JP2003518340A

JP2003518340A - 乗算用ルックアップテーブルを使用するｍｌｓｅ

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Publication number: JP2003518340A
Application number: JP2000595468A
Authority: JP
Inventors: チェンナケシュ、サンディープ; ザンギ、カムビズ; ボトムレイ、グレゴリー、イー
Original assignee: Ericsson Inc
Current assignee: Ericsson Inc
Priority date: 1999-01-26
Filing date: 1999-12-29
Publication date: 2003-06-03
Also published as: AU2596000A; CN1145330C; AR025511A1; CN1339215A; US7099410B1; WO2000044141A1; EP1147641A1; TR200102153T2

Abstract

(57)【要約】本発明はシンボル間干渉ひずみがあるときにＭ進変調で変調された無線信号の復調に関するものである。本発明は、Ｍ進変調で変調された信号用の最大尤度シーケンス推定（ＭＬＳＥ）イコライザを実現するために必要な乗算回数を減らすための方法を提供する。本発明の代表的な実施例では、ブランチメトリックを求めるために必要な値を前計算し、その前計算値を積テーブルに格納することによって乗算回数が減少する。ブランチメトリックの計算を行うとき、ユークリッドブランチメトリックの計算であるか、ウンガーベックブランチメトリックの計算であるかに関係なく、ある乗算動作が簡単なテーブルルックアップ動作に置換される。その結果、システムの電力効率と速度が向上する。本発明を使用することにより、Ｍ進変調の変調信号を復調するための任意の受信機を実現することができる。この復調器は、既存の復調器と比べて複雑さが軽減される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】（背景）デジタル無線通信システムは、複数地点間でさまざまな情報を伝達するために
使用される。デジタル通信では、情報は通信目的でビットと呼ばれるデジタルあ
るいは２進形式に変換される。送信機はこのビットストリームを変調シンボルス
トリームにマッピングし、デジタル受信機は、それを検出し、マッピングによっ
て元のビットと情報に戻す。

【０００２】デジタル通信において、無線環境には通信を妨害する多くの障害が存在する。
その一つは、信号が複数パスを伝播することに起因する信号レベルのフェージン
グである。その結果、互いに位相のずれた信号イメージが受信機アンテナに到達
することがある。このタイプのフェージングは一般的にレイリーフェージングと
呼ばれ、速いフェージングである。信号がフェージングすると、ＳＮ比が下がっ
て、通信リンクの品質劣化の原因となる。

【０００３】複数の信号路の長さが非常に異なるときに、もう一つの問題が起きる。その場
合、複数のフェージング信号イメージが異なる時間に受信機アンテナに到達する
という時間分散が生じ、その結果、信号エコーまたはビームが発生する。これは
、あるシンボルのエコーと次のシンボルが干渉するシンボル間干渉（ＩＳＩ）の
原因となる。

【０００４】受信機では同期復調が望ましく、それによって最良の結果が得られる。それに
はマルチパスチャンネルの知識が必要である。多くの無線応用面で、送信機挙動
、受信機挙動、散乱体挙動などに起因して、このチャンネルは時間的に変動する
。したがって、時変マルチパスチャンネルを追跡する必要がある。

【０００５】マルチパス信号の同期復調には、最大尤度シーケンス推定（ＭＬＳＥ）イコラ
イザを使用することができる。このイコライザは、送信シンボルシーケンスに対
する様々な仮説を考慮し、分散的チャンネルのモデルを用いて、受信データに最
も適合する仮説を立てる。これは、ビタビアルゴリズムによって効率的に実現さ
れる。この等化手法は当業者には周知のもので、「Ｊ．Ｃ．Ｐｒｏａｋｉｓ、Ｄ
ｉｇｉｔａｌＣｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，１９８９」に記載されている。

【０００６】簡単な例によって従来のＭＬＳＥイコライザを説明することができる。送信機
からシンボルストリームｓ（ｎ）が送信され、その値はビット値０、１に対応し
てそれぞれ値「＋Ｂ」または「−Ｂ」であると仮定する。このストリームは、Ｂ
ＰＳＫ（ｂｉｎａｒｙ−ｓｈｉｆｔｋｅｙｉｎｇ）によって変調される。受信
機において、受信信号はフィルタ処理、増幅の後、Ｉ、Ｑキャリアを用いて混合
され、シンボル期間（７）ごとにサンプリングされて、受信信号ストリームｒ（
ｎ）が得られる。この例では、介入（ｉｎｔｅｒｖｅｎｉｎｇ）チャンネルは主
ビームおよびエコーの２ビームから成り、シンボル期間をＴとして、エコーはＴ
秒後に到達する。受信信号は下記のようにモデル化することができる。ただし、Ｃ₀、Ｃ₁は複素チャンネルタップ値、η（ｎ）は付加的な雑音または干
渉波である。

