CN101960809B - Dc补偿 - Google Patents

Abstract

一种装置，包括模拟滤波器；耦合至所述模拟滤波器的模数转换器；以及耦合至所述模数转换器的数字滤波器，其中配置该装置，使得由所述模拟滤波器引入经滤波信号的失真实质上由所述数字滤波器补偿。

Description

DC补偿

技术领域

本发明总体上涉及通信，并且更具体地，涉及RF接收机中的DC补偿，并且特别而不排他地涉及基于正交频分调制(OFDM)的系统中的DC补偿。

背景技术

在正交频分调制(OFDM)中，数据在符号时间的持续时间T之内在多个频率上传输。OFDM的一个性质在于，个体载波的频率间隔1/T，其中T是数据符号的持续时间。该性质允许利用个体载波之间的理想频率选择性来制造OFDM接收机。换言之，OFDM波形中的载波以如下方式间隔：它们有效地在接收机侧彼此不见，也即，载波是彼此正交的，使得不存在交叉干扰从而不存在信号损失。

OFDM的益处是高频谱效率(信道带宽的吞吐量/MHz)以及对多径干扰和频率选择性衰落的高对抗性。

为了在具有延迟扩展的多径传输信道中保持载波正交性，OFDM符号在略长于T的时间内有效传输。在接收机侧，该额外时间不是检测OFDM符号所需要的，因此可被认为是保护周期(GP)。对于典型的系统而言，T可以是67μs(Δf＝15kHz)并且GP可以是0.5μs。

通常方便的是利用围绕信道中心频率的载波对称性来定义OFDM系统，也即，相对于信道中心而言，存在在+/-N/2×Δf处携带数据符号的子载波，其中N是子载波的总数，并且Δf是子载波间隔。在这方面，0Hz载波或者DC载波是例外，因为发射机和接收机技术使得难以避免此载波上的损耗。为此原因，DC载波通常被牺牲。从频谱的角度考虑，DC载波可以被认为是任何其他子载波。如果复杂的DC电平在符号时间的持续时间中恒定，它将不干扰其他数据符号，也即，DC子载波与携带子载波的数据正交。

在设计OFDM系统的RF接收机时，一个选择可以是直接转换接收机。在直接转换接收机中，RF信号直接与基带混频，也即，本地振荡器频率等于信道频率。因此，在RF混频器中固有生成的DC分量将存在于DC子载波，并且如果DC电平在符号的持续时间期间恒定，理论上它对于其他子载波中数据符号的检测将是无害的。

然而，在接收小RF信号时，DC分量相对于期望信号来说可能是显著的。在极端情况下，DC电平可能超过期望信号水平达重大量级。由于电子设备特别是A/D转换器的动态范围是有限的，因此通常期望在A/D转换之前在基带中移除DC分量。

不幸的是，很难以影响其他子载波信号检测的方式移除DC分量而不使信号失真。这是因为，出于多种原因，DC电平通常在符号的持续时间期间改变。导致DC电平的改变例如可能是接收频带中的强外部阻力，其在DC子载波中生成信号。而且，当在自动增益控制(AGC)系统的控制下增益在接收机的前端和/或后端中改变时，DC电平通常改变。

可以用来消除DC分量的一个方法是以0Hz为中心的窄带停止滤波器(或者高通滤波器)。此滤波器的截止频率范围通常可以从子载波间隔的小部分直到子载波间隔。

使用具有非常窄截止频率的高通滤波器(HPF)具有如下缺点，即该滤波器具有比符号时间T长得多的冲击响应。因此，这将会引起使符号检测降级的符号间干扰(ISI)。而且，滤波器移除DC的用途不是最优的，因为滤波器的调整时间较长，因此其将在降低DC之前占用多个OFDM符号的持续时间。

使用具有较高截止频率(例如，等于子载波间隔的n倍)的HPF具有如下缺点，即其破坏了子载波与DC载波的正交性。如数字接收机中常用的，基于传输信道估计的均衡化将无法移除由HPF导致的失真。对此问题的另一观点是，由于HPF调整，HPF之后的DC电平将不会在整个OFDM符号时间中恒定。当DC非恒定时，功率谱将扩展到其他子载波，并且使这些子载波中的已调制符号失真。

本发明某些实施方式的目的是解决或者至少缓解这些问题中的某些问题。

发明内容

按照本发明的第一方面，提供一种装置，包括模拟滤波器；耦合至所述模拟滤波器的模数转换器；以及耦合至所述模数转换器的数字滤波器，其中配置该装置，使得由所述模拟滤波器引入经滤波信号的失真实质上由所述数字滤波器补偿。

