JP3424723B2 - 適応等化器 - Google Patents
適応等化器Info
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、ディジタル無線
通信において符号間干渉による伝送特性劣化を抑える適
応等化器に関するものである。
通信において符号間干渉による伝送特性劣化を抑える適
応等化器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】ディジタル無線通信、特にディジタル移
動通信においては、伝搬路が遅延時間の異なる複数の遅
延波が存在する多重波伝搬路となり、符号間干渉による
伝送特性劣化の要因となっている。この伝送特性劣化を
抑える技術として等化器がある。等化能力の高い等化器
の一つとして最尤系列推定（Maximum Likelihood Seque
nce Estimation：ＭＬＳＥ）が知られている。この等化
器では可能性のある信号系列に対応した尤度を算出し、
信号判定ではその値が最も大きい信号系列を選択する。
信号系列が長くなると、可能性がある全ての信号系列の
数は指数関数的に増大する。そこで系列数を減らして演
算量を抑えるために、ＭＬＳＥをビタビアルゴリズムで
行なうビタビ形等化器が知られている。
動通信においては、伝搬路が遅延時間の異なる複数の遅
延波が存在する多重波伝搬路となり、符号間干渉による
伝送特性劣化の要因となっている。この伝送特性劣化を
抑える技術として等化器がある。等化能力の高い等化器
の一つとして最尤系列推定（Maximum Likelihood Seque
nce Estimation：ＭＬＳＥ）が知られている。この等化
器では可能性のある信号系列に対応した尤度を算出し、
信号判定ではその値が最も大きい信号系列を選択する。
信号系列が長くなると、可能性がある全ての信号系列の
数は指数関数的に増大する。そこで系列数を減らして演
算量を抑えるために、ＭＬＳＥをビタビアルゴリズムで
行なうビタビ形等化器が知られている。
【０００３】ビタビ形等化器を含む従来の受信機の構成
を図３に示す。まず、アンテナ１１から受信した受信波
は、低雑音アンプ１２で増幅された後に、ハイブリッド
１３で２分岐される。その１つの信号は、キャリア信号
発生器１４が出力するキャリア信号を乗算器１５で乗算
された後にローパスフィルタ１６へ入力される。そのロ
ーパスフィルタ１６の出力は、Ａ／Ｄ変換器１７でサン
プリング周期Ｔs ごとにサンプリングされてディジタル
信号に変換される。ハイブリッド１３の他方の信号は、
９０度位相回転したキャリア信号を乗算器２１で乗算さ
れ、ローパスフィルタ２２へ入力された後にＡ／Ｄ変換
器２３でサンプリングされ、ディジタル信号に変換され
る。
を図３に示す。まず、アンテナ１１から受信した受信波
は、低雑音アンプ１２で増幅された後に、ハイブリッド
１３で２分岐される。その１つの信号は、キャリア信号
発生器１４が出力するキャリア信号を乗算器１５で乗算
された後にローパスフィルタ１６へ入力される。そのロ
ーパスフィルタ１６の出力は、Ａ／Ｄ変換器１７でサン
プリング周期Ｔs ごとにサンプリングされてディジタル
信号に変換される。ハイブリッド１３の他方の信号は、
９０度位相回転したキャリア信号を乗算器２１で乗算さ
れ、ローパスフィルタ２２へ入力された後にＡ／Ｄ変換
器２３でサンプリングされ、ディジタル信号に変換され
る。
【０００４】以上の操作は準同期検波であり、Ａ／Ｄ変
換器１７，２３の各出力は準同期検波信号の同相成分及
び直交成分にそれぞれ相当し、ここではこの２つを合わ
せて受信信号と呼ぶことにする。以下の記述では、信号
は全て同相成分及び直交成分を有し、同相成分を実部に
直交成分を虚部に表示する複素表示を用いて信号を表す
ことにする。受信信号は伝送路の符号間干渉により波形
歪みを起こしており、入力端子２４を通ってビタビ形等
化器２５へと入力される。ビタビ形等化器２５はこの波
形歪みによる伝送特性劣化を抑え、信号判定を行い判定
信号を出力端子２６から出力する。
換器１７，２３の各出力は準同期検波信号の同相成分及
び直交成分にそれぞれ相当し、ここではこの２つを合わ
せて受信信号と呼ぶことにする。以下の記述では、信号
は全て同相成分及び直交成分を有し、同相成分を実部に
直交成分を虚部に表示する複素表示を用いて信号を表す
ことにする。受信信号は伝送路の符号間干渉により波形
歪みを起こしており、入力端子２４を通ってビタビ形等
化器２５へと入力される。ビタビ形等化器２５はこの波
形歪みによる伝送特性劣化を抑え、信号判定を行い判定
信号を出力端子２６から出力する。
【０００５】ビダビ形等化器２５の構成を図４に示す。
ここでは、Ａ／Ｄ変換器１７及び２３のサンプリング周
期Ｔs は変調のシンボル周期Ｔとする。レプリカ信号生
成回路３１は、入力端子３２から入力する複素シンボル
系列候補と、入力端子３３から入力する伝送路特性推定
値との畳み込み演算を行い、その演算結果をレプリカ信
号として出力端子３４から出力する。複素減算器３５
は、入力端子２４から入力する受信信号と端子３４から
のレプリカ信号との差分を誤差信号として出力する。２
乗演算回路３６は、その誤差信号の絶対値２乗に負の定
数を乗算した値を尤度情報、即ちブランチメトリックと
してビタビアルゴリズム回路３７に入力する。ビタビア
ルゴリズム回路３７は、複素シンボル系列候補を出力
し、ビタビアルゴリズムを用いて最尤系列推定による信
号判定を行う。具体的には、複素シンボル系列候補ごと
にブランチメトリックの累積値として対数尤度関数、即
ちパスメトリックを計算し、パスメトリックを最大とす
る複素シンボル系列候補をビタビアルゴリズムにより求
める。そして、選択された複素シンボル系列候補を判定
信号として出力端子２６へと出力する。なお、この判定
信号は、現時点から後述する判定遅延分だけ遅延してい
る。
ここでは、Ａ／Ｄ変換器１７及び２３のサンプリング周
期Ｔs は変調のシンボル周期Ｔとする。レプリカ信号生
成回路３１は、入力端子３２から入力する複素シンボル
系列候補と、入力端子３３から入力する伝送路特性推定
値との畳み込み演算を行い、その演算結果をレプリカ信
号として出力端子３４から出力する。複素減算器３５
は、入力端子２４から入力する受信信号と端子３４から
のレプリカ信号との差分を誤差信号として出力する。２
乗演算回路３６は、その誤差信号の絶対値２乗に負の定
数を乗算した値を尤度情報、即ちブランチメトリックと
してビタビアルゴリズム回路３７に入力する。ビタビア