【０００７】ＭＬＳＥイコライザでは、反復ｎにおいて前のシンボルに対する２つの可能な
値に対応して、２つの異なる前「状態」０および１がある。すなわち１．ｓ（ｎ−１）＝Ｂ−前状態＝０２．ｓ（ｎ−１）＝−Ｂ−前状態＝１

【０００８】前の各状態に関して、前の反復から蓄積された蓄積メトリックがあって、蓄積
メトリック、前状態０と前状態１について、それぞれＡ₀（ｎ−１）とＡ₁（ｎ−
１）が得られる。

【０００９】また、ｓ（ｎ）に対する２つの可能な値に対応する２つの現状態がある。前状
態と現状態からなる対は、それぞれ仮想シーケンスｓ_h（ｎ−１）、ｓ_h（ｎ）に
対応する。これらの各仮想値に対応して、時間ｎにおける仮想受信信号値が存在
する。さらに、これらの各仮想値に対応して「ブランチ」メトリックが存在し、それら
は下記で与えられる。

【００１０】この例では、表１で示されるようにｈ∈｛００，０１，１０，１１｝で表すこ
とができる４つの可能な仮想シーケンスがある。

【００１１】それぞれの可能な現状態の候補メトリックは、対応するブランチメトリックと
ｓ_h（ｎ−１）に関する前の蓄積メトリックの合計になる。各現状態には、２つ
の可能な前状態が対応する。各現状態には、最も小さい候補メトリックを与える
前状態が前状態として選択され、候補メトリックはその現状態の蓄積メトリック
になる。

【００１２】したがって、現状態０（すなわち、ｓ（ｎ）＝Ｂ）には、２つの仮想シーケンス
｛ｓ_h（ｎ−１）＝Ｂ、ｓ_h（ｎ）＝Ｂ｝または｛ｓ_h（ｎ−１）＝−Ｂ，ｓ_h（ｎ
）＝Ｂ）｝が対応し、仮想値ｈ＝００とｈ＝１０で表される。これにより、現状
態０に対する２つの候補メトリックが得られる。

【００１３】この２つの候補メトリックの小さい方が、現状態０の蓄積メトリックである。対
応する前状態は、時間ｎにおける状態０に対する前状態になる。１．Ｃ₁₀（ｎ）＜Ｃ₀₀（ｎ）ならば、Ａ₀（ｎ）＝Ｃ₁₀（ｎ）２．Ｃ₀₀（ｎ）＜Ｃ₁₀（ｎ）ならば、Ａ₀（ｎ）＝Ｃ₀₀（ｎ）

【００１４】現状態１（すなわち、ｓ（ｎ）＝−Ｂ）にも同様の手順が適用され、この場合
、２つの仮想値はｈ＝０１とｈ＝１１である。

【００１５】式（２）にしたがって、各ｎについて４つの仮想受信信号値を計算する必要が
ある。それぞれの仮想値ｒ_h（ｎ）を計算するために、２つの乗算が使われる。
これら各乗算では、チャンネルタップの１つと仮想シンボル値の積が求められる
。

【００１６】Ｂが＋１に設定されたとき、乗算は単に符号変化になる。しかし、振幅変調を
使用している場合、これはできない。また、シンボル値は、として正規化（すなわち、８ＰＳＫ変調）されるものと仮定する。この場合、必
要な乗算を簡単な符号変化として実行することはできない。

【００１７】デジタルチャンネルを使ってスループットを改善する１つの方法は、各送信シ
ンボルについて３つ以上の値を可能にすることである。一般に、各シンボルはＭ
個の可能な値（Ｂ１、Ｂ２、…、ＢＭ）から選ぶことができるから、１シンボル
あたりのビット数が増加する。ＭＬＳＥイコライザを従来法で実現すると、その
複雑さは可能なシンボル数（すなわち、Ｍ）が増えるにしたがって指数関数的に
増加する。具体的に、「Ｌ」チャンネルタップの場合、従来法でイコライザを実
現するのに必要な乗算回数はＭ^L-1に比例する（比例定数＞１）。

