JP4457484B2 - 無線装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明に属する技術分野】
本発明はデジタル無線通信における無線装置に関し、特に、アナログフィルタの群遅延特性を補正する群遅延特性補正装置を備えた無線装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来から、ＲＦ（Radio Frequency）帯、ＩＦ（Intermediate Frequency）帯での無線チャネル帯域制限には、アナログパンドパスフィルタが用いられている。しかし、従来の無線システムにおける無線チャネル帯域幅は広く、カットオフ特性も緩やかで済むため、アナログバンドパスフィルタの群遅延特性は、さほどデータ復号の判定誤り率増大の原因とはならない。そのため、アナログパンドパスフィルタは簡易的なＬＣ共振回路などが用いられている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、近年、周波数有効利用の観点から無線チャネルの狭帯域化が進み、それに伴って隣接チャネルを分離するためのアナログバンドパスフィルタの急峻なカットオフ特性に起因する、中間部が凹状で両側で凸状の群遅延歪が通信上の弊害となっている。すなわち、この群遅延歪により、帯域内周波数特性の線形性が保たれなくなり、データ復号を行う際の符号判定誤り率を増大させる原因となっている。
【０００４】
このようなアナログフィルタの群遅延特性を補正する方法は、例えば、特許第2728244号公報などに提案されている。この公報の技術によれば、ＬＣ共振回路からなる群遅延イコライザによって、共振周波数間または反共振周波数間で凸状となる単峰状特性を作り、従来の双峰状特性を有するセラミックフィルタと組み合わせることにより、平坦な群遅延特性を得て、歪みを少なくして帯域内周波数特性の直線性を向上させている。
【０００５】
しかしながら、上記公報の技術のようなＬＣ共振回路からなる群遅延イコライザでは、所定の周波数特性を得るための調整が必要であったり、周波数特性の改善はなされているものの、周波数特性の安定性に欠けるなどの不具合がある。さらに、群遅延イコライザを回路素子で実現させているために、その回路規模が増大してしまい、コスト高や信頼性の低下を招く虞もある。
【０００６】
また、特開平8-139601号公報には、アナログローパスフィルタの群遅延特性補正に関するデジタル信号処理回路が提案されている。この公報の技術によれば、アナログローパスフィルタの群遅延特性とは逆の群遅延特性を有するデジタルオールパスフィルタを用いて、群遅延特性を平坦にしている。
【０００７】
しかしながら、音声処理などの分野では上述のようなアナログローパスフィルタの群遅延特性を補正することが重要であるが、無線装置では、ＩＦ帯やＲＦ帯でのバンドパスフィルタの特性、すなわち中間部が凹状で両側で凸状の群遅延特性を補正しなければならない。よって、上記公報の技術では、無線装置が必要とするバンドパスフィルタの群遅延特性を補正することはできない。
【０００８】
本発明はこのような事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、アナログバンドパスフィルタの群遅延歪をデジタル信号処理で補正することができ、周波数特性の安定性が高く、且つ調整を必要としないようにすると共に、回路規模を増大させることなく、従来のシステムでも容易に実現させることができる群遅延特性補正装置を備えた無線装置を提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決するために、本発明の無線装置は、スーパーヘテロダイン型の無線装置、または受信帯域制限用のアナログバンドパスフィルタを有する無線装置であって、前記アナログバンドパスフィルタの群遅延特性とは逆の特性を有するデジタルフィルタと自己の受信部で受信された受信信号とを用いてフィルタ演算を行う演算手段と、前記演算手段が、前記アナログバンドパスフィルタの群遅延特性とは逆の特性を有するデジタルフィルタの実数部係数と無線装置の受信部で受信された受信信号とを用いて、実数演算にてフィルタ演算を行うとともに、前記デジタルフィルタは前記アナログバンドパスフィルタの群遅延特性とは逆の特性を有するデジタルフィルタを既存のデジタルフィルタに畳み込み、畳み込んだデジタルフィルタと無線装置の受信部で受信された受信信号とを用いてフィルタ演算することを特徴とする。
【００１０】
すなわち、本発明の無線装置によれば、実数演算にてフィルタ演算を実行して群遅延特性の補正を行い、畳み込んだデジタルフィルタと無線装置の受信部で受信された受信信号とを用いてフィルタ演算を行うので、演算量を軽減することができる。
【００１１】
また、本発明の無線装置は、前記発明において、前記既存のデジタルフィルタはナイキストフィルタであり、群遅延特性の補正処理と前記ナイキストフィルタによるフィルタ処理とが同時に行われることを特徴とする。
【００１２】
すなわち、本発明の無線装置によれば、群遅延特性の補正処理とナイキストフィルタによる帯域制限処理と符号間干渉除去を同時に行うことができるので、処理時間を短縮することができる。
【００１３】
