal of the transmitter, and the signals subjected to bi-orthogonal modulation are added.
  • 4A which is input to the receiver via a loopback as an RF signal, and the reception result of the receiver obtained in the step 3A and the reception obtained in the step 4A.
  • a correction matrix for the transmitter is obtained, and the k-th subcarrier data of the transmitter is determined based on the obtained correction matrix. And correcting the gain error and the phase error with respect.
  • the invention according to claim 6 is the IQ mismatch correction method according to claim 2, wherein correction by K 1 , K 2 , K * 1 , K * 2 as a correction matrix of the receiver is performed by k of the receiver.
  • RC k1 uses the signal of the pattern 1 at the transmitter, and performs correction by K 1 , K 2 , K * 1 , K * 2 as correction matrixes of the receiver for each subcarrier of the receiver. Received data obtained for the kth subcarrier by the receiver.
  • RC k3 is a transmission I channel baseband signal as TxI 3, the transmission Q channel baseband signal and TxQ 3, the signal pattern 3A And the polarity of the local signal of the Q channel among the local signals of the transmitter is inverted, and the RF signal output from the transmitter is input to the receiver via a loopback, for correction of the receiver
  • This is the received data obtained for the kth subcarrier in the receiver when correction by K 1 , K 2 , K * 1 , K * 2 as a matrix is performed on the data of each subcarrier of the receiver.
  • g is a gain error in the transmitter.
  • ⁇ is a phase error in the transmitter.
  • the invention according to claim 7 is an inverse Fourier transform that inputs a plurality of subcarriers that are orthogonal to each other and performs inverse Fourier transform to generate a transmission I channel baseband signal and a transmission Q channel baseband signal that are orthogonal to each other.
  • orthogonal modulation means for orthogonally modulating the transmission I channel baseband signal with an I channel local signal and orthogonally modulating the transmission Q channel baseband signal with a Q channel local signal, and performing orthogonal modulation with the orthogonal modulation means
  • Demodulating means Fourier transform of the received I channel baseband signal and the received Q channel baseband signal
  • an OFDM direct-conversion RF transmitter / receiver having a Fourier transform means for generating a plurality of subcarriers that are orthogonal to each other, and transmitting data to the kth subcarrier of the transmitter
  • the first transmission baseband signal of the first transmission baseband signal and the second transmission baseband signal that are orthogonal to each other of the transmitter obtained when input is used as a transmission I channel baseband
  • the invention according to claim 8 is the RF transmitter / receiver according to claim 1, wherein the signal of the pattern 1 is obtained after correcting the k-th subcarrier data of the receiver by the correction matrix of the receiver. And orthogonally modulates the transmission I channel baseband signal of the pattern 1 signal with the I channel local signal of the transmitter, and converts the transmission Q channel baseband signal of the pattern 1 signal to Third control means for performing quadrature modulation with the Q channel local signal of the transmitter, adding the signals subjected to both quadrature modulation and inputting the result as an RF signal to the receiver via a loopback; After correcting the subcarrier data by the correction matrix of the receiver, the first transmission baseband signal is used as a transmission I channel baseband signal.
  • a pattern 3 signal is generated with a signal obtained by inverting the polarity of the second transmission baseband signal as a transmission Q channel baseband signal, and the transmission I channel baseband signal among the signals of the pattern 3 is generated by the transmitter.
  • Quadrature modulation is performed with an I channel local signal
  • the transmission Q channel baseband signal of the pattern 3 signal is quadrature modulated with the Q channel local signal of the transmitter, and the signals subjected to both quadrature modulation are added to obtain an RF signal.
  • a fourth control means for inputting to the receiver via a loopback as a reception result of the receiver obtained by the third control means and the reception obtained by the fourth control means.
  • a correction matrix for the transmitter is obtained, and the gain matrix and the gain error and the k-th subcarrier data of the transmitter are obtained by the obtained correction matrix. And correcting the phase error.
  • the invention according to claim 9 is the RF transmitter / receiver according to claim 1, wherein the signal of the pattern 1 is obtained after correcting the data of the kth subcarrier of the receiver by the correction matrix of the receiver.
  • a correction matrix for subcarrier correction of a receiver is obtained using the signals of patterns 1 and 2
  • a correction matrix for subcarrier correction of a transmitter is a correction matrix for subcarriers of a receiver.
  • the correction can be performed at the time of starting up the hardware or at the time of non-communication, there is no dependency on the standard, and there is no problem of interoperability.
  • a test signal is not required for correction of the receiver, a test signal generation circuit is unnecessary, and an effect of minimizing the area increase due to the additional circuit can be obtained.
  • the IQ mismatch of both the transmitter and the receiver is corrected. Also, as a test signal, an arbitrary signal on the transmitter side is looped back to the receiver side in the transceiver, thereby minimizing the added hardware. Furthermore, detection and correction are not performed in pairs with another transmitter / receiver so that there is no problem of standard dependency and interoperability.
  • a loopback path is formed in the transmitter / receiver to pass the signal on the transmitter side to the receiver side.
  • baseband signal processing means for performing the same calculation (detection and correction) as in Non-Patent Document 2 is provided on both the transmitter side and the receiver side.
  • a local oscillator that can change the phase relationship between the transmission I channel local signal TxLo_I and the transmission Q channel local signal TxLo_Q and can invert the polarity of the transmission Q channel local signal TxLo_Q is prepared.
  • FIG. 7 shows a correction method on the transmitter 10 side. Similar to the correction on the receiver 20 side described with reference to FIG. 6, a correction matrix as an inverse matrix of IQ mismatch factors in the frequency region preceding the IDFT circuit 11. Is used to correct by the following calculation. dC k and dC * ⁇ k are subcarrier data after correcting the subcarrier data d k and d * ⁇ k .
  • the correction matrix is calculated in the following steps. (1) A transmission signal based on the baseband signal of pattern 1 is looped back from the transmitter 10 to the receiver 20. Specifically, in this embodiment, there is a path for inputting from the output of the adder 16 to the low noise amplifier 21 of the receiver 20. (2) A transmission signal based on the baseband signal of pattern 2 is looped back from the transmitter 10 to the receiver 20 (however, the phase relationship between the local signals TxLo_I and TxLo_Q of the transmitter 10 is reversed). (3) The correction matrix for the receiver 20 is calculated. (4) A transmission signal based on the baseband signal of pattern 1 is looped back from the transmitter 10 to the receiver 20 (the receiver 20 side is assumed to have been corrected with a correction matrix).
  • a transmission signal based on the baseband signal of pattern 3 is looped back from the transmitter 10 to the receiver 20 (the receiver 20 side is assumed to have been corrected with a correction matrix).
  • a correction matrix on the transmitter 10 side is calculated.
  • a transmission signal based on the baseband signal of pattern 1 is looped back from the transmitter 10 to the receiver 20. Specifically, in this embodiment, there is a path for inputting from the output of the adder 16 to the low noise amplifier 21 of the receiver 20.
  • the operation is shown in FIG. Connect the transceiver so that the output signal Tx_out of the transmitter 10 is input signal Rx_in the receiver 20, the signal of the pattern 1 based on the data d k of the k-th subcarrier, as shown in Figure 8, the transmitter 10 are input as baseband signals TxI 1 and TxQ 1 .
  • the signal of pattern 1 is expressed by the following equation (26).
  • a transmission signal based on the baseband signal of pattern 2 is looped back from the transmitter 10 to the receiver 20.
  • the baseband signals TxI 2 and TxQ 2 of pattern 2 are shown in equation (31). The operation is shown in FIG. However, in this case, the -sin ⁇ c t to the mixer 15I of I channel, enter the cos .omega c t to the mixer 15Q of Q channel, to reverse the phase relationship.
  • the output signal of the transmitter 10 is The input signal of the receiver 20 via the loopback is The signal after the discrete Fourier transform by the DFT circuit 26 of the receiver 20 is It becomes.
  • receiver correction matrix is calculated from the result obtained by inputting the baseband signals of pattern 1 and pattern 2. From equation (30) and equation (34), So, And It becomes. In addition, And represents power.
  • K 1 K 2 is obtained.
  • This K 1 K 2 is So
  • h and ⁇ are obtained, and K 1 and K 2 are obtained individually from the equation (7), so that the correction matrix 27 including K 1 , K 2 , K * 1 , and K * 2 can be obtained.
  • the correction unit 28 corrects the data arranged on each subcarrier on the receiver 20 side, and compensates for IQ mismatch.
  • the gain error g and the phase error ⁇ on the transmitter 10 side are canceled by the steps (1) to (3). That is, when looking at the equation (39), J 1 (g and ⁇ constituting it) disappears by a series of processes, and an equation of only K 1 K 2 has come out. ing. Since both pattern 1 and pattern 2 pass through the path from transmitter 10 to receiver 20, as can be seen from equations (30) and (34), the values R k1 and R k2 obtained from the output of receiver 20 are , J 1 and J 2 are included.
  • a transmission signal based on the baseband signal of pattern 3 is looped back from the transmitter 10 to the receiver 20 (the receiver 20 side applies the previously obtained correction matrix).
  • the following baseband signals TxI 3 and TxQ 3 are input to the transmitter 10.