【００１８】ＭとＬをごく一般的な個数（例えば、８と５）にした場合でも、汎用の（ｇｒ
ａｎｄｐｕｒｐｏｓｅ）低消費電力ＤＳＰに使用されるイコライザには非実用
的である。省電力用途の傾向が強まったため、ＤＳＰからＡＳＩＣへの移行が進
んでいる。ＡＳＩＣは、低消費電力かつ小型（すなわち、ゲート数が少ない）で
あって、１つのタスクを実行するために最適化することができる。ＡＳＩＣに乗
算器を実装することは、加算または減算用の回路を実装する場合と比較してはる
かにコストがかかる（電力消費とゲート数の観点から）。したがって、従来法に
よるＭＬＳＥイコライザ実現に関連する乗算回数を大幅に減らすことが非常に望
ましい。

【００１９】所要乗算回数の増加傾向と、乗算動作が簡単なＤＳＰから乗算動作に比較的費
用がかかるＡＳＩＣへの技術移行を考慮して、ＭＬＳＥで実際に行われた乗算回
数を減らすことが望ましい。

【００２０】（概要）この開示はシンボル間干渉ひずみがある場合のＭ進変調無線信号の復調に関す
るものである。本発明はＭ進変調信号用のＭＬＳＥイコライザを実施するのに必
要な乗算回数を減少させるための方法を開示する。

【００２１】本発明の代表的な実施例では、ブランチメトリックを求めるのに必要な数値を
前計算して、前計算された値を積テーブルに格納することによって、乗算回数は
減少する。ブランチメトリックを計算するとき、ユークリッドブランチメトリッ
ク計算であるか、ウンガーベック（Ｕｎｇｅｒｂｏｅｃｋ）ブランチメトリック
計算であるかに関係なく、乗算動作は簡単なテーブルルックアップ動作に置き換
えられる。その結果、イコライザの電力消費とサイズは減少する。

【００２２】本発明を使用することにより、Ｍ進変調された変調信号を復調する受信機を実
現することができる。その復調器は、既存の復調器と比べて複雑さを低減したも
のとなる。本発明に関する上記目的、特徴を更に明確にするため、以下に付図にしたがっ
て好ましい実施例を説明する。

【００２３】（詳細説明）図１は本発明を実施することができる無線通信システムを示す。図１の無線通
信システムには無線送信機と受信機が含まれる。無線通信システムは、ＦＤＭＡ
、ＴＤＭＡまたはＣＤＭＡ、あるいはそれらの組み合わせ動作が可能である。送
信機には、情報搬送信号１０１を受け取って、それに対応するデジタルシンボル
シーケンスＳを生成するデジタルシンボル発生器１０２が含まれる。シンボルＳ
はデジタルアナログ（Ｄ／Ａ）変換、変調、パルス整形フィルタ処理および増幅
の後、周知の方法にしたがってデジタル送信機１０３からアナログ信号Ｙとして
送信される。

【００２４】信号Ｙは無線チャンネルを伝播し、受信機のアンテナ１０４で捕捉される。ア
ンテナ１０４では熱雑音ｎも捕捉される。

【００２５】無線ユニット１０５は、周知の方法にしたがって受信信号を増幅、ダウンコン
バート、フィルタ処理してアナログ出力を生成する。このアナログ出力はＡ／Ｄ
コンバータ１０６に供給され、受信信号サンプルストリームｒ（ｋＴ_s）に変換
される。なお、Ｔ_sはサンプル期間、ｋは整数カウンタである。サンプリング期
間Ｔ_sはシンボル期間Ｔ以下にすることができる。受信信号サンプルストリーム
はプロセッサ１０７に集められ、そこで処理されて、送信デジタルシンボルスト
リームの推定値が生成される。以下の記述において、デジタル送信機１０３、無線伝送
チャンネル１０５、Ａ／Ｄ１０６を含む信号路を総合的に指す場合に、伝送機能
１０９という用語を使用する。