すなわち、本発明の無線装置によれば、スーパーヘテロダイン型の無線装置、または受信帯域制限用のアナログバンドパスフィルタを有する無線装置であって、前記アナログバンドパスフィルタの群遅延特性とは逆の特性を有するデジタルフィルタと自己の受信部で受信された受信信号とを用いてフィルタ演算を行う演算手段と、特性が異なる複数のデジタルフィルタの係数を保持する記憶手段と、前記記憶手段から最適なデジタルフィルタの係数を選択する選択手段と、任意のアナログバンドパスフィルタの入出力信号または出力信号から、群遅延特性の逆特性を有するデジタルフィルタの係数を推定する推定手段と、を備え、前記演算手段は、前記選択手段の選択したデジタルフィルタの係数に基づいてフィルタ演算を行うとともに、前記推定手段によって推定されたデジタルフィルタを用いて、群遅延特性の補正を行い、前記選択手段は、前記記憶手段で予め記憶されているデジタルフィルタの係数と前記推定手段により推定されたデジタルフィルタの係数とを選択的に切換える切換手段を有することを特徴とする。
【００１４】
すなわち、本発明の無線装置によれば、推定手段で推定した群遅延逆特性フィルタと予め記憶手段に記憶してあるフィルタとを選択的に切り換える切換手段を備えているので、信頼性の高いアナログフィルタの群遅延特性補正が実現できる。
【００３１】
【発明の実施の形態】
以下、図面を用いて本発明の無線装置における群遅延特性補正装置について説明するが、先ず、群遅延特性補正の動作原理について述べる。図1は、群遅延特性補正を行うための、アナログフィルタの群遅延特性の逆特性を求める群遅延特性補正装置の原理図である。同図において、群遅延特性補正装置は、信号を入力する入力部１と、群遅延特性を有するアナログフィルタ２と、群遅延特性と逆特性を有するデジタルフィルタ３と、群遅延特性が補正された出力信号を送出する出力部４とによって構成されている。
【００３２】
このような群遅延特性補正装置の構成において、今、入力部１からの入力信号がアナログフィルタ２を通過すると、群遅延特性に応じた群遅延歪を受ける。さらに、アナログフィルタ２の群遅延特性の逆特性を有するデジタルフィルタ３を通過させることにより、群遅延特性補正が行われ、出力部４から周波数補正された信号を出力することができる。
【００３３】
また、入カ部１から出力部４に至るシステム全体のインパルス応答が単位インパルスになるように、ＬＭＳ（Least Mean Square：最小二乗平均）やＲＬＳ（Recursive Least Squares）等の再帰演算アルゴリズムを用いることにより、デジタルフィルタ３の係数を調整すれば、アナログフィルタ２の群遅延特性の逆特性を有するデジタルフィルタ３が得られる。
【００３４】
このようにして、予め得られたデジタルフィルタ係数とフィルタ演算を行う演算手段を備えることにより、アナログフィルタの群遅延特性補正を実現することができる。また、群遅延特性の逆特性を有するデジタルフィルタ３を作成する操作を、様々なパラメータを変更することにより行うと、異なる群遅延逆特性を持ったデジタルフィルタ３が複数得られ、複数のデジタルフィルタ３を記憶する記憶手段と、アナログフィルタ２の動作時のパラメータ値に合わせてデジタルフィルタ係数を選択する選択手段と、この選択手段で選択されたデジタルフィルタとフィルタ演算処理を行う演算手段とを備えておくことにより、精度良く、且つ安定してアナログフィルタ２のパラメータによる群遅延特性変化に追従した補正が実現できる。
【００３５】
また、アナログフィルタ２の入出力結果からアナログフィルタ２の群遅延特性の逆特性を有するデジタルフィルタ３を推定する推定手段を設けることにより、アナログフィルタ２の群遅延特性変動に追従した群遅延特性補正を行うことも可能である。
【００３６】
さらに、記憶手段に保持された複数のデジタルフィルタから選択されたデジタルフィルタと推定手段で推定されたデジタルフィルタとを選択する選択手段を設けることにより、信頼性の高いアナログフィルタの群遅延特性補正を実現することもできる。
【００３７】
次に、ダブルスーパーヘテロダイン型の無線装置を用いて群遅延特性補正について説明するが、複数の受信帯域制限用のアナログバンドパスフィルタを有する無線装置を用いた場合も補正動作は全く同じである。さらに、シングルスーパーヘテロダイン型の無線装置や単一の受信帯域制限用のアナログバンドパスフィルタを有する無線装置を用いた場合も補正動作は全く同じである。
【００３８】
図２は、ダブルスーパーヘテロダイン型無線装置の受信部の一実施の形態のブロック図である。図２において、ダブルスーパーヘテロダイン型無線装置は、アンテナ５と、ミキサ６，８と、アナログバンドパスフィルタ７，９と、直交復調部１０と、Ａ／Ｄ変換部１１と、デジタルフィルタ係数を推定する推定手段１７と、デジタル信号処理部１８とによって構成されている。
【００３９】
また、デジタル信号処理部１８は、フィルタ演算を行う演算手段１２と、信号復調部１３と、デジタルフィルタ係数を選択する選択手段１５と、デジタルフィルタ係数を記憶する記憶手段１６とによって構成され、信号出力１４が取り出されるようになっている。尚、デジタル信号処理部１８は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）やＤＳＰ（Digital Signal Processor）などの演算装置を用いても良いし、ＧＡ（Gate Array）などハードロジックを用いてもよい。
