WO2013011973A1 - Ｉｑミスマッチ補正方法およびｒｆ送受信装置 - Google Patents

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WO2013011973A1
WO2013011973A1 PCT/JP2012/068058 JP2012068058W WO2013011973A1 WO 2013011973 A1 WO2013011973 A1 WO 2013011973A1 JP 2012068058 W JP2012068058 W JP 2012068058W WO 2013011973 A1 WO2013011973 A1 WO 2013011973A1
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mismatch
channel
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receiver
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森良介
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川崎マイクロエレクトロニクス株式会社
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    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/16—Circuits
    • H04B1/30—Circuits for homodyne or synchrodyne receivers
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    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
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    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/36—Modulator circuits; Transmitter circuits
    • H04L27/362—Modulation using more than one carrier, e.g. with quadrature carriers, separately amplitude modulated
    • H04L27/364—Arrangements for overcoming imperfections in the modulator, e.g. quadrature error or unbalanced I and Q levels

Definitions

  • the present invention relates to an IQ mismatch correction method for correcting IQ mismatch generated in a transmitter-side quadrature modulator or a receiver-side quadrature demodulator of an RF transmission / reception apparatus, and an RF transmission / reception apparatus.
  • broadbandization per communication channel is in progress, including secondary modulation such as Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM).
  • secondary modulation such as Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM).
  • OFDM Orthogonal Frequency Division Multiplexing
  • MoCA Multimedia over Coax Alliance
  • MoCA 2.0 which is the next generation standard of MoCA 1.x, is an OFDM communication using a band of 100 MHz per communication channel. It is a system.
  • an upconverter and a downconverter for performing frequency conversion between the RF band and the baseband are included in the front end portion.
  • digital signals generated from the DSP are baseband analog signalized via a DA converter, then frequency converted to an RF band and transmitted to a medium such as a coaxial cable.
  • frequency conversion of the received analog signal in the RF band from the media to a baseband analog signal is performed, then digitalization is performed via the AD converter, and digital signal processing is performed by the DSP. .
  • the ability to use a low-spec DA / AD converter is the greatest advantage of the direct conversion method, but at the cost of increasing the demand for an up converter and a down converter.
  • One of them is the problem of IQ mismatch in the quadrature modulation / demodulation mixer.
  • the problem of IQ mismatch can be raised on both the transmitter side and the receiver side, it will be described below by taking the receiver side architecture shown in FIG. 12 as an example.
  • 12Rx is a receiving antenna
  • 5RxI is an I channel mixer
  • 5RxQ is a Q channel mixer
  • 6 is a local oscillator
  • 7Rx is a local signal source
  • 4RxI is an I channel lowpass filter
  • 4RxQ is a Q channel lowpass filter
  • 3RxI is an I channel side AD converter
  • 3RxQ is a Q channel side AD converter
  • 31Rx is an OFDM demodulator.
  • quadrature demodulation is performed by multiplying the received signal represented by (Equation 1) with two types of oscillation sine waves that are different in phase by exactly ⁇ / 2 that are output from the local signal source 7 Rx.
  • (Formula 1) j is an imaginary unit, and () * represents a conjugate complex number.
  • (Formula 1) j is an imaginary unit, and () * represents a conjugate complex number.
  • baseband signals generated by multiplying two types of sine waves are called an I channel signal and a Q channel signal, respectively. If the data path and the local signal path branched in two into I and Q shown in FIG. 12 are in an ideal state where there is no error in amplitude or phase, the received signal of (Equation 1) in this entire system is (Equation 3) If the low-pass filters 4RxI and 4RxQ are passed through, the baseband signal alone is extracted. Therefore, a signal that can be extracted as a baseband signal is the signal of (Expression 2) itself, and the transmission signal can be ideally restored by the receiver.
  • the output of the OFDM demodulation unit (DFT calculator) 31Rx can be expressed by the following (Expression 7) )become that way.
  • L is the number of subcarriers in OFDM communication
  • m is a subcarrier number.
  • an architecture that can achieve low current consumption is required to drive an RF transceiver with a battery.
  • an RF transceiver it is possible to achieve low current consumption without performing IQ quadrature modulation as represented by polar transmitters (Non-Patent Document 3) and out-fading transmitters (Non-Patent Document 4) in the transmitter.
  • An architecture like this is adopted.
  • a quadrature demodulator such as a direct conversion system is generally adopted as a receiver.
  • the polar transmitter and the outphasing transmitter are out of the scope of the present invention, and therefore the description thereof is omitted.
  • the transmitter does not have the problem of IQ mismatch and does not need correction.
  • the above-mentioned problems still remain in the receiver, and it is meaningful to propose means for correcting the IQ mismatch in the receiver.
  • the quadrature demodulator of the receiver has been proposed to be an architecture such as a sampling RF receiver as shown in (Non-Patent Document 3). Also in this case, the same problem as the quadrature demodulator using the conventional analog mixer remains, and is included in the above-mentioned quadrature demodulator in a broad sense.
  • the transmitter Tx outputs the output signal of the pilot signal generation unit 32 that generates a pilot signal as one of the subcarriers, the OFDM modulator 31 Tx, and the OFDM modulator 31 Tx and the known signal generation unit 33. It has a switch SW3 for switching to a known signal for propagation path estimation, a transmitter-side analog front end 34Tx for orthogonally modulating a baseband signal to an RF band signal, and a transmitting antenna 12Tx.
  • the receiver Rx includes a receiving antenna 12 Rx, a receiver-side analog front end 34 Rx that orthogonally demodulates a received signal into a baseband signal, an OFDM demodulator 31 Rx, a propagation path estimation unit 36, and a propagation path equalization unit 35. .
  • the problems of this technology include the following. (1) A specific known signal is required, and has communication protocol dependency. (2) IQ mismatch in the quadrature modulator on the transmitter side and IQ mismatch in the quadrature demodulator on the receiver side are not necessarily individually corrected. That is, the IQ mismatch remains on both sides, and correction is made as the transceiver as a whole. (3) Due to the above two points, when communication is performed from a specific transmitter to another receiver, re-estimation / re-correction is required. (4) In addition, all receivers need to implement the same algorithm and have poor interoperability. That is, some sort of unified arrangement between different system vendors and device vendors participating in the standard is required.
  • Non-Patent Document 1 Non-Patent Document 2
  • a part of the transmission signal is taken out by the coupler 9, amplified by the loopback amplifier 11, and subjected to feedback, thereby orthogonalizing the transmission path 37.
  • the transmitter-side mismatch equalizer 38 is inserted before the DA converters 3TxI and 3TxQ in the transmission path 37, and the transmitter-side mismatch estimator 40 is inserted at the output of the feedback path 39. In the feedback path 39, it is necessary to prevent the occurrence of inadvertent IQ mismatch in the feedback path.
  • the signal frequency is once downconverted to the IF frequency by the local oscillator 41 and the mixer 42 oscillating at a frequency different from that of the local oscillator 6 used in the quadrature modulator of the transmission path 37, and passed through the low pass filter 43. Then, a single AD converter 44 digitizes the signal. As a result, the local signal oscillated by the digital oscillator 45 without mismatch, the mixers 46 and 47, and the phase shifter 48 are used to separate the I and Q components of the baseband.
  • the transmitter side mismatch can be corrected with a single device by devising the mismatch estimation method while making use of the actual signal characteristics using a wide band such as OFDM. And, the problem of losing interoperability as in the first prior art is eliminated.
  • Equation 10 The Fourier transform of (Equation 9) gives (Equation 10).
  • U ( ⁇ ), S I ( ⁇ ), S Q ( ⁇ ), H TXI ( ⁇ ) and H TXQ ( ⁇ ) are the Fourier transforms of u, s I , s Q , h TXI , h TXQ respectively is there.
  • an OFDM signal is taken as S I ( ⁇ ) and S Q ( ⁇ ) for simplicity.
  • d m and d -m be the complex symbols transmitted on the m-th subcarrier and the -m-th subcarrier, and focusing only on the m-th subcarrier and the -m-th subcarrier, s I and s Q are It is expressed as (Equation 11).
  • Equation 13 The second item of the equation disappears, and it becomes as shown in (Equation 13), and it turns out that it is an ideal transmission state.
  • Equation 19 the impulse response f TX and the constant ⁇ TX in FIG. 17 are expressed by (Expression 19).
  • F ⁇ 1 represents an inverse Fourier transform.
  • a delay 381 in FIG. 17 is inserted to cancel the delay of the impulse response f TX between the I channel and the Q channel.
  • H ⁇ ( ⁇ ), H ⁇ ( ⁇ ) and a correction function V TX ( ⁇ ) are defined as (Equation 20).
  • the coupler 9 subsequent passes in 14 contribution of these in the denominator molecules V TX (omega) since it is common that between the I-channel, Q-channel is reduced fraction, V TX (omega) is (formula 17) Will match.
  • F represents a Fourier transform in (Equation 20)
  • ⁇ represents an estimated value.
  • the transmitter-side mismatch equalizer 38 is configured using V TX ( ⁇ ) of this (Equation 20).
  • the problems of this technology include the following. (1) As shown in FIG. 14, two types of oscillators, local oscillator 6 and 41, are required as oscillators. Since the oscillator is usually configured by a PLL, there is a resource overhead of this amount. (2) Furthermore, as shown in FIG. 14, it is necessary to provide a feedback path dedicated to calibration. Although the receiver side can be a direct conversion system compatible with a wide band, resources for feedback paths dedicated to calibration are required, and there is an overhead for this.
  • Patent Document 2 The third prior art example is a technology as shown in FIG. 19 in which both transmission and reception are direct conversion schemes, and provided with a mismatch estimator 51, a transmitter side mismatch equalizer 52Tx, and a receiver side mismatch equalizer 52Rx. This point is similar to the present invention described later. In this case, there is no lack of interoperability as in the problem of the first prior art, and all the problems of the second prior art can be overcome.
  • the correction mechanism in this technique is described below.
  • a loopback delay is attached between the baseband signals p I and p Q and the signals y I and y Q in FIG. Therefore, the correlation function is calculated by the delay time estimation unit 511 in the mismatch estimator 51 shown in FIG. 20, and the place where the degree of correlation is high is determined as the delay amount of the signals p I and p Q in the delay time compensation unit 512.
  • the transmission signal is looped back at both 0 and ⁇ / 2 of the phase shift of the variable phase shifter 701 in the local signal source 7 Rx in FIG. Then, it is transmitted to the equivalent parameter calculation unit 513 in the mismatch estimation unit 51 shown in FIG.
  • a means for solving multidimensional non-simultaneous equations is as described in paragraph 0109 of Patent Document 2, but generally the amount of calculation is large, and when it is implemented in hardware, the circuit scale is growing.
  • the delay time estimation unit 511 In order to overcome the above problems, the delay time estimation unit 511 must have a means for correlating each subcarrier, and the circuit scale becomes large.
  • JP 2008-252301 A JP, 2008-022243, A
  • An object of the present invention is to make it possible to easily correct IQ mismatch by a resource-saving digital signal processing technology that makes use of the merits of a miniaturized CMOS process.
  • an RF transmitting and receiving apparatus adopting an orthogonal modulation scheme for both the transceiver and the RF transmitting and receiving apparatus adopting correction for the IQ mismatch between the two for only the receiver.
  • the idea is to make it easy to correct each of the IQ mismatches.
  • the transmitter side is provided with an orthogonal modulator for orthogonally modulating the transmission I channel signal and the transmission Q channel signal
  • the receiver side receives I
  • a method of IQ mismatch correction in an RF transmitting and receiving apparatus including an orthogonal demodulator for orthogonally demodulating a channel signal and a received Q channel signal, comprising: from the input side to the output side of the orthogonal modulator; and from the input side of the orthogonal demodulator
  • the first transfer characteristic of the path leading to the output side is estimated, and a transmitter-side correction coefficient for correcting the mismatch between the transmission I channel signal and the transmission Q channel signal is calculated in advance at the input side of the quadrature modulator, and then
  • the transmission I channel signal and the transmission Q channel signal corrected by the transmitter side correction coefficient are input to the quadrature modulator, and from the input side of the quadrature modulator
  • the receiver side correction function is calculated on the output side of the quadrature demodulator using the receiver side correction function to correct the mismatch between the received I channel signal and the received Q channel signal.