【００２６】伝送機能１０９で受信信号サンプルストリームｒ（ｋＴ_s）が生成され、処理
ユニット１０７に送られ、そこで、本発明の方法にしたがって処理される。

【００２７】ベースバンド処理ユニット１０７の機能ブロック図を図２に示す。受信信号サ
ンプルストリームｒ（ｋＴ_s）は信号プリプロセッサあるいはＳｙｎｃ２０６に
供給され、周知の方法にしたがって周知のタイミング／同期シーケンスとの相関
が求められる。シンボル区分復調の場合、サンプル期間Ｔ_sがシンボル期間Ｔ以
下ならば、信号プリプロセッサ２０６は受信信号サンプルストリームｒ（ｋＴ_s
）のデシメーションによって１シンボルあたり１個のサンプルを生成し、これは
ｒ（ｎ）で表される。フラクショナリスペースト（ｆｒａｃｔｉｏｎａｌｌｙ−
ｓｐａｃｅｄ）復調では、１シンボルあたり２個以上のサンプルが生成される。

【００２８】周知の方法にしたがって無線伝送チャンネルをモデル化するために使用される
チャンネルタップ推定値ｃ（τ）が推定回路２０２から生成される。これには、
初期のチャンネル推定期間と、それに続くトラッキング期間を要するかもしれな
い。チャンネルタップ推定値ｃ（τ）はブランチメトリックプロセッサ２０３の
入力に供給される。ブランチメトリックプロセッサ２０３はデジタルシンボルス
トリームの推定値を生成するシーケンス推定プロセッサ２０４に供給される。

【００２９】伝送機能１０９の詳細が図３に示されているが、簡潔にするため、受信アンテ
ナ数は１つにしてある。当業者には明らかの通り、アンテナが２個以上の場合に
も、本発明を適用することができる。図３において、シンボルシーケンスＳはア
ナログ信号Ｙを送信するデジタル送信機１０３に入力される。アナログ信号Ｙは
無線伝送チャンネルで無線ユニット１０５に伝播される。無線チャンネル３０１
では、フェージングと時間分散が伴うかもしれない。また、遍在する熱雑音ｎも
受信される。無線ユニット１０５は、受信信号を増幅、ダウンコンバート、フィ
ルタ処理し、周知の方法にしたがってアナログ信号を生成する。このアナログ信
号はＡ／Ｄ１０６に供給され、受信信号サンプルｒ（ｋＴ_s）に変換される。

【００３０】ＭＬＳＥイコライザでは、すべての可能な送信シンボルシーケンスＳを考慮す
るのが効果的である。一実施例では、仮想受信サンプルｒ_h（ｎ）を生成するた
めに、仮想シンボル値ｓ_h（ｎ）はチャンネルタップ推定値ｃ（τ）でフィルタ
処理される。仮想受信信号サンプルストリームｒ_h（ｎ）と実際のｒ（ｎ）受信
信号サンプルストリームの間の差分は仮想誤差ｅ（ｎ）と呼ばれ、仮想値の良さ
の指標である。特定の仮説を評価するために、メトリックとして仮想誤差の二乗
が使用される。異なる仮想値に対するメトリックが蓄積され、どの仮想値が適し
ているかをシーケンス推定アルゴリズムによって判定する際に使用される。この
プロセスは、ビタビアルゴリズムを使用して効率的に実現することができる。ビ
タビアルゴリズムについては、Ｇ．Ｆｏｒｎｅｙ，Ｊｒ．， ”ＴｈｅＶｉｒ
ｔｅｒｂｉＡｌｇｏｒｉｔｈｍ，” Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓｏｆｔｈｅ
ＩＥＥＥ，ｖｏｌ．６１，ｎｏ．３，Ｍａｒｃｈ１９７３，ｐｐ．２６７
−２７８に記述されている。また、当業者には明らかなように、他のシーケンス
推定アルゴリズムを使用することも可能である。