ルゴリズム回路３７は、複素シンボル系列候補を出力
し、ビタビアルゴリズムを用いて最尤系列推定による信
号判定を行う。具体的には、複素シンボル系列候補ごと
にブランチメトリックの累積値として対数尤度関数、即
ちパスメトリックを計算し、パスメトリックを最大とす
る複素シンボル系列候補をビタビアルゴリズムにより求
める。そして、選択された複素シンボル系列候補を判定
信号として出力端子２６へと出力する。なお、この判定
信号は、現時点から後述する判定遅延分だけ遅延してい
る。
【０００６】上記のレプリカ信号生成回路３１の構成
は、図５Ａに示すようなトランスバーサルフィルタであ
り、遅延時間１Ｔまでの遅延波の影響を考慮してある。
遅延時間ＮＴ（Ｎは自然数）までの遅延波の影響を考慮
すると、トランスバーサルフィルタの遅延素子の数はＮ
個となり、タップ数、即ち複素乗算器の数はＮ＋１とな
る。入力端子３２から入力する複素シンボル系列候補
は、遅延量が１シンボル周期Ｔの遅延素子４２へ供給さ
れ、その遅延素子４２の入力信号と出力信号と入力端子
３３から入力する伝送路特性推定値と、それぞれ複素乗
算器４１及び４３で乗算され、その乗算後に複素加算器
４４で足し合わされる。この演算は畳み込み演算であ
り、演算結果が出力端子３４から出力される。
は、図５Ａに示すようなトランスバーサルフィルタであ
り、遅延時間１Ｔまでの遅延波の影響を考慮してある。
遅延時間ＮＴ（Ｎは自然数）までの遅延波の影響を考慮
すると、トランスバーサルフィルタの遅延素子の数はＮ
個となり、タップ数、即ち複素乗算器の数はＮ＋１とな
る。入力端子３２から入力する複素シンボル系列候補
は、遅延量が１シンボル周期Ｔの遅延素子４２へ供給さ
れ、その遅延素子４２の入力信号と出力信号と入力端子
３３から入力する伝送路特性推定値と、それぞれ複素乗
算器４１及び４３で乗算され、その乗算後に複素加算器
４４で足し合わされる。この演算は畳み込み演算であ
り、演算結果が出力端子３４から出力される。
【０００７】次に、上記の伝送路特性推定値を出力する
図４中のパラメータ推定手段４５について説明する。な
お以下では、信号は図５Ｂに示すようなトレーニング信
号４８と、これに続くデータ信号４９よりなるバースト
構成で送信されるものとする。スイッチ回路５１は、ト
レーニング信号４８の区間ではトレーニング信号メモリ
５２が出力するトレーニング信号を選択し、トレーニン
グ信号４８に続くデータ信号４９の区間ではビタビアル
ゴリズム回路３７が出力する判定信号を選択し出力す
る。レプリカ信号生成回路５３は、スイッチ回路５１の
出力とパラメータ推定回路４７が出力する伝送路特性推
定値との畳み込み演算を行い、その演算結果をレプリカ
信号として出力する。同様にスイッチ回路５４は、トレ
ーニング信号区間では入力端子２４よりの受信信号を選
択し、データ信号区間では遅延回路５５からの判定遅延
分遅延した受信信号を選択して出力する。これは、判定
信号が判定遅延分だけ現時点から遅延しているからであ
る。複素減算器５６は、スイッチ回路５４の出力信号と
レプリカ信号との差分を出力する。この差分は、トレー
ニング信号区間では現時点の誤差信号、データ信号区間
では現時点から判定遅延分だけ遅延した誤差信号であ
る。パラメータ推定回路４７は、この差分信号とスイッ
チ回路５１の出力信号を入力として、誤差信号の２乗平
均が最小となるように、即ち最小２乗法に基づき伝送路
推定値を求め出力する。最小２乗法のアルゴリズムとし
ては、正規方程式を厳密に逐次的に解くＲＬＳアルゴリ
ズム、特性が良く演算量が少ないＬＭＳアルゴリズムが
一般的であり、この他にも様々なものが知られている
（Haykin, S.“Adaptive Filter Theory”, 2nd, Ed. P
rentice-Hall, 1992）。
図４中のパラメータ推定手段４５について説明する。な
お以下では、信号は図５Ｂに示すようなトレーニング信
号４８と、これに続くデータ信号４９よりなるバースト
構成で送信されるものとする。スイッチ回路５１は、ト
レーニング信号４８の区間ではトレーニング信号メモリ
５２が出力するトレーニング信号を選択し、トレーニン
グ信号４８に続くデータ信号４９の区間ではビタビアル
ゴリズム回路３７が出力する判定信号を選択し出力す
る。レプリカ信号生成回路５３は、スイッチ回路５１の
出力とパラメータ推定回路４７が出力する伝送路特性推
定値との畳み込み演算を行い、その演算結果をレプリカ
信号として出力する。同様にスイッチ回路５４は、トレ
ーニング信号区間では入力端子２４よりの受信信号を選
択し、データ信号区間では遅延回路５５からの判定遅延
分遅延した受信信号を選択して出力する。これは、判定
信号が判定遅延分だけ現時点から遅延しているからであ
る。複素減算器５６は、スイッチ回路５４の出力信号と
レプリカ信号との差分を出力する。この差分は、トレー
ニング信号区間では現時点の誤差信号、データ信号区間
では現時点から判定遅延分だけ遅延した誤差信号であ
る。パラメータ推定回路４７は、この差分信号とスイッ
チ回路５１の出力信号を入力として、誤差信号の２乗平
均が最小となるように、即ち最小２乗法に基づき伝送路
推定値を求め出力する。最小２乗法のアルゴリズムとし
ては、正規方程式を厳密に逐次的に解くＲＬＳアルゴリ
ズム、特性が良く演算量が少ないＬＭＳアルゴリズムが
一般的であり、この他にも様々なものが知られている
（Haykin, S.“Adaptive Filter Theory”, 2nd, Ed. P
rentice-Hall, 1992）。
【０００８】次に、上述のビタビアルゴリズム回路３７
が用いるビタビアルゴリズムについて説明する。ビタビ
アルゴリズムによる状態推定について、変調方式がＢＰ
ＳＫ変調を例に具体的に述べる。まず、状態について説
明する。伝送路における遅延波の最大遅延時間がＱＴの
とき、｛ａm (q) ｜ｋ−Ｑ＋１＜ｑ＜ｋ｝を状態と呼
ぶ。ここでａm (q) は複素シンボルａ(q) に対する複素
シンボル候補である。この場合、状態数は２Q となり、
複素シンボル系列はこの状態の系列として記述すること
ができる。図６ＡにＱ＝１の状態遷移図、即ちトレリス
図を示す。時刻ｋＴにおけるｓ番目の状態をσs （ｋ）
とする。ここでは、０＜ｓ＜１であり、時刻がｋＴから
（ｋ＋１）Ｔに進むとき状態が遷移する。状態遷移は、
複素シンボルａ（ｋ＋１）に対する複素シンボル候補ａ
m （ｋ＋１）の値に依存するので、１つの状態から２通