  • the invention according to claim 2 is the IQ mismatch correction method according to claim 1, wherein the calculation of the transmitter-side correction function is performed using local signals input to the I channel mixer and the Q channel mixer of the quadrature modulator.
  • Normal state 1 which does not swap and does not reverse the polarity of the respective local signals input to the I channel mixer and the Q channel mixer of the quadrature demodulator, and a local signal input to the I channel mixer and the Q channel mixer of the quadrature modulator Normal state 2 in which one of the local signals input to the I-channel mixer and the Q-channel mixer of the quadrature demodulator is inverted, and the I-channel mixer and the Q-channel mixer of the quadrature modulator Swap the input local signal, and the I channel of the quadrature demodulator Swap state 1 that does not invert the polarity of each local signal input to the I channel and the Q channel mixer, and swap the local signal input to the I channel mixer and Q channel mixer of the quadrature modulator, and I channel of the quadrature demodulator Swap states 2 obtained by inverting the polarity of one of the local signals input to the mixer and the Q channel mixer are respectively set, and calculation is performed using four transfer characteristics obtained in each state.
  • the invention according to claim 3 is the IQ mismatch correction method according to claim 2, wherein the calculation of the receiver side correction function can be obtained in each of the normal state 1 and the normal state 2 again. It is characterized in that it is calculated using two transfer characteristics.
  • the RF transmitting / receiving apparatus of the invention according to claim 4 comprises an orthogonal modulator for orthogonally modulating the transmission I channel signal and the transmission Q channel signal on the transmitter side, and orthogonalizes the reception I channel signal and the reception Q channel signal on the receiver side.
  • an RF transmitting and receiving apparatus including an orthogonal demodulator for demodulating, feedback path forming means for forming a feedback path from the output side of the orthogonal modulator to the input side of the orthogonal demodulator, an I channel mixer of the orthogonal modulator, A swapping switch for selecting one of a normal state in which each local signal is input as it is to a Q channel mixer and a swap state in which each local signal is exchanged and input, I channel mixer and Q of the quadrature demodulator
  • Each local signal input to the channel mixer is Switching means for selecting one of the non-switching state in which the signal is input as it is and the switching state in which one of the local signals is subjected to polarity inversion and input, and the transmitter side correction coefficient at the input side of the quadrature modulator Transmitter-side mismatch equalizer for correcting mismatch between signal and transmission Q channel signal in advance, and receiver for correcting mismatch between reception I channel signal and reception Q channel signal by receiver side correction coefficient at the output side of the quad
  • a signal and the transmission Q channel signal are input to the quadrature modulator, and the switching means is switched in a path from the input side of the quadrature modulator to the output side of the quadrature demodulator via the feedback path; Providing a mismatch estimation unit that estimates the transfer characteristics of the second channel and calculates the receiver-side correction function to improve the IRR using the result of the second-round estimation, and then calculates the receiver-side correction coefficient. It features.
  • the invention according to claim 5 is the RF transmitting / receiving apparatus according to claim 4, wherein the calculation of the transmitter-side correction function is performed by setting the swapping switch to the normal state and setting the switching unit to the non-switching state.
  • the invention according to claim 6 is the RF transmitting / receiving apparatus according to claim 5, wherein the calculation of the receiver side correction function is performed again by setting the normal state 1 and the normal state 2 again. It is characterized in that it is calculated using each transfer characteristic.
  • the invention according to claim 7 comprises a transmitter having a block for controlling the phase of an output signal and a block for controlling the amplitude of the output signal, and an orthogonal demodulator for orthogonally demodulating a received I channel signal and a received Q channel signal.
  • An IQ mismatch correction method in an RF transmitting and receiving apparatus comprising: a third receiver of a path from the input side of the transmitter to the output side and further from the input side to the output side of the quadrature demodulator; The characteristic is estimated, and using the result of the estimation, a receiver side correction function for IRR improvement is calculated, and using the receiver side correction function, the received I channel signal at the output side of the quadrature demodulator And calculating a receiver-side correction coefficient for correcting the mismatch of the received Q channel signal.
  • the invention according to claim 8 is the IQ mismatch correction method according to claim 7, wherein the calculation of the receiver side correction function is performed by using local signals input to the I channel mixer and the Q channel mixer of the quadrature demodulator.
  • the normal state 3 in which the polarity is not reversed and the normal state 4 in which one of the local signals input to the I channel mixer and the Q channel mixer of the quadrature demodulator is polarity reversed are set, respectively. It is characterized in that it is calculated using each transfer characteristic.
  • the invention according to claim 9 comprises a transmitter having a block for controlling the phase of an output signal and a block for controlling the amplitude of the output signal, and an orthogonal demodulator for orthogonally demodulating a received I channel signal and a received Q channel signal.
  • a feedback path forming means for forming a feedback path from the output side of the transmitter to the input side of the receiver; an I channel mixer and a Q channel of the quadrature demodulator; Switching means for selecting one of a non-switching state in which each local signal input to the mixer is input as it is and a switching state in which one of the local signals is input after inverting its polarity, and the output side of the quadrature demodulator Receiver-side mismatch, etc.
  • a third transfer characteristic is estimated by switching the switching means in a path from the transmitter to the output side of the quadrature demodulator of the receiver via the feedback path forming means, and a result of the estimation And a mismatch estimation unit that calculates the receiver-side correction coefficient after calculating the receiver-side correction function to improve the IRR.
  • IQ mismatch correction can be performed in a single RF transceiver, overhead due to the presence of calibration dedicated loopback and multiple local oscillators can be eliminated. Further, since estimation of the transfer characteristic is performed by setting switching of the swapping switch or the switching means, there is no need to correlate the transmission signal with the feedback signal. As a result, IQ mismatch correction can be performed on both the easy-to-mount transceiver and the receiver only by utilizing the merits of the miniaturized CMOS process.
  • FIG. 5 is an operation waveform diagram of the local signal source of FIG. 2
  • FIG. 6 is an operation waveform diagram of a local signal source in normal states 1 and 2 and swap states 1 and 2 of the RF transmitting and receiving apparatus of FIG. 1. It is explanatory drawing of the equivalent mathematical model in the normal states 1 and 2 of RF transmitting / receiving apparatus of FIG. It is explanatory drawing of the equivalent mathematical model in the swap states 1 and 2 of RF transmitting / receiving apparatus of FIG. FIG.
  • FIG. 5 is an explanatory diagram of an impulse response model in normal states 1 and 2 and swap states 1 and 2 of the RF transmitting and receiving apparatus of FIG. 1; It is explanatory drawing of an example of the transmitter side mismatch equalizer of RF transmitting / receiving apparatus of FIG. It is explanatory drawing of an example of the receiver side mismatch equalizer of RF transmitting / receiving apparatus of FIG. It is a frequency characteristic figure of an example of transmitting side IRR of RF transmitting and receiving apparatus of FIG. It is a frequency characteristic figure of an example of receiving side IRR of RF transmitting and receiving apparatus of FIG. It is a block diagram of the conventional RF receiver. It is a block diagram of RF transmitting / receiving apparatus (patent document 1) of a 1st prior art example.
  • FIG. 21 is a block diagram of a mismatch estimator of the RF transmitting and receiving apparatus of FIG. 19;
  • the IQ mismatch correction method of the present invention corrects transmitter-side IQ mismatch and then corrects receiver-side mismatch.
  • a first transfer characteristic of a path from the input side to the output side of the quadrature modulator and further from the input side to the output side of the quadrature demodulator is estimated.
  • the transmitter side correction function for IRR improvement is calculated using the result of the estimation, and the transmission I channel signal and the transmission Q channel signal are preliminarily obtained at the input side of the quadrature modulator using the transmitter side correction function.
  • a transmitter-side correction function is calculated to correct the mismatch of.
  • the transmission I channel signal and Q channel signal corrected by the transmitter side correction coefficient are input to the quadrature modulator, and the path from the input side to the output side of the quadrature modulator and from the input side to the output side of the quadrature demodulator Estimate the second transfer function of And the receiver side correction function for IRR improvement is calculated using the result. Finally, using the receiver-side correction function, a receiver-side correction coefficient for correcting the mismatch between the received I channel signal and the received Q channel signal is calculated at the output side of the quadrature demodulator. Specifically, the following method is used. (1) A known signal as in the first prior art is required, and a system with poor interoperability is not adopted, and closed IQ mismatch correction is performed by individual transceivers.
  • both the transmission and reception as in the third prior art adopt orthogonal modulation and demodulation such as direct conversion.
  • Applications that aim to achieve low current consumption, such as mobile terminals adopt methods such as polar modulation or out-fading modulation on the transmitting side and orthogonal modulation and demodulation methods such as direct conversion on the receiving side.
  • overhead due to the presence of a plurality of local oscillators as in the case of the calibration dedicated loopback path and the second prior art is simultaneously eliminated.
  • the estimation method uses a method using statistical averaging, a least squares method, or the like as introduced in the second conventional example.
  • the IQ mismatch on the receiver side is then equalized.
  • FIG. 1 is a schematic view of an embodiment of a wideband RF transceiver which adopts orthogonal modulation / demodulation such as direct conversion on both the transmitter side and the receiver side, which is the object of the present invention.
  • orthogonal modulation / demodulation such as direct conversion on both the transmitter side and the receiver side
  • 1, 1 is a mismatch estimator
  • 2Tx is a transmitter mismatch equalizer
  • 2Rx is a receiver mismatch equalizer
  • 3TxI is a transmitter I channel DA converter
  • 3TxQ is a transmitter Q channel DA converter
  • 3RxI is Receiver side I channel AD converter
  • 3RxQ is receiver side Q channel AD converter
  • 4TxI is transmitter side I channel low pass filter
  • 4TxQ is transmitter side Q channel low pass filter
  • 4RxI is receiver side I channel lowpass filter
  • 4RxQ is 4RxQ Receiver side Q channel low pass filter
  • 5TxI is transmitter side I channel mixer
  • 5TxQ is transmitter side Q channel mixer
  • 5RxI is receiver side I channel mixer
  • 5RxQ is receiver side Q channel mixer
  • 6 is local oscillator
  • 7 x is a quadrature demodulator side local signal source
  • 8 is a transmitter side adder
  • the quadrature modulator includes an I channel mixer 5TxI, a Q channel mixer 5TxQ, a local signal source 7Tx, and an adder 8. Further, the quadrature demodulator is configured of an I channel mixer 5RxI, a Q channel mixer 5RxQ, and a local signal source 7Rx. Also, here, the mismatch component is indicated by transmitter side amplitude mismatch g TX , transmitter side phase mismatch ⁇ TX , receiver side amplitude mismatch g RX , and receiver side phase mismatch ⁇ RX . Further, at the time of mismatch estimation to be described later, the switch SW2 is switched to the loopback amplifier 11 side as illustrated.
  • FIG. 2 shows a detailed circuit of the local oscillator 6 and the local signal source 7 Tx on the quadrature modulator side in the present invention.
  • the local oscillator 6 comprises a voltage control oscillator 61 and a divide-by-two frequency divider 62 that divides a sine wave oscillated there.
  • the transmitter-side local signal source 7Tx includes DFF circuits 71 and 72 connected to form a frequency divider, swapping switches 73 and 74, and DFF circuits 75I and 75Q which function as output latches.
  • the swapping switches 73 and 74 are provided in the local signal source 7Tx constituting the quadrature modulator on the transmitter side. Set up.
  • the differential outputs AP and AN of the DFF circuit 71 are input to the latch 75I, and the differential outputs BP and BN of the DFF circuit 72 are input to the latch 75Q.
  • the differential outputs AP and AN of the DFF circuit 71 are input to the latch 75Q, and the differential outputs BP and BN of the DFF circuit 72 are input to the latch 75I. That is, in the swap state, the I channel local signal and the Q channel local signal are interchanged.
  • a local signal having a frequency of 1 ⁇ 4 of the output clock CKP of the voltage controlled oscillator 61 is generated.
  • a switching means (not shown) is provided which can invert the local signal (exchange differential local signals) at least on either the I channel side or the Q channel side. deep.