  • the signal, in the baseband signal pattern 1 is obtained by polarity inverting the Q channel baseband signals TxQ 3. The operation is shown in FIG.
  • the output signal of the transmitter 10 is The input signal of the receiver 20 via the loopback is Therefore, the subcarrier signal further corrected after the discrete Fourier transform by the DFT circuit 26 of the receiver is It becomes.
  • the correction matrix 18 on the transmitter 10 side is calculated.
  • a correction matrix on the transmitter side is obtained using the output of the correction result after the discrete Fourier transform by the DFT circuit of the receiver 20 that has received the transmission signal based on the baseband signals of the pattern 1 and the pattern 3. From Equation (43) and Equation (47), And It is.
  • Equation (49) and Equation (50) Thus, from Equation (49) and Equation (50), Thus, J 1 J * 2 is obtained. This J 1 J * 2 is So Thus, g and ⁇ are obtained, and J 1 and J 2 are obtained individually from the equation (3), so that the correction matrix 18 including J 1 , J 2 , J * 1 , J * 2 can be obtained.
  • the correction unit 19 performs pre-correction on the data arranged on each subcarrier on the transmitter 10 side, and compensates for the IQ mismatch on the transmitter side. .
  • correction matrices 27 and 18 are calculated and stored in the memory when the RF transmitter / receiver is activated or during non-communication time. During actual communication, correction is performed on both the transmitter 10 side and the receiver 20 side using the correction matrices 27 and 18.
  • FIG. 11 shows the configuration of an RF transceiver that implements the first embodiment.
  • the RF transmitting / receiving apparatus of the present embodiment adds a correction unit 19 shown in FIG. 6 and a correction unit 28 shown in FIG. 7 to the configuration of the transmitter 10 and the receiver 20 shown in FIG.
  • a unit 31, a local signal generation unit 32, and a swap unit 33 are added.
  • the control unit 31 includes a correction matrix estimation unit 27 that estimates the correction matrix 27 (FIG. 6) of the receiver 20, a correction matrix 18 (FIG.
  • a correction matrix storage unit that stores the estimated correction matrix, A pattern in which a transmission I, Q channel baseband signal TxI, TxQ output from the discrete inverse Fourier transformer 11 is a signal of pattern 1, 2, 3 or 3A is generated as a subcarrier and input to the transmitter 10
  • a generation unit and a local signal control unit that controls the local signal generation unit 32 are provided.
  • the local signal generation unit 32 generates an I channel local signal TxLo_I and a Q channel local signal TxLo_Q to be sent to the transmitter 10, and generates an I channel local signal Rxo_I and a Q channel local signal RxLo_Q to be sent to the receiver 20.
  • the polarity of the Q channel local signal TxLo_Q may be reversed.
  • the swap unit 33 exchanges the I-channel local signal TxLo_I and the Q-channel local signal TxLo_Q on the transmitter 10 side during the processing in step (2).
  • the signal of the pattern 3A is input in step (5), and the polarity of the Q channel local signal TxLo_Q to the transmitter 10 output from the local signal generator 32 is input. Is reversed.

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Abstract

【課題】ＩＱミスマッチ補正に際して、規格依存性なし、インターオペラビリティの問題なし、テスト信号生成回路などの面積増加が懸念される追加部品なしを実現する。 【解決手段】パターン１の信号を用いる第１のステップで得られた受信機の受信結果と、パターン２の信号を用いる第２のステップで得られた受信機の受信結果とに基づき、送信機での利得誤差および位相誤差をキャンセルするとともに、受信機の補正用行列を求め、受信機の各サブキャリアのデータに対して補正する。

Description

ＩＱミスマッチ補正方法およびＲＦ送受信装置
　本発明は、ＯＦＤＭダイレクトコンバージョン方式のＲＦ送受信におけるＩＱミスマッチの補正方法およびその方法を実施したＲＦ送受信装置に関するものである。
　ダイレクトコンバージョン方式は、ベースバンド信号をＲＦ信号に直接変換(アップコンバージョン)、もしくはＲＦ信号をベースバンド信号に直接変換(ダウンコンバージョン)する方法である。図１（ａ）にダイレクトコンバージョン方式の送信機と受信機の例を示す。
　図１（ａ）に示す送信機１０では、複数のサブキャリアｄk，ｄ-k，・・がＩＤＦＴ回路１１で逆離散フーリエ変換され、周波数領域の信号から時間領域の信号に変換される際に、同時に、互いに直交関係にあるＩチャネルベースバンド信号ＴｘＩとＱチャネルベースバンド信号ＴｘＱに分離される。そして、Ｉチャネルベースバンド信号ＴｘＩは、ＤＡ変換器１２Ｉでデジタル信号からアナログ信号に変換され、ローパスフィルタ１３Ｉで高周波成分が除去され、増幅器１４Ｉでゲイン調整され、ミキサ１５ＩでＩチャネルローカル信号ＴｘＬｏ＿Ｉが乗算されて、ＲＦ信号として加算器１６に入力される。また、Ｑチャネルベースバンド信号ＴｘＱは、ＤＡ変換器１２Ｑでデジタル信号からアナログ信号に変換され、ローパスフィルタ１３Ｑで高周波成分が除去され、増幅器１４Ｑでゲイン調整され、ミキサ１５ＱでＱチャネルローカル信号ＴｘＬｏ＿Ｑが乗算されて、ＲＦ信号として加算器１６に入力される。そして、加算器１６の出力ＲＦ信号は電力増幅器１７で電力増幅されて、アンテナ（図示せず）から送信信号Ｔｘ＿ｏｕｔとして放射される。
　送信機１０におけるＩＱミスマッチとは、例えば、ＩチャネルルートとＱチャネルルートの間における利得誤差と位相誤差のことを指す。以下では、図２（ａ）に示すように、Ｑチャネル側のミキサ１５Ｑに入力するＱチャネルローカル信号ＴｘＬｏ＿Ｑに、利得誤差ｇ、位相誤差φがあるものとして説明する。つまり、ローカル信号ＴｘＬｏ＿Ｑは、理想的には－ｓｉｎωｃｔであるが、－ｇ・ｓｉｎ（ωcｔ＋φ）であるとする。なお、利得誤差ｇと位相誤差φには、キャリア周波数に対する依存性があり、各サブキャリア毎に誤差は異なる。そのため、サブキャリアに対してｇ，φの仮定を行う。