【００４０】
図２において、アンテナ５で受信されたＲＦ信号はミキサ６に入力され、第１中間周波数へ周波数変換されてアナログバンドパスフィルタ７に入力される。さらに、アナログバンドパスフィルタ７に入力された信号は帯域制限されると共に中間部が凹状で両側で凸状の群遅延歪を受けてミキサ８に入力される。
【００４１】
ミキサ８に入力された信号は、第２中間周波数へ周波数変換されてアナログバンドパスフィルタ９に入力される。さらに、アナログバンドパスフィルタ９に入力された信号は再び帯域制限されると共に、中間部が凹状で両側で凸状の群遅延歪を受けて直交復調部１０に入力される。
【００４２】
そして、直交復調部１０に入力された信号は、周波数変換と同時に直交復調され、同相成分Ｉと直交成分Ｑとに分離されてそれぞれＡ／Ｄ変換部１１に入力される。さらに、Ａ／Ｄ変換部１１に入力された各々の信号は、それぞれＡ／Ｄ変換されてデジタル信号処理部１８に入力される。
【００４３】
さらに、デジタル信号処理部１８に入力された受信信号は、演算手段１２と信号復調部１３を通り、信号出力１４として取り出される。
【００４４】
ここで、演算手段１２では、群遅延特性の逆特性を持つデジタルフィルタで群遅延特性補正を行うフィルタ演算処理がなされ、信号復調部１３では信号復調がなされる。
【００４５】
尚、演算手段１２が行うフィルタ演算処理は、予め求めたデジタルフィルタを記憶手段１６に記憶しておき、この記憶手段１６から取り出したデジタルフィルタで演算を行うことにより、群遅延特性補正を行うことが出来る。このような補正方法によると、ハードロジックなどを用いた演算遅延の少ない迅速な群遅延特性補正も可能である。
【００４６】
また、予め求めた単一又は複数のデジタルフィルタ係数を記憶している記憶手段１６から最適なデジタルフィルタ係数を選択する選択手段１５を設けることにより、パラメータに依存した群遅延特性の変動に追従して補正を行うことが可能である。
【００４７】
さらに、アナログバンドパスフィルタ９を通過後の出力信号、又はアナログバンドパスフィルタ７、９を挟んだ入出力信号から群遅延特性の逆特性を推定する推定手段１７で生成されたデジタルフィルタを用いて、演算手段１２で群遅延特性補正の処理を行うことも可能である。これにより、群遅延特性の時間変動に追従した補正を行うことができる。
【００４８】
このような推定手段１７は、例えば、アナログバンドパスフィルタ７の入力段にパルスを入力し、その時のアナログバンドパスフィルタ９の出力信号から群遅延特性の逆特性を推定する方法や、受信した入力信号のアナログバンドパスフィルタ７、９を通過後の出カ信号データから群遅延特性の逆特性を推定する方法などによって推定を行っている。
【００４９】
図３は、ダブルスーパーヘテロダイン型無線装置の受信部の他の実施の形態のブロック図である。すなわち、この実施の形態は、図２に示す実施の形態に対して、推定手段１７をデジタル信号処理部１８内に持ってきたところのみが異なっている。したがって、図３に示すように、Ａ／Ｄ変換部１１の出力段の受信データから、推定手段１２が群遅延特性の逆特性を推定する方法もある。
【００５０】
また、推定手段１７で推定した群遅延逆特性フィルタと予め記憶手段に記憶してあるフィルタとを選択的に切り換える切換手段を選択手段１５に持たせることも可能である。これにより、信頼性の高いアナログフィルタの群遅延特性補正が実現できる。
【００５１】
図４は、図２、図３に示す演算手段１２の、第１の実施の形態の構成を示すブロツク図である。図４において、入力信号の直交復調後にＡ／Ｄ変換された同相成分のＩデータ１９と、入力信号の直交復調後にＡ／Ｄ変換された直交成分のＱデータ２０とは、それぞれ、デジタルフィルタの実数部フィルタ係数（Ｆｉ）２１と、デジタルフィルタの虚数部フィルタ係数（Ｆｑ）２２とに演算処理されて、信号復調部２３へ入力される。つまり、同相成分のＩデータ１９と直交成分のＱデータ２０とは、デジタルフィルタで複素数フィルタの演算処理がなされて信号復調部２３へ入力される。すなわち、図４に示す第１の実施の形態によれば、演算手段が、アナログバンドパスフィルタの群遅延特性とは逆の特性を有するデジタルフィルタと無線装置の受信部で受信された受信信号とを用いて、複素演算によってフィルタ演算を行ってから信号復調部へ入力している。
【００５２】
図５は、図２、図３に示す演算手段１２の、第２の実施の形態の構成を示すブロツク図である。図５において、同相成分のＩデータ１９と直交成分のＱデータ２０とは、デジタルフィルタの実数部フィルタ係数（Ｆｉ）２１に演算処理されて信号復調部２３へ入力される。したがって、図５に示す第２の実施の形態によれば、演算手段が、アナログバンドパスフィルタの群遅延特性とは逆の特性を有するデジタルフィルタの実数部係数と、無線装置の受信部で受信された受信信号とを用いてフィルタ演算する。
【００５３】
このように、Ｉデータ１９とＱデータ２０とが、デジタルフィルタで実数部フィルタの演算処理がなされ、信号復調部へ入力されることにより、演算量を減らすことが可能となる。
【００５４】
図６は、図２、図３に示す演算手段１２の、第３の実施の形態の構成を示すブロツク図である。図６において、同相成分のＩデータ１９と直交成分のＱデータ２０とは、既存のデジタルフィルタ（例えば、ルートナイキストフィルタ）に実数部デジタルフィルタ係数（Ｆｉ）を畳み込んだＦｉ*ルートナイキスト２４のデジタルフィルタに入力され、演算処理された後に信号復調部２３へ入力される。