【００３１】ＭＬＳＥイコライザでは、異なる送信シーケンス仮想値ｓ_h（ｎ）に関連する
状態がある。与えられた反復には前状態があり、それぞれが蓄積メトリックに関
連付けられる。現状態と前状態を対にすることにより、ブランチメトリックＭ_h
（ｎ）が得られる。そして、現状態の候補メトリックは、このブランチのメトリ
ックＭ_h（ｎ）と以前に蓄積されたメトリックの合計である。各現状態について
、最小の候補メトリックを与える前状態が前状態として選択され、最小の候補メ
トリックは現状態の蓄積メトリックになる。ブランチメトリックは次のように表
すことができる。ただし、チャンネルタップ推定値はｃ（τ）で表される。ただし、τは遅延（すなわち、
τ＝０は主ビーム、τ＝１は第１のエコー等）である。Ｎ₁はチャンネルタップ
推定値の数である。各ｎについて、仮想受信信号ｒ_h（ｎ）は式（７）にしたが
って計算する必要がある。最も一般的な場合、それぞれの仮想受信値ｒ_h（ｎ）
を計算するには、Ｎ₁回の複素乗算（すなわち、実際には４Ｎ₁回の乗算）が必要
である。このような複素数の乗算には、推定チャンネルタップの１つと仮想送信
信号の積が含まれる。

【００３２】本発明の方法が実施可能なユークリッドブランチメトリックＭ_h（ｎ）を計算
するためのシステムを図４に示す。図４では、シンボルシーケンス発生器４１０
で生成される仮想シンボルシーケンスｓ_h（ｎ）は、仮想受信サンプルｒ_h（ｎ）
を生成するためにフィルタ４００に供給される。仮想受信サンプルｒ_h（ｎ）と
実際の受信信号サンプルストリームｒ（ｎ）の間の差分は仮想誤差ｅ（ｎ）であ
る。ユニット４０３では仮想誤差の二乗計算が行われ、ブランチメトリックＭ_h
（ｎ）が生成される。

【００３３】図５は、ユークリッドブランチメトリックを計算するための従来のフィルタの
機能ブロック図である。図５では、各ｒ_h（ｎ）を計算するために、Ｎ₁回の複素
乗算が行われる。本発明は、送信シンボルがＭ個の可能な値からなるセット｛Ｂ
１、Ｂ２、…、ＢＭ｝に限定される場合に、乗算を実行しないフィルタ４００を
実現する方法を提供する。

【００３４】ユークリッドメトリックの場合、それぞれの仮想送信シンボルｓ_h（ｎ）がセ
ット｛Ｂ１、Ｂ２、…、ＢＭ｝に含まれると仮定する。方程式（７）の総和の第
１項がセットに含まれる。このセットのすべて要素は前計算され、Ｍ×Ｎ₁テーブル（図６参
照）の第１列に格納することができる。

【００３５】このテーブルのｊ列は推定チャンネルタップｃ（ｊ−１）に対応しており、す
べての可能なの値、すなわちを格納する。そして、この積テーブル（図７参照）の適切な項を加算するだけで
、それぞれの仮想受信値ｒ_h（ｎ）を計算することができる。

【００３６】具体的な例として、８ＰＳＫ変調の２タップチャンネル（ｃ₀、ｃ₁）、すなわ
ち、を考察する。この場合、図６で示されるテーブルの第１列には、チャンネルタッ
プｃ₀に対応する下記の８項が含まれる。同様に、図６のテーブルの第２列には、チャンネルタップｃ₁に対応する下記の
８項が含まれる。格納要件を減らすために対称性を利用することができる。まず、格納項目を半分
にするために負の対称性を利用する。基本的に次のようになる。したがって、格納する必要があるのは、ｌ＝０、１、２、３に対する値だけであ
る。したがって、実数部と虚数部を入れ替えて、新しい実数部を論理否定することに
よって、ｌ＝０と１に対する値を格納するだけで済む。ｌ＝０については、下記
式から分かるように、乗算は全く必要ない。したがって、論理否定と、場合によっては実数部と虚数部の交換とを利用するこ
とにより、単にｃ₀とを格納するだけで、他の値を導出することができる。このような簡素化は、８Ｐ
ＳＫ信号のコンステレーションにおける象限対称性（ｑｕａｄｒａｎｔｉｌｅ
ｓｙｍｍｅｔｒｙ）から得られる。

【００３７】ウンガーベックメトリックは、式（３）のユークリッドメトリックＭ_h（ｎ）か
ら２段階で得られる。第一段階では、Ｍ_h（ｎ）を展開して次式を得る。ただし、ウンガーベック法では、すべての仮想値に共通な項Ａ（ｎ）をはずす。第二段階
では、異なる反復からのに比例する項を結合する。反復（ｎ＋１）で、各項は次のようになる。