  • the switching means can be realized, for example, by means similar to the swapping switches 73 and 74. In that case, the switching of the polarity is realized by exchanging the signals on the plus side and the minus side of the differential signal I (or Q).
  • FIG. 4 shows the relationship between the output waveforms of the local signal sources 7Tx and 7Rx when the swapping switches 73 and 74 in FIG. 2 are in the normal state (solid line) and the swap state (dotted line).
  • the transmitter side phase mismatch ⁇ TX and the receiver side phase mismatch ⁇ RX are clearly shown.
  • a switching means capable of inverting the local signal is provided on the I channel side.
  • FIG. 5 is an equivalent mathematical model when the swapping switches 73 and 74 in FIG. 2 are in the normal state (solid line), and FIG. 6 is a diagram when the swapping switches 73 and 74 in FIG. It is an equivalent mathematical model.
  • l l RE + j l IM in FIGS. 5 and 6 represents the signal transfer characteristics of the coupler 9 and the loopback amplifier 11, that is, the complex impulse response.
  • FIG. 5 showing the normal state, for example, signal transmission in the time domain in the path from s I , s Q to z when the local input on the I channel side of the quadrature demodulator side local signal source 7 Rx is inverted.
  • the transfer characteristic is as shown in (Equation 24).
  • r I and r Q in FIG. 6 can be expressed as in Expression 26 using s I and s Q and l RE and l IM .
  • H ⁇ -N 1 , H ⁇ -N 1 , H ⁇ -N 2 , H ⁇ -N 2 , H ⁇ -S 1 , H ⁇ -S1 , H ⁇ -S2 and H ⁇ -S2 have been defined.
  • Normal state 1 In the normal state, the local input on the I channel side of the quadrature demodulator is forward rotation (normal state 2): In the normal state, the local input on the I channel side of the quadrature demodulator is reversed (swap state 1): Swap The local input on the I channel side of the quadrature demodulator in the state is non-inverted (swap state 2): The impulse response model in the four states where the local input on the I channel side of the quadrature demodulator is in reverse in the swap state is as shown in FIG. When expressed, these are given by (Equation 31).
  • F represents a Fourier transform.
  • ⁇ represents an estimated value, which is a value to be estimated by a method using a statistical average, a least squares method, or the like as in the second conventional example.
  • Normal state 1 In the normal state, the local input on the I channel side of the quadrature demodulator is forward rotation (normal state 2): In the normal state, the local input on the I channel side of the quadrature demodulator is reversed (swap state 1): Swap The local input on the I channel side of the quadrature demodulator in the state is non-inverted (swap state 2): Four states are defined in which the local input on the I channel side of the quadrature demodulator is inverted in the swap state. The impulse response was estimated and corrected using the estimation results.
  • Normal state 1 In the normal state, the local input on the Q channel side of the quadrature demodulator is forward rotation (normal state 2): In the normal state, the local input on the Q channel side of the quadrature demodulator is inverted (swap state 1): Swap In the state, the local input on the Q channel side of the quadrature demodulator may be non-inverted (swap state 2): the local input on the Q channel side of the quadrature demodulator may be inverted in the swap state.
  • Normal state 1 In the normal state, the local input on the I, Q channel side of the quadrature demodulator is non-inverting (normal state 2): In the normal state, the local input on the I channel side of the quadrature demodulator is inverted (swap state 1 ): The local input on the I, Q channel side of the quadrature demodulator in the swap state is forward rotation (swap state 2): The local input on the Q channel side of the quadrature demodulator may be reversed in the swap state.
  • the polarity of the local input on the I, Q channel side of the quadrature demodulator can be switched forward or reverse.
  • Normal state 1 In the normal state, the local input on the I, Q channel side of the quadrature demodulator is non-inverting
  • normal state 2 In the normal state, the local input on the Q channel side of the quadrature demodulator is inverted (swap state 1 ): The local input on the I, Q channel side of the quadrature demodulator in the swap state is forward rotation (swap state 2): The local input on only the I channel side of the quadrature demodulator may be reversed in the swap state.
  • the result of the final term of (Eq. 32) can be derived, and the transmitter-side IQ mismatch can be corrected.
  • H ⁇ -N 1 -post , H ⁇ -N 1 -post , H ⁇ -N 2 -post and H ⁇ -N 2 -post are defined in (Expression 34) and (Expression 35), but these are
  • the impulse response model is the value to be expressed by Equation 36 using the impulse response estimated in FIG.
  • the calculation result can be viewed as corresponding to (Equation 17) on the transmitter side of the correction function on the receiver side, and can also be used as a function to improve the IRR as in the case of the transmitter. That is, the calculation result of V RX ( ⁇ ) is appropriately divided into C I ( ⁇ ) and C Q ( ⁇ ) and inverse Fourier transform is performed to obtain transmitter side mismatch equalizer 2Tx in FIG.
  • the receiver side mismatch equalizer 2Rx can be configured in the same way as the circuit shown in FIG.
  • the fact that the contents of the above-mentioned invention are correct was demonstrated by numerical simulation in a form conforming to the MoCA 2.0 standard. However, simulation conditions are as follows. (1) The mismatch parameters g TX , ⁇ TX , g RX and ⁇ RX shown in FIG. 1 were 1.05, 5 °, 0.95 and -5 °, respectively. (2) The low-pass filters 4TxI and 4TxQ shown in FIG. 1 are the 4th-order Butterworth type low-pass filters, and mismatches are set so as to have cut-off frequencies of 50 MHz and 52 MHz, respectively. (3) The low-pass filters 4RxI and 4RxQ shown in FIG.