　図１（ｂ）に示す受信機２０では、アンテナ（図示せず）から入力し、低ノイズ増幅器２１で増幅されたアナログのＲＦ信号Ｒｘ＿ｉｎは、ミキサ２２ＩでＩチャネルローカル信号ＴｘＬｏ＿Ｉが乗算され、ローパスフィルタ２３Ｉで高域成分が除去され、増幅器２４Ｉでゲイン調整され、ＡＤ変換器２５Ｉでアナログ信号からデジタル信号に変換され、Ｉチャネルベースバンド信号ＲｘＩとなる。また、ＲＦ信号Ｒｘ＿ｉｎは、ミキサ２２ＱでＱチャネルローカル信号ＴｘＬｏ＿Ｑが乗算されて、ローパスフィルタ２３Ｑで高域成分が除去され、増幅器２４Ｑでゲイン調整され、ＡＤ変換器２５Ｑでアナログ信号からデジタル信号に変換され、Ｑチャネルベースバンド信号ＲｘＱとなる。そして、両ベースバンド信号ＲｘＩ，ＲｘＱは、ＤＦＴ回路２６で離散フーリエ変換され、時間領域の信号から周波数領域の信号に変換されて、複数のサブキャリアＲk，Ｒ-k，・・が生成される。
　受信機２０におけるＩＱミスマッチとは、例えば、ＩチャネルルートとＱチャネルルートの間における利得誤差と位相誤差のことを指す。以下では、図２（ｂ）に示すように、Ｑチャネル側のミキサ１５Ｑに入力するＱチャネルローカル信号ＲｘＬｏ＿Ｑに、利得誤差ｈ、位相誤差ψがあるものとして説明する。つまり、ローカル信号ＲｘＬｏ＿Ｑは、理想的には、－ｓｉｎωｃｔであるが、－ｈ・ｓｉｎ（ωｃｔ＋ψ）であるとする。
　ＯＦＤＭダイレクトコンバージョン方式で信号を送る場合、サブキャリアにデータが乗せられているベースバンド信号は、図３のように表される(サブキャリア数をＮとしている)。ＩＱミスマッチの影響を考える際には、あるサブキャリア（ｋ番目のサブキャリア）のデータとそのサブキャリアの原点を中心とした反対側のサブキャリア(－ｋ番目のサブキャリア)のデータのペアを考えれば良いため、以下ではこのペアに注目してダイレクトコンバージョンについて説明する。
　図４において、送信機１０におけるＩＱミスマッチの影響を説明する。この図４では、ｋ番目のサブキャリアでｄk、－ｋ番目のサブキャリアでｄ-kというデータを送信することを想定している。図４で表されるように、送信機１０の入力ベースバンド信号ＴｘＩ，ＴｘＱとして、下記のような信号が入力される。＊は共役複素数を示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000021
　上記ベースバンド信号ＴｘＩ，ＴｘＱが入力された場合、送信出力Ｔｘ＿ｏｕｔは、特にＴｋとＴ* －kに注目すると、ＩＱミスマッチの影響によって、下記のように表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000022
ただし、
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000023
である。
　ＩＱミスマッチがない場合は、ｇ＝１およびφ＝０となるため、Ｊ1＝１，Ｊ2＝０となり、式（２）は、下記の式（４）のようにＴｋとＴ* －kには、それぞれｄｋとｄ* －kの成分のみが残るはずである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000024
しかし、ＩＱミスマッチがあることで、Ｔｋにはｄ* －kの成分、Ｔ* －kにはｄｋの成分が影響を与えることになる。
　次に、図５において、受信機２０におけるＩＱミスマッチの影響を説明する。この図５では、受信機２０の入力信号Ｒｘ＿ｉｎとして、下記のような信号が入力されていると考える。ｃｋ、ｃ－kは、ｋ番目、－ｋ番目のサブキャリアに乗せられたデータ（ｄｋ，ｄ－ｋ）に対応する受信機２０の入力信号内のデータである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000025
　このＲＦ受信信号をＤＦＴ回路２６で処理してベースバンド信号に変換すると、その信号は、特にＲｋとＲ* －kに注目すると、下記のように表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000026
ただし、
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000027
である。
　ＩＱミスマッチがない場合は、ｈ＝１およびψ＝０となるため、Ｋ1＝１およびＫ2＝０となり、式（６）は下記の式（８）のように、ＲkとＲ* －kにはそれぞれｃkとｃ* －kの成分のみが残るはずである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000028
しかし、ＩＱミスマッチがあることで、Ｒkにはｃ* －kの成分、Ｒ* －kにはｃkの成分がそれぞれ影響を与えることになる。
　さて、上記で説明したＩＱミスマッチの影響を抑制するため、特許文献１、および非特許文献１に記載の従来技術が存在する。この２つの文献では、既知のパイロット信号を送信機側から受信機側へ送信することで、ＩＱミスマッチの検出と補正を行う方法を紹介している。これは、「規格によってプレアンブルにパイロットトーン(テスト信号)を含めることを規定する」、もしくは「（規格とは無関係でも）送受信機を作る各社が周波数同期やタイミング同期用のパイロットトーンに特定の信号パターンを含める」などの方法がとられるが、いずれにせよ規格依存性やインターオペラビリティの問題を含むため、汎用性にかける。
　また、検出されるミスマッチは、受信機側のＩＱミスマッチだけでなく送信側のＩＱミスマッチも含まれた形となるため、ネットワーク上で受信および送信相手が次々と変わる場合、送受信毎にミスマッチの検出を必要とする問題がある。
　次に、非特許文献２では、規格依存性のない、周波数領域でのＩＱミスマッチの検出と補正を説明している。ただし、この文献では、「受信機側のみの補正」に焦点を絞って説明している。本発明に関わる内容のため、その詳細を下記で説明する。
　図６に補正の方法を示す。非特許文献２では、受信信号ＲｘＩ，ＲｘＱをＤＦＴ回路２６で離散フーリエ変換してサブキャリアを得た後、下記式で表されるような計算を行って得た補正用行列２７により、補正部２８で補正している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000029
とすると、補正出力は
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000030
と表される。ただし
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000031
である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000032
であるとすると、式（１０）は、
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000033
となり、補正が完了する。
　補正用行列２７の検出方法は下記の通りである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000034
　ただし、
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000035
である。
　Ｅ｛　｝は、平均をとった場合の期待値を表す。つまり、Ｅ｛ＲｋＲ－k｝は、受信したシンボルでＲｋＲ－kの計算を行って、その時間的平均を取ることを意味する。ｃkとｃ－kには相関がないと仮定すると、Ｅ｛ｃｋｃ－k｝＝０、Ｅ｛ｃ* ｋｃ* －k｝＝０が成立することもある。
　よって、
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000036
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000037
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000038
によって、Ｋ１Ｋ２が求まる。このＫ１Ｋ２は
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000039
であるので、
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000040
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000041
により、ｈとψが求まり、式（７）からＫ１とＫ２が個々に求まるので、補正用行列２７を実現することができる。
特開２００８－１７１４５号公報
Andreas Schuchert, Ralph Hasholzner, and Patrick Antoine,"A novel ＩＱ imbalance compensation scheme for the reception of ＯＦＤＭ signals,"IEEE Trans. Consumer Electron. vol. 47, no. 3, pp. 313?318, Aug. 2001. M. Windisch and G. Fettweis.Standard-Independent I/Q Imbalance Compensation in ＯＦＤＭ Direct-Conversion Receivers 9th International ＯＦＤＭ Workshop (InOWo'04), Dresden, Germany, September 2004
　しかしながら、特許文献１と非特許文献１に記載のような方法は、規格に依存するため汎用的ではない。このため、非特許文献２のように規格に依存しない方法が望ましい。しかし、非特許文献２にも下記の問題がある。まず、通信前に検出や補正が行えず、通信初期の段階ではＩＱミスマッチが補正できない。これは、送受信機内部にテスト信号を生成するための回路を設ければ解決するが、そのための面積増加は避けられない。次に、送信機側のＩＱミスマッチに関しては検出と補正ができない。これは、通信のペアとなるもう一方の送受信機も同様の装置を内蔵して送信側のミスマッチを含めて補正すればよいが、これは当然インターオペラビリティの問題を含む。
　本発明は上記の点に鑑みたもので、その目的は、規格依存性なし、インターオペラビリティの問題なし、受信機の補正にテスト信号が不要であるためテスト信号生成回路が不要であり、追加回路による面積増加を最小限に抑える、といった特徴を兼ね備えたＩＱミスマッチの補正方法およびその補正方法を実施したＲＦ送受信装置を提供することである。