りの遷移が起きる。同図が示すように、１つの状態から
２つの状態へと分岐し、また、２つの状態から１つの状
態にマージする。遷移先でマージする２つの遷移から１
つの遷移を選択するためにσs'（ｋ）からσs （ｋ＋
１）への遷移に対応した遷移メトリックＪk+1 ［σ
s （ｋ＋１），σs'（ｋ）］を用いる。
が用いるビタビアルゴリズムについて説明する。ビタビ
アルゴリズムによる状態推定について、変調方式がＢＰ
ＳＫ変調を例に具体的に述べる。まず、状態について説
明する。伝送路における遅延波の最大遅延時間がＱＴの
とき、｛ａm (q) ｜ｋ−Ｑ＋１＜ｑ＜ｋ｝を状態と呼
ぶ。ここでａm (q) は複素シンボルａ(q) に対する複素
シンボル候補である。この場合、状態数は２Q となり、
複素シンボル系列はこの状態の系列として記述すること
ができる。図６ＡにＱ＝１の状態遷移図、即ちトレリス
図を示す。時刻ｋＴにおけるｓ番目の状態をσs （ｋ）
とする。ここでは、０＜ｓ＜１であり、時刻がｋＴから
（ｋ＋１）Ｔに進むとき状態が遷移する。状態遷移は、
複素シンボルａ（ｋ＋１）に対する複素シンボル候補ａ
m （ｋ＋１）の値に依存するので、１つの状態から２通
りの遷移が起きる。同図が示すように、１つの状態から
２つの状態へと分岐し、また、２つの状態から１つの状
態にマージする。遷移先でマージする２つの遷移から１
つの遷移を選択するためにσs'（ｋ）からσs （ｋ＋
１）への遷移に対応した遷移メトリックＪk+1 ［σ
s （ｋ＋１），σs'（ｋ）］を用いる。
【０００９】状態σs'（ｋ）からσs （ｋ＋１）への遷
移におけるメトリックは、遷移ごとのブランチメトリッ
クＢＲ［σs （ｋ＋１），σs'（ｋ）］を用いて Ｊk+1 ［σs （ｋ＋１），σs'（ｋ）］ ＝Ｊk ［σs'（ｋ）］＋ＢＲ［σs （ｋ＋１），σs'（ｋ）］ （１） で算出される。Ｊk ［σs'（ｋ）］は時点ｋにおけるパ
スメトリックであり、尤度に対応している。状態遷移σ
s'（ｋ）→σs （ｋ＋１）における複素シンボル系列候
補は｛ａm （ｋ），ａm （ｋ＋１）｝で表される。ビタ
ビアルゴリズムではマージする２つの遷移に対応したＪ
k+1 ［σs （ｋ＋１），σs'（ｋ）］を比較して大きい
方の遷移を選択し、その選択された遷移のメトリックを
時点ｋ＋１におけるパスメトリックＪk+1 ［σs （ｋ＋
１）］にする。そして、選択された遷移に接続する状態
の時系列、即ちパスのみが最尤系列候補として残され
る。以後この操作を繰り返すと、状態の数だけパスが生
き残る。このパスは生き残りパスと呼ばれている。な
お、メモリの制約上、状態の時系列は過去（Ｄ−Ｑ＋
１）Ｔまでしか記憶せず、過去（Ｄ−Ｑ＋１）Ｔの時点
で生き残りパスがマージしないなら現時点で最大尤度と
なる。つまりパスメトリック最大のパスに基づいて信号
判定を行なう。このとき判定される信号は、現時点から
ＤＴ遅延したものであり、このＤＴを判定遅延時間とい
う（G. Ungerboeck,“Adaptive maximum likelihood re
ceiver for carrier-modulated data-transmission sys
tems, ”IEEE Trans. Commum, vol.COM-22, pp.624-63
6, 1974) 。ただし、Ｄ＞Ｑである。
移におけるメトリックは、遷移ごとのブランチメトリッ
クＢＲ［σs （ｋ＋１），σs'（ｋ）］を用いて Ｊk+1 ［σs （ｋ＋１），σs'（ｋ）］ ＝Ｊk ［σs'（ｋ）］＋ＢＲ［σs （ｋ＋１），σs'（ｋ）］ （１） で算出される。Ｊk ［σs'（ｋ）］は時点ｋにおけるパ
スメトリックであり、尤度に対応している。状態遷移σ
s'（ｋ）→σs （ｋ＋１）における複素シンボル系列候
補は｛ａm （ｋ），ａm （ｋ＋１）｝で表される。ビタ
ビアルゴリズムではマージする２つの遷移に対応したＪ
k+1 ［σs （ｋ＋１），σs'（ｋ）］を比較して大きい
方の遷移を選択し、その選択された遷移のメトリックを
時点ｋ＋１におけるパスメトリックＪk+1 ［σs （ｋ＋
１）］にする。そして、選択された遷移に接続する状態
の時系列、即ちパスのみが最尤系列候補として残され
る。以後この操作を繰り返すと、状態の数だけパスが生
き残る。このパスは生き残りパスと呼ばれている。な
お、メモリの制約上、状態の時系列は過去（Ｄ−Ｑ＋
１）Ｔまでしか記憶せず、過去（Ｄ−Ｑ＋１）Ｔの時点
で生き残りパスがマージしないなら現時点で最大尤度と
なる。つまりパスメトリック最大のパスに基づいて信号
判定を行なう。このとき判定される信号は、現時点から
ＤＴ遅延したものであり、このＤＴを判定遅延時間とい
う（G. Ungerboeck,“Adaptive maximum likelihood re
ceiver for carrier-modulated data-transmission sys
tems, ”IEEE Trans. Commum, vol.COM-22, pp.624-63
6, 1974) 。ただし、Ｄ＞Ｑである。
【００１０】次に、サンプリングクロックと等化特性に
ついて述べる。波形歪および雑音がない受信信号の同相
成分、もしくは直交成分の波形を図６Ｂに示す。ここ
で、サンプリング周期Ｔs は変調のシンボル周期Ｔと等
しく、一点鎖線５８は信号判定のしきい値を示すものと
する。同図（ａ）は受信信号波形を示し、受信信号に対
するサンプリングクロックのタイミングオフセットが０
の場合は同図（ｂ）のサンプリング１に対応しており、
タイミングオフセットがＴ／２の場合は同図（ｃ）のサ
ンプリング２に対応している。タイミングオフセットが
０だと、受信信号サンプリング値のレベルは常に一定で
あるが、Ｔ／２程度になるとレベルが極端に小さくなる
場合がある。雑音があるとき受信信号サンプリング値の
レベルが小さくなると等化器の特性は劣化するので、サ
ンプリングクロックのタイミングオフセットにより等化
器の特性は劣化する。
ついて述べる。波形歪および雑音がない受信信号の同相
成分、もしくは直交成分の波形を図６Ｂに示す。ここ
で、サンプリング周期Ｔs は変調のシンボル周期Ｔと等
しく、一点鎖線５８は信号判定のしきい値を示すものと
する。同図（ａ）は受信信号波形を示し、受信信号に対
するサンプリングクロックのタイミングオフセットが０
の場合は同図（ｂ）のサンプリング１に対応しており、
タイミングオフセットがＴ／２の場合は同図（ｃ）のサ
ンプリング２に対応している。タイミングオフセットが