  • the sampling frequency of the DA converters 3TxI and 3TxQ and the AD converters 3RxI and 3RxQ shown in FIG. 1 is 200 MHz. However, the data sample is not quantized. (6)
  • V TX ( ⁇ ) and V RX ( ⁇ ) are respectively obtained as discrete values at intervals of 200/64 [MHz].
  • the transmitter-side mismatch equalizer 2Tx is configured as shown in FIG. 21 is a 32 clock delay and 22 is a 64 tap FIR filter.
  • the discrete inverse Fourier transform of V TX ( ⁇ ) is v TX [1:64]
  • Re represents a real part.
  • the FIR filter 22 and the delay unit 21 operate at 200 MHz.
  • the receiver side mismatch equalizer 2Rx is configured as shown in FIG.
  • FIG. 10 and FIG. 11 The improvement effect of IRR on the receiver side and the transmitter side in the above simulation is shown in FIG. 10 and FIG. 11, respectively.
  • the legend ⁇ is before equalizer insertion
  • the legend ⁇ is after equalizer insertion. It can be seen that IRR improvement results can be seen over the entire frequency region on both the receiver side and the transmitter side.

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Abstract

【課題】微細化ＣＭＯＳプロセスのメリットを生かした省リソースなデジタル信号処理技術を駆使した実装容易な送受信両方のＩＱミスマッチを補正する。 【解決手段】直交変調器の出力側から直交復調器の入力側に至るフィードバック経路を設けて、直交変調器の入力側からフィードバック経路を経由して前記直交復調器の出力側に至る経路の第１の伝達特性を推定し、ＩＲＲ向上のための送信機側補正関数を算出してから送信機側補正係数を算出する。次いで、送信機側補正係数で補正した送信Ｉチャネル信号と送信Ｑチャネル信号を直交変調器に入力し、前記と同じ経路の第２の伝達特性を再度推定し、ＩＲＲ向上のための受信機側補正関数を算出してから受信機側補正係数を算出する。

Description

ＩＱミスマッチ補正方法およびＲＦ送受信装置
　本発明は、ＲＦ送受信装置の送信機側直交変調器や受信機側直交復調器で発生するＩＱミスマッチを補正するＩＱミスマッチ補正方法およびＲＦ送受信装置に関する。
　有線および無線のデジタル変復調ＲＦ帯通信システムおいて、高スループットを実現するためにＯＦＤＭ（Orthognal Frequency Division Multiplexing）などの２次変調を含む、１通信チャネルあたりの広帯域化が進行している。宅内における同軸ケーブルを通信媒体として使用したMoＣA（Multimedia over Ｃoax Alliance）規格などがその一例であり、MoＣA1.xの次世代規格にあたるMoＣA2.0規格は１通信チャネルあたり100ＭＨｚの帯域を使用したＯＦＤＭ通信システムである。
　ＲＦ帯を利用した通信では、送受信機においてはＲＦ帯とベースバンド帯との周波数変換を行うアップコンバータおよびダウンコンバータがそのフロントエンド部に含まれる。送信機側では、ＤＳＰから生成されるデジタル信号が、ＤＡコンバータを介してベースバンドアナログ信号化され、その後ＲＦ帯へと周波数変換され、同軸ケーブルなどのメディアに送信される。一方で受信機側では、メディアからのＲＦ帯の受信アナログ信号をベースバンドアナログ信号へと周波数変換し、その後ＡＤコンバータを介してデジタル信号化され、ＤＳＰにてデジタル信号処理が行われることになる。
　このアップコンバータおよびダウンコンバータには、従来様々なアーキテクチャが採用されてきた。特に、上述の近年の広帯域通信への進行によって、ダイレクトコンバージョン方式（ホモダイン方式またはZero-IF方式とも呼ばれる場合がある）がさかんに採用されるようになってきた。ダイレクトコンバージョン方式のメリットとしては、ＤＡコンバータおよびＡＤコンバータの変換スピードが半分に緩和できるということが挙げられる。すなわち、シャノンの標本化定理によれば、変換周波数の半分までの帯域の信号までの変復調可能な信号の変換しかできないので、上記MoＣA2.0規格を例にとれば、最低でも２００Ｍｓｐｓの変換レートが必要になってくる。しかしながら、ダイレクトコンバージョン方式では、１００ＭＨｚ幅のＲＦ帯信号を半分の５０ＭＨｚのベースバンド信号として扱うことができるため、ＤＡ・ＡＤコンバータに要求される性能としては最低１００Ｍｓｐｓと緩和できる。
　このように、低スペックなＤＡ・ＡＤコンバータが使用できる点が、ダイレクトコンバージョン方式の最大のメリットであるが、その代償として、アップコンバータおよびダウンコンバータに求められる要求が高まる。その１つが直交変復調ミキサにおけるＩＱミスマッチの問題である。ＩQミスマッチの問題は送信機側・受信機側ともに挙げられるものであるが、図１２に示す受信機側アーキテクチャを例にとって以下に説明する。
　図１２において、１２Ｒｘは受信アンテナ、５ＲｘＩはＩチャネル側ミキサ、５ＲｘＱはＱチャネル側ミキサ、６はローカル発振器、７Ｒｘはローカル信号源、４ＲｘＩはＩチャネル側ローパスフィルタ、４ＲｘＱはＱチャネル側ローパスフィルタ、３ＲｘＩはＩチャネル側ＡＤコンバータ、３ＲｘＱはＱチャネル側ＡＤコンバータ、３１ＲｘはＯＦＤＭ復調器である。
　この受信機では、理想的には、直交復調はローカル信号源７Ｒｘから出力するちょうどπ／２だけ位相の異なる２種類の発振正弦波を、（式１）で表される受信信号に掛け合わせることによって行われる。ただし、（式１）でｊは虚数単位、()*は共役複素数を表している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000001
ただし、
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000002
である。
　図１２に示すように、２種類の正弦波を掛け合わせることによって生成されるベースバンド信号をそれぞれＩチャネル信号、Ｑチャネル信号と呼ぶ。図１２に示すＩ，Ｑに２分岐したデータパスやローカル信号経路が、振幅や位相の誤差がない理想的な状態であれば、この系全体で（式１）の受信信号に（式３）のローカル信号を乗算し、ローパスフィルタ４ＲｘＩ，４ＲｘＱを通過させれば、ベースバンド帯信号だけが取り出される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000003
　したがって、ベースバンド信号として取り出せる信号は、（式２）の信号そのものとなり、送信信号が受信機によって理想的に復元できる。
　しかしながら、データパスやローカル信号源７Ｒｘの経路において、振幅誤差ｇRXや位相誤差φRXがある場合は、事情は異なる。非理想的なローカル信号として（式４）の信号を受信信号に掛け合わせることになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000004
　受信信号（式１）と非理想ローカル信号（式４）を掛け合わせ、ローパスフィルタ４ＲｘＩ，４ＲｘＱを通過させることによって取り出せる信号は、（式５）のようになってしまう。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000005
ただし、
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000006
である。
　（式５）の信号をＡＤ変換し標本化した信号をｙ[n]としたとき、ＯＦＤＭ復調部（ＤＦＴ演算器）３１Ｒｘの出力は、離散フーリエ変換の式に当てはめると、以下の（式7）のようになる。ただし、ＬはＯＦＤＭ通信におけるサブキャリア数、mはサブキャリア番号である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000007
　（式７）から分かるように、サブキャリア番号mの通信においてＤＣを対称点としたミラー周波数－ｍ番目の通信信号成分が係数Ｋ2の重み分妨害波（イメージ信号と呼ばれる）として混入してしまう。逆もまたしかりで、サブキャリア番号－ｍの通信においては、係数Ｋ2重み分ｍ番目の通信信号が混入してしまう。（式６）から明らかなように、振幅誤差ｇRXや位相誤差φRXが大きくなればなるほどこの重みＫ2は大きくなり、本来通信したい信号の妨げとなる。この妨害の指標として一般にＩＲＲ（Image Rejection Ratio）が（式８）として定義されている。ＩＲＲが低いことは通信スループットを落とすことを意味する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000008
　例えば、近年の微細化ＣＭＯＳプロセスにおいては、どのようにレイアウトを対称に描こうとも、製造プロセスのばらつきによって、規格で求められるよりも低いＩＲＲとなってしまう。例えば、MoＣA2.0など昨今の数百Ｍｂｐｓクラスの通信規格で要求されるＩＲＲが５０ｄＢ～６０ｄＢといった値は、そのままでは達成できない。上記の例では受信機側を取り上げたが、送信機側でのＩＱミスマッチにおいても同じことが言える。
　このことにつき、後に従来技術として紹介するように、このダイレクトコンバージョンＲＦ送受信機におけるＩＱミスマッチを、アナログ的にもしくはデジタル信号処理的に補正する様々な手段が従来提案されている。しかし、送受信両方の補正を同時に行う手段の提案は稀少である。
　また、モバイル端末などでは電池でＲＦ送受信機を駆動するため低消費電流を達成できるようなアーキテクチャが求められる。このようなＲＦ送受信機では、送信機にポーラ送信機（非特許文献３）やアウトフェージング送信機（非特許文献４）に代表されるようなＩＱ直交変調を行わなわず低消費電流を達成できるようなアーキテクチャが採用される。この場合にも、受信機にダイレクトコンバージョン方式などの直交復調器を採用するのが通例である。ポーラ送信機やアウトフェージング送信機については、本発明の請求範囲外であるので説明を省略する。
　この場合は送信機ではＩＱミスマッチの問題は無くなり補正の必要はない。しかし、受信機においてはなおも上述の問題は残り、受信機におけるＩＱミスマッチの補正手段を提案することは有意義である。
　なお近年、受信機の直交復調器は（非特許文献３）に示されているようなサンプリングＲＦ受信機といったアーキテクチャも提案されるようになってきている。これにおいても従来のアナログミキサを使用した直交復調器と同様な問題が残り、広義で上記の直交復調器に含まれる。
＜第１の従来例（特許文献１）＞
　第１の従来例は、ＯＦＤＭを用いた通信規格において、プリアンブル内にある既知信号やパイロットサブキャリアを用いて、図１３に示すように、送信機Ｔｘ－受信機Ｒｘ間の伝播路の振幅および位相歪みに含めてＩＱミスマッチをも推定し補正する方法である。図１３において、送信機Ｔｘは、サブキャリアの１つとしてのパイロット信号を生成するパイロット信号生成部３２と、ＯＦＤＭ変調器３１Ｔｘと、ＯＦＤＭ変調器３１Ｔｘの出力信号と既知信号生成部３３から出力する伝播路推定用既知信号とを切り替えるスイッチＳＷ３と、ベースバンド信号をＲＦ帯信号へ直交変調する送信機側アナログフロントエンド３４Ｔｘと、送信アンテナ１２Ｔｘを備える。受信機Ｒｘは、受信アンテナ１２Ｒｘと、受信信号をベースバンド信号に直交復調する受信機側アナログフロントエンド３４Ｒｘと、ＯＦＤＭ復調器３１Ｒｘと、伝播路推定部３６と、伝播路等価部３５とを備える。
　この技術の問題点としては、以下のようなことがあげられる。
　（１）特定の既知信号が必要となり、通信プロトコル依存性を有する。
　（２）送信機側の直交変調器におけるＩＱミスマッチと受信機側の直交復調器におけるＩＱミスマッチは必ずしも個別には補正されない。つまり、双方にはＩＱミスマッチが残り、送受信機トータルとして補正がなされる。
　（３）上記の２点のことがらにより、特定の送信機から別の受信機への通信を行う場合は再推定・再補正が必要となる。
　（４）また、全ての受信機には、同様のアルゴリズムを実装する必要があり、インターオペラビリティに乏しい。つまり、規格に参加している異なるシステムベンダー・デバイスベンダー間での何がしかの統一した取り決めが必要となる。
＜第２の従来例（非特許文献１、非特許文献２）＞