　上記目的を達成するために、請求項１にかかる発明は、送信機において、互いに直交関係にある複数のサブキャリアを逆フーリエ変換して互いに直交関係にある送信Ｉチャネルベースバンド信号と送信Ｑチャネルベースバンド信号を生成し、該送信Ｉチャネルベースバンド信号と該送信Ｑチャネルベースバンド信号を直交変調した後に加算してＲＦ信号として送信し、受信機において、ＲＦ信号を受信して直交復調することで受信Ｉチャネルベースバンド信号と受信Ｑチャネルベースバンド信号に分離し、該受信Ｉチャネルベースバンド信号と該受信Ｑチャネルベースバンド信号をフーリエ変換して、互いに直交関係にある複数のサブキャリアを生成させるＯＦＤＭダイレクトコンバージョン方式のＲＦ送受信装置における、ＩＱミスマッチ補正方法であって、前記送信機のｋ番目のサブキャリアにデータを入力したときに得られる前記送信機の互いに直交関係にある第１の送信ベースバンド信号と第２の送信ベースバンド信号のうちの前記第１の送信ベースバンド信号を送信Ｉチャネルベースバンド信号とし、前記第２の送信ベースバンド信号を送信Ｑチャネルベースバンド信号としたパターン１の信号を生成し、かつ前記パターン１の信号の内の前記送信Ｉチャネルベースバンド信号を前記送信機のＩチャネルローカル信号で直交変調し、前記パターン１の信号の内の前記送信Ｑチャネルベースバンド信号を前記送信機のＱチャネルローカル信号で直交変調し、両直交変調された信号を加算してＲＦ信号としてループバック経由で前記受信機に入力させる第１のステップと、前記第１の送信ベースバンド信号を送信Ｑチャネルベースバンド信号とし、前記第２の送信ベースバンド信号を送信Ｉチャネルベースバンド信号としたパターン２の信号を生成し、かつ前記パターン２の信号の内の前記送信Ｉチャネルベースバンド信号を前記Ｑチャネルローカル信号で直交変調し、前記パターン２の信号の内の前記送信Ｑチャネルベースバンド信号を前記Ｉチャネルローカル信号で直交変調し、両直交変調された信号を加算してＲＦ信号としてループバック経由で前記受信機に入力させる第２のステップとを備え、前記第１のステップで得られた前記受信機の受信結果と、前記第２のステップで得られた前記受信機の受信結果とに基づき、前記送信機での利得誤差および位相誤差をキャンセルするとともに、前記受信機の補正用行列を求め、得られた該補正用行列によって前記受信機で得られるｋ番目のサブキャリアのデータに対して利得誤差および位相誤差を補正することを特徴とする。
　請求項２にかかる発明は、請求項１に記載のＩＱミスマッチ補正方法において、
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000042
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000043
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000044
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000045
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000046
により、前記受信機の補正用行列としてのＫ1，Ｋ2，Ｋ* 1，Ｋ* 2を求めて、前記受信機のｋ番目のサブキャリアのデータに対して補正を行うことを特徴とするＩＱミスマッチ補正方法。
　ただし、＊は、複素共役である。ＲK1 は、前記送信機のｋ番目のサブキャリアに配置したデータをｄｋとし、送信Ｉチャネルベースバンド信号をＴｘＩ１とし、送信Ｑチャネルベースバンド信号をＴｘＱ１とし、前記パターン１の信号を、
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000047
とするとき、前記送信機から出力する前記ＲＦ信号をループバック経由で前記受信機に入力させて前記ｋ番目のサブキャリアに得られる受信データである。Ｒ－ｋ1 は、前記パターン１の信号を用いるとき、ＩＱミスマッチのために前記受信機で－ｋ番目のサブキャリアに得られる受信データである。Ｒｋ2 は、送信Ｉチャネルベースバンド信号をＴｘＩ２とし、送信Ｑチャネルベースバンド信号をＴｘＱ２とし、前記パターン２の信号を、
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000049
とし、かつ前記送信機のローカル信号をＩチャネルとＱチャネルで互いに入れ替え、前記送信機から出力する前記ＲＦ信号をループバック経由で前記受信機に入力させたとき、前記受信機でｋ番目のサブキャリアに得られる受信データである。Ｒ－ｋ2 は、前記パターン２の信号を用いかつ前記ローカル信号をＩチャネルとＱチャネルで互いに入れ替えた条件のとき、ＩＱミスマッチのために受信機で－ｋ番目のサブキャリアに得られる受信データである。ｈは、前記受信機における利得誤差である。ψは、前記受信機における位相誤差である。Ｒｅ[　]は、実数部を示す。Ｉｍ[　]は、虚数部を示す。
　請求項３にかかる発明は、請求項１に記載のＩＱミスマッチ補正方法において、前記受信機のｋ番目のサブキャリアのデータを前記受信機の前記補正用行列によって補正した上で、前記パターン１の信号を生成し、かつ前記パターン１の信号の内の前記送信Ｉチャネルベースバンド信号を前記送信機のＩチャネルローカル信号で直交変調し、前記パターン１の信号の内の前記送信Ｑチャネルベースバンド信号を前記送信機のＱチャネルローカル信号で直交変調し、両直交変調された信号を加算してＲＦ信号としてループバック経由で前記受信機に入力させる第３のステップと、前記受信機のｋ番目のサブキャリアのデータを前記受信機の前記補正用行列によって補正した上で、前記第１の送信ベースバンド信号を送信Ｉチャネルベースバンド信号とし、前記第２の送信ベースバンド信号の極性反転した信号を送信Ｑチャネルベースバンド信号としたパターン３の信号を生成し、前記パターン３の信号の内の前記送信Ｉチャネルベースバンド信号を前記送信機のＩチャネルローカル信号で直交変調し、前記パターン３の信号の内の前記送信Ｑチャネルベースバンド信号を前記送信機のＱチャネルローカル信号で直交変調し、両直交変調された信号を加算してＲＦ信号としてループバック経由で前記受信機に入力させる第４のステップとを備え、前記第３のステップで得られた前記受信機の受信結果と、前記第４のステップで得られた前記受信機の受信結果基づき、前記送信機の補正用行列を求め、得られた該補正用行列により前記送信機のｋ番目のサブキャリアのデータに対して利得誤差および位相誤差を補正することを特徴とする。
　請求項４にかかる発明は、請求項２に記載のＩＱミスマッチ補正方法において、前記受信機の補正用行列としてのＫ1，Ｋ2，Ｋ* 1，Ｋ* 2による補正を前記受信機のｋ番目のサブキャリアのデータについて行い、
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000050
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000051
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000052
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000053
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000054
により、前記送信機の補正用行列としてのＪ1，Ｊ2，Ｊ* 1，Ｊ* 2を求めて、前記送信機のサブキャリアのデータに対して補正を行うことを特徴とする。ただし、ＲＣｋ1 は、前記送信機で前記パターン１の信号を用い、前記受信機の補正用行列としてのＫ1，Ｋ2，Ｋ* 1，Ｋ* 2による補正を前記受信機の各サブキャリアのデータについて行ったときの、前記受信機でｋ番目のサブキャリアに得られる受信データである。ＲＣｋ3 は、送信Ｉチャネルベースバンド信号をＴｘＩ３とし、送信Ｑチャネルベースバンド信号をＴｘＱ３とし、パターン３の信号を
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000055
として、前記送信機から出力するＲＦ信号をループバック経由で前記受信機に入力させ、前記受信機の補正用行列としてのＫ1，Ｋ2，Ｋ* 1，Ｋ* 2による補正を前記受信機の各サブキャリアのデータについて行ったときの、前記受信機でｋ番目のサブキャリアに得られる受信データである。ｇは、前記送信機における利得誤差である。φは、前記送信機における位相誤差である。
　請求項５にかかる発明は、請求項１に記載のＩＱミスマッチ補正方法において、前記受信機のｋ番目のサブキャリアのデータを前記受信機の前記補正用行列によって補正した上で、前記パターン１の信号を生成し、かつ前記パターン１の信号の内の前記送信Ｉチャネルベースバンド信号を前記送信機のＩチャネルローカル信号で直交変調し、前記パターン１の信号の内の前記送信Ｑチャネルベースバンド信号を前記送信機のＱチャネルローカル信号で直交変調し、両直交変調された信号を加算してＲＦ信号としてループバック経由で前記受信機に入力させる第３Ａのステップと、前記受信機のｋ番目のサブキャリアのデータを前記受信機の前記補正用行列によって補正した上で、前記第１の送信ベースバンド信号を送信Ｉチャネルベースバンド信号とし、前記第２の送信ベースバンド信号を送信Ｑチャネルベースバンド信号としたパターン３Ａの信号を生成し、前記パターン３Ａの信号の内の前記送信Ｉチャネルベースバンド信号を前記送信機のＩチャネルローカル信号で直交変調し、前記パターン３Ａの信号の内の前記送信Ｑチャネルベースバンド信号を前記送信機のＱチャネルローカル信号を極性反転した信号で直交変調し、両直交変調された信号を加算してＲＦ信号としてループバック経由で前記受信機に入力させる第４Ａのステップとを備え、前記第３Ａのステップで得られた前記受信機の受信結果と、前記第４Ａのステップで得られた前記受信機の受信結果基づき、前記送信機の補正用行列を求め、得られた該補正用行列により前記送信機のｋ番目のサブキャリアのデータに対して利得誤差および位相誤差を補正することを特徴とする。
　請求項６にかかる発明は、請求項２に記載のＩＱミスマッチ補正方法において、前記受信機の補正用行列としてのＫ1，Ｋ2，Ｋ* 1，Ｋ* 2による補正を前記受信機のｋ番目のサブキャリアのデータについて行い、
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000056