按照本发明的一个实施方式，模拟滤波器和数字滤波器中一个的频率响应可以实质上是所述模拟滤波器和所述数字滤波器中另一个的逆。模拟滤波器可以包括高通滤波器。高通滤波器可以具有由以下公式确定的频率响应：

$A\left(s\right)=\frac{s}{s+\frac{1}{\mathrm{\τ}}}$

其中τ是与模拟滤波器相关联的时间常量。

数字滤波器可以包括无限冲击响应滤波器。数字滤波器可以具有由以下公式确定的频率响应：

$D\left(z\right)=\frac{1-a\·z^{-1}}{1-z^{-1}}$

其中a是滤波器系数。该滤波器系数可由以下公式确定：

$a=e^{\frac{-1}{\mathrm{\τ}\·\mathrm{fs}}}$

其中fs是采样频率。

数字滤波器可以包括滤波器存储器。所述滤波器存储器配置为被定期重置。按照一个实施方式，滤波器存储器可以配置为在接收数据符号之前的保护周期期间被重置。

该装置还可以包括以下至少一个：耦合在所述模拟滤波器与所述模数转换器之间的低通滤波器；耦合在所述低通滤波器与所述模数转换器之间的基带放大器；耦合在所述模数转换器与所述数字滤波器之间的信道滤波器；或者耦合至模拟滤波器的输入的混频器，其中所述混频器配置用于对接收的信号与混频频率进行混频。

该装置还可以配置用于接收射频信号。射频信号可以包括正交频分调制的信号。

按照本发明的第二方面，提供一种方法，包括：利用第一滤波器对模拟信号进行滤波；在模数转换器中对经滤波模拟信号进行转换；以及利用第二滤波器对所述采样进行滤波，其中由所述第一滤波器引入所述经滤波模拟信号的失真实质上由所述第二滤波器补偿。

第一滤波器和第二滤波器中一个的频率响应实质上是所述第一滤波器和所述第二滤波器中另一个的逆。第一滤波器可以包括高通滤波器。高通滤波器可以具有由以下公式确定的频率响应：

$A\left(s\right)=\frac{s}{s+\frac{1}{\mathrm{\τ}}}$

其中τ是与模拟滤波器相关联的时间常量。

第二滤波器包括无限冲击响应滤波器。第二滤波器可以具有由以下公式确定的频率响应：

$D\left(z\right)=\frac{1-a\·z^{-1}}{1-z^{-1}}$

其中a是滤波器系数。该滤波器系数可由以下公式确定：

$a=e^{\frac{-1}{\mathrm{\τ}\·\mathrm{fs}}}$

其中fs是采样频率。

优选地，第二滤波器可以包括滤波器存储器。该方法还可以包括：定期重置滤波器存储器。重置滤波器存储器可被定时为在接收数据符号之前的保护周期期间发生。

该方法还可以包括：对接收的信号与混频频率进行混频，以生成所述模拟信号。优选地，接收的信号可以包括射频信号。

附图说明

现在，将仅通过示例的方式参考附图来描述本发明的实施方式，其中：

图1示出了按照本发明一个实施方式的接收机。

图2示出了按照本发明一个实施方式的均衡滤波器。

图3示出了按照本发明一个实施方式的高通滤波器和均衡滤波器的输出的仿真图绘。

图4示出了按照本发明一个实施方式的方法。

具体实施方式

在此将通过特定示例的方式并且特别参考优选实施方式来描述本发明的实施方式。本领域技术人员将会理解，本发明不限于在此给出的特定实施方式的细节。

本发明的某些实施方式提供一种方法，用于移除接收机的模拟基带中的DC分量，而最小化与从信号中移除DC分量相关联的失真。按照本发明的一个实施方式，在整个OFDM符号时间中DC保持恒定。DC分量仅在OFDM符号之间的保护周期期间改变。

按照一个实施方式，使用第一阶模拟高通滤波器对基带信号进行滤波。可以选择高通滤波器(HPF)具有相对高的截止频率，使得HPF快速调整，优选地在一个或两个OFDM符号的时间内调整。如上所述，具有相对高截止频率的HPF将使信号失真，从而使其破坏子载波与DC载波的正交性。

按照本发明的某些实施方式，可以在第一阶无线冲击响应(IIR)滤波器中在数字基带中对信号进行进一步滤波。可以仔细选择IIR滤波器系数，以便将由IIR引起的失真与HPF所导致的失真相匹配，从而移除或者实质上移除来自信号的失真，由此恢复或者实质上恢复子载波与DC载波的正交性。