【００５５】
つまり、Ｉデータ１９とＱデータ２０は、Ｆｉ*ルートナイキスト２４で群遅延特性補正処理とナイキストフィルタ処理が同時に行われて信号復調部２３へ入力される。したがって、図６に示す第３の実施の形態によれば、演算手段が、アナログバンドパスフィルタの群遅延特性とは逆の特性を有するデジタルフィルタを既存のデジタルフィルタに畳み込み、畳み込んだデジタルフィルタと無線装置の受信部で受信された受信信号とをフィルタ演算してから信号復調部２３へ入力する。
【００５６】
図７は、図２、図３に示す演算手段１２の、第４の実施の形態の構成を示すブロツク図である。すなわち、図７に示す第４の実施の形態は、図４に示す第１の実施の形態の構成に対して、デジタルフィルタ演算処理を選択する演算処理選択手段２５が追加されたものである。つまり、図７に示す第４の実施の形態では、図４に示す第１の実施の形態の複素演算によるフィルタ演算と、図５に示す第２の実施の形態の実数演算によるフィルタ演算とを、演算処理選択手段２５によって選択的に切換えるようにしたものである。このように、演算処理選択手段２５によって演算処理の方法を切り換えることにより、演算手段で行われる演算量や群遅延特性補正の精度の制御を行うことが可能となる。
【００５７】
図８は、図６に示すＦｉ*ルートナイキスト２４のデジタルフィルタに信号入力されて演算処理される無線装置において測定された特性図である。すなわち、この特性図は、横軸の受信入力電圧に対する縦軸のＢＥＲ（Bit Error Rate）の関係を示す特性曲線である。
【００５８】
図８において、（ｂ）は群遅延特性補正前のデータであり、（ａ）は群遅延特性補正後のデータである。図から明らかなように、本発明による群遅延特性の補正によって、受信入力電圧がー１０ｄＢμＶ以上の範囲においてＢＥＲの改善が見られ（つまり、符号判定誤りの増加が抑えられて）、群遅延特性補正の効果が表れていることがわかる。このようにして、歪みを少なくして帯域内周波数特性の直線性を向上させている。
【００５９】
【発明の効果】
以上述べたように、本発明の無線装置によれば、群遅延特性を補正する際に、所定の特性を得るための調整を行う必要がなく、しかも周波数特性の安定性も高い。さらに、ソフトウェアによっても群遅延特性を補正を実現することができるので、システムの回路規模が増大することはない。さらに、群遅延特性の逆特性フィルタを既存のデジタルフィルタに畳み込むことにより、群遅延特性の補正処理による演算時間を短縮することができるので、補正処理による遅延時間が増加することはない。また、デジタルフィルタの作成により、従来の無線装置に対する適応を容易に行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】群遅延特性補正を行うための、アナログフィルタの群遅延特性の逆特性を求める群遅延特性補正装置の原理図
【図２】ダブルスーパーヘテロダイン型無線装置の受信部の一実施の形態のブロック図
【図３】ダブルスーパーヘテロダイン型無線装置の受信部の他の実施の形態のブロック図
【図４】図２、図３に示す演算手段１２の、第１の実施の形態の構成を示すブロツク図
【図５】図２、図３に示す演算手段１２の、第２の実施の形態の構成を示すブロツク図
【図６】図２、図３に示す演算手段１２の、第３の実施の形態の構成を示すブロツク図
【図７】図２、図３に示す演算手段１２の、第４の実施の形態の構成を示すブロツク図
【図８】図６に示すＦｉ*ルートナイキスト２４のデジタルフィルタに信号入力されて演算処理される無線装置において測定された特性図
【符号の説明】
１ 入力部
２ アナログフィルタ
３ デジタルフィルタ
４ 出力部
５ アンテナ
６、８ ミキサ
７、９ アナログバンドパスフィルタ
１０ 直交復調部
１１ Ａ／Ｄ変換部
１２ 演算手段
１３ 信号復調部
１４ 信号出力
１５ 選択手段
１６ 記憶手段
１７ 推定手段
１８ デジタル信号処理部
１９ Ｉデータ
２０ Ｑデータ
２１ 実数部フィルタ係数（Ｆｉ）
２２ 虚数部フィルタ係数（Ｆｑ）
２３ 信号復調部
２４ Ｆｉ*ルートナイキスト
２５ 演算処理選択手段
【発明に属する技術分野】
本発明はデジタル無線通信における無線装置に関し、特に、アナログフィルタの群遅延特性を補正する群遅延特性補正装置を備えた無線装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来から、ＲＦ（Radio Frequency）帯、ＩＦ（Intermediate Frequency）帯での無線チャネル帯域制限には、アナログパンドパスフィルタが用いられている。しかし、従来の無線システムにおける無線チャネル帯域幅は広く、カットオフ特性も緩やかで済むため、アナログバンドパスフィルタの群遅延特性は、さほどデータ復号の判定誤り率増大の原因とはならない。そのため、アナログパンドパスフィルタは簡易的なＬＣ共振回路などが用いられている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、近年、周波数有効利用の観点から無線チャネルの狭帯域化が進み、それに伴って隣接チャネルを分離するためのアナログバンドパスフィルタの急峻なカットオフ特性に起因する、中間部が凹状で両側で凸状の群遅延歪が通信上の弊害となっている。すなわち、この群遅延歪により、帯域内周波数特性の線形性が保たれなくなり、データ復号を行う際の符号判定誤り率を増大させる原因となっている。