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000057
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000058
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000059
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000060
により、前記送信機の補正用行列としてのＪ1，Ｊ2，Ｊ* 1，Ｊ* 2を求めて、前記送信機のサブキャリアのデータに対して補正を行うことを特徴とする。ただし、ＲＣｋ1 は、前記送信機で前記パターン１の信号を用い、前記受信機の補正用行列としてのＫ1，Ｋ2，Ｋ* 1，Ｋ* 2による補正を前記受信機の各サブキャリアのデータについて行ったときの、前記受信機でｋ番目のサブキャリアに得られる受信データである。ＲＣｋ3 は、送信Ｉチャネルベースバンド信号をＴｘＩ３とし、送信Ｑチャネルベースバンド信号をＴｘＱ３とし、パターン３Ａの信号を
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000061
とし、かつ前記送信器のローカル信号のうちのＱチャンネルのローカル信号の極性を反転して、前記送信機から出力するＲＦ信号をループバック経由で前記受信機に入力させ、前記受信機の補正用行列としてのＫ1，Ｋ2，Ｋ* 1，Ｋ* 2による補正を前記受信機の各サブキャリアのデータについて行ったときの、前記受信機でｋ番目のサブキャリアに得られる受信データである。ｇは、前記送信機における利得誤差である。φは、前記送信機における位相誤差である。
　請求項７にかかる発明は、互いに直交関係にある複数のサブキャリアを入力し逆フーリエ変換して互いに直交関係にある送信Ｉチャネルベースバンド信号と送信Ｑチャネルベースバンド信号とを生成する逆フーリエ変換手段と、該送信Ｉチャネルベースバンド信号をＩチャンネルローカル信号で直交変調するとともに前記送信Ｑチャネルベースバンド信号をＱチャンネルローカル信号で直交変調する直交変調手段と、該直交変調手段で該直交変調した後の両信号を加算してＲＦ信号にする加算手段とを備えた送信機と、ＲＦ信号を受信して直交復調することで受信Ｉチャネルベースバンド信号と受信Ｑチャネルベースバンド信号に分離する直交復調手段と、該受信Ｉチャネルベースバンド信号と該受信Ｑチャネルベースバンド信号をフーリエ変換して互いに直交関係にある複数のサブキャリアを生成するフーリエ変換手段とを備えた受信機と、を有するＯＦＤＭダイレクトコンバージョン方式のＲＦ送受信装置において、前記送信機のｋ番目のサブキャリアにデータを入力したときに得られる前記送信機の互いに直交関係にある第１の送信ベースバンド信号と第２の送信ベースバンド信号のうちの前記第１の送信ベースバンド信号を送信Ｉチャネルベースバンド信号とし、前記第２の送信ベースバンド信号を送信Ｑチャネルベースバンド信号としたパターン１の信号を生成し、かつ前記パターン１の信号の内の前記送信Ｉチャネルベースバンド信号を前記送信機のＩチャネルローカル信号で直交変調し、前記パターン１の信号の内の前記送信Ｑチャネルベースバンド信号を前記送信機のＱチャネルローカル信号で直交変調し、両直交変調された信号を加算してＲＦ信号としてループバック経由で前記受信機に入力させる第１の制御手段と、前記第１の送信ベースバンド信号を送信Ｑチャネルベースバンド信号とし、前記第２の送信ベースバンド信号を送信Ｉチャネルベースバンド信号としたパターン２の信号を生成し、かつ前記パターン２の信号の内の前記送信Ｉチャネルベースバンド信号を前記Ｑチャネルローカル信号で直交変調し、前記パターン２の信号の内の前記送信Ｑチャネルベースバンド信号を前記Ｉチャネルローカル信号で直交変調し、両直交変調された信号を加算してＲＦ信号としてループバック経由で前記受信機に入力させる第２の制御手段とを備え、前記第１の制御手段で得られた前記受信機の受信結果と、前記第２の制御手段で得られた前記受信機の受信結果とに基づき、前記送信機での利得誤差および位相誤差をキャンセルするとともに、前記受信機の補正用行列を求め、得られた該補正用行列によって前記受信機で得られるｋ番目のサブキャリアのデータに対して利得誤差および位相誤差を補正することを特徴とする。
　請求項８にかかる発明は、請求項１に記載のＲＦ送受信装置において、前記受信機のｋ番目のサブキャリアのデータを前記受信機の前記補正用行列によって補正した上で、前記パターン１の信号を生成し、かつ前記パターン１の信号の内の前記送信Ｉチャネルベースバンド信号を前記送信機のＩチャネルローカル信号で直交変調し、前記パターン１の信号の内の前記送信Ｑチャネルベースバンド信号を前記送信機のＱチャネルローカル信号で直交変調し、両直交変調された信号を加算してＲＦ信号としてループバック経由で前記受信機に入力させる第３の制御手段と、前記受信機のｋ番目のサブキャリアのデータを前記受信機の前記補正用行列によって補正した上で、前記第１の送信ベースバンド信号を送信Ｉチャネルベースバンド信号とし、前記第２の送信ベースバンド信号の極性反転した信号を送信Ｑチャネルベースバンド信号としたパターン３の信号を生成し、前記パターン３の信号の内の前記送信Ｉチャネルベースバンド信号を前記送信機のＩチャネルローカル信号で直交変調し、前記パターン３の信号の内の前記送信Ｑチャネルベースバンド信号を前記送信機のＱチャネルローカル信号で直交変調し、両直交変調された信号を加算してＲＦ信号としてループバック経由で前記受信機に入力させる第４の制御手段とを備え、前記第３の制御手段で得られた前記受信機の受信結果と、前記第４の制御手段で得られた前記受信機の受信結果基づき、前記送信機の補正用行列を求め、得られた該補正用行列により前記送信機のｋ番目のサブキャリアのデータに対して利得誤差および位相誤差を補正することを特徴とする。
　請求項９にかかる発明は、請求項１に記載のＲＦ送受信装置において、前記受信機のｋ番目のサブキャリアのデータを前記受信機の前記補正用行列によって補正した上で、前記パターン１の信号を生成し、かつ前記パターン１の信号の内の前記送信Ｉチャネルベースバンド信号を前記送信機のＩチャネルローカル信号で直交変調し、前記パターン１の信号の内の前記送信Ｑチャネルベースバンド信号を前記送信機のＱチャネルローカル信号で直交変調し、両直交変調された信号を加算してＲＦ信号としてループバック経由で前記受信機に入力させる第３Ａの制御手段と、前記受信機のｋ番目のサブキャリアのデータを前記受信機の前記補正用行列によって補正した上で、前記第１の送信ベースバンド信号を送信Ｉチャネルベースバンド信号とし、前記第２の送信ベースバンド信号を送信Ｑチャネルベースバンド信号としたパターン３Ａの信号を生成し、前記パターン３Ａの信号の内の前記送信Ｉチャネルベースバンド信号を前記送信機のＩチャネルローカル信号で直交変調し、前記パターン３Ａの信号の内の前記送信Ｑチャネルベースバンド信号を前記送信機のＱチャネルローカル信号を極性反転した信号で直交変調し、両直交変調された信号を加算してＲＦ信号としてループバック経由で前記受信機に入力させる第４Ａの制御手段とを備え、前記第３Ａの制御手段で得られた前記受信機の受信結果と、前記第４Ａの制御手段で得られた前記受信機の受信結果基づき、前記送信機の補正用行列を求め、得られた該補正用行列により前記送信機のｋ番目のサブキャリアのデータに対して利得誤差および位相誤差を補正することを特徴とする。
　本発明によれば、受信機のサブキャリア補正用の補正用行列はパターン１，２の信号を用いて求め、送信機のサブキャリア補正用の補正用行列は受信機のサブキャリアを補正用行列で補正した上でパターン１，３の信号を用いて求める。したがって、ハードウエアの立ち上げ時や非通信時にその補正を行うことができ、規格依存性がなく、インターオペラビリティの問題がない。また、受信機の補正にテスト信号が不要であるためテスト信号生成回路が不要であり、追加回路による面積増加を最小限に抑える、の効果を得ることができる。
従来のダイレクトコンバージョン方式の送信機と受信機の構成を示す回路図である。 従来のダイレクトコンバージョン方式の送信機と受信機の利得誤差と位相誤差の説明図である。 サブキャリアの説明図である。 送信機におけるＩＱミスマッチの影響の説明図である。 受信機におけるＩＱミスマッチの影響の説明図である。 受信機のサブキャリア補正の説明図である。 送信機のサブキャリア補正の説明図である。 送信機にパターン１の信号を入力したときの動作の説明図である。 送信機にパターン２の信号を入力したときの動作の説明図である。 送信機にパターン３の信号を入力したときの動作の説明図である。 本発明の実施例のＲＦ送受信装置の構成を示す回路図である。
　本発明では、送信機と受信機の双方のＩＱミスマッチの補正を行う。また、テスト信号として、送受信機内において送信機側の任意の信号を受信機側にループバックすることで、追加するハードウェアを最小限に抑える。さらに、規格依存性やインターオペラビリティの問題が無いよう、別の送受信機とペアで検出と補正を行うようなことはしない。
　このために、送受信機内において、送信機側の信号を受信機側に渡すループバック経路を形成する。また、送信機側と受信機側の双方において、非特許文献２と同様の計算（検出と補正）を行うためのベースバンド信号処理手段を設ける。また、送信Ｉチャネルローカル信号ＴｘＬｏ＿Ｉと送信Ｑチャネルローカル信号ＴｘＬｏ＿Ｑの位相関係を入れ替えることができ、さらには送信Ｑチャネルローカル信号ＴｘＬｏ＿Ｑの極性を反転できるローカル発振器を用意する。
＜第１の実施例＞
　図７に送信機１０の側の補正方法を示す。図６で説明した受信機２０の側での補正と同様に、ＩＤＦＴ回路１１の前段の周波数領域にて、ＩＱミスマッチ要因の逆行列としての補正用行列
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000062
を用いて、以下のような計算で補正を行う。ｄＣｋ，ｄＣ* －ｋは、サブキャリアのデータｄｋ，ｄ* －ｋを補正した後のサブキャリアのデータである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000063
　よって、補正後の送信信号は、
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000064
となる。