图1中示出了本发明的一个实施方式。图1示出了供接收RF信号使用的接收机链。这种接收机链可以实现为例如无线网络中的移动终端或者基站的部分。

图1的框图是接收机链1的简化框图；通常这种接收机链将在正交接收机中使用，其具有两个混频器以及每个混频器后都具有I(同相)分支和Q(正交)分支。对于正交接收机而言，模拟滤波和数字滤波在两个分支的每一个中独立执行。

图1的接收机链1可以分为三个域。在射频(RF)模拟域中，天线22耦合至放大器2的输入，放大器2例如是低噪声放大器(LNA)。放大器2的输出耦合至混频器4，其也接收混频频率(未示出)。混频器4的输出耦合至高通滤波器(HPF)6的输入，HPF6的输出耦合至低通滤波器(LPF)8的输入。LPF 8的输出耦合至基带放大器10的输入，并且放大器的输出耦合至模数转换器12的输入。

在图1的接收机链的RF数字域中，数字采样是ADC 12的输出，并耦合至信道滤波器14的输入。信道滤波器14耦合至均衡滤波器16，其还接收CP-重置信号20。均衡滤波器16的输出继而耦合至数字域中的基带处理18。

考虑接收机链1的操作，无线电信号可由天线22接收，并向放大器2传递以便放大。经放大的信号继而在混频器4中与混频频率进行混频。通常，混频频率可以这样选择，使得经放大的接收信号在混频器4中被下变频到基带中。经下变频的信号继而在HPF 6中进行高通滤波，从而抑制经下变频信号的低频分量，包括任何DC分量。经高通滤波的分量继而在LPF 8中进行低通滤波。该经低通滤波的信号继而在基带放大器10中放大。可以设置基带放大器10的增益，以确保ADC 12的输入使用模数转换器的完全范围，并由此实现良好的精度。

尽管已经在混频至基带的接收信号这一上下文中描述了本发明的实施方式，但是本发明的实施方式同样适用于信号被混频至中间频率的接收机。

ADC 12输出的数字采样(其代表RF信号)继而在信道滤波器14中滤波，以隔离感兴趣的频率。在向基带处理18传递以解码接收信号之前，经滤波的采样继而可以在无线冲击响应滤波器16中再次滤波。

按照本发明的实施方式，HPF 6是第一阶模拟高通滤波器。HPF移除模拟基带中的DC分量。可以选择相对于OFDM符号的频率间隔而言较高的截止频率，从而使HPF在一个或两个OFDM符号的时间内快速调整。按照本发明的一个实施方式，可以将HPF的截止频率选择在OFDM符号频率的三十分之一与OFDM符号间隔的一倍之间。

在数字基带中，在模数转换之后，均衡滤波器16(包括一般与HPF 6的特性相匹配的特定第一阶IIR滤波器)可以移除由HPF 6引入的失真。

为了均衡滤波器16移除由HPF 6引入的失真，均衡滤波器可以按照以下方式来设计，即HPF与均衡滤波器的组合频率响应从DC到感兴趣的基带具有均一增益(也即，平坦响应)，这可以由数字滤波器中的采样率来确定。

按照本发明的一个实施方式，滤波器可以使用单个延迟元件(或称滤波器存储器)。存储器中采样的值将表示数字滤波器输入中的瞬时DC电平。滤波器存储器可以定期被强制为特定值。按照本发明的一个实施方式，滤波器存储器可以被强制为零。在一个实施方式中，可以在接收信号的每个保护周期期间重置滤波器存储器。

图2中示出了均衡滤波器16的一个示例实施方式。图2的滤波器包括放大器30、第一加法器32、延迟元件34以及第二加法器36。向放大器30的输入以及第二加法器36的第一输入施加均衡滤波器的采样。放大器30的增益可以等于-a，其中a是滤波器系数。经放大的采样耦合至第一加法器32的第一输入。第一加法器32的输出耦合至延迟元件34，并且延迟元件34的输出耦合至第二加法器36的第二输入。第二加法器36将延迟元件34的输出与输入采样相加，并且输出结果。第二加法器36的输出耦合至第一加法器32的第二输入，并且与经放大的采样值相加，以形成第一加法器32的输出。第二加法器36的输出还形成均衡滤波器16的输出。