０だと、受信信号サンプリング値のレベルは常に一定で
あるが、Ｔ／２程度になるとレベルが極端に小さくなる
場合がある。雑音があるとき受信信号サンプリング値の
レベルが小さくなると等化器の特性は劣化するので、サ
ンプリングクロックのタイミングオフセットにより等化
器の特性は劣化する。
【００１１】以上説明したように、従来のビタビ形等化
器を含む受信機構成では、サンプリング周期がシンボル
周期と一致しているため、サンプリングクロックのタイ
ミングオフセットにより等化特性が大幅に劣化するとい
う欠点があった。
器を含む受信機構成では、サンプリング周期がシンボル
周期と一致しているため、サンプリングクロックのタイ
ミングオフセットにより等化特性が大幅に劣化するとい
う欠点があった。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】この発明の目的は、サ
ンプリングクロックにタイミングオフセットがある場合
でも優れた等化特性が得られるビタビ形適応等化器を提
供することにある。
ンプリングクロックにタイミングオフセットがある場合
でも優れた等化特性が得られるビタビ形適応等化器を提
供することにある。
【００１３】
【課題を解決するための手段】この発明における適応等
化器は、図１に示すように、（１）受信信号とタップ係
数との畳み込み演算を行う前段フィルタ手段６１と、
（２）複素シンボル系列候補と伝送路推定値との畳み込
み演算を行い、レプリカ信号として出力するレプリカ信
号生成フィルタ手段６２と、（３）前段フィルタ手段の
出力とレプリカ信号との差分を誤差信号とし、この誤差
信号を基に信号判定を行い、判定信号と複素シンボル系
列候補を出力する最尤系列推定手段６３と、（４）受信
信号と判定信号を入力として、タップ係数と伝送路特性
推定値とを推定するパラメータ推定手段６４とから成
る。
化器は、図１に示すように、（１）受信信号とタップ係
数との畳み込み演算を行う前段フィルタ手段６１と、
（２）複素シンボル系列候補と伝送路推定値との畳み込
み演算を行い、レプリカ信号として出力するレプリカ信
号生成フィルタ手段６２と、（３）前段フィルタ手段の
出力とレプリカ信号との差分を誤差信号とし、この誤差
信号を基に信号判定を行い、判定信号と複素シンボル系
列候補を出力する最尤系列推定手段６３と、（４）受信
信号と判定信号を入力として、タップ係数と伝送路特性
推定値とを推定するパラメータ推定手段６４とから成
る。
【００１４】ダイバーシチ受信を行うとき、前段フィル
タ手段は、複数のアンテナからの受信信号に対し各々相
異なるタップ係数との畳み込み演算を行い、それらを足
しあわせ出力するように拡張することができる。 ［作用］この発明における基本的な作用は次のようなも
のである。（１）前段フィルタ手段は、受信信号とタッ
プ係数との畳み込み演算を行うことにより、サンプリン
グタイミング調整を行い、その演算結果を出力する。
（２）レプリカ信号生成フィルタ手段は、複素シンボル
系列候補と伝送路推定値との畳み込み演算を行い、受信
信号の推定値であるレプリカ信号を出力する。（３）最
尤系列推定手段は、前段フィルタ手段の出力とレプリカ
信号との差分を誤差信号とし、この誤差信号を尤度情報
として最尤系列推定により信号判定を行い、判定信号と
複素シンボル系列候補を出力する。（４）パラメータ推
定手段は、受信信号と判定信号を入力として、伝送路特
性推定値の特定要素を固定するという拘束条件の下で、
誤差信号の平均２乗が最小となるようにタップ係数と伝
送路特性推定値を推定する。
タ手段は、複数のアンテナからの受信信号に対し各々相
異なるタップ係数との畳み込み演算を行い、それらを足
しあわせ出力するように拡張することができる。 ［作用］この発明における基本的な作用は次のようなも
のである。（１）前段フィルタ手段は、受信信号とタッ
プ係数との畳み込み演算を行うことにより、サンプリン
グタイミング調整を行い、その演算結果を出力する。
（２）レプリカ信号生成フィルタ手段は、複素シンボル
系列候補と伝送路推定値との畳み込み演算を行い、受信
信号の推定値であるレプリカ信号を出力する。（３）最
尤系列推定手段は、前段フィルタ手段の出力とレプリカ
信号との差分を誤差信号とし、この誤差信号を尤度情報
として最尤系列推定により信号判定を行い、判定信号と
複素シンボル系列候補を出力する。（４）パラメータ推
定手段は、受信信号と判定信号を入力として、伝送路特
性推定値の特定要素を固定するという拘束条件の下で、
誤差信号の平均２乗が最小となるようにタップ係数と伝
送路特性推定値を推定する。
【００１５】前段フィルタ手段はダイバーシチ受信の
際、複数のアンテナからの受信信号に対し、各々相異な
るタップ係数との畳み込み演算を行うことによりサンプ
リングタイミング調整を行い、その複数の演算結果を足
しあわせ出力することも可能である。従来技術とは、以
下の点が異なる。 （１）前段フィルタ手段において受信信号とタップ係数
との畳み込み演算を行うことににより、サンプリングタ
イミング調整を行い、その演算結果を用いて尤度情報を
求める。 （２）前段フィルタ手段のタップ係数と伝送路特性推定
値は、伝送路特性推定値の特定要素を固定するという拘
束条件の下で、誤差信号の平均２乗が最小となるように
推定する。
際、複数のアンテナからの受信信号に対し、各々相異な
るタップ係数との畳み込み演算を行うことによりサンプ
リングタイミング調整を行い、その複数の演算結果を足
しあわせ出力することも可能である。従来技術とは、以
下の点が異なる。 （１）前段フィルタ手段において受信信号とタップ係数
との畳み込み演算を行うことににより、サンプリングタ
イミング調整を行い、その演算結果を用いて尤度情報を
求める。 （２）前段フィルタ手段のタップ係数と伝送路特性推定
値は、伝送路特性推定値の特定要素を固定するという拘
束条件の下で、誤差信号の平均２乗が最小となるように
推定する。
【００１６】
【発明の実施の形態】実施例１
この発明の実施例１の構成を図１に示す（請求項１）。
入力端子２４からサンプリング周期Ｔ／２の受信信号が
入力する。サンプリングクロックのタイミングオフセッ
トによる劣化は、遅延素子の遅延時間が１Ｔ以下のトラ
ンスバーサルフィルタを用いれば補償できることが知ら
れている（Ungerboeck, G., “Fractional tap-spacing
equalizer and consequence for clock recovery in d