　補正用行列の算出は、以下のステップで行う。
（１）パターン１のベースバンド信号に基づく送信信号を送信機１０から受信機２０へループバックする。具体的には、本実施例では加算器１６の出力から受信機２０の低ノイズ増幅器２１に入力する経路をもつ。
（２）パターン２のベースバンド信号に基づく送信信号を送信機１０から受信機２０へループバックする(ただし、送信機１０のローカル信号ＴｘＬｏ＿ＩとＴｘＬｏ＿Ｑの位相関係を逆転させる。)。
（３）受信機２０の補正用行列を算出する。
（４）パターン１のベースバンド信号に基づく送信信号を送信機１０から受信機２０へループバックする(受信機２０の側は補正用行列で補正済みとする。)。
（５）パターン３のベースバンド信号に基づく送信信号を送信機１０から受信機２０へループバックする(受信機２０の側は補正用行列で補正済みとする。)。
（６）送信機１０の側の補正用行列を算出する。
以下、上記の順で説明する。
（１）パターン１のベースバンド信号に基づく送信信号を、送信機１０から受信機２０へループバックする。具体的には、本実施例では加算器１６の出力から受信機２０の低ノイズ増幅器２１に入力する経路をもつ。また、その動作を図９に示す。
　送信機１０の出力信号Ｔｘ＿ｏｕｔが受信機２０の入力信号Ｒｘ＿ｉｎとなるように送受信機を接続し、図８で示すようなｋ番目のサブキャリアのデータｄｋに基づくパターン１の信号を、送信機１０にベースバンド信号ＴｘＩ1およびＴｘＱ1として入力する。パターン１の信号は、式で表すと下記の式（２６）のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000065
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000066
　送信機１０の出力信号を
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000067
とし、送信機１０と受信機２０の間のループバック経路での利得と位相回転を
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000068
とすると、ループバックを経由した受信機２０の入力信号は、
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000069
となるので、受信機２０のＤＦＴ回路２６による離散フーリエ変換の後の信号は、
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000070
となる。
（２）パターン２のベースバンド信号に基づく送信信号を、送信機１０から受信機２０へループバックする。パターン２のベースバンド信号ＴｘＩ2およびＴｘＱ2を式（３１）に示す。また、その動作を図９に示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000071
ただし、その際に、Ｉチャネルのミキサ１５Ｉに－sinωcｔを、Qチャネルのミキサ１５Qにcosωcｔを入力して、位相関係を逆転させる。
　この時、送信機１０の出力信号は、
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000072
となり、ループバックを経由した受信機２０の入力信号は、
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000073
となり、受信機２０のＤＦＴ回路２６による離散フーリエ変換の後の信号は、
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000074
となる。
（３）受信機の補正用行列の算出
　パターン１とパターン２のベースバンド信号を入力して得られた結果から、受信機の補正用行列を算出する。式（３０）と式（３４）から、
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000075
となるので、
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000076
となり、
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000077
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000078
となる。なお、
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000079
であり、パワーを表す。
　よって、
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000080
により、Ｋ１Ｋ２が求まる。このＫ１Ｋ２は
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000081
であるので、
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000082
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000083
により、ｈとψが求まり、式（７）からＫ１とＫ２が個々に求まるので、Ｋ１、Ｋ２、Ｋ* １、Ｋ* ２からなる補正用行列２７を取得することができる。
　以上で、受信機２０側の補正用行列２７の取得が完了する。この補正用行列２７を図６に適用することで、補正部２８で受信機２０側の各サブキャリアに配置されたデータの補正が行われ、ＩＱミスマッチが補償される。なお、この（１）～（３）のステップによって、送信機１０側の利得誤差ｇと位相誤差φはキャンセルされている。すなわち、式（３９）をみると、一連のプロセスによってＪ１（を構成するｇとφ）が消え、Ｋ1Ｋ2のみの式が出てきていて、これをここではキャンセルという語に集約している。パターン１もパターン２も送信器１０→受信機２０という経路を通るため、式（３０）と（３４）をみると分かるように、受信機２０の出力で得られる値Ｒk1、Rｋ2には、Ｊ1とＪ2の影響が入っている。式（３０）ではＲｋ1，Ｒ＊ -k1の２つの方程式しか得られないにも拘わらず、Ｋ1、Ｋ2、ＬkＪ1ｄｋ、Ｌ＊ -kＪ＊ 2ｄｋの変数が入り、それぞれの値をもとめることができない。そこで、パターン２を用意する（ここで重要な点は送信機１０のローカル信号の入れ替え）と、変数を増やすことなく、Ｌ＊ -kＪ＊ 2ｄｋを消すことができる。これが１つ目のキャンセルである。このことを分かりやすく説明しているのが、図８と図９である。送信機出力Ｔｘ＿ｏｕｔをみると、Ｊ＊ 2ｄｋの符号が、図８と図９で反転している。式（３５）までくると、ＬkＪ1ｄｋという変数は式（３６）～（３９）で消去されるので、これが２つ目のキャンセルとなる。
（４）前記したパターン１のベースバンド信号に基づく送信信号を、送信機１０から受信機２０へループバックする（受信機２０側は先に求めた補正用行列を適用しておく。）。
　受信機２０側では、受信機２０のサブキャリアの補正後の結果は下記のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000084
（５）パターン３のベースバンド信号に基づく送信信号を、送信機１０から受信機２０へループバックする（受信機２０側は先に求めた補正用行列を適用しておく。）。
　パターン３のベースバンド信号として、次に示すベースバンド信号ＴｘＩ3およびＴｘＱ3を送信機１０に入力する。この信号は、パターン１のベースバンド信号において、Ｑチャネルベースバンド信号ＴｘＱ3を極性反転したものである。その動作を図１０に示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000085
　このとき、送信機１０の出力信号は、
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000086
であり、ループバックを経由した受信機２０の入力信号は、
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000087
であるので、受信機のＤＦＴ回路２６による離散フーリエ変換後に更に補正したサブキャリア信号は、
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000088
となる。
（６）送信機１０側の補正用行列１８を算出する。
　上記パターン１とパターン３のベースバンド信号に基づく送信信号を受信した受信機２０のＤＦＴ回路による離散フーリエ変換後の補正結果の出力を用いて、送信機側の補正用行列を求める。式（４３）と式（４７）から、
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000089
となり、
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000090
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000091
である。
　よって、式（４９）と式（５０）から、
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000092
により、Ｊ１Ｊ* ２が求まる。このＪ１Ｊ* ２は
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000093
であるので、
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000094
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000095
により、ｇとφが求まり、式（３）からＪ１とＪ２が個々に求まるので、Ｊ１、Ｊ２、Ｊ* １、Ｊ* ２からなる補正用行列１８を取得することができる。
　以上の操作が各サブキャリアそれぞれに対して実施され、送信機１０側の補正用行列１８の取得が完了する。この補正用行列１８を図７に適用することで、補正部１９で送信機１０側の各サブキャリアに配置されたデータに対して事前補正が行われ、送信機側のＩＱミスマッチが補償される。
　以上の補正用行列２７，１８は、ＲＦ送受信装置を起動する際や非通信時間に求めておいてメモリに格納しておく。そして、実際の通信時には、この補正用行列２７，１８によって、送信機１０側、受信機２０側の双方で補正を行う。