　第２の従来例は、図１４に示したように１つの送受信機３０内で、送信信号の一部をカプラ９で取り出してループバックアンプ１１で増幅しフィードバックをかけて、送信パス３７の直交変調器におけるローカル信号源７Ｔｘの位相ミスマッチ（φTX）、振幅ミスマッチ（ｇTX）、およびＩチャネル、ＱチャネルのＤＡコンバータ３ＴｘＩ，３ＴｘＱの直後に挿入されるローパスフィルタ４ＴｘＩ，４ＴｘＱ間の周波数特性ミスマッチを補正する方法である。この際、送信パス３７におけるＤＡコンバータ３ＴｘＩ，３ＴｘＱの前には送信機側ミスマッチ等価器３８が、フィードバックパス３９の出力には送信機側ミスマッチ推定器４０が挿入される。フィードバックパス３９では、フィードバックパスでの不用意なＩＱミスマッチの発生を防ぐ必要がある。このため、送信パス３７の直交変調器で使用されるローカル発振器６とは異なった周波数で発振するローカル発振器４１とミキサ４２で、一度、ＩＦ周波数に信号周波数をダウンコンバートし、ローパスフィルタ４３を経由して単一のＡＤコンバータ４４でデジタル信号化する。これにより、ミスマッチのないデジタル発振器４５で発振したローカル信号とミキサ４６，４７と移相器４８を使用して、ベースバンド帯のＩ成分とＱ成分を分離するという手法を取る。
　この技術の場合、ＯＦＤＭなどの広帯域を使った実信号特性を生かしミスマッチ推定法を工夫することにより、送信機側ミスマッチを単独デバイスで補正できる。かつ第１の従来例にあったようなインターオペラビリティに乏しくなるような問題点はなくなる。
　以下に、この第２の従来例のミスマッチ補正の数学的原理を示す。図１４に示したＩＱミスマッチを含んだ送信機の等価的な数学モデルは図１５のように表すことができる。ただし、図１５のｈTXIおよびｈTXQはそれぞれローパスフィルタ４ＴｘＩ，４ＴｘＱのインパルス応答を示している。ここでまず、送信信号ｓIおよびｓQが何の補正も受けないまま送出された場合、つまり、ｓI=ｐI、ｓQ=ｐQの場合を考える。このとき、ＲＦ帯に周波数がアップコンバートされた複素送出信号ｕは（式９）のように表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000009
ただし、○の中に×を表した記号は、畳み込み演算を表す。
　（式９）をフーリエ変換すると、（式１０）のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000010
　ただし、Ｕ(ω)、ＳI(ω) 、ＳQ(ω)、ＨTXI(ω) およびＨTXQ(ω)はそれぞれ、ｕ、ｓI 、ｓQ、ｈTXI、ｈTXQのフーリエ変換である。ここで例として分かりやすくＳI(ω)、ＳQ(ω)としてＯＦＤＭ信号を取り上げる。ｍ番目のサブキャリアと－m番目のサブキャリアで送出される複素シンボルをそれぞれｄm、d－mとし、m番目のサブキャリアと－m番目のサブキャリアのみに着目するとｓI、ｓQは（式１１）のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000011
　（式１１）において、特に搬送波exp(+jωmt)で送出される信号のみに注目し、（式１０）に代入すると、（式１２）として表される。ただし、Ｆはフーリエ変換である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000012
　（式１２）において、ＨTXI(ωm)= ＨTXQ(ωm)= ＨTX(ωm)、ｇTX=１およびφTX=０、つまりＩＱミスマッチが全く無い状況を想定すると、最右辺の第２項目が消え、（式１３）のようになり理想送信状態であることがわかる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000013
　つまり、ＩＱミスマッチがあった場合、（式１２）の最右辺の第１項目が所望信号、第２項目が妨害イメージ信号であることが分かる。このことを考慮し、m番目のサブキャリアで送出されるシンボルｄmにおける（式８）で定義したＩＲＲを考えると（式１４）のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000014
　ＩＱミスマッチがある状態で、ＩＲＲ(m)を高くとるためには（式１４）より考えた場合は、補正係数ＣI(ωm）、ＣQ(ωm）として、（式１５）のように設定し、（式１６）のようにＩＲＲ(m)をとるとよいことが分かる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000015
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000016
　（式１１）、（式１２）および（式１６）より、送信信号ＳI(ωm)、ＳQ(ωm)にそれぞれＣI(ωm)、ＣQ(ωm) を乗算して送出すればＩＲＲ（m）の向上が期待できることが分かる。このときＣI(ωm)、ＣQ(ωm)としては、（式１５）を満足する複素数であればどのようにとっても良い。さらに、一般にＩＱミスマッチは周波数特性をもち、mの値によってＩＲＲの値も異なるため、（式１５）を一般化して（式１７）とする。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000017
　（式１７）を満たすようにＣI(ω)、ＣQ(ω)を適切に分割し、逆フーリエ変換をかけたものが、一般的に送信機側ミスマッチ等価器３８として図１６に示すような回路構成にて具現化できる。ただし、ＩＱミスマッチは周波数特性を持つため、図１６中のｃ11、ｃ21、ｃ12およびｃ22は定数乗算器ではなく、実数インパルス応答である。デジタル回路ではこれらを４つのＦＩＲフィルタとして実装する。なお、非特許文献２では、計算量の削減と回路の省リソース化を考慮し、（式１７）の代わりに（式１８）のような近似補正係数を使用し、図１７のような送信機側ミスマッチ等価器３８として実装を行っている。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000018
　ただし、図１７中のインパルス応答ｆTXおよび定数λTXは（式１９）で表される。（式１９）でＦ-1は逆フーリエ変換を表す。また、図１７中の遅延器３８１はインパルス応答ｆTXの遅延をＩチャネル、Ｑチャネル間でキャンセルするために挿入されるものである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000019
　上記ｃ11、ｃ21、ｃ12およびｃ22を決定するためには、ＩＱミスマッチの推定が必要である。一般に、図１４に示した送信信号ｓI、ｓQから送信パス３７、カプラ９、ループバックアンプ１１、ループバックパス３９を経由したフィードバックベースバンド信号ｙI、ｙQの生成点までのインパルス応答モデルは、図１８で表される。ただし、図１８中のｈ11、ｈ21、ｈ12およびｈ22は実数インパルス応答である。これらのインパルス応答は図１４中の送信機側ミスマッチ推定器３８で推定されることになる。推定法としては非特許文献１で紹介されているような、統計平均を用いた方法または最小自乗法などがあるが、本発明の請求範囲外であるので説明を省略する。
　このときＨα（ω）、Ｈβ（ω）および補正関数ＶTX（ω）を（式２０）のように定義する。すると、図１４中のカプラ９以降のパスはＩチャネル、Ｑチャネル間が共通であるので ＶTX（ω）の分母分子でこれらの寄与は約分され、ＶTX（ω）は（式１７）と一致することになる。ただし、（式２０）でＦはフーリエ変換を表し、＾は推定値を表す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000020
　この（式２０）のＶTX（ω）を使用し、送信機側ミスマッチ等価器３８を構成することになる。
　この技術の問題点としては、以下のようなことがあげられる。
　（１）図１４に示すように発振器としてローカル発振器６，４１の２種類の発振器が必要となる。発振器は通常ＰＬＬで構成されるため、この分のリソースのオーバーヘッドがある。
　（２）さらに、図１４に示すようにキャリブレーション専用のフィードバックパスを設ける必要がある。受信機側は広帯域に対応したダイレクトコンバージョン方式にできるものの、キャリブレーション専用のフィードバックパス分のリソースが必要となり、この分のオーバーヘッドがある。
＜第３の従来例（特許文献２）＞
　第３の従来例は、図１９に示すような、送受信双方ともにダイレクトコンバージョン方式を取り、ミスマッチ推定器５１、送信機側ミスマッチ等価器５２Ｔｘ、受信機側ミスマッチ等価器５２Ｒｘを備えた技術である。この点で後述する本発明と類似している。この場合、第１の従来例の問題点であったようなインターオペラビリティに乏しいことも無く、第２の従来例の問題点もすべて克服可能である。
　この技術における補正メカニズムを以下に述べる。まず図１９におけるベースバンド信号ｐI、ｐQ と信号ｙI、ｙQ間にはループバック遅延がついている。このため、図２０に示したミスマッチ推定器５１内の遅延時間推定部５１１で相関関数を計算し、相関度が高いところを遅延時間補償部５１２における信号ｐI、ｐQの遅延量として決定する。次に図１９中のローカル信号源７Ｒｘ内の可変移相器７０１の移相の０、π／２の両設定で送信信号をループバックさせる。そして、図２０に示したミスマッチ推定部５１内の等価パラメータ算出部５１３へ送信し、特許文献２の段落００６８～０１０６に記述されているような方法で「多次元の非連立方程式」を作る。最後にこの方程式を何がしかの方法で解き、送信機側ミスマッチ等価器５２Ｔｘおよび受信機側ミスマッチ等価器５２Ｒｘに提供する等価パラメータを決定する。
　なお、特許文献２では図１９中の送信機側ローパスフィルタ４ＴｘＩ，４ＴｘＱ間のミスマッチ、および受信機側ローパスフィルタ４ＲｘＩ，４ＲｘＱ間のミスマッチは考慮されていない。つまり、周波数依存性ＩＱミスマッチが考慮されていない。しかしながら、これを考慮することが可能である。すなわち、送信機側ミスマッチ等価器５２Ｔｘおよび受信機側ミスマッチ等価器５２Ｒｘとして、第２の従来例で紹介したような、図１６のようなインパルス応答を考慮に入れたものとすれば、周波数依存性ＩＱミスマッチにも拡張可能である。
　この技術の問題点としては、以下のようなことがあげられる。
　（１）多次元の非連立方程式を解く手段は、特許文献２の段落０１０９で紹介されているようなものがあるが、一般的に計算量が多くなり、ハードウエアに実装する場合回路規模が大きくなる。
　（２）上述のように周波数依存性ＩＱミスマッチにも拡張可能ではある。ＯＦＤＭのような広帯域を使った通信において、ループバックパス遅延時間の周波数依存性が強い場合、つまり一定の群遅延特性で無い場合、ミスマッチ推定器５１内の遅延時間推定部５１１で相関がうまく取れない。
　（３）上記問題点を克服するために、サブキャリアごとに相関を取る手段を遅延時間推定部５１１で持たなくてはならず、回路規模が大きくなる。
　（４）さらに、周波数依存性ＩＱミスマッチに対応しようとすれば、インパルス応答として等価パラメータを決定しなければならない。このため、非連立方程式の次元がさらに肥大化し、非現実的に大きな回路規模となることが容易に想像される。
特開２００８－２５２３０１号公報 特開２００８－０２２２４３号公報
L. Anttila, M. Ｖalkama, and M. Renfors, "Frequency-selective I/Q　mismatch calibration of wideband direct-conversion transmitters," Ｃircuits and Systems II: Express Briefs, IEEE Transactions on, vol. 55, no. 4, pp.359-363, April 2008. J.Luo, A.Kortke, and W.Keusgen, "Joint calibration of frequency selective time variant I/Q-imbalance and modulator ＤＣ-offset error in broadband direct-conversion transmitters," Ｃommunications, Ｃircuits and Systems, 2009 International Ｃonference, pp.255-259 R.B.Staszewski, K.Muhammad, D.Leipold, C.M.Hung, .C.Ho, L.Wallberg, C.Fernando, K.Maggio, R.Staszewski, T.Jung, J.Koh, S.John, I.Y.Deng, V.Sarda, O.Moreira-Tamayo, V.Mayega, R.Katz, O.Friedman, O.E.Eliezer, E.de-Obaldia, and P.T.Balsara "All-Digital TX Frequency Synthesizer and Discrete-Time Receiver for Bluetooth Radio in 130-nm CMOS," IEEE J. Solid-State Circuits, vol.39, no.12, pp.2278-2291, December 2004（Bluetoothは登録商標） M.E Heidari,M.Lee and A.A.Abidi "All-Digital Outphasing Modulator for a Software-Defined Transmitter," IEEE J. Solid-State Circuits, vol.44, no.4, pp.1260-1271, April 2009
　本発明の目的は、微細化ＣＭＯＳプロセスのメリットを生かした省リソースなデジタル信号処理技術によりＩＱミスマッチの補正を容易にできるようにすることである。具体的には、送受信機両方に直交変調方式を採用しているＲＦ送受信装置にあってはその両者のＩＱミスマッチの補正を、受信機のみに直交変調方式を採用しているＲＦ送受信装置にあってはそのＩＱミスマッチの補正を、それぞれ容易にできるようにすることである。