ata modems”, “IEEE Trans. on Commun. Vol.COM-24,
No.8, pp.856-864, August 1976）。従って、この発明
では入力受信信号に対し、遅延時間が１Ｔより小さいト
ランスバーサルフィルタの前段フィルタ６１を設ける。
つまり、前段フィルタ手段に相当する前段フィルタ６１
は、同図に示すように遅延時間Ｔ／２の遅延素子７１を
２段持つトランスバーサルフィルタであり、端子２４よ
りの受信信号と、端子７２から入力するタップ係数との
畳み込み演算を行い、その演算結果を出力する。この畳
み込み演算は、異なるタイミングの受信信号の中から最
適タイミングのものを選択する機能があり、サンプリン
グタイミングの調整を適応的に行うことができる。
入力端子２４からサンプリング周期Ｔ／２の受信信号が
入力する。サンプリングクロックのタイミングオフセッ
トによる劣化は、遅延素子の遅延時間が１Ｔ以下のトラ
ンスバーサルフィルタを用いれば補償できることが知ら
れている（Ungerboeck, G., “Fractional tap-spacing
equalizer and consequence for clock recovery in d
ata modems”, “IEEE Trans. on Commun. Vol.COM-24,
No.8, pp.856-864, August 1976）。従って、この発明
では入力受信信号に対し、遅延時間が１Ｔより小さいト
ランスバーサルフィルタの前段フィルタ６１を設ける。
つまり、前段フィルタ手段に相当する前段フィルタ６１
は、同図に示すように遅延時間Ｔ／２の遅延素子７１を
２段持つトランスバーサルフィルタであり、端子２４よ
りの受信信号と、端子７２から入力するタップ係数との
畳み込み演算を行い、その演算結果を出力する。この畳
み込み演算は、異なるタイミングの受信信号の中から最
適タイミングのものを選択する機能があり、サンプリン
グタイミングの調整を適応的に行うことができる。
【００１７】レプリカ信号生成手段に相当するレプリカ
信号生成フィルタ６２は、同図に示すように遅延時間Ｔ
の遅延素子４２を１つ持つトランスバーサルフィルタで
あり、複素シンボル系列候補と、端子３３から入力する
伝送路特性推定値との畳み込み演算を行い、レプリカ信
号として出力する。ここで、遅延素子４２の入力となる
複素シンボル系列候補が入力される複素乗算器４１のタ
ップ係数を１として、先行波のフェージング振幅は１に
固定してある。このフェージング振幅は伝送路特性推定
値の特定要素に相当する。複素減算器３５は、前段フィ
ルタ６１の出力とレプリカ信号生成フィルタ６２よりの
レプリカ信号との差分を誤差信号として出力する。２乗
演算回路３６は、その誤差信号の絶対値２乗に負の定数
を乗算した値を尤度情報、即ちブランチメトリックとし
てビタビアルゴリズム回路３７に入力する。ビタビアル
ゴリズム回路３７は複素シンボル系列候補を出力し、ビ
タビアルゴリズムを用いて最尤系列推定による信号判定
を行う。具体的には、複素シンボル系列候補ごとにブラ
ンチメトリックの累積値として対数尤度関数、即ちパス
メトリックを計算し、パスメトリックを最大とする複素
シンボル系列候補をビタビアルゴリズムにより求める。
そして、選択された複素シンボル系列候補を判定信号と
して出力端子２６へと出力する。ここで、複素減算器３
５、２乗演算回路３６及びビタビアルゴリズム回路６３
は最尤系列推定手段６３に相当する。
信号生成フィルタ６２は、同図に示すように遅延時間Ｔ
の遅延素子４２を１つ持つトランスバーサルフィルタで
あり、複素シンボル系列候補と、端子３３から入力する
伝送路特性推定値との畳み込み演算を行い、レプリカ信
号として出力する。ここで、遅延素子４２の入力となる
複素シンボル系列候補が入力される複素乗算器４１のタ
ップ係数を１として、先行波のフェージング振幅は１に
固定してある。このフェージング振幅は伝送路特性推定
値の特定要素に相当する。複素減算器３５は、前段フィ
ルタ６１の出力とレプリカ信号生成フィルタ６２よりの
レプリカ信号との差分を誤差信号として出力する。２乗
演算回路３６は、その誤差信号の絶対値２乗に負の定数
を乗算した値を尤度情報、即ちブランチメトリックとし
てビタビアルゴリズム回路３７に入力する。ビタビアル
ゴリズム回路３７は複素シンボル系列候補を出力し、ビ
タビアルゴリズムを用いて最尤系列推定による信号判定
を行う。具体的には、複素シンボル系列候補ごとにブラ
ンチメトリックの累積値として対数尤度関数、即ちパス
メトリックを計算し、パスメトリックを最大とする複素
シンボル系列候補をビタビアルゴリズムにより求める。
そして、選択された複素シンボル系列候補を判定信号と
して出力端子２６へと出力する。ここで、複素減算器３
５、２乗演算回路３６及びビタビアルゴリズム回路６３
は最尤系列推定手段６３に相当する。
【００１８】パラメータ推定手段６４は、トレーニング
信号メモリ５２、遅延回路５５、スイッチ回路５１及び
５４、前段フィルタ７４、複素減算器５６、レプリカ信
号生成フィルタ５３及びパラメータ推定回路４７から構
成されるが、受信信号と判定信号を入力として、前段フ
ィルタ６１のタップ係数と伝送路特性推定値を推定し出
力する。次にこのパラメータ推定手段６４について説明
する。スイッチ回路５１は、トレーニング信号区間では
トレーニング信号メモリ５２が出力するトレーニング信
号を選択し、トレーニング信号に続くデータ信号区間で
はビタビアルゴリズム回路３７が出力する判定信号を選
択して出力する。レプリカ信号生成フィルタ５３は、ス
イッチ回路５１の出力とパラメータ推定回路４７が出力
する伝送路特性推定値との畳み込み演算を行い、その演
算結果をレプリカ信号として出力する。同様にスイッチ
回路５４は、トレーニング信号区間では入力端子２４の
受信信号を選択し、データ信号区間では遅延回路５４か
らの判定遅延分遅延した受信信号を選択して出力する。
これは、判定信号が判定遅延分だけ遅延しているからで
ある。前段フィルタ７４は、スイッチ回路５４の出力信
号と、パラメータ推定回路４７の出力信号であるタップ
係数との畳み込み演算を行い、その演算結果を出力す
る。複素減算器５６は、前段フィルタ７４の出力信号と
レプリカ信号との差分を求め出力する。この差分は、ト
レーニング信号区間では現時点の誤差信号、データ信号
区間では現時点から判定遅延分だけ遅延した誤差信号で
ある。パラメータ推定回路４７は、この差分とスイッチ
回路５１及び５４の出力信号を入力として、先行波のフ