【０００４】
このようなアナログフィルタの群遅延特性を補正する方法は、例えば、特許第2728244号公報などに提案されている。この公報の技術によれば、ＬＣ共振回路からなる群遅延イコライザによって、共振周波数間または反共振周波数間で凸状となる単峰状特性を作り、従来の双峰状特性を有するセラミックフィルタと組み合わせることにより、平坦な群遅延特性を得て、歪みを少なくして帯域内周波数特性の直線性を向上させている。
【０００５】
しかしながら、上記公報の技術のようなＬＣ共振回路からなる群遅延イコライザでは、所定の周波数特性を得るための調整が必要であったり、周波数特性の改善はなされているものの、周波数特性の安定性に欠けるなどの不具合がある。さらに、群遅延イコライザを回路素子で実現させているために、その回路規模が増大してしまい、コスト高や信頼性の低下を招く虞もある。
【０００６】
また、特開平8-139601号公報には、アナログローパスフィルタの群遅延特性補正に関するデジタル信号処理回路が提案されている。この公報の技術によれば、アナログローパスフィルタの群遅延特性とは逆の群遅延特性を有するデジタルオールパスフィルタを用いて、群遅延特性を平坦にしている。
【０００７】
しかしながら、音声処理などの分野では上述のようなアナログローパスフィルタの群遅延特性を補正することが重要であるが、無線装置では、ＩＦ帯やＲＦ帯でのバンドパスフィルタの特性、すなわち中間部が凹状で両側で凸状の群遅延特性を補正しなければならない。よって、上記公報の技術では、無線装置が必要とするバンドパスフィルタの群遅延特性を補正することはできない。
【０００８】
本発明はこのような事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、アナログバンドパスフィルタの群遅延歪をデジタル信号処理で補正することができ、周波数特性の安定性が高く、且つ調整を必要としないようにすると共に、回路規模を増大させることなく、従来のシステムでも容易に実現させることができる群遅延特性補正装置を備えた無線装置を提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決するために、本発明の無線装置は、スーパーヘテロダイン型の無線装置、または受信帯域制限用のアナログバンドパスフィルタを有する無線装置であって、前記アナログバンドパスフィルタの群遅延特性とは逆の特性を有するデジタルフィルタと自己の受信部で受信された受信信号とを用いてフィルタ演算を行う演算手段と、前記演算手段が、前記アナログバンドパスフィルタの群遅延特性とは逆の特性を有するデジタルフィルタの実数部係数と無線装置の受信部で受信された受信信号とを用いて、実数演算にてフィルタ演算を行うとともに、前記デジタルフィルタは前記アナログバンドパスフィルタの群遅延特性とは逆の特性を有するデジタルフィルタを既存のデジタルフィルタに畳み込み、畳み込んだデジタルフィルタと無線装置の受信部で受信された受信信号とを用いてフィルタ演算することを特徴とする。
【００１０】
すなわち、本発明の無線装置によれば、実数演算にてフィルタ演算を実行して群遅延特性の補正を行い、畳み込んだデジタルフィルタと無線装置の受信部で受信された受信信号とを用いてフィルタ演算を行うので、演算量を軽減することができる。
【００１１】
また、本発明の無線装置は、前記発明において、前記既存のデジタルフィルタはナイキストフィルタであり、群遅延特性の補正処理と前記ナイキストフィルタによるフィルタ処理とが同時に行われることを特徴とする。
【００１２】
すなわち、本発明の無線装置によれば、群遅延特性の補正処理とナイキストフィルタによる帯域制限処理と符号間干渉除去を同時に行うことができるので、処理時間を短縮することができる。
【００１３】
すなわち、本発明の無線装置によれば、スーパーヘテロダイン型の無線装置、または受信帯域制限用のアナログバンドパスフィルタを有する無線装置であって、前記アナログバンドパスフィルタの群遅延特性とは逆の特性を有するデジタルフィルタと自己の受信部で受信された受信信号とを用いてフィルタ演算を行う演算手段と、特性が異なる複数のデジタルフィルタの係数を保持する記憶手段と、前記記憶手段から最適なデジタルフィルタの係数を選択する選択手段と、任意のアナログバンドパスフィルタの入出力信号または出力信号から、群遅延特性の逆特性を有するデジタルフィルタの係数を推定する推定手段と、を備え、前記演算手段は、前記選択手段の選択したデジタルフィルタの係数に基づいてフィルタ演算を行うとともに、前記推定手段によって推定されたデジタルフィルタを用いて、群遅延特性の補正を行い、前記選択手段は、前記記憶手段で予め記憶されているデジタルフィルタの係数と前記推定手段により推定されたデジタルフィルタの係数とを選択的に切換える切換手段を有することを特徴とする。
【００１４】
すなわち、本発明の無線装置によれば、推定手段で推定した群遅延逆特性フィルタと予め記憶手段に記憶してあるフィルタとを選択的に切り換える切換手段を備えているので、信頼性の高いアナログフィルタの群遅延特性補正が実現できる。