【００３８】したがって、両反復において、に比例する項がある。これらの項は、新しいメトリックを定義することによって下記のように結合することができる。ただし、ここで、ｑ₀およびｑ₁はｓパラメータと呼ばれる。

【００３９】したがって、ウンガーベックメトリックの場合、ブランチメトリックは次のように定義される。ただし、

【００４０】本発明による方法を実施することができるウンガーベックブランチメトリック
を計算するためのシステムを図８に示す。図８において、インパルス応答をｑ（
τ）とするフィルタ６００に仮想シンボルｓ_h（ｎ）が供給され、ｔ_h（ｎ）が生
成される。ｑ（τ）は推定チャンネルタップｃ（τ）から求められ、したがって
、ｑ（τ）は仮想シンボルｓ_h（ｎ）に依存しない。図８のフィルタを実現する
ために、現在の技術レベルでは、図９で示されるようにＮ₁回の複素乗算を必要
とする。

【００４１】それぞれの仮想送信シンボルｓ_h（ｎ）がセット｛Ｂ１，Ｂ２，．．，ＢＭ｝
に含まれると仮定する。式（２７）の総和の第１項はセットに含まれる。このセットのすべての要素は、前計算して、Ｍ×Ｎ₁テーブル（図
１０参照）の第１列に格納することができる。

【００４２】このテーブルのｊ番列はｑ（ｊ−１）に対応しており、ｓ_h（．）ｑ（ｊ−１
）のすべての可能な値、すなわち、を格納する。そして、この積テーブル（図１１参照）の適切な項を加算するだけ
で、それぞれの仮想値ｔ_h（ｎ）を計算することができる。

【００４３】前述と同様に、各列に格納される項目数を２に減らすために象限対称性を利用
することができる。

【００４４】また、部分ウンガーベックメトリックは前節で規定したｑ_iのような項を含む
ので、部分ウンガーベックメトリックを使用する復調器の実現に要する乗算回数
を減少させるために本発明を利用することができる。部分ウンガーベックメトリ
ックに関しては、Ｂｏｔｔｏｍｌｅｙの米国特許第５、４９９、２７２号に開示
されている。

【００４５】ユークリッドメトリックを使うマルチチャンネルＭＬＳＥの場合、送信シンボ
ルストリームはいくつかのチャンネルを経由して受信される。２チャンネルの場
合、チャンネルａとｂにそれぞれに対応して、２つの受信信号ｒ_a（ｎ）とｒ_b（
ｎ）が存在する。

【００４６】各受信信号および各仮想シンボルシーケンスに対応して、下記のブランチ誤差
信号が存在する。ただし、ｒ_ah（ｎ）およびｒ_bh（ｎ）はチャンネルａおよびチャンネルｂの仮想
受信信号であって、両者は同じ仮想シーケンス｛ｓ_h（ｎ−１）、ｓ_h（ｎ−１）
｝に対応する。なお、チャンネルａに関する１つのブランチメトリックがであり、チャンネルｂに関する１つのブランチメトリックがである。

【００４７】両チャネルの出力のジョイントイコライゼーション（ｊｏｉｎｔｅｑｕａｌ
ｉｚａｔｉｏｎ）を行うための異なるブランチメトリックは、ｅ_ah（ｎ）とｅ_bh （ｎ）を異なる方法で結合することによって得ることができる。ジョイントイコ
ライゼーション問題に関して、興味深いブランチメトリックを以下の形で表すこ
とができる。ただしであり、Ｑは２×２の重み付けマトリックスである。

【００４８】式（３４）で与えられる形式のブランチメトリックは、いずれも２つの前計算
テーブルを使用して効率的に計算することができる。２つの前計算テーブルを使
用することにより、仮想受信信号ｒ_ah（ｎ）またはｒ_bh（ｎ）は、乗算動作を行
わずに計算することができる。

【００４９】３チャンネル以上を受信する場合の本発明の使用法は、当業者には明らかであ
ろう。同様に、シンボルがＭ個の可能な値の１つである場合の本発明の使用法も
、当業者には明らかであろう。