　上記目的を達成するために、請求項１にかかる発明のＩＱミスマッチ補正方法は、送信機側に送信Ｉチャネル信号と送信Ｑチャネル信号を直交変調する直交変調器を備えるとともに受信機側に受信Ｉチャネル信号と受信Ｑチャネル信号を直交復調する直交復調器を備えたＲＦ送受信装置におけるＩＱミスマッチ補正方法であって、前記直交変調器の入力側から出力側に至りさらに前記直交復調器の入力側から出力側に至る経路の第１の伝達特性を推定し、前記直交変調器の入力側で予め前記送信Ｉチャネル信号と前記送信Ｑチャネル信号のミスマッチを補正する送信機側補正係数を算出し、次いで、前記送信機側補正係数で補正した前記送信Ｉチャネル信号と前記送信Ｑチャネル信号を前記直交変調器に入力し、前記直交変調器の入力側から出力側に至りさらに前記直交復調器の入力側から出力側に至る経路の第２の伝達特性を再度推定し、該再度推定の結果を用いて、ＩＲＲ向上のための受信機側補正関数を算出し、該受信機側補正関数を用いて、前記直交復調器の出力側で前記受信Ｉチャネル信号と前記受信Ｑチャネル信号のミスマッチを補正する受信機側補正係数を算出することを特徴とする。
　請求項２にかかる発明は、請求項１に記載のＩＱミスマッチ補正方法において、前記送信機側補正関数の算出は、前記直交変調器のＩチャネルミキサとＱチャネルミキサに入力するそれぞれのローカル信号をスワップさせず、且つ前記直交復調器のＩチャネルミキサとＱチャネルミキサに入力するそれぞれのローカル信号を極性反転させないノーマルステート１と、前記直交変調器のＩチャネルミキサとＱチャネルミキサに入力するローカル信号をスワップさせず、且つ前記直交復調器のＩチャネルミキサとＱチャネルミキサに入力するそれぞれのローカル信号の一方を極性反転させたノーマルステート２と、前記直交変調器のＩチャネルミキサとＱチャネルミキサに入力するローカル信号をスワップし、且つ前記直交復調器のＩチャネルミキサとＱチャネルミキサに入力するそれぞれのローカル信号を極性反転させないスワップステート１と、前記直交変調器のＩチャネルミキサとＱチャネルミキサに入力するローカル信号をスワップし、且つ前記直交復調器のＩチャネルミキサとＱチャネルミキサに入力するそれぞれのローカル信号の一方を極性反転させたスワップステート２と、をそれぞれ設定し、各ステートで得られる４個の伝達特性を用いて算出する、ことを特徴とする。
　請求項３にかかる発明は、請求項２に記載のＩＱミスマッチ補正方法において、前記受信機側補正関数の算出は、前記ノーマルステート１と前記ノーマルステート２とを再度設定し、各ステートで得られる２個の伝達特性を用いて算出する、ことを特徴とする。
　請求項４にかかる発明のＲＦ送受信装置は、送信機側に送信Ｉチャネル信号と送信Ｑチャネル信号を直交変調する直交変調器を備えるとともに受信機側に受信Ｉチャネル信号と受信Ｑチャネル信号を直交復調する直交復調器を備えたＲＦ送受信装置において、前記直交変調器の出力側から前記直交復調器の入力側に至るフィードバック経路を形成するフィードバック経路形成手段と、前記直交変調器のＩチャネルミキサとＱチャネルミキサにそれぞれのローカル信号をそのまま入力させるノーマルステートと、それぞれのローカル信号を互いに入れ替えて入力させるスワップステートとの一方を切り替えにより選択するスワッピングスイッチと、前記直交復調器のＩチャネルミキサとＱチャネルミキサに入力するそれぞれのローカル信号をそのまま入力させる非切替状態と、それぞれのローカル信号の一方を極性反転して入力させる切替状態との一方を選択する切替手段と、前記直交変調器の入力側において送信機側補正係数により送信Ｉチャネル信号と送信Ｑチャネル信号のミスマッチを予め補正する送信機側ミスマッチ等価器と、前記直交復調器の出力側において受信機側補正係数により受信Ｉチャネル信号と受信Ｑチャネル信号のミスマッチを補正する受信機側ミスマッチ等価器と、前記直交変調器の入力側から前記フィードバック経路を経由して前記直交復調器の出力側に至る経路において前記スワッピングスイッチと前記切替手段の切り替えにより第１の伝達特性を推定し、該推定の結果を用いて、ＩＲＲ向上のための送信機側補正関数を算出し、該送信機側補正関数を用いて前記直交変調器の入力側で予め前記送信Ｉチャネル信号と前記送信Ｑチャネル信号のミスマッチを補正する前記送信側補正係数を算出し、次いで、前記送信機側補正係数で補正した前記送信Ｉチャネル信号と前記送信Ｑチャネル信号を前記直交変調器に入力し、前記直交変調器の入力側から前記フィードバック経路を経由して前記直交復調器の出力側に至る経路において前記切替手段の切り替えにより第２の伝達特性を再度推定し、該再度推定の結果を用いて、ＩＲＲ向上のための受信機側補正関数を算出してから前記受信機側補正係数を算出するミスマッチ推定部と、を備えることを特徴とする。
　請求項５にかかる発明は、請求項４に記載のＲＦ送受信装置において、前記送信機側補正関数の算出は、前記スワッピングスイッチをノーマルステートにし且つ前記切替手段を非切替状態にしたノーマルステート１と、前記スワッピングスイッチをノーマルステートにし且つ前記切替手段を切替状態にしたノーマルステート２と、前記スワッピングスイッチをスワップステートにし且つ前記切替手段を非切替状態にしたスワップステート１と、前記スワッピングスイッチをスワップステートにし且つ前記切替手段を切替状態にしたスワップステート２と、をそれぞれ設定し、各ステートで得られる４個の伝達特性を用いて算出する、ことを特徴とする。
　請求項６にかかる発明は、請求項５に記載のＲＦ送受信装置において、前記受信機側補正関数の算出は、前記ノーマルステート１と前記ノーマルステート２とを再度設定し、各ステートで得られる２個の伝達特性を用いて算出する、ことを特徴とする。
　請求項７にかかる発明は、出力信号の位相を制御するブロックと前記出力信号の振幅を制御するブロックを有する送信機と、受信Ｉチャネル信号と受信Ｑチャネル信号を直交復調する直交復調器を備えた受信機と、を備えたＲＦ送受信装置におけるＩＱミスマッチ補正方法であって、前記送信機の入力側から出力側に至りさらに前記直交復調器の入力側から出力側に至る経路の第３の伝達特性を推定し、該推定の結果を用いて、ＩＲＲ向上のための受信機側補正関数を算出し、該受信機側補正関数を用いて、前記直交復調器の出力側で前記受信Ｉチャネル信号と前記受信Ｑチャネル信号のミスマッチを補正する受信機側補正係数を算出することを特徴とする。
　請求項８にかかる発明は、請求項７に記載のＩＱミスマッチ補正方法において、前記受信機側補正関数の算出は、前記直交復調器のＩチャネルミキサとＱチャネルミキサに入力するそれぞれのローカル信号を極性反転させないノーマルステート３と、前記直交復調器のＩチャネルミキサとＱチャネルミキサに入力するそれぞれのローカル信号の一方を極性反転させたノーマルステート４と、をそれぞれ設定し、各ステートで得られる２個の伝達特性を用いて算出する、ことを特徴とする。
　請求項９にかかる発明は、出力信号の位相を制御するブロックと前記出力信号の振幅を制御するブロックを有する送信機と、受信Ｉチャネル信号と受信Ｑチャネル信号を直交復調する直交復調器を備えた受信機と、を備えたＲＦ送受信装置において、前記送信機の出力側から前記受信機の入力側に至るフィードバック経路を形成するフィードバック経路形成手段と、前記直交復調器のＩチャネルミキサとＱチャネルミキサに入力するそれぞれのローカル信号をそのまま入力させる非切替状態と、それぞれのローカル信号の一方を極性反転して入力させる切替状態との一方を選択する切替手段と、前記直交復調器の出力側において受信機側補正係数により受信Ｉチャネル信号と受信Ｑチャネル信号のミスマッチを補正する受信機側ミスマッチ等価器と、前記送信機から前記フィードバック経路形成手段を経由して前記受信機の前記直交復調器の出力側に至る経路において前記切替手段の切り替えにより第３の伝達特性を推定し、該推定の結果を用いて、ＩＲＲ向上のための受信機側補正関数を算出してから前記受信機側補正係数を算出するミスマッチ推定部と、を備えることを特徴とする。
　本発明によれば、単一ＲＦ送受信機内で閉じたＩＱミスマッチ補正を行うので、キャリブレーション専用ループバックや複数のローカル発振器の存在によるオーバーヘッドが解消できる。また、伝達特性の推定はスワッピングスイッチや切替手段の切り替えを設定して行うので、送信信号とフィードバック信号の相関を取る必要はない。よって、微細化ＣＭＯＳプロセスのメリットを生かした実装容易な送受信機両方の又は受信機のみのＩＱミスマッチ補正ができる。
本発明の実施例のＲＦ送受信装置の構成図である。 図１のＲＦ送受信装置の直交変調器のローカル信号源の一例の構成図である。 図２のローカル信号源の動作波形図である。 図１のＲＦ送受信装置のノーマルステート１，２、スワップステート１，２におけるローカル信号源の動作波形図である。 図１のＲＦ送受信装置のノーマルステート１，２での等価的数学モデルの説明図である。 図１のＲＦ送受信装置のスワップステート１，２での等価的数学モデルの説明図である。 図１のＲＦ送受信装置のノーマルステート１，２、スワップステート１，２におけるインパルス応答モデルの説明図である。 図１のＲＦ送受信装置の送信機側ミスマッチ等価器の一例の説明図である。 図１のＲＦ送受信装置の受信機側ミスマッチ等価器の一例の説明図である。 図１のＲＦ送受信装置の送信側ＩＲＲの一例の周波数特性図である。 図１のＲＦ送受信装置の受信側ＩＲＲの一例の周波数特性図である 従来のＲＦ受信機の構成図である。 第１の従来例のＲＦ送受信装置（特許文献１）の構成図である。 第２の従来例のＲＦ送信機（非特許文献１，２）の構成図である。 図１４のＲＦ送信機の等価的数学モデルの説明図である。 図１４のＲＦ送信機の送信機側ミスマッチ等価器（非特許文献１）の一例の構成図である。 図１４のＲＦ送信機の送信機側ミスマッチ等価器（非特許文献２）の一例の構成図である。 図１４のＲＦ送信機のループバックパスのインパルス応答モデルの説明図である。 第３の従来例のＲＦ送受信装置（第２の特許文献）の構成図である。 図１９のＲＦ送受信装置のミスマッチ推定器の構成図である。
　本発明のＩＱミスマッチ補正方法は、送信機側のＩＱミスマッチを補正し、その後、受信機側のミスマッチを補正する。まず、直交変調器の入力側から出力側に至りさらに直交復調器の入力側から出力側に至る経路の第１の伝達特性を推定する。その推定の結果を用いて、ＩＲＲ向上のための送信機側補正関数を算出し、その送信機側補正関数を用いて、前記直交変調器の入力側で予め送信Ｉチャネル信号と送信Ｑチャネル信号のミスマッチを補正する送信機側補正関数を算出する。次いで、送信機側補正係数で補正した送信Ｉチャネル信号とＱチャネル信号を直交変調器に入力し、直交変調器の入力側から出力側に至りさらに直交復調器の入力側から出力側に至る経路の第２の伝達関数を推定する。そして、その結果を用いて、ＩＲＲ向上のための受信機側補正関数を算出する。最後に、その受信機側補正関数を用いて、直交復調器の出力側で受信Ｉチャネル信号と受信Ｑチャネル信号のミスマッチを補正する受信機側補正係数を算出する。
　具体的には、以下の手法を用いる。
　（１）第１の従来例にあるような既知信号が必要でインターオペラビリティに乏しい方式は採用せず、個別の送受信機で閉じたＩＱミスマッチ補正をおこなう。
　（２）MoＣA2.0規格のような広帯域の通信に対応するため、第３の従来例のような送受信双方ともにダイレクトコンバージョン方式などの直交変復調方式を採用する。モバイル端末のような低消費電流の達成をめざすアプリケーションでは、送信側にポーラ変調またはアウトフェージング変調などの方式を、受信側にダイレクトコンバージョン方式などの直交変復調方式を採用する。このことにより、キャリブレーション専用ループバックパスや第２の従来例のように複数のローカル発振器の存在によるオーバーヘッドも同時に解消する。
　（３）推定方法は、第２の従来例で紹介されているような、統計平均を用いた方法や最小自乗法などを利用する。このことにより、第３の従来例で見られたような送信信号とフィードバック信号の相関を取らなければならないという欠点を取り除く。
　（４）送信機側、受信機側双方でのＩＱミスマッチ推定後、第２の従来例で見られた（式２０）の送信機側補正関数ＶTX（ω）および新たに受信機側補正関数ＶRX（ω）を算出する。そして、Ｔｘ用等価器として示した図１６、図１７のような等価器をＲｘ用としても同様に用意し、送信機直前、受信機直後に挿入する。これを用いて、送信機側、受信機側それぞれでのＩＱミスマッチを補正する。
　（５）送受信機側補正関数ＶTX（ω）、ＶRX（ω）を算出するために、後記する図２中に示されるようなスワッピングスイッチを、直交変調器側のローカル信号源に採用する。さらに、直交復調器のＩチャネル側かＱチャネル側の少なくともいずれか一方に、ローカル信号の極性を反転できるような仕組みを設ける。
　（６）送信機側のＩＱミスマッチを等価した後、送信機側が理想的な直交変調をしているとみなすことで、その後受信機側のＩＱミスマッチを等価する。
＜実施例＞
　図１が本発明の対象とする、送信機側、受信機側両方にダイレクトコンバージョン方式などの直交変復調方式を採用した広帯域ＲＦ送受信機の実施例の模式図である。図１において、１はミスマッチ推定器、２Ｔｘは送信機側ミスマッチ等価器、２Ｒｘは受信機側ミスマッチ等価器、３ＴｘＩは送信機側ＩチャネルＤＡコンバータ、３ＴｘＱは送信機側ＱチャネルＤＡコンバータ、３ＲｘＩは受信機側ＩチャネルＡＤコンバータ、３ＲｘＱは受信機側ＱチャネルＡＤコンバータ、４ＴｘＩは送信機側Ｉチャネルローパスフィルタ、４ＴｘＱは送信機側Ｑチャネルローパスフィルタ、４ＲｘＩは受信機側Ｉチャネルローパスフィルタ、４ＲｘＱは受信機側Ｑチャネルローパスフィルタ、５ＴｘＩは送信機側Ｉチャネルミキサ、５ＴｘＱは送信機側Ｑチャネルミキサ、５ＲｘＩは受信機側Ｉチャネルミキサ、５ＲｘＱは受信機側Ｑチャネルミキサ、６はローカル発振器、７Ｔｘは直交変調器側ローカル信号源、７Ｒｘは直交復調器側ローカル信号源、８は送信機側加算器、９はカプラ、１０Ｔｘは送信機側電力増幅器、１０Ｒｘは受信機側ローノイズ増幅器、１１はループバックアンプ、１２はアンテナ、ＳＷ１はアンテナ切替スイッチ、ＳＷ２はフィードバックループ形成スイッチである。