【００３１】
【発明の実施の形態】
以下、図面を用いて本発明の無線装置における群遅延特性補正装置について説明するが、先ず、群遅延特性補正の動作原理について述べる。図1は、群遅延特性補正を行うための、アナログフィルタの群遅延特性の逆特性を求める群遅延特性補正装置の原理図である。同図において、群遅延特性補正装置は、信号を入力する入力部１と、群遅延特性を有するアナログフィルタ２と、群遅延特性と逆特性を有するデジタルフィルタ３と、群遅延特性が補正された出力信号を送出する出力部４とによって構成されている。
【００３２】
このような群遅延特性補正装置の構成において、今、入力部１からの入力信号がアナログフィルタ２を通過すると、群遅延特性に応じた群遅延歪を受ける。さらに、アナログフィルタ２の群遅延特性の逆特性を有するデジタルフィルタ３を通過させることにより、群遅延特性補正が行われ、出力部４から周波数補正された信号を出力することができる。
【００３３】
また、入カ部１から出力部４に至るシステム全体のインパルス応答が単位インパルスになるように、ＬＭＳ（Least Mean Square：最小二乗平均）やＲＬＳ（Recursive Least Squares）等の再帰演算アルゴリズムを用いることにより、デジタルフィルタ３の係数を調整すれば、アナログフィルタ２の群遅延特性の逆特性を有するデジタルフィルタ３が得られる。
【００３４】
このようにして、予め得られたデジタルフィルタ係数とフィルタ演算を行う演算手段を備えることにより、アナログフィルタの群遅延特性補正を実現することができる。また、群遅延特性の逆特性を有するデジタルフィルタ３を作成する操作を、様々なパラメータを変更することにより行うと、異なる群遅延逆特性を持ったデジタルフィルタ３が複数得られ、複数のデジタルフィルタ３を記憶する記憶手段と、アナログフィルタ２の動作時のパラメータ値に合わせてデジタルフィルタ係数を選択する選択手段と、この選択手段で選択されたデジタルフィルタとフィルタ演算処理を行う演算手段とを備えておくことにより、精度良く、且つ安定してアナログフィルタ２のパラメータによる群遅延特性変化に追従した補正が実現できる。
【００３５】
また、アナログフィルタ２の入出力結果からアナログフィルタ２の群遅延特性の逆特性を有するデジタルフィルタ３を推定する推定手段を設けることにより、アナログフィルタ２の群遅延特性変動に追従した群遅延特性補正を行うことも可能である。
【００３６】
さらに、記憶手段に保持された複数のデジタルフィルタから選択されたデジタルフィルタと推定手段で推定されたデジタルフィルタとを選択する選択手段を設けることにより、信頼性の高いアナログフィルタの群遅延特性補正を実現することもできる。
【００３７】
次に、ダブルスーパーヘテロダイン型の無線装置を用いて群遅延特性補正について説明するが、複数の受信帯域制限用のアナログバンドパスフィルタを有する無線装置を用いた場合も補正動作は全く同じである。さらに、シングルスーパーヘテロダイン型の無線装置や単一の受信帯域制限用のアナログバンドパスフィルタを有する無線装置を用いた場合も補正動作は全く同じである。
【００３８】
図２は、ダブルスーパーヘテロダイン型無線装置の受信部の一実施の形態のブロック図である。図２において、ダブルスーパーヘテロダイン型無線装置は、アンテナ５と、ミキサ６，８と、アナログバンドパスフィルタ７，９と、直交復調部１０と、Ａ／Ｄ変換部１１と、デジタルフィルタ係数を推定する推定手段１７と、デジタル信号処理部１８とによって構成されている。
【００３９】
また、デジタル信号処理部１８は、フィルタ演算を行う演算手段１２と、信号復調部１３と、デジタルフィルタ係数を選択する選択手段１５と、デジタルフィルタ係数を記憶する記憶手段１６とによって構成され、信号出力１４が取り出されるようになっている。尚、デジタル信号処理部１８は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）やＤＳＰ（Digital Signal Processor）などの演算装置を用いても良いし、ＧＡ（Gate Array）などハードロジックを用いてもよい。
【００４０】
図２において、アンテナ５で受信されたＲＦ信号はミキサ６に入力され、第１中間周波数へ周波数変換されてアナログバンドパスフィルタ７に入力される。さらに、アナログバンドパスフィルタ７に入力された信号は帯域制限されると共に中間部が凹状で両側で凸状の群遅延歪を受けてミキサ８に入力される。
【００４１】
ミキサ８に入力された信号は、第２中間周波数へ周波数変換されてアナログバンドパスフィルタ９に入力される。さらに、アナログバンドパスフィルタ９に入力された信号は再び帯域制限されると共に、中間部が凹状で両側で凸状の群遅延歪を受けて直交復調部１０に入力される。
【００４２】
そして、直交復調部１０に入力された信号は、周波数変換と同時に直交復調され、同相成分Ｉと直交成分Ｑとに分離されてそれぞれＡ／Ｄ変換部１１に入力される。さらに、Ａ／Ｄ変換部１１に入力された各々の信号は、それぞれＡ／Ｄ変換されてデジタル信号処理部１８に入力される。
【００４３】
さらに、デジタル信号処理部１８に入力された受信信号は、演算手段１２と信号復調部１３を通り、信号出力１４として取り出される。
【００４４】