【００５０】メトリックの組み合わせにおいて、重み付け行列Ｑは対角行列である。この行
列の対角線要素は各チャンネルに関する重み付けの係数である。

【００５１】干渉排除結合（ＩＲＣ）において、重み付け行列Ｑはインペアメントの相関行
列の逆行列である。具体的にインペアメントベクトルｉ（ｎ）は次のように定義
することができる。そして、とする。ＩＲＣでは、重み付け行列Ｑは単純にである。ＩＲＣについては、ここに引用として包含される米国特許Ｎｏ．５、６
８０、４１９に詳しく記述されている。

【００５２】ウンガーベックメトリックを使うマルチチャンネルＭＬＳＥに関して、２チャ
ンネルの場合を考えと、式（２８）、（２９）から、それぞれのｎについて２つ
の受信サンプルｒ_a（ｎ）およびｒ_b（ｎ）が得られる。

【００５３】この場合、ウンガーベックブランチメトリックは次の式から得られる。ただし、ｚ（ｎ）は両方の受信信号と両方のチャンネルタップから得られ、（ｑ ₀ 、ｑ₁）は両方のチャンネルタップとインペアメントの相関行列の逆行列から得
られる（米国特許Ｎｏ．５、６８０、４１９参照）。重要な点は、（ｑ₀、ｑ₁）
が仮想シンボルに依存せず、固定されていることである。

【００５４】式（３７）から明らかなように、マルチチャンネルの場合にＭ_h（ｎ）を計算
するとき、つぎの計算が必要である。一般に、ｔ_h（ｎ）を計算するには乗算が２回必要である。この乗算は、可能な
シンボル値ｓに対する値｛ｓｑ₀、ｓｑ₁｝を前計算して、それらをメモリのテー
ブルに格納することによって回避することができる。そして、この前計算テーブ
ルの適切な項を加算することによって、仮想値ｔ_hを計算することができる。

【００５５】３チャンネル以上を受信する場合の本発明の使用法は、当業者には明らかであ
ろう。同様に、シンボルがＭ個の可能な値の１つである場合の本発明の使用法も
、当業者には明らかであろう。

【００５６】フラクショナリスペーストＭＬＳＥ等化処理の場合、長さＴのサンプリング期
間ごとに２個のサンプルが（Ｔ／２）フラクショナリスペーストＭＬＳＥイコラ
イザに供給される。受信信号の偶数サンプルをｒ_a（ｎ）、受信信号の奇数サン
プルをｒ_b（ｎ）とする。なお、ｒ_a（ｎ）およびｒ_b（ｎ）は、シンボルスペー
スト（ｓｙｍｂｏｌ−ｓｐａｃｅｄ）である。フラクショナリスペーストＭＬＳ
Ｅイコライザの特定の実施例では、ｒ_a（ｎ）とｒ_b（ｎ）は（同じ送信シンボル
ストリームからの）２つの個別受信信号として扱われる。この代表的な実施例に
よれば、最終セクションの２入力ＭＬＳＥイコライザは、送信シンボルストリー
ムの検出に使用される。ＭＬＳＥイコライザのダイバーシチの複雑さを軽減する
ために開示された上記方法が、フラクショナリスペーストＭＬＳＥイコライザの
この実施例に適用できることは明らかである。

【００５７】他の形式のフラクショナリスペースト等化処理での本発明の使用法は当業者に
は明らかであろう。例えば、特定のフラクショナリスペーストイコライザの実現
に際し、各サブサンプリングシーケンスにプレホワイトニング（ｐｒｅ−ｗｈｉ
ｔｅｎｉｎｇ）フィルタが適用される（ＨａｍｉｅｄａｎｄＳｔｕｂｅｒ，
”ＡＦｒａｃｔｉｏｎａｌｌｙＳｐａｃｅｄＭＬＳＥＲｅｃｅｉｖｅ
ｒ，” ＩＥＥＥ１９９５参照）。この特定の定式化はメトリックの結合と非
常によく似ている。フラクショナリスペーストイコライザに関する別の定式化で
は、ウンガーベックメトリックが使用されが、このイコライザの複雑さを軽減す
るためにも本発明を使用することができる。また、シンボル当たり３チャンネル
以上を受信する場合の本発明の使用法は、当業者には明らかであろう。

【００５８】時変チャンネルのＭＬＳＥに関しては、各反復で異なるセットのチャンネルタ
ップを考慮することができる。ユークリッドメトリックの場合、仮想受信信号は
次のように表される。