＜第２の実施例＞
　以上説明した第１の実施例では、（５）のステップにおいて、パターン３のベースバンド信号に式（４４）に示す信号ＴｘＩ3，ＴｘＱ3を用いたが、この信号ＴｘＩ3，ＴｘＱ3に代えて、次の式（４４’）に示すパターン３Ａの信号を使用することができる。この信号は式（２６）で示したパターン１の信号と同じである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000096
ただし、このときは、Ｑチャンネルローカル信号ＴｘＬｏ＿Ｑの極性を反転させる。このようにしても、送信機１０の出力信号は式（４５）で表されるので、第１の実施例と全く同様に、式（４７）のサブキャリア信号を得ることができる。
＜第３の実施例＞
　図１１に、第１の実施例を実施したＲＦ送受信装置の構成を示す。本実施例のＲＦ送受信装置は、図１に示した送信機１０および受信機２０の構成に対して、図６に示した補正部１９、図７に示した補正部２８を追加し、さらに制御部３１、ローカル信号生成部３２、およびスワップ部３３を追加している。制御部３１は、受信機２０の補正行列２７（図６）、送信機１０の補正行列１８（図７）を推定する補正行列推定部と、推定した補正行列を格納する補正行列格納部と、離散逆フーリエ変換器１１から出力する送信Ｉ，Ｑチャンネルベースバンド信号ＴｘＩ，ＴｘＱがパターン１，２，３あるいは３Ａの信号となるような信号をサブキャリアとして生成して送信機１０に入力させるパターン生成部と、ローカル信号生成部３２を制御するローカル信号制御部とを備える。この制御部３１では、前記した（１）～（６）のステップの処理が行なわれる。ローカル信号生成部３２は、送信機１０に送るＩチャンネルローカル信号ＴｘＬｏ＿ＩとＱチャンネルローカル信号ＴｘＬｏ＿Ｑを生成し、また、受信機２０に送るＩチャンネルローカル信号Ｒｘｏ＿ＩとＱチャンネルローカル信号ＲｘＬｏ＿Ｑを生成する。第２の実施例を実施するときは、Ｑチャンネルローカル信号ＴｘＬｏ＿Ｑの極性を反転させることもある。スワップ部３３は、ステップ（２）における処理時に送信機１０側のＩチャンネルローカル信号ＴｘＬｏ＿ＩとＱチャンネルローカル信号ＴｘＬｏ＿Ｑを入れ替える。
　なお、前記した第２の実施例を実施する際には、ステップ（５）においてパターン３Ａの信号を入力させるとともに、ローカル信号生成部３２から出力する送信機１０へのＱチャンネルローカル信号ＴｘＬｏ＿Ｑの極性を反転させる。
　１０：送信機、１１：離散逆フーリエ変換器、１２（Ｉ，Ｑ）：ＤＡ変換機、１３（Ｉ，Ｑ）：ローパスフィルタ、１４（Ｉ，Ｑ）：増幅器、１５（Ｉ，Ｑ）：ミキサ、１６：加算器、１７：増幅器、１８：補正用行列、１９：補正部
　２０：受信機、２１：低ノイズ増幅器、２２（Ｉ，Ｑ）：ミキサ、２３（Ｉ，Ｑ）：ローパスフィルタ、２４（Ｉ，Ｑ）：増幅器、２５（Ｉ，Ｑ）：ＡＤ変換器、２６：離散フーリエ変換器、２７：補正用行列、２８：補正部
　３１：制御部、３２：ローカル信号生成部、３３：スワップ部
　

Claims (9)

  1. 　送信機において、互いに直交関係にある複数のサブキャリアを逆フーリエ変換して互いに直交関係にある送信Ｉチャネルベースバンド信号と送信Ｑチャネルベースバンド信号を生成し、該送信Ｉチャネルベースバンド信号と該送信Ｑチャネルベースバンド信号を直交変調した後に加算してＲＦ信号として送信し、
    　受信機において、ＲＦ信号を受信して直交復調することで受信Ｉチャネルベースバンド信号と受信Ｑチャネルベースバンド信号に分離し、該受信Ｉチャネルベースバンド信号と該受信Ｑチャネルベースバンド信号をフーリエ変換して、互いに直交関係にある複数のサブキャリアを生成させるＯＦＤＭダイレクトコンバージョン方式のＲＦ送受信装置における、ＩＱミスマッチ補正方法であって、
    　前記送信機のｋ番目のサブキャリアにデータを入力したときに得られる前記送信機の互いに直交関係にある第１の送信ベースバンド信号と第２の送信ベースバンド信号のうちの前記第１の送信ベースバンド信号を送信Ｉチャネルベースバンド信号とし、前記第２の送信ベースバンド信号を送信Ｑチャネルベースバンド信号としたパターン１の信号を生成し、かつ前記パターン１の信号の内の前記送信Ｉチャネルベースバンド信号を前記送信機のＩチャネルローカル信号で直交変調し、前記パターン１の信号の内の前記送信Ｑチャネルベースバンド信号を前記送信機のＱチャネルローカル信号で直交変調し、両直交変調された信号を加算してＲＦ信号としてループバック経由で前記受信機に入力させる第１のステップと、
    　前記第１の送信ベースバンド信号を送信Ｑチャネルベースバンド信号とし、前記第２の送信ベースバンド信号を送信Ｉチャネルベースバンド信号としたパターン２の信号を生成し、かつ前記パターン２の信号の内の前記送信Ｉチャネルベースバンド信号を前記Ｑチャネルローカル信号で直交変調し、前記パターン２の信号の内の前記送信Ｑチャネルベースバンド信号を前記Ｉチャネルローカル信号で直交変調し、両直交変調された信号を加算してＲＦ信号としてループバック経由で前記受信機に入力させる第２のステップとを備え、
    　前記第１のステップで得られた前記受信機の受信結果と、前記第２のステップで得られた前記受信機の受信結果とに基づき、前記送信機での利得誤差および位相誤差をキャンセルするとともに、前記受信機の補正用行列を求め、得られた該補正用行列によって前記受信機で得られるｋ番目のサブキャリアのデータに対して利得誤差および位相誤差を補正することを特徴とするＩＱミスマッチ補正方法。
  2. 　請求項１に記載のＩＱミスマッチ補正方法において、
    Figure JPOXMLDOC01-appb-I000001
    Figure JPOXMLDOC01-appb-I000002
    Figure JPOXMLDOC01-appb-I000003
    Figure JPOXMLDOC01-appb-I000004
    Figure JPOXMLDOC01-appb-I000005
    により、前記受信機の補正用行列としてのＫ1，Ｋ2，Ｋ* 1，Ｋ* 2を求めて、前記受信機のｋ番目のサブキャリアのデータに対して補正を行うことを特徴とするＩＱミスマッチ補正方法。
    　ただし、
    　＊は、複素共役である。
    　ＲK1 は、前記送信機のｋ番目のサブキャリアに配置したデータをｄｋとし、送信Ｉチャネルベースバンド信号をＴｘＩ１とし、送信Ｑチャネルベースバンド信号をＴｘＱ１とし、前記パターン１の信号を、
    Figure JPOXMLDOC01-appb-I000006
    Figure JPOXMLDOC01-appb-I000007
    とするとき、前記送信機から出力する前記ＲＦ信号をループバック経由で前記受信機に入力させて前記ｋ番目のサブキャリアに得られる受信データである。
    　Ｒ－ｋ1 は、前記パターン１の信号を用いるとき、ＩＱミスマッチのために前記受信機で－ｋ番目のサブキャリアに得られる受信データである。
    　Ｒｋ2 は、送信Ｉチャネルベースバンド信号をＴｘＩ２とし、送信Ｑチャネルベースバンド信号をＴｘＱ２とし、前記パターン２の信号を、
    Figure JPOXMLDOC01-appb-I000008
    とし、かつ前記送信機のローカル信号をＩチャネルとＱチャネルで互いに入れ替え、前記送信機から出力する前記ＲＦ信号をループバック経由で前記受信機に入力させたとき、前記受信機でｋ番目のサブキャリアに得られる受信データである。
    　Ｒ－ｋ2 は、前記パターン２の信号を用いかつ前記ローカル信号をＩチャネルとＱチャネルで互いに入れ替えた条件のとき、ＩＱミスマッチのために受信機で－ｋ番目のサブキャリアに得られる受信データである。
    　ｈは、前記受信機における利得誤差である。
    　ψは、前記受信機における位相誤差である。
    　Ｒｅ[　]は、実数部を示す。
    　Ｉｍ[　]は、虚数部を示す。
  3. 　請求項１に記載のＩＱミスマッチ補正方法において、
    　前記受信機のｋ番目のサブキャリアのデータを前記受信機の前記補正用行列によって補正した上で、前記パターン１の信号を生成し、かつ前記パターン１の信号の内の前記送信Ｉチャネルベースバンド信号を前記送信機のＩチャネルローカル信号で直交変調し、前記パターン１の信号の内の前記送信Ｑチャネルベースバンド信号を前記送信機のＱチャネルローカル信号で直交変調し、両直交変調された信号を加算してＲＦ信号としてループバック経由で前記受信機に入力させる第３のステップと、
    　前記受信機のｋ番目のサブキャリアのデータを前記受信機の前記補正用行列によって補正した上で、前記第１の送信ベースバンド信号を送信Ｉチャネルベースバンド信号とし、前記第２の送信ベースバンド信号の極性反転した信号を送信Ｑチャネルベースバンド信号としたパターン３の信号を生成し、前記パターン３の信号の内の前記送信Ｉチャネルベースバンド信号を前記送信機のＩチャネルローカル信号で直交変調し、前記パターン３の信号の内の前記送信Ｑチャネルベースバンド信号を前記送信機のＱチャネルローカル信号で直交変調し、両直交変調された信号を加算してＲＦ信号としてループバック経由で前記受信機に入力させる第４のステップとを備え、
    　前記第３のステップで得られた前記受信機の受信結果と、前記第４のステップで得られた前記受信機の受信結果基づき、前記送信機の補正用行列を求め、得られた該補正用行列により前記送信機のｋ番目のサブキャリアのデータに対して利得誤差および位相誤差を補正することを特徴とするＩＱミスマッチ補正方法。
  4. 　請求項２に記載のＩＱミスマッチ補正方法において、
    　前記受信機の補正用行列としてのＫ1，Ｋ2，Ｋ* 1，Ｋ* 2による補正を前記受信機のｋ番目のサブキャリアのデータについて行い、
    Figure JPOXMLDOC01-appb-I000009
    Figure JPOXMLDOC01-appb-I000010
    Figure JPOXMLDOC01-appb-I000011
    Figure JPOXMLDOC01-appb-I000012
    Figure JPOXMLDOC01-appb-I000013
    により、前記送信機の補正用行列としてのＪ1，Ｊ2，Ｊ* 1，Ｊ* 2を求めて、前記送信機のサブキャリアのデータに対して補正を行うことを特徴とするＩＱミスマッチ補正方法。
    　ただし、