　なお、直交変調器は、Ｉチャネルミキサ５ＴｘＩ、Ｑチャネルミキサ５ＴｘＱ、ローカル信号源７Ｔｘ、加算器８で構成される。また、直交復調器は、Ｉチャネルミキサ５ＲｘＩ、Ｑチャネルミキサ５ＲｘＱ、ローカル信号源７Ｒｘで構成される。また、ここでは、ミスマッチ成分を、送信機側振幅ミスマッチgTX、送信機側位相ミスマッチφTX、受信機側振幅ミスマッチgRX、受信機側位相ミスマッチφRXで示している。また、後記するミスマッチ推定時には、スイッチＳＷ２が図示のようにループバックアンプ１１側に切り替わる。
　図２に本発明におけるローカル発振器６と直交変調器側のローカル信号源７Ｔｘの詳細な回路を示す。ローカル発振器６は電圧制御発振器６１とそこで発振された正弦波を２分周する２分周器６２からなる。また、送信機側ローカル信号源７Ｔｘは、分周器を構成するよう接続したＤＦＦ回路７１，７２、スワッピングスイッチ７３，７４、および出力ラッチとして働くＤＦＦ回路７５Ｉ，７５Ｑからなる。このように、本実施例では、送信機側、受信機側の両方のＩＱミスマッチ等価を実現するために、送信機側の直交変調器を構成するローカル信号源７Ｔｘにおいて、スワッピングスイッチ７３，７４を設けておく。
　スワッピングスイッチ７３，７４は、実線で示す側に切り替わっているときは、ＤＦＦ回路７１の差動出力ＡＰ，ＡＮがラッチ７５Ｉに入力し、ＤＦＦ回路７２の差動出力ＢＰ，ＢＮがラッチ７５Ｑに入力するノーマルステートとなる。波線で示す側に切り替わっているときはＤＦＦ回路７１の差動出力ＡＰ，ＡＮがラッチ７５Ｑに入力し、ＤＦＦ回路７２の差動出力ＢＰ，ＢＮがラッチ７５Ｉに入力するスワップステートとなる。つまり、スワップステートでは、Ｉチャネルローカル信号とＱチャネルローカル信号が入れ替わる。本実施例では、図３のタイミングチャートに示すような挙動をし、最終的に電圧制御発振器６１の出力クロックＣＫＰの１／４の周波数をもつローカル信号が発生することになる。また、直交復調器側ローカル信号源７Ｒｘにおいては、少なくともＩチャネル側かＱチャネル側のいずれかにローカル信号を反転（差動ローカル信号を交換）できるような切替手段（図示せず）を設けておく。なお、切替手段は、例えばスワッピングスイッチ７３，７４と同様の手段で実現が可能である。その場合、差動信号であるＩ（またはＱ）のプラス側とマイナス側の信号を入れ替えることで極性の切り替えを実現するものである。
　図４は、図２中のスワッピングスイッチ７３，７４がノーマルステート（実線）、スワップステート（破線）の際のローカル信号源７Ｔｘ，７Ｒｘの出力波形の関係を示しものである。同図では、送信機側位相ミスマッチφTX、受信機側位相ミスマッチφRXも含めて明示した。ただし、ここでは、直交復調器側ローカル信号源７Ｒｘにおいて、Ｉチャネル側にローカル信号を反転できるような切替手段を設けた例である。
　図５は、図２中のスワッピングスイッチ７３，７４がノーマルステート（実線）の際の等価的な数学モデル、図６は、図２中のスワッピングスイッチ７３，７４がスワップステート（破線）の際の等価的な数学モデルである。ただし、図５、図６中のl＝lRE+jlIMはカプラ９やループバックアンプ１１などの信号伝達特性、つまり複素インパルス応答を表している。
　ここで、送信機側ミスマッチ等価器２Ｔｘおよび受信機側ミスマッチ等価器２Ｒｘが単一等倍インパルス特性を持つとき、すなわち、ｓI=ｐI、ｓQ=ｐQおよびｙI=ｚI、ｙQ=ｚQのとき、ノーマルステートを示す図５におけるｓI、ｓQからｚまでの経路における時間ドメインでの信号伝達を考える。まず、図５中のｒI、ｒQは、ｓI、ｓQとlRE、lIMとを使って表すと（式２１）のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000021
　このことを考慮し、ｓI、ｓQからｚまでの経路における時間ドメインでの信号伝達を考えると、伝達特性は（式２２）のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000022
　これをフーリエ変換すると（式２３）になる。ただし、数式の煩雑さを避けるため、変数ωの記述を省略している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000023
　また、ノーマルステートを示す図５において、例えば直交復調器側ローカル信号源７ＲｘのＩチャネル側のローカル入力を反転させた場合のｓI、ｓQからｚまでの経路における時間ドメインでの信号伝達を考えると（式２１）を考慮し、伝達特性は（式２４）のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000024
　これをフーリエ変換すると（式２５）になる。ただし、数式の煩雑さを避けるため、変数ωの記述を省略している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000025
　次に、送信機側ミスマッチ等価器２Ｔｘおよび受信機側ミスマッチ等価器２Ｒｘが単一等倍インパルス特性を持つとき、すなわち、ｓI=ｐI、ｓQ=ｐQおよびｙI=ｚI、ｙQ=ｚQのとき、スワップステートを示す図６におけるｓI、ｓQからｚまでの経路における時間ドメインでの信号伝達を考える。まず、図６中のｒI、ｒQは、ｓI、ｓQとlRE、lIMとを使って表すと（式２６）のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000026
このことを考慮し、ｓI、ｓQからｚまでの経路における時間ドメインでの信号伝達を考えると、伝達特性は（式２７）のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000027
　これをフーリエ変換すると（式２８）になる。ただし、数式の煩雑さを避けるため、変数ωの記述を省略している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000028
　また、スワップステートを示す図６において、例えば直交復調器側ローカル信号源７ＲｘのＩチャネル側のローカル入力を反転させた場合のｓI、ｓQからｚまでの経路における時間ドメインでの信号伝達を考えると（式２６）を考慮し、伝達特性は（式２９）のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000029
　これをフーリエ変換すると（式３０）になる。ただし、数式の煩雑さを避けるため、変数ωの記述を省略している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000030
　ここで、（式２３）、（式２５）、（式２８）および（式３０）において、Hα-N1、Hβ-N1、Hα-N2、Hβ-N2、Hα-S1、Hβ-S1、Hα-S2およびHβ-S2が定義された。第２の従来例で考えたインパルス応答モデル図１８を考えたときと同様に、
　（ノーマルステート１）：ノーマルステートで直交復調器のＩチャネル側のローカル入力が正転
　（ノーマルステート２）：ノーマルステートで直交復調器のＩチャネル側のローカル入力が反転
　（スワップステート１）：スワップステートで直交復調器のＩチャネル側のローカル入力が正転
　（スワップステート２）：スワップステートで直交復調器のＩチャネル側のローカル入力が反転
の４つのステートおけるインパルス応答モデルを図７のように表現した場合、これらは（式３１）で与えられることになる。
　ただし、Ｆはフーリエ変換を表す。また、^は推定値を表し、第２の従来例の場合と同様にして統計平均を用いた方法や最小自乗法などによって推定されるべき値である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000031
　ここで、ＶTX(ω)として以下の（式３２）の関数を考え、（式２３）、（式２５）、（式２８）および（式３０）におけるHα-N1、Hβ-N1、Hα-N2、Hβ-N2、Hα-S1、Hβ-S1、Hα-S2およびHβ-S2の定義を代入し計算すると（式３２）の最終項のようになる。ただし、数式の煩雑さを避けるため、変数ωの記述を省略している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000032
　この計算結果は、（式１７）と同一のものとなり、送信機側におけるＩＲＲを向上させる補正関数とみなすことができる。すなわち、ＶTX(ω)の計算結果を利用してＣI(ω)、ＣQ(ω)に適切に分割し逆フーリエ変換をして、図１中の送信機側ミスマッチ等価器２Ｔｘとして図１６もしくは図１７に示される回路を構成することが可能である。
　なお、上記の議論ではスワッピングスイッチ７３，７４のノーマルステートおよびスワップステートにおけるスイッチ接続の物理的配線が等価（等長かつ等負荷）であることを仮定している。半導体集積回路上に実際に実施した場合においてこれが等価でなくなることが考えられるが、この際上記の議論には誤差が生じてしまう。したがって、実施した場合、スイッチ接続の物理的配線がなるべく等価になるように実装することが好ましい。ローカル信号を反転させる場合の物理的配線においても同様のことが言える。
　上記の送信機側のＩＱミスマッチ補正の例では、直交復調器のＩチャネル側のローカル入力の極性を正転／反転切替え可能として、
　（ノーマルステート１）：ノーマルステートで直交復調器のＩチャネル側のローカル入力が正転
　（ノーマルステート２）：ノーマルステートで直交復調器のＩチャネル側のローカル入力が反転
　（スワップステート１）：スワップステートで直交復調器のＩチャネル側のローカル入力が正転
　（スワップステート２）：スワップステートで直交復調器のＩチャネル側のローカル入力が反転
という４つのステートを定義し、インパルス応答モデル図７のインパルス応答を推定し、推定結果を使用して補正を行った。
　しかし、その代わりに、直交復調器のＱチャネル側のローカル入力の極性を正転／反転切替え可能として、
　（ノーマルステート１）：ノーマルステートで直交復調器のＱチャネル側のローカル入力が正転
　（ノーマルステート２）：ノーマルステートで直交復調器のＱチャネル側のローカル入力が反転
　（スワップステート１）：スワップステートで直交復調器のＱチャネル側のローカル入力が正転
　（スワップステート２）：スワップステートで直交復調器のＱチャネル側のローカル入力が反転
としてもよい。
　また、直交復調器のＩ，Ｑチャネル側のローカル入力の極性を正転／反転切替え可能として、
　（ノーマルステート１）：ノーマルステートで直交復調器のＩ，Ｑチャネル側のローカル入力が正転
　（ノーマルステート２）：ノーマルステートで直交復調器のＩチャネル側のみのローカル入力が反転
　（スワップステート１）：スワップステートで直交復調器のＩ，Ｑチャネル側のローカル入力が正転
　（スワップステート２）：スワップステートで直交復調器のＱチャネル側のみのローカル入力が反転
としてもよい。
　また、直交復調器のＩ，Ｑチャネル側のローカル入力の極性を正転／反転切替え可能として、
　（ノーマルステート１）：ノーマルステートで直交復調器のＩ，Ｑチャネル側のローカル入力が正転
　（ノーマルステート２）：ノーマルステートで直交復調器のＱチャネル側のみのローカル入力が反転
　（スワップステート１）：スワップステートで直交復調器のＩ，Ｑチャネル側のローカル入力が正転
　（スワップステート２）：スワップステートで直交復調器のＩチャネル側のみのローカル入力が反転
としてもよい。このように、同様の考え方で、（式３２）の最終項の結果を導き出すことができ、送信機側のＩＱミスマッチは補正可能である。
　以上で送信機側のＩＱミスマッチ補正が完了したことになり、次のステップとして受信機側のＩＱミスマッチ補正を行う。そのために、送信機側ミスマッチ等価器２Ｔｘを適切に設定した後に、ノーマルステート１およびノーマルステート２で同じ推定を行う。ノーマルステートの等価モデルを示す図５におけるｒI、ｒQは、ｓI、ｓQとlRE、lIMとを使って表すと（式２１）で表されていたが、すでに送信機側のＩＱミスマッチ補正が完了しているために等価的に（式３３）で表すことができるようになる（φTX=0, ｇTX=1, ｈTXI=ｈTXQ=ｈTXとみなすことができる）。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000033
　このことを考慮し、ノーマルステート１におけるｓI、ｓQからｚまでの経路における時間ドメインでの信号伝達を考え、（式２３）に相当する式を導くと、（式３４）のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000034
　同様にノーマルステート２におけるｓI、ｓQからｚまでの経路における時間ドメインでの信号伝達を考え、（式２５）に相当する式を導くと、（式３５）のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000035
　ここで（式３４）および（式３５）においてHα-N1-post、Hβ-N1-post、Hα-N2-postおよびHβ-N2-postが定義されたが、これらは（式３１）と同様にインパルス応答モデルを図７で推定したインパルス応答を使用して（式３６）で表されるべき値である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000036
　ここで、ＶRX(ω)として以下の（式３７）の関数を考え、（式３４）および（式３５）におけるHα-N1-post、Hβ-N1-post、Hα-N2-postおよびHβ-N2-postの定義を代入し計算すると（式３７）の最終項ようになる。ただし、数式の煩雑さを避けるため、変数ωの記述を省略している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000037