【００５９】この場合、反復「ｎ」において、テーブルを更新し、この反復におけるすべて
の異なる仮想受信値を計算するために、そのテーブルを使用することができる。
反復“ｎ＋１”、・・・の度に新しいテーブルが計算される。

【００６０】時変チャンネルでウンガーベックメトリックを使用するときの本発明の使用法
は、当業者には明らかであろう。ｑ_iが更新される度に、テーブルも更新される
。

【００６１】オフセットＭ進変調を使った変調信号を復調する場合、復調器の複雑さをさら
に軽減するために本発明を変更することができる。オフセットＭ進変調では下記
のように、偶数「ｎ」の送信シンボルは純実数であり、奇数「ｎ」の送信シンボ
ルは純虚数である。ただし、Ｂ_iは純実数である。したがって、ｓ_h（ｎ）が２Ｍ個の値の１つである。

【００６２】しかし、各実数シンボルがセットに含まれていれば、受信信号ｒ（ｎ）をｊ^-nでプレ回転（ｐｒｅ−ｒｏｔａｔｉ
ｎｇ）させることによって、復調問題を純実数シンボルの復調に帰着させること
ができる。このプレ回転を利用すると、必要なことはチャンネルタップとのそれぞれとの積を格納するだけである。

【００６３】当業者には明らかな通り、以上に詳細に述べた実施例以外でも、本発明を実施
することが可能である。他の例では、必要以上の詳細で発明の記述を不明確にし
ないように、周知の方法、装置、回路の詳細記述を省略した。

【００６４】請求の範囲に規定される発明の主旨あるいは範囲から逸脱することなく、当業
者は上記教義の変形、組み合わせを試みることが可能である。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の方法を実施することができる無線通信システムを示す。

【図２】図１のベースバンドプロセッサの機能ブロック図を示す。

【図３】図１の伝送機能の機能ブロック図を示す。

【図４】本発明の方法を実施することができるユークリッドブランチメトリックを計算
するためのシステムを示す。

【図５】従来技術にしたがってユークリッドメトリックを計算するために使用されるフ
ィルタの機能ブロック図を示す。

【図６】本発明の一実施例によるユークリッドメトリックの積テーブルを示す。

【図７】本発明の一実施例によるユークリッドメトリックを計算するためのフィルタの
機能ブロック図を示す。

【図８】本発明の方法を実施することができるウンガーベックブランチメトリックを計
算するためのシステムを示す。

【図９】従来技術にしたがってウンガーベックメトリックを計算するために使用される
従来のフィルタの機能ブロック図を示す。

【図１０】本発明の一実施例によるウンガーベックメトリックの積テーブルを示す。

【図１１】本発明の一実施例にしたがってウンガーベックメトリックを計算するためのフ
ィルタの機能ブロック図を示す。

【手続補正書】特許協力条約第３４条補正の翻訳文提出書

【提出日】平成１３年２月１２日（２００１．２．１２）

【手続補正１】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】請求項１

【補正方法】変更

【補正の内容】

【手続補正２】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】請求項５

【補正方法】変更

【補正の内容】

【手続補正３】

【補正対象書類名】図面

【補正対象項目名】図１０

【補正方法】変更

【補正の内容】

【図１０】

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＬ，ＳＺ，ＴＺ，ＵＧ，ＺＷ )，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＥ，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＲ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＤＭ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＤ，ＧＥ，ＧＨ，ＧＭ，ＨＲ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＮ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＡ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＴＺ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ，ＺＡ，ＺＷ (72)発明者ボトムレイ、グレゴリー、イーアメリカ合衆国ノースカロライナ、ケリー、メルロットコート 100 Ｆターム(参考） 5K004 AA01 AA05 AA08 BA02 FA06 FG02 FH03 JG01 JH02

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】Ｍ進変調で変調された少なくとも１つのアンテナ信号を受信
する最大尤度シーケンス推定イコライザでブランチメトリックを求めるための方
法であって、複素数と仮想シンボル値との積に等しい値を前計算するステップと、前記前計算値を積テーブルに格納するステップと、前記積テーブルから選択された前計算値を加算して結果を生成するステップと
、前記結果を用いて前記ブランチメトリックを求めるステップとを含む前記方法
。
【請求項２】前記複素数がチャンネル係