仅示出了用来对接收机的I分支和Q分支进行独立滤波的两个等同滤波器中的一个。

为了在模拟域中使均衡滤波器与HPF滤波器的特性相匹配从而使均衡滤波器有效地作为“逆滤波器”，在均衡滤波器的z域中引入零，其消除了s域中HPF的极性。继而可以通过在数字域中应用“逆滤波器”来消除HPF的不良影响。此滤波器将把数字域中的DC恢复至模拟增益更新中间的恒定水平，也即，RF混频器的输出中的DC跳跃中间。假设，模拟RF域中的高通滤波器是形式如下的第一阶IIR滤波器：

$A\left(s\right)=\frac{s}{s+\frac{1}{\mathrm{\τ}}}$

其中τ是HPF的时间常量，并且s是角频率。3dB截止频率是：

$f_{3\mathrm{dB}}=\frac{1}{2\·\mathrm{\π}\·\mathrm{\τ}}$

继而均衡数字滤波器可以采取以下形式：

$D\left(z\right)=\frac{1-a\·z^{-1}}{1-z^{-1}}$

其中系数a可以从消除A(s)中单极的、零的直接匹配z变换导出：

，其中fs是采样频率。

滤波器系数“a”可以取决于数字域中使用的采样率。在针对不同模式而使用不同采样率的系统中，“a”系数必须相应地改变。

尽管滤波器输出中的恒定DC电平对OFDM符号解码无害，仍可能期望移除此DC电平，以改进经滤波信号的动态范围。图2的均衡数字滤波器允许容易地清除滤波器存储器，以便移除滤波器输出中的不必要的DC电平。按照本发明的一个实施方式，滤波器存储器可以在每个OFDM符号之前清除，也即，在每个OFDM符号之前的保护周期(GP)中清除。以此方式清除滤波器存储器可以允许移除不必要的的DC电平，同时确保DC电平在每个符号持续期间保持恒定。

图4示出了按照本发明一个实施方式的方法。在图4的方法中，在步骤100中，在第一滤波器中对模拟信号进行采样，这将某些失真引入信号。在步骤102，经滤波的信号继而在数模转换器中进行转换。在步骤104中，在第二滤波器中对数字信号进行采样，这补偿或者实质上补偿了在第一滤波器中引入的失真。

图3中示出的图绘示出了在应用具有极高DC分量的输入时均衡滤波器16的操作的示例仿真。仅示出了分支I或Q中的一个。在第一图绘中示出了向均衡滤波器14的输入信号。绘出的时间窗口跨6个OFDM符号(其中前两个OFDM符号标有垂直线)。第二图绘示出了当滤波器存储器在每个新OFDM符号之前清除时的数字滤波器输出。可以看到，每个OFDM符号中的DC约为恒定，并且从一个OFDM符号到下一个逐级降低。最终，其可以接近零，或者收敛到分支中残留DC的电平(恒定部分)。

在仿真中，高通滤波器截止频率被设为2kHz。当使用均衡数字滤波器时，RF中的HPF的截止频率可以设为5kHz甚至更高，而不会损害数据符号的恢复。高截止值可以导致一个快速调整滤波器，因此在第一OFDM符号之后，信号中的恒定DC电平将在均衡滤波器中被几乎完全移除。

本发明的某些实施方式可以具有一个或多个下述益处：

●均衡IIR滤波器可以确保由模拟RF中的HP滤波器引入的组延迟失真和频率失真得以抵消，由此消除靠近DC载波的OFDM符号的检测性能降低。

●可以减小来自RF中生成的任何DC功率(例如，来自强阻力)的影响。出现在OFDM符号中间的强阻力可能引起DC跳跃，并降低该符号的检测。然而，可以通过使用均衡滤波器来保护后续符号。当阻力消失时，类似的DC跳跃将使得这仅仅将干扰单个OFDM符号。

已经在RF接收机中接收OFDM符号这一上下文中讨论了本发明的实施方式。然而，本发明的实施方式同样适用于其他无线标准，并且可以在期望降低应用于模数转换器的信号中的DC功率水平的任何情况中使用。

一般地，本发明的各种实施方式可以通过硬件或专用电路、软件、逻辑或其任何组合实现。例如，某些方面可以通过硬件实现，而其他方面可以通过可由控制器、微处理器或其他计算设备执行的固件或软件来实现，当然本发明不限于此。按照本发明的一个实施方式，接收机可以实现为集成电路的部分。尽管本发明的各个方面可以示出和描述为框图、流程图或者使用其他图绘表示，但是很好理解，作为非限制性示例，在此描述的这些框、装置、系统、技术或者方法可以通过硬件、软件、固件、专用电路或逻辑、通用硬件或控制器或其他计算设备或其某些组合来实现。