ここで、演算手段１２では、群遅延特性の逆特性を持つデジタルフィルタで群遅延特性補正を行うフィルタ演算処理がなされ、信号復調部１３では信号復調がなされる。
【００４５】
尚、演算手段１２が行うフィルタ演算処理は、予め求めたデジタルフィルタを記憶手段１６に記憶しておき、この記憶手段１６から取り出したデジタルフィルタで演算を行うことにより、群遅延特性補正を行うことが出来る。このような補正方法によると、ハードロジックなどを用いた演算遅延の少ない迅速な群遅延特性補正も可能である。
【００４６】
また、予め求めた単一又は複数のデジタルフィルタ係数を記憶している記憶手段１６から最適なデジタルフィルタ係数を選択する選択手段１５を設けることにより、パラメータに依存した群遅延特性の変動に追従して補正を行うことが可能である。
【００４７】
さらに、アナログバンドパスフィルタ９を通過後の出力信号、又はアナログバンドパスフィルタ７、９を挟んだ入出力信号から群遅延特性の逆特性を推定する推定手段１７で生成されたデジタルフィルタを用いて、演算手段１２で群遅延特性補正の処理を行うことも可能である。これにより、群遅延特性の時間変動に追従した補正を行うことができる。
【００４８】
このような推定手段１７は、例えば、アナログバンドパスフィルタ７の入力段にパルスを入力し、その時のアナログバンドパスフィルタ９の出力信号から群遅延特性の逆特性を推定する方法や、受信した入力信号のアナログバンドパスフィルタ７、９を通過後の出カ信号データから群遅延特性の逆特性を推定する方法などによって推定を行っている。
【００４９】
図３は、ダブルスーパーヘテロダイン型無線装置の受信部の他の実施の形態のブロック図である。すなわち、この実施の形態は、図２に示す実施の形態に対して、推定手段１７をデジタル信号処理部１８内に持ってきたところのみが異なっている。したがって、図３に示すように、Ａ／Ｄ変換部１１の出力段の受信データから、推定手段１２が群遅延特性の逆特性を推定する方法もある。
【００５０】
また、推定手段１７で推定した群遅延逆特性フィルタと予め記憶手段に記憶してあるフィルタとを選択的に切り換える切換手段を選択手段１５に持たせることも可能である。これにより、信頼性の高いアナログフィルタの群遅延特性補正が実現できる。
【００５１】
図４は、図２、図３に示す演算手段１２の、第１の実施の形態の構成を示すブロツク図である。図４において、入力信号の直交復調後にＡ／Ｄ変換された同相成分のＩデータ１９と、入力信号の直交復調後にＡ／Ｄ変換された直交成分のＱデータ２０とは、それぞれ、デジタルフィルタの実数部フィルタ係数（Ｆｉ）２１と、デジタルフィルタの虚数部フィルタ係数（Ｆｑ）２２とに演算処理されて、信号復調部２３へ入力される。つまり、同相成分のＩデータ１９と直交成分のＱデータ２０とは、デジタルフィルタで複素数フィルタの演算処理がなされて信号復調部２３へ入力される。すなわち、図４に示す第１の実施の形態によれば、演算手段が、アナログバンドパスフィルタの群遅延特性とは逆の特性を有するデジタルフィルタと無線装置の受信部で受信された受信信号とを用いて、複素演算によってフィルタ演算を行ってから信号復調部へ入力している。
【００５２】
図５は、図２、図３に示す演算手段１２の、第２の実施の形態の構成を示すブロツク図である。図５において、同相成分のＩデータ１９と直交成分のＱデータ２０とは、デジタルフィルタの実数部フィルタ係数（Ｆｉ）２１に演算処理されて信号復調部２３へ入力される。したがって、図５に示す第２の実施の形態によれば、演算手段が、アナログバンドパスフィルタの群遅延特性とは逆の特性を有するデジタルフィルタの実数部係数と、無線装置の受信部で受信された受信信号とを用いてフィルタ演算する。
【００５３】
このように、Ｉデータ１９とＱデータ２０とが、デジタルフィルタで実数部フィルタの演算処理がなされ、信号復調部へ入力されることにより、演算量を減らすことが可能となる。
【００５４】
図６は、図２、図３に示す演算手段１２の、第３の実施の形態の構成を示すブロツク図である。図６において、同相成分のＩデータ１９と直交成分のＱデータ２０とは、既存のデジタルフィルタ（例えば、ルートナイキストフィルタ）に実数部デジタルフィルタ係数（Ｆｉ）を畳み込んだＦｉ*ルートナイキスト２４のデジタルフィルタに入力され、演算処理された後に信号復調部２３へ入力される。
【００５５】
つまり、Ｉデータ１９とＱデータ２０は、Ｆｉ*ルートナイキスト２４で群遅延特性補正処理とナイキストフィルタ処理が同時に行われて信号復調部２３へ入力される。したがって、図６に示す第３の実施の形態によれば、演算手段が、アナログバンドパスフィルタの群遅延特性とは逆の特性を有するデジタルフィルタを既存のデジタルフィルタに畳み込み、畳み込んだデジタルフィルタと無線装置の受信部で受信された受信信号とをフィルタ演算してから信号復調部２３へ入力する。
【００５６】
図７は、図２、図３に示す演算手段１２の、第４の実施の形態の構成を示すブロツク図である。すなわち、図７に示す第４の実施の形態は、図４に示す第１の実施の形態の構成に対して、デジタルフィルタ演算処理を選択する演算処理選択手段２５が追加されたものである。つまり、図７に示す第４の実施の形態では、図４に示す第１の実施の形態の複素演算によるフィルタ演算と、図５に示す第２の実施の形態の実数演算によるフィルタ演算とを、演算処理選択手段２５によって選択的に切換えるようにしたものである。このように、演算処理選択手段２５によって演算処理の方法を切り換えることにより、演算手段で行われる演算量や群遅延特性補正の精度の制御を行うことが可能となる。