ェージング振幅を１（定数）に固定するという拘束条件
の下で、誤差信号の２乗平均が最小となるように、即ち
最小２乗法に基づきタップ係数及び伝送路特性推定値を
求めて出力する。ここで、先行波のフェージング振幅は
伝送路特性推定値の特定要素に相当する。
信号メモリ５２、遅延回路５５、スイッチ回路５１及び
５４、前段フィルタ７４、複素減算器５６、レプリカ信
号生成フィルタ５３及びパラメータ推定回路４７から構
成されるが、受信信号と判定信号を入力として、前段フ
ィルタ６１のタップ係数と伝送路特性推定値を推定し出
力する。次にこのパラメータ推定手段６４について説明
する。スイッチ回路５１は、トレーニング信号区間では
トレーニング信号メモリ５２が出力するトレーニング信
号を選択し、トレーニング信号に続くデータ信号区間で
はビタビアルゴリズム回路３７が出力する判定信号を選
択して出力する。レプリカ信号生成フィルタ５３は、ス
イッチ回路５１の出力とパラメータ推定回路４７が出力
する伝送路特性推定値との畳み込み演算を行い、その演
算結果をレプリカ信号として出力する。同様にスイッチ
回路５４は、トレーニング信号区間では入力端子２４の
受信信号を選択し、データ信号区間では遅延回路５４か
らの判定遅延分遅延した受信信号を選択して出力する。
これは、判定信号が判定遅延分だけ遅延しているからで
ある。前段フィルタ７４は、スイッチ回路５４の出力信
号と、パラメータ推定回路４７の出力信号であるタップ
係数との畳み込み演算を行い、その演算結果を出力す
る。複素減算器５６は、前段フィルタ７４の出力信号と
レプリカ信号との差分を求め出力する。この差分は、ト
レーニング信号区間では現時点の誤差信号、データ信号
区間では現時点から判定遅延分だけ遅延した誤差信号で
ある。パラメータ推定回路４７は、この差分とスイッチ
回路５１及び５４の出力信号を入力として、先行波のフ
ェージング振幅を１（定数）に固定するという拘束条件
の下で、誤差信号の２乗平均が最小となるように、即ち
最小２乗法に基づきタップ係数及び伝送路特性推定値を
求めて出力する。ここで、先行波のフェージング振幅は
伝送路特性推定値の特定要素に相当する。
【００１９】上記の拘束条件がないと、前段フィルタ７
４を設けた状態での最小２乗推定ではタップ係数及び伝
送路特性推定値は全て０になってしまい、等化特性が大
幅に劣化する。拘束条件はこの事態を防ぐために必要と
なっている。拘束条件下での最小２乗法は、アダプティ
ブアレイの拘束条件付き出力電力最小化アルゴリズムと
して、R.T.Jr. Compton 著“Adaptive antennas ”（Pr
entice Hall 出版１９８８年）の第６章に記載されてい
るが、先行波の複素シンボル候補を基準信号と見なせ
ば、通常の最小２乗法のアルゴリズムが適用できる。
４を設けた状態での最小２乗推定ではタップ係数及び伝
送路特性推定値は全て０になってしまい、等化特性が大
幅に劣化する。拘束条件はこの事態を防ぐために必要と
なっている。拘束条件下での最小２乗法は、アダプティ
ブアレイの拘束条件付き出力電力最小化アルゴリズムと
して、R.T.Jr. Compton 著“Adaptive antennas ”（Pr
entice Hall 出版１９８８年）の第６章に記載されてい
るが、先行波の複素シンボル候補を基準信号と見なせ
ば、通常の最小２乗法のアルゴリズムが適用できる。
【００２０】この実施例ではサンプリング周期Ｔ／２の
受信信号を用いており、前段フィルタ手段６１，７４に
おいて受信信号とタップ係数との畳み込み演算を行うこ
とにより、サンプリグタイミング調整を行っている。従
って、サンプリングクロックのタイミングオフセットが
ある場合でも等化特性の劣化を抑えることができる。な
お、ここではサンプリング周期をＴ／２としたが、他の
サンプリング周期の値（シンボル周期Ｔ未満）への拡張
は容易に行える。このように入力信号のサンプリング周
期は１シンボル周期より小とされるが、レプリカ信号生
成フィルタ６２、最尤系列推定手段６３、パラメータ推
定手段６４での各処理は１シンボル周期Ｔごとでよい。
受信信号を用いており、前段フィルタ手段６１，７４に
おいて受信信号とタップ係数との畳み込み演算を行うこ
とにより、サンプリグタイミング調整を行っている。従
って、サンプリングクロックのタイミングオフセットが
ある場合でも等化特性の劣化を抑えることができる。な
お、ここではサンプリング周期をＴ／２としたが、他の
サンプリング周期の値（シンボル周期Ｔ未満）への拡張
は容易に行える。このように入力信号のサンプリング周
期は１シンボル周期より小とされるが、レプリカ信号生
成フィルタ６２、最尤系列推定手段６３、パラメータ推
定手段６４での各処理は１シンボル周期Ｔごとでよい。
【００２１】また、先行波のフェージング振幅を固定し
たが、遅延波のフェージング振幅を固定することも可能
である。この場合、レプリカ信号生成フィルタの他方の
複素乗算器に固定値が設定される。例えばレプリカ信号
生成フィルタ６２においては複素乗算器４１のタップ係
数を１に固定する。さらに、ビタビアルゴリズム回路２
７で用いるビタビアルゴリズムは、演算量を削減するた
め、本来のビタビアルゴリズムよりも状態数を少なくす
るＤＤＦＳＥ等の簡易アルゴリズムで代用することも可
能である。実施例２ この発明の他の実施例の構成を図２に示す（請求項
２）。この構成は実施例１をダイバーシチ受信の場合に
拡張したものであり、同図では２ブランチを例に示し
た。まず、入力端子２４1 及び２４2 からそれぞれ２つ
のアンテナからの受信信号が入力する。ここで、受信信
号のサンプリング周期はＴ／２である。入力端子２４1
からの受信信号は前段フィルタ６１1 でタップ係数と畳
み込み演算され、入力端子２４2 からの受信信号は前段
フィルタ６１2 で異なるタップ係数と畳み込み演算され
る。複素加算器８１は前段フィルタ６１1 及び６１2 の
出力信号を足しあわせ出力する。前段フィルタ６１1 及
び６１2 は、図１中の前段フィルタ６１と同様、遅延時
間Ｔ／２の遅延素子７１を持つトランスバーサルフィル
タである。畳み込み演算は、異なるタイミングの受信信
号の中から最適タイミングのものを選択する機能があ
り、サンプリングタイミングの調整を適応的に行うこと
ができる。ここで、前段フィルタ６１1 及び６１2 、複
素加算器８１は前段フィルタ手段６１に相当する。レプ
リカ信号生成手段に相当するレプリカ信号生成フィルタ
６２は、図１に示したものと同じ構成であり、複素シン