上文描述已经通过示例性和非限制性示例的方式提供了对本发明的示例性实施方式的完全和信息性描述。然而，当结合附图和所附权利要求阅读上文描述时，各种修改和调整对于相关领域技术人员来说将变得易见。然而，对本发明教导的所有此类和类似的修改仍将落在所附权利要求书限定的本发明的范围内。

Claims (23)

1.一种用于DC补偿的装置，包括：

模拟滤波器；

耦合至所述模拟滤波器的模数转换器；以及

耦合至所述模数转换器的数字滤波器；

其中配置所述装置，使得由所述模拟滤波器引入经滤波信号的失真实质上由所述数字滤波器补偿；

其中所述装置配置用于在接收OFDM符号之前的保护周期期间重置所述数字滤波器的存储器。

2.如权利要求1所述的装置，其中所述模拟滤波器和所述数字滤波器中一个的频率响应实质上是所述模拟滤波器和所述数字滤波器中另一个的逆。

3.如权利要求1或2所述的装置，其中所述模拟滤波器包括高通滤波器。

4.如权利要求3所述的装置，其中所述高通滤波器具有由以下公式确定的频率响应：

$A\left(s\right)=\frac{s}{s+1/\mathrm{\τ}}$

其中s是角频率并且τ是与所述模拟滤波器相关联的时间常量。

5.如权利要求1或2所述的装置，其中所述数字滤波器包括无限冲击响应滤波器。

6.如权利要求5所述的装置，其中所述数字滤波器具有由以下公式确定的频率响应：

$D\left(z\right)=\frac{1-a\·z^{-1}}{1-z^{-1}}$

其中a是滤波器系数。

7.如权利要求6所述的装置，其中所述滤波器系数由以下公式确定：

$a=e^{\frac{-1}{\mathrm{\τ}\·\mathrm{fs}}}$

其中τ是与所述数字滤波器相关联的时间常量并且fs是采样频率。

8.如权利要求1或2所述的装置，还包括：耦合在所述模拟滤波器与所述模数转换器之间的低通滤波器。

9.如权利要求8所述的装置，还包括：耦合在所述低通滤波器与所述模数转换器之间的基带放大器。

10.如权利要求1或2所述的装置，还包括：耦合在所述模数转换器与所述数字滤波器之间的信道滤波器。

11.如权利要求1或2所述的装置，还包括：耦合至所述模拟滤波器的输入的混频器，其中所述混频器配置用于对接收的信号与混频频率进行混频。

12.如权利要求1或2所述的装置，其中所述装置进一步配置用于接收射频信号。

13.如权利要求12所述的装置，其中射频信号包括正交频分调制的信号。

14.一种用于DC补偿的方法，包括：

利用第一滤波器对模拟信号进行滤波；

在模数转换器中对经滤波模拟信号进行转换；以及

利用第二滤波器对来自所述模数转换器的采样进行滤波；

其中由所述第一滤波器引入所述经滤波模拟信号的失真实质上由所述第二滤波器补偿；

其中所述方法还包括在接收OFDM符号之前的保护周期期间重置所述第二滤波器的存储器。

15.如权利要求14所述的方法，其中所述第一滤波器和所述第二滤波器中一个的频率响应实质上是所述第一滤波器和所述第二滤波器中另一个的逆。

16.如权利要求14或15所述的方法，其中所述第一滤波器包括高通滤波器。

17.如权利要求16所述的方法，其中所述高通滤波器具有由以下公式确定的频率响应：

$A\left(s\right)=\frac{s}{s+1/\mathrm{\τ}}$

其中s是角频率并且τ是与所述第一滤波器相关联的时间常量。

18.如权利要求14或15所述的方法，其中所述第二滤波器包括无限冲击响应滤波器。

19.如权利要求18所述的方法，其中所述第二滤波器具有由以下公式确定的频率响应：

$D\left(z\right)=\frac{1-a\·z^{-1}}{1-z^{-1}}$

其中a是滤波器系数。

20.如权利要求19所述的方法，其中所述滤波器系数由以下公式确定：

$a=e^{\frac{-1}{\mathrm{\τ}\·\mathrm{fs}}}$

其中τ是与所述第二滤波器相关联的时间常量并且fs是采样频率。

21.如权利要求14或15所述的方法，还包括：在所述转换之前对所述模拟信号进行低通滤波。

22.如权利要求14或15所述的方法，还包括：对接收的信号与混频频率进行混频，以生成所述模拟信号。

23.如权利要求22所述的方法，其中所述接收的信号是射频信号。