【００５７】
図８は、図６に示すＦｉ*ルートナイキスト２４のデジタルフィルタに信号入力されて演算処理される無線装置において測定された特性図である。すなわち、この特性図は、横軸の受信入力電圧に対する縦軸のＢＥＲ（Bit Error Rate）の関係を示す特性曲線である。
【００５８】
図８において、（ｂ）は群遅延特性補正前のデータであり、（ａ）は群遅延特性補正後のデータである。図から明らかなように、本発明による群遅延特性の補正によって、受信入力電圧がー１０ｄＢμＶ以上の範囲においてＢＥＲの改善が見られ（つまり、符号判定誤りの増加が抑えられて）、群遅延特性補正の効果が表れていることがわかる。このようにして、歪みを少なくして帯域内周波数特性の直線性を向上させている。
【００５９】
【発明の効果】
以上述べたように、本発明の無線装置によれば、群遅延特性を補正する際に、所定の特性を得るための調整を行う必要がなく、しかも周波数特性の安定性も高い。さらに、ソフトウェアによっても群遅延特性を補正を実現することができるので、システムの回路規模が増大することはない。さらに、群遅延特性の逆特性フィルタを既存のデジタルフィルタに畳み込むことにより、群遅延特性の補正処理による演算時間を短縮することができるので、補正処理による遅延時間が増加することはない。また、デジタルフィルタの作成により、従来の無線装置に対する適応を容易に行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】群遅延特性補正を行うための、アナログフィルタの群遅延特性の逆特性を求める群遅延特性補正装置の原理図
【図２】ダブルスーパーヘテロダイン型無線装置の受信部の一実施の形態のブロック図
【図３】ダブルスーパーヘテロダイン型無線装置の受信部の他の実施の形態のブロック図
【図４】図２、図３に示す演算手段１２の、第１の実施の形態の構成を示すブロツク図
【図５】図２、図３に示す演算手段１２の、第２の実施の形態の構成を示すブロツク図
【図６】図２、図３に示す演算手段１２の、第３の実施の形態の構成を示すブロツク図
【図７】図２、図３に示す演算手段１２の、第４の実施の形態の構成を示すブロツク図
【図８】図６に示すＦｉ*ルートナイキスト２４のデジタルフィルタに信号入力されて演算処理される無線装置において測定された特性図
【符号の説明】
１ 入力部
２ アナログフィルタ
３ デジタルフィルタ
４ 出力部
５ アンテナ
６、８ ミキサ
７、９ アナログバンドパスフィルタ
１０ 直交復調部
１１ Ａ／Ｄ変換部
１２ 演算手段
１３ 信号復調部
１４ 信号出力
１５ 選択手段
１６ 記憶手段
１７ 推定手段
１８ デジタル信号処理部
１９ Ｉデータ
２０ Ｑデータ
２１ 実数部フィルタ係数（Ｆｉ）
２２ 虚数部フィルタ係数（Ｆｑ）
２３ 信号復調部
２４ Ｆｉ*ルートナイキスト
２５ 演算処理選択手段
Claims (3)
- スーパーヘテロダイン型の無線装置、または受信帯域制限用のアナログバンドパスフィルタを有する無線装置であって、
前記アナログバンドパスフィルタの群遅延特性とは逆の特性を有するデジタルフィルタと自己の受信部で受信された受信信号とを用いてフィルタ演算を行う演算手段と、
前記演算手段が、前記アナログバンドパスフィルタの群遅延特性とは逆の特性を有するデジタルフィルタの実数部係数と無線装置の受信部で受信された受信信号とを用いて、実数演算にてフィルタ演算を行うとともに、前記デジタルフィルタは前記アナログバンドパスフィルタの群遅延特性とは逆の特性を有するデジタルフィルタを既存のデジタルフィルタに畳み込み、畳み込んだデジタルフィルタと無線装置の受信部で受信された受信信号とを用いてフィルタ演算することを特徴とする無線装置。 - 前記既存のデジタルフィルタはナイキストフィルタであり、群遅延特性の補正処理と前記ナイキストフィルタによるフィルタ処理とが同時に行われることを特徴とする請求項１記載の無線装置。
- スーパーヘテロダイン型の無線装置、または受信帯域制限用のアナログバンドパスフィルタを有する無線装置であって、
前記アナログバンドパスフィルタの群遅延特性とは逆の特性を有するデジタルフィルタと自己の受信部で受信された受信信号とを用いてフィルタ演算を行う演算手段と、
特性が異なる複数のデジタルフィルタの係数を保持する記憶手段と、
前記記憶手段から最適なデジタルフィルタの係数を選択する選択手段と、
任意のアナログバンドパスフィルタの入出力信号または出力信号から、群遅延特性の逆特性を有するデジタルフィルタの係数を推定する推定手段と、を備え、
前記演算手段は、前記選択手段の選択したデジタルフィルタの係数に基づいてフィルタ演算を行うとともに、前記推定手段によって推定されたデジタルフィルタを用いて、群遅延特性の補正を行い、
前記選択手段は、前記記憶手段で予め記憶されているデジタルフィルタの係数と前記推定手段により推定されたデジタルフィルタの係数とを選択的に切換える切換手段を有することを特徴とする無線装置。
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