    　ＲＣｋ1 は、前記送信機で前記パターン１の信号を用い、前記受信機の補正用行列としてのＫ1，Ｋ2，Ｋ* 1，Ｋ* 2による補正を前記受信機の各サブキャリアのデータについて行ったときの、前記受信機でｋ番目のサブキャリアに得られる受信データである。
    　ＲＣｋ3 は、送信Ｉチャネルベースバンド信号をＴｘＩ３とし、送信Ｑチャネルベースバンド信号をＴｘＱ３とし、パターン３の信号を
    Figure JPOXMLDOC01-appb-I000014
    として、前記送信機から出力するＲＦ信号をループバック経由で前記受信機に入力させ、前記受信機の補正用行列としてのＫ1，Ｋ2，Ｋ* 1，Ｋ* 2による補正を前記受信機の各サブキャリアのデータについて行ったときの、前記受信機でｋ番目のサブキャリアに得られる受信データである。
    　ｇは、前記送信機における利得誤差である。
    　φは、前記送信機における位相誤差である。
  5. 　請求項１に記載のＩＱミスマッチ補正方法において、
    　前記受信機のｋ番目のサブキャリアのデータを前記受信機の前記補正用行列によって補正した上で、前記パターン１の信号を生成し、かつ前記パターン１の信号の内の前記送信Ｉチャネルベースバンド信号を前記送信機のＩチャネルローカル信号で直交変調し、前記パターン１の信号の内の前記送信Ｑチャネルベースバンド信号を前記送信機のＱチャネルローカル信号で直交変調し、両直交変調された信号を加算してＲＦ信号としてループバック経由で前記受信機に入力させる第３Ａのステップと、
    　前記受信機のｋ番目のサブキャリアのデータを前記受信機の前記補正用行列によって補正した上で、前記第１の送信ベースバンド信号を送信Ｉチャネルベースバンド信号とし、前記第２の送信ベースバンド信号を送信Ｑチャネルベースバンド信号としたパターン３Ａの信号を生成し、前記パターン３Ａの信号の内の前記送信Ｉチャネルベースバンド信号を前記送信機のＩチャネルローカル信号で直交変調し、前記パターン３Ａの信号の内の前記送信Ｑチャネルベースバンド信号を前記送信機のＱチャネルローカル信号を極性反転した信号で直交変調し、両直交変調された信号を加算してＲＦ信号としてループバック経由で前記受信機に入力させる第４Ａのステップとを備え、
    　前記第３Ａのステップで得られた前記受信機の受信結果と、前記第４Ａのステップで得られた前記受信機の受信結果基づき、前記送信機の補正用行列を求め、得られた該補正用行列により前記送信機のｋ番目のサブキャリアのデータに対して利得誤差および位相誤差を補正することを特徴とするＩＱミスマッチ補正方法。
  6. 　請求項２に記載のＩＱミスマッチ補正方法において、
    　前記受信機の補正用行列としてのＫ1，Ｋ2，Ｋ* 1，Ｋ* 2による補正を前記受信機のｋ番目のサブキャリアのデータについて行い、
    Figure JPOXMLDOC01-appb-I000015
    Figure JPOXMLDOC01-appb-I000016
    Figure JPOXMLDOC01-appb-I000017
    Figure JPOXMLDOC01-appb-I000018
    Figure JPOXMLDOC01-appb-I000019
    により、前記送信機の補正用行列としてのＪ1，Ｊ2，Ｊ* 1，Ｊ* 2を求めて、前記送信機のサブキャリアのデータに対して補正を行うことを特徴とするＩＱミスマッチ補正方法。
    　ただし、
    　ＲＣｋ1 は、前記送信機で前記パターン１の信号を用い、前記受信機の補正用行列としてのＫ1，Ｋ2，Ｋ* 1，Ｋ* 2による補正を前記受信機の各サブキャリアのデータについて行ったときの、前記受信機でｋ番目のサブキャリアに得られる受信データである。
    　ＲＣｋ3 は、送信Ｉチャネルベースバンド信号をＴｘＩ３とし、送信Ｑチャネルベースバンド信号をＴｘＱ３とし、パターン３Ａの信号を
    Figure JPOXMLDOC01-appb-I000020
    とし、かつ前記送信器のローカル信号のうちのＱチャンネルのローカル信号の極性を反転して、前記送信機から出力するＲＦ信号をループバック経由で前記受信機に入力させ、前記受信機の補正用行列としてのＫ1，Ｋ2，Ｋ* 1，Ｋ* 2による補正を前記受信機の各サブキャリアのデータについて行ったときの、前記受信機でｋ番目のサブキャリアに得られる受信データである。
    　ｇは、前記送信機における利得誤差である。
    　φは、前記送信機における位相誤差である。
  7. 　互いに直交関係にある複数のサブキャリアを入力し逆フーリエ変換して互いに直交関係にある送信Ｉチャネルベースバンド信号と送信Ｑチャネルベースバンド信号とを生成する逆フーリエ変換手段と、該送信Ｉチャネルベースバンド信号をＩチャンネルローカル信号で直交変調するとともに前記送信Ｑチャネルベースバンド信号をＱチャンネルローカル信号で直交変調する直交変調手段と、該直交変調手段で該直交変調した後の両信号を加算してＲＦ信号にする加算手段とを備えた送信機と、
    　ＲＦ信号を受信して直交復調することで受信Ｉチャネルベースバンド信号と受信Ｑチャネルベースバンド信号に分離する直交復調手段と、該受信Ｉチャネルベースバンド信号と該受信Ｑチャネルベースバンド信号をフーリエ変換して互いに直交関係にある複数のサブキャリアを生成するフーリエ変換手段とを備えた受信機と、
    　を有するＯＦＤＭダイレクトコンバージョン方式のＲＦ送受信装置において、
    　前記送信機のｋ番目のサブキャリアにデータを入力したときに得られる前記送信機の互いに直交関係にある第１の送信ベースバンド信号と第２の送信ベースバンド信号のうちの前記第１の送信ベースバンド信号を送信Ｉチャネルベースバンド信号とし、前記第２の送信ベースバンド信号を送信Ｑチャネルベースバンド信号としたパターン１の信号を生成し、かつ前記パターン１の信号の内の前記送信Ｉチャネルベースバンド信号を前記送信機のＩチャネルローカル信号で直交変調し、前記パターン１の信号の内の前記送信Ｑチャネルベースバンド信号を前記送信機のＱチャネルローカル信号で直交変調し、両直交変調された信号を加算してＲＦ信号としてループバック経由で前記受信機に入力させる第１の制御手段と、
    　前記第１の送信ベースバンド信号を送信Ｑチャネルベースバンド信号とし、前記第２の送信ベースバンド信号を送信Ｉチャネルベースバンド信号としたパターン２の信号を生成し、かつ前記パターン２の信号の内の前記送信Ｉチャネルベースバンド信号を前記Ｑチャネルローカル信号で直交変調し、前記パターン２の信号の内の前記送信Ｑチャネルベースバンド信号を前記Ｉチャネルローカル信号で直交変調し、両直交変調された信号を加算してＲＦ信号としてループバック経由で前記受信機に入力させる第２の制御手段とを備え、
    　前記第１の制御手段で得られた前記受信機の受信結果と、前記第２の制御手段で得られた前記受信機の受信結果とに基づき、前記送信機での利得誤差および位相誤差をキャンセルするとともに、前記受信機の補正用行列を求め、得られた該補正用行列によって前記受信機で得られるｋ番目のサブキャリアのデータに対して利得誤差および位相誤差を補正することを特徴とするＲＦ送受信装置。
  8. 　請求項１に記載のＲＦ送受信装置において、
    　前記受信機のｋ番目のサブキャリアのデータを前記受信機の前記補正用行列によって補正した上で、前記パターン１の信号を生成し、かつ前記パターン１の信号の内の前記送信Ｉチャネルベースバンド信号を前記送信機のＩチャネルローカル信号で直交変調し、前記パターン１の信号の内の前記送信Ｑチャネルベースバンド信号を前記送信機のＱチャネルローカル信号で直交変調し、両直交変調された信号を加算してＲＦ信号としてループバック経由で前記受信機に入力させる第３の制御手段と、
    　前記受信機のｋ番目のサブキャリアのデータを前記受信機の前記補正用行列によって補正した上で、前記第１の送信ベースバンド信号を送信Ｉチャネルベースバンド信号とし、前記第２の送信ベースバンド信号の極性反転した信号を送信Ｑチャネルベースバンド信号としたパターン３の信号を生成し、前記パターン３の信号の内の前記送信Ｉチャネルベースバンド信号を前記送信機のＩチャネルローカル信号で直交変調し、前記パターン３の信号の内の前記送信Ｑチャネルベースバンド信号を前記送信機のＱチャネルローカル信号で直交変調し、両直交変調された信号を加算してＲＦ信号としてループバック経由で前記受信機に入力させる第４の制御手段とを備え、
    　前記第３の制御手段で得られた前記受信機の受信結果と、前記第４の制御手段で得られた前記受信機の受信結果基づき、前記送信機の補正用行列を求め、得られた該補正用行列により前記送信機のｋ番目のサブキャリアのデータに対して利得誤差および位相誤差を補正することを特徴とするＲＦ送受信装置。
  9. 　請求項１に記載のＲＦ送受信装置において、
    　前記受信機のｋ番目のサブキャリアのデータを前記受信機の前記補正用行列によって補正した上で、前記パターン１の信号を生成し、かつ前記パターン１の信号の内の前記送信Ｉチャネルベースバンド信号を前記送信機のＩチャネルローカル信号で直交変調し、前記パターン１の信号の内の前記送信Ｑチャネルベースバンド信号を前記送信機のＱチャネルローカル信号で直交変調し、両直交変調された信号を加算してＲＦ信号としてループバック経由で前記受信機に入力させる第３Ａの制御手段と、
    　前記受信機のｋ番目のサブキャリアのデータを前記受信機の前記補正用行列によって補正した上で、前記第１の送信ベースバンド信号を送信Ｉチャネルベースバンド信号とし、前記第２の送信ベースバンド信号を送信Ｑチャネルベースバンド信号としたパターン３Ａの信号を生成し、前記パターン３Ａの信号の内の前記送信Ｉチャネルベースバンド信号を前記送信機のＩチャネルローカル信号で直交変調し、前記パターン３Ａの信号の内の前記送信Ｑチャネルベースバンド信号を前記送信機のＱチャネルローカル信号を極性反転した信号で直交変調し、両直交変調された信号を加算してＲＦ信号としてループバック経由で前記受信機に入力させる第４Ａの制御手段とを備え、
    　前記第３Ａの制御手段で得られた前記受信機の受信結果と、前記第４Ａの制御手段で得られた前記受信機の受信結果基づき、前記送信機の補正用行列を求め、得られた該補正用行列により前記送信機のｋ番目のサブキャリアのデータに対して利得誤差および位相誤差を補正することを特徴とするＲＦ送受信装置。
    　
    　
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