　この計算結果は、受信機側における補正関数の送信機側の（式１７）に相当すると見ることができ、やはり送信機の場合と同様にＩＲＲを向上させる関数として利用できる。すなわち、ＶRX(ω)の計算結果を利用してＣI(ω)、ＣQ(ω)に適切に分割し逆フーリエ変換をして、図１中の送信機側ミスマッチ等価器２Ｔｘとして図１６もしくは図１７に示される回路と同様の考え方で、受信機側ミスマッチ等価器２Ｒｘを構成することが可能である。
　なお、図１に示した、ＲＦ送受信機を、ブロック１００で囲った送信機として、ＩＱ直交変調ではなく、位相と振幅から出力信号を生成するアーキテクチャを採用することが可能である。例えば、ポーラ送信機やアウトフェージング送信機といった技術である。このような直交変調部を持たず低消費電流を達成できるようなアーキテクチャを採用し、受信機として直交復調器を採用したＲＦ送受信機に変更した場合は、送信機側のＩＱミスマッチの問題は起こらない。このため、送信機側のＩＱミスマッチは補正されたものとみなすことで、前記した本明細書内の段落００６９～００７４に記載された手段のみを用いることによって、受信機のＩＱミスマッチを補正することができる。
＜検証＞
　上記の発明の内容が正しいことを、MoＣA2.0規格に準拠する形で数値計算シミュレーションにてデモンストレーションした。ただし、シミュレーション条件は以下の通りである。
　（１）図１に示したミスマッチパラメータgTX、φTX、gRX、およびφRXはそれぞれ1.05、5°、0.95および－5°とした。
　（２）図１に示したローパスフィルタ４ＴｘＩ，４ＴｘＱは４次のButterworth型のローパスフィルタとし、それぞれ５０ＭＨｚ、５２ＭＨｚのカットオフ周波数を持つようにミスマッチを設定した。
　（３）図１に示したローパスフィルタ４ＲｘＩ，４ＲｘＱは７次のButterworth型のローパスフィルタとし、それぞれ５０ＭＨｚ、４８ＭＨｚのカットオフ周波数を持つようにミスマッチを設定した。
　（４）図１に示したループバックパスにおけるカプラ９、ループバックアンプ１１の伝達特性は、それぞれ全周波数に渡って(√1/2）×(1－j)と、恣意的に設定した（l=(√1/2）×(1－j)）とした。
　（５）図１に示したＤＡコンバータ３ＴｘＩ，３ＴｘＱ、ＡＤコンバータ３ＲｘＩ，３ＲｘＱの標本化周波数は２００ＭＨｚとした。ただし、データサンプルの量子化はされていない。
　（６）図７に示したインパルス応答の推定は全て６４タップとして行い、ＯＦＤＭ信号のサブキャリアごとにランダムなＱＰＳＫ信号を発生させ、最小自乗法にて推定を行い、（式３２）で表されるＶTX(ω)を求め、その後（式３７）で表されるＶRX(ω)を求めた。ただしこのとき、ＶTX(ω) 、ＶRX(ω)はそれぞれ２００／６４[ＭＨｚ]おきの離散値として求まる。
　（７）送信機側ミスマッチ等価器２Ｔｘは、非特許文献２に習い図８のように構成した。２１は３２クロック遅延器、２２は６４タップＦＩＲフィルタである。ここで乗数λTXは１／ＶTX(ω)の離散逆フーリエ変換の１項目における、（虚数部）／（実数部）、つまりsinφTX ／ cosφTX とした。また６４タップＦＩＲフィルタ２２の係数ｆTX[0:63]は、ＶTX(ω)の離散逆フーリエ変換をｖTX[1:64]とすると、ｆTX[0:63]=(Ｒｅ{ｖTX[33:64]}, Ｒｅ{ｖTX [1:32]})とした。ただしＲｅは実数部を表す。ＦＩＲフィルタ２２および遅延器２１は２００ＭＨｚで動作する。
　（８）受信機側ミスマッチ等価器２Ｒｘは、非特許文献２とは異なりＦＩＲフィルタと乗算演算の順番を変えて図９のように構成した。２３は３２クロック遅延器、２４は６４タップＦＩＲフィルタである。ここで乗数λRXは１／ＶRX(ω)の離散逆フーリエ変換の１項目における、（虚数部）／（実数部）、つまりsinφRX ／ cosφRX とした。また６４タップＦＩＲフィルタ２４の係数ｆRX[0:63]は、ＶRX(ω)の離散逆フーリエ変換をｖTX[1:64]とすると、ｆTX[0:63]=(Ｒｅ{ｖTX [33:64]}, Ｒｅ{ｖTX [1:32]})とした。ただしＲｅは実数部を表す。ＦＩＲフィルタ２４および遅延器２３は２００ＭＨｚで動作する。
　上記シミュレーションにおける受信機側および送信機側のＩＲＲの改善効果を図１０および図１１にそれぞれ示す。各図において凡例Δは等価器挿入前、凡例□は等価器挿入後である。受信機側、送信機側ともに全周波数領域に渡ってＩＲＲの改善結果が見られることが分かる。
　１：ミスマッチ推定器
　２Ｔｘ，２Ｒｘ：ミスマッチ等価器
　３ＴｘＩ，３ＴｘＱ：ＤＡコンバータ
　３ＲｘＩ，３ＲｘＱ：ＡＤコンバータ
　４ＴｘＩ，４ＴｘＱ，４ＲｘＩ，４ＲｘＱ：ローパスフィルタ
　５ＴｘＩ，５ＴｘＱ，５ＲｘＩ，５ＲｘＱ：ミキサ
　６：ローカル発振器、６１：電圧制御発振器、６２：２分周器
　７Ｔｘ，７Ｒｘ：ローカル信号源、７１，７２：ＤＦＦ回路、７３，７４：スワップスイッチ、７５Ｉ，７５Ｑ：ＤＦＦ回路
　８：加算器
　９：カプラ
　１０Ｔｘ，１０Ｒｘ：増幅器
　１１：ループバックアンプ
　１２：アンテナ
　１００：ポーラ送信機又はアウトフェージング送信機等のＩＱ直交変調を行わない送信機

Claims (9)

  1. 　送信機側に送信Ｉチャネル信号と送信Ｑチャネル信号を直交変調する直交変調器を備えるとともに受信機側に受信Ｉチャネル信号と受信Ｑチャネル信号を直交復調する直交復調器を備えたＲＦ送受信装置におけるＩＱミスマッチ補正方法であって、
    　前記直交変調器の入力側から出力側に至りさらに前記直交復調器の入力側から出力側に至る経路の第１の伝達特性を推定し、前記直交変調器の入力側で予め前記送信Ｉチャネル信号と前記送信Ｑチャネル信号のミスマッチを補正する送信機側補正係数を算出し、
    　次いで、前記送信機側補正係数で補正した前記送信Ｉチャネル信号と前記送信Ｑチャネル信号を前記直交変調器に入力し、前記直交変調器の入力側から出力側に至りさらに前記直交復調器の入力側から出力側に至る経路の第２の伝達特性を再度推定し、該再度推定の結果を用いて、ＩＲＲ向上のための受信機側補正関数を算出し、該受信機側補正関数を用いて、前記直交復調器の出力側で前記受信Ｉチャネル信号と前記受信Ｑチャネル信号のミスマッチを補正する受信機側補正係数を算出することを特徴とするＩＱミスマッチ補正方法。
  2. 　請求項１に記載のＩＱミスマッチ補正方法において、
    　前記送信機側補正関数の算出は、
    　前記直交変調器のＩチャネルミキサとＱチャネルミキサに入力するそれぞれのローカル信号をスワップさせず、且つ前記直交復調器のＩチャネルミキサとＱチャネルミキサに入力するそれぞれのローカル信号を極性反転させないノーマルステート１と、
    　前記直交変調器のＩチャネルミキサとＱチャネルミキサに入力するローカル信号をスワップさせず、且つ前記直交復調器のＩチャネルミキサとＱチャネルミキサに入力するそれぞれのローカル信号の一方を極性反転させたノーマルステート２と、
    　前記直交変調器のＩチャネルミキサとＱチャネルミキサに入力するローカル信号をスワップし、且つ前記直交復調器のＩチャネルミキサとＱチャネルミキサに入力するそれぞれのローカル信号を極性反転させないスワップステート１と、
    　前記直交変調器のＩチャネルミキサとＱチャネルミキサに入力するローカル信号をスワップし、且つ前記直交復調器のＩチャネルミキサとＱチャネルミキサに入力するそれぞれのローカル信号の一方を極性反転させたスワップステート２と、
    　をそれぞれ設定し、各ステートで得られる４個の伝達特性を用いて算出する、
    　ことを特徴とするＩＱミスマッチ補正方法。
  3. 　請求項２に記載のＩＱミスマッチ補正方法において、
    　前記受信機側補正関数の算出は、
    　前記ノーマルステート１と前記ノーマルステート２とを再度設定し、各ステートで得られる２個の伝達特性を用いて算出する、
    　ことを特徴とするＩＱミスマッチ補正方法。
  4. 　送信機側に送信Ｉチャネル信号と送信Ｑチャネル信号を直交変調する直交変調器を備えるとともに受信機側に受信Ｉチャネル信号と受信Ｑチャネル信号を直交復調する直交復調器を備えたＲＦ送受信装置において、
    　前記直交変調器の出力側から前記直交復調器の入力側に至るフィードバック経路を形成するフィードバック経路形成手段と、
    　前記直交変調器のＩチャネルミキサとＱチャネルミキサにそれぞれのローカル信号をそのまま入力させるノーマルステートと、それぞれのローカル信号を互いに入れ替えて入力させるスワップステートとの一方を切り替えにより選択するスワッピングスイッチと、
    　前記直交復調器のＩチャネルミキサとＱチャネルミキサに入力するそれぞれのローカル信号をそのまま入力させる非切替状態と、それぞれのローカル信号の一方を極性反転して入力させる切替状態との一方を選択する切替手段と、
    　前記直交変調器の入力側において送信機側補正係数により送信Ｉチャネル信号と送信Ｑチャネル信号のミスマッチを予め補正する送信機側ミスマッチ等価器と、
    　前記直交復調器の出力側において受信機側補正係数により受信Ｉチャネル信号と受信Ｑチャネル信号のミスマッチを補正する受信機側ミスマッチ等価器と、
    　前記直交変調器の入力側から前記フィードバック経路を経由して前記直交復調器の出力側に至る経路において前記スワッピングスイッチと前記切替手段の切り替えにより第１の伝達特性を推定し、該推定の結果を用いて、ＩＲＲ向上のための送信機側補正関数を算出し、該送信機側補正関数を用いて前記直交変調器の入力側で予め前記送信Ｉチャネル信号と前記送信Ｑチャネル信号のミスマッチを補正する前記送信側補正係数を算出し、次いで、前記送信機側補正係数で補正した前記送信Ｉチャネル信号と前記送信Ｑチャネル信号を前記直交変調器に入力し、前記直交変調器の入力側から前記フィードバック経路を経由して前記直交復調器の出力側に至る経路において前記切替手段の切り替えにより第２の伝達特性を再度推定し、該再度推定の結果を用いて、ＩＲＲ向上のための受信機機側補正関数を算出してから前記受信機側補正係数を算出するミスマッチ推定部と、
    　を備えることを特徴とするＲＦ送受信装置。
  5. 　請求項４に記載のＲＦ送受信装置において、
    　前記送信機側補正関数の算出は、
    　前記スワッピングスイッチをノーマルステートにし且つ前記切替手段を非切替状態にしたノーマルステート１と、
    　前記スワッピングスイッチをノーマルステートにし且つ前記切替手段を切替状態にしたノーマルステート２と、
    　前記スワッピングスイッチをスワップステートにし且つ前記切替手段を非切替状態にしたスワップステート１と、
    　前記スワッピングスイッチをスワップステートにし且つ前記切替手段を切替状態にしたスワップステート２と、
    　をそれぞれ設定し、各ステートで得られる４個の伝達特性を用いて算出する、
    　ことを特徴とするＲＦ送受信装置。
  6. 　請求項５に記載のＲＦ送受信装置において、
    　前記受信機側補正関数の算出は、
    　前記ノーマルステート１と前記ノーマルステート２とを再度設定し、各ステートで得られる２個の伝達特性を用いて算出する、
    　ことを特徴とするＲＦ送受信装置。
  7. 　出力信号の位相を制御するブロックと前記出力信号の振幅を制御するブロックを有する送信機と、受信Ｉチャネル信号と受信Ｑチャネル信号を直交復調する直交復調器を備えた受信機と、を備えたＲＦ送受信装置におけるＩＱミスマッチ補正方法であって、
    　前記送信機の入力側から出力側に至りさらに前記直交復調器の入力側から出力側に至る経路の第３の伝達特性を推定し、該推定の結果を用いて、ＩＲＲ向上のための受信機側補正関数を算出し、該受信機側補正関数を用いて、前記直交復調器の出力側で前記受信Ｉチャネル信号と前記受信Ｑチャネル信号のミスマッチを補正する受信機側補正係数を算出することを特徴とするＩＱミスマッチ補正方法。
  8. 　請求項７に記載のＩＱミスマッチ補正方法において、
    　前記受信機側補正関数の算出は、前記直交復調器のＩチャネルミキサとＱチャネルミキサに入力するそれぞれのローカル信号を極性反転させないノーマルステート３と、前記直交復調器のＩチャネルミキサとＱチャネルミキサに入力するそれぞれのローカル信号の一方を極性反転させたノーマルステート４と、をそれぞれ設定し、各ステートで得られる２個の伝達特性を用いて算出する、
    　ことを特徴とするＩＱミスマッチ補正方法。
  9. 　出力信号の位相を制御するブロックと前記出力信号の振幅を制御するブロックを有する送信機と、受信Ｉチャネル信号と受信Ｑチャネル信号を直交復調する直交復調器を備えた受信機と、を備えたＲＦ送受信装置において、
    　前記送信機の出力側から前記受信機の入力側に至るフィードバック経路を形成するフィードバック経路形成手段と、
    　前記直交復調器のＩチャネルミキサとＱチャネルミキサに入力するそれぞれのローカル信号をそのまま入力させる非切替状態と、それぞれのローカル信号の一方を極性反転して入力させる切替状態との一方を選択する切替手段と、
    　前記直交復調器の出力側において受信機側補正係数により受信Ｉチャネル信号と受信Ｑチャネル信号のミスマッチを補正する受信機側ミスマッチ等価器と、
    　前記送信機から前記フィードバック経路形成手段を経由して前記受信機の前記直交復調器の出力側に至る経路において前記切替手段の切り替えにより第３の伝達特性を推定し、該推定の結果を用いて、ＩＲＲ向上のための受信機側補正関数を算出してから前記受信機側補正係数を算出するミスマッチ推定部と、
    　を備えることを特徴とするＲＦ送受信装置。
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