ボル系列候補と、端子３３から入力する伝送路特性推定
値との畳み込み演算を行い、レプリカ信号として出力す
る。複素減算器３５は、複素加算器８１の出力信号とレ
プリカ信号との差分を、誤差信号として出力する。２乗
演算回路３６は、その誤差信号の絶対値２乗に負の定数
を乗算した値を尤度情報、即ちブランチメトリックとし
てビタビアルゴリズム回路３７に入力する。ビタビアル
ゴリズム回路３７は図１に示したものと同様、複素シン
ボル系列候補を出力し、最尤系列推定による信号判定を
行い判定信号を出力端子２６へと出力する。ここで、複
素減算器３５、２乗演算回路３６及びビタビアルゴリズ
ム回路３７は最尤系列推定手段６３に相当する。
たが、遅延波のフェージング振幅を固定することも可能
である。この場合、レプリカ信号生成フィルタの他方の
複素乗算器に固定値が設定される。例えばレプリカ信号
生成フィルタ６２においては複素乗算器４１のタップ係
数を１に固定する。さらに、ビタビアルゴリズム回路２
７で用いるビタビアルゴリズムは、演算量を削減するた
め、本来のビタビアルゴリズムよりも状態数を少なくす
るＤＤＦＳＥ等の簡易アルゴリズムで代用することも可
能である。実施例２ この発明の他の実施例の構成を図２に示す（請求項
２）。この構成は実施例１をダイバーシチ受信の場合に
拡張したものであり、同図では２ブランチを例に示し
た。まず、入力端子２４1 及び２４2 からそれぞれ２つ
のアンテナからの受信信号が入力する。ここで、受信信
号のサンプリング周期はＴ／２である。入力端子２４1
からの受信信号は前段フィルタ６１1 でタップ係数と畳
み込み演算され、入力端子２４2 からの受信信号は前段
フィルタ６１2 で異なるタップ係数と畳み込み演算され
る。複素加算器８１は前段フィルタ６１1 及び６１2 の
出力信号を足しあわせ出力する。前段フィルタ６１1 及
び６１2 は、図１中の前段フィルタ６１と同様、遅延時
間Ｔ／２の遅延素子７１を持つトランスバーサルフィル
タである。畳み込み演算は、異なるタイミングの受信信
号の中から最適タイミングのものを選択する機能があ
り、サンプリングタイミングの調整を適応的に行うこと
ができる。ここで、前段フィルタ６１1 及び６１2 、複
素加算器８１は前段フィルタ手段６１に相当する。レプ
リカ信号生成手段に相当するレプリカ信号生成フィルタ
６２は、図１に示したものと同じ構成であり、複素シン
ボル系列候補と、端子３３から入力する伝送路特性推定
値との畳み込み演算を行い、レプリカ信号として出力す
る。複素減算器３５は、複素加算器８１の出力信号とレ
プリカ信号との差分を、誤差信号として出力する。２乗
演算回路３６は、その誤差信号の絶対値２乗に負の定数
を乗算した値を尤度情報、即ちブランチメトリックとし
てビタビアルゴリズム回路３７に入力する。ビタビアル
ゴリズム回路３７は図１に示したものと同様、複素シン
ボル系列候補を出力し、最尤系列推定による信号判定を
行い判定信号を出力端子２６へと出力する。ここで、複
素減算器３５、２乗演算回路３６及びビタビアルゴリズ
ム回路３７は最尤系列推定手段６３に相当する。
【００２２】パラメータ推定手段６４は、トレーニング
信号メモリ５２、遅延回路５５1 及び５５2 、スイッチ
回路５１，５４1 ，５４2 、前段フィルタ７４1 及び７
４2、複素減算器５６、複素加算器８２、レプリカ信号
生成フィルタ５３及びパラメータ推定回路４７から構成
されるが、入力端子２４1 及び２４2 から入力する各受
信信号と判定信号を入力として、前段フィルタ６１1 及
び６１2 のタップ係数と伝送路特性推定値を推定し出力
する。次に、このパラメータ推定手段６４について説明
する。スイッチ回路５１は、トレーニング信号区間では
トレーニング信号メモリ５２が出力するトレーニング信
号を選択し、トレーニング信号に続くデータ信号区間で
は判定信号を選択し出力する。レプリカ信号生成フィル
タ５３は、スイッチ回路５１の出力とパラメータ推定回
路４７が出力する伝送路特性推定値との畳み込み演算を
行い、その演算結果をレプリカ信号として出力する。同
様にスイッチ回路５４1 及び５４2 はそれぞれ、トレー
ニング信号区間では受信信号を選択し、データ信号区間
では判定遅延分遅延した受信信号を選択して出力する。
これは、判定信号が判定遅延分だけ遅延しているからで
ある。前段フィルタ７４1 及び７４2 はそれぞれ、スイ
ッチ回路５４1 及び５４2 の出力信号と、パラメータ推
定回路４７の出力信号であるタップ係数との畳み込み演
算を行い、その演算結果を出力する。複素加算器８２は
前段フィルタ７４1 及び７４2 の出力信号を足しあわ
せ、複素減算器５６はこれからレプリカ信号を差し引き
出力する。この差分は、トレーニング信号区間では現時
点の誤差信号、データ信号区間では現時点から判定遅延
分だけ遅延した誤差信号である。パラメータ推定回路４
７は、この差分とスイッチ回路５１，５４1 ，５４2 の
各出力信号を入力として、実施例１と同様、先行波のフ
ェージング振幅を１に固定するという拘束条件の下で、
誤差信号の２乗平均が最小となるように、即ち最小２乗
法に基づきタップ係数及び伝送路特性推定値を求め出力
する。
信号メモリ５２、遅延回路５５1 及び５５2 、スイッチ
回路５１，５４1 ，５４2 、前段フィルタ７４1 及び７
４2、複素減算器５６、複素加算器８２、レプリカ信号
生成フィルタ５３及びパラメータ推定回路４７から構成
されるが、入力端子２４1 及び２４2 から入力する各受
信信号と判定信号を入力として、前段フィルタ６１1 及
び６１2 のタップ係数と伝送路特性推定値を推定し出力
する。次に、このパラメータ推定手段６４について説明
する。スイッチ回路５１は、トレーニング信号区間では
トレーニング信号メモリ５２が出力するトレーニング信
号を選択し、トレーニング信号に続くデータ信号区間で
は判定信号を選択し出力する。レプリカ信号生成フィル
タ５３は、スイッチ回路５１の出力とパラメータ推定回
路４７が出力する伝送路特性推定値との畳み込み演算を
行い、その演算結果をレプリカ信号として出力する。同
様にスイッチ回路５４1 及び５４2 はそれぞれ、トレー
ニング信号区間では受信信号を選択し、データ信号区間
では判定遅延分遅延した受信信号を選択して出力する。
これは、判定信号が判定遅延分だけ遅延しているからで
ある。前段フィルタ７４1 及び７４2 はそれぞれ、スイ
ッチ回路５４1 及び５４2 の出力信号と、パラメータ推
定回路４７の出力信号であるタップ係数との畳み込み演
算を行い、その演算結果を出力する。複素加算器８２は
前段フィルタ７４1 及び７４2 の出力信号を足しあわ
せ、複素減算器５６はこれからレプリカ信号を差し引き
出力する。この差分は、トレーニング信号区間では現時
点の誤差信号、データ信号区間では現時点から判定遅延
分だけ遅延した誤差信号である。パラメータ推定回路４
７は、この差分とスイッチ回路５１，５４1 ，５４2 の
各出力信号を入力として、実施例１と同様、先行波のフ
ェージング振幅を１に固定するという拘束条件の下で、
誤差信号の２乗平均が最小となるように、即ち最小２乗
法に基づきタップ係数及び伝送路特性推定値を求め出力
する。
【００２３】この実施例ではサンプリング周期Ｔ／２の
受信信号を用いており、前段フィルタ手段６１1 ，６１
2 ，７４1 ，７４2 において受信信号とタップ係数との
畳み込み演算を行うことにより、サンプリングタイミン
グ調整を行っている。従って、実施例１と同様、サンプ
リングクロックのタイミングオフセットによる等化特性
の劣化を抑えることができる。加えて、複素加算器８
１，８２で複数の前段フィルタの出力を合成しており、
ダイバーシチ合成と等価な機能を有している。従って、
等化しきれない長い遅延時間の遅延波が到来する場合で
も、前段フィルタ手段においてダイバーシチ合成により
除去できるので、等化特性を維持できる。
受信信号を用いており、前段フィルタ手段６１1 ，６１
2 ，７４1 ，７４2 において受信信号とタップ係数との
畳み込み演算を行うことにより、サンプリングタイミン
グ調整を行っている。従って、実施例１と同様、サンプ
リングクロックのタイミングオフセットによる等化特性
の劣化を抑えることができる。加えて、複素加算器８
１，８２で複数の前段フィルタの出力を合成しており、
ダイバーシチ合成と等価な機能を有している。従って、
等化しきれない長い遅延時間の遅延波が到来する場合で
も、前段フィルタ手段においてダイバーシチ合成により
除去できるので、等化特性を維持できる。
【００２４】
【発明の効果】以上説明したように、前段フィルタ手段
において受信信号のタイミング調整を行うので、サンプ
リングクロックにタイミングオフセットがある場合でも
等化器は良好に動作する。また、ダイバーシチ受信への
拡張構成では、等化しきれない長い遅延時間の遅延波が
到来する場合でも、前段フィルタ手段においてダイバー
シチ合成を行うので、等化特性を維持できる。
において受信信号のタイミング調整を行うので、サンプ
リングクロックにタイミングオフセットがある場合でも
等化器は良好に動作する。また、ダイバーシチ受信への
拡張構成では、等化しきれない長い遅延時間の遅延波が
到来する場合でも、前段フィルタ手段においてダイバー
シチ合成を行うので、等化特性を維持できる。
【００２５】従ってこの発明はディジタル無線通信にお
いて、符号間干渉による伝送特性劣化が著しい高速伝送
システムに効果的である。
いて、符号間干渉による伝送特性劣化が著しい高速伝送
システムに効果的である。
【図１】この発明の実施例１の機能構成図。
【図２】この発明の実施例２の機能構成図。
【図３】従来のビタビ形等化器を含む受信機の構成図。
【図４】従来のビタビ形等化器の機能構成図。
【図５】Ａは図４中のレプリカ信号生成回路３１の機能
構成図、Ｂは送信信号のフレームの構成図である。
構成図、Ｂは送信信号のフレームの構成図である。
【図６】Ａはビタビアルゴリズムの状態遷移図、Ｂは受
信信号とサンプリングタイミングの説明図である。
信信号とサンプリングタイミングの説明図である。
フロントページの続き
(51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ
Ｈ０４Ｌ 27/01 Ｈ０４Ｌ 27/00 Ｋ
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H04B 3/00 - 3/44
H04B 7/005 - 7/015
H04L 25/00 - 25/66
Claims (2)
- 【請求項１】 １シンボル周期より短かいサンプリング
周期の受信信号を入力としてタップ係数との畳み込み演
算を行い、その演算結果を出力する前段フィルタ手段
と、 複素シンボル系列候補を入力として伝送路特性推定値と
の畳み込み演算を、その推定値の特定要素を固定して行
い、その演算結果をレプリカ信号として出力するレプリ
カ信号生成フィルタ手段と、 前記前段フィルタ手段の出力と前記レプリカ信号との差
分を誤差信号とし、この誤差信号を尤度情報として最尤
系列推定により信号判定を行い、判定信号と前記複素シ
ンボル系列候補を出力する最尤系列推定手段と、 前記受信信号と前記判定信号を入力として、前記伝送路
特性推定値の特定要素を前記固定するという拘束条件の
下で前記誤差信号の平均２乗が最小となるように、前記
タップ係数と前記伝送路特性推定値を推定し出力するパ
ラメータ推定手段とから構成されることを特徴とする適
応等化器。 - 【請求項２】 複数のアンテナからのそれぞれ１シンボ
ル周期より短かいサンプリング周期の受信信号を入力と
して、これらの受信信号に対し各々相異なるタップ係数
との畳み込み演算を行い、その複数の演算結果を足しあ
わせたものを出力する前段フィルタ手段と、 複素シンボル系列候補を入力として伝送路特性推定値と
の畳み込み演算を、その推定値の特定要素を固定して行
い、その演算結果をレプリカ信号として出力するレプリ
カ信号生成フィルタ手段と、 前記前段フィルタ手段の出力と前記レプリカ信号との差
分を誤差信号とし、この誤差信号を尤度情報として最尤
系列推定により信号判定を行い、判定信号と前記複素シ
ンボル系列候補を出力する最尤系列推定手段と、 前記複数の受信信号と前記判定信号を入力として、前記
伝送路特性推定値の特定要素を前記固定するという拘束
条件の下で前記誤差信号の平均２乗が最小となるよう
に、前記タップ係数と前記伝送路特性推定値とを推定し
出力するパラメータ推定手段とから構成されることを特
徴とする適応等化器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP32692396A JP3424723B2 (ja) | 1996-12-06 | 1996-12-06 | 適応等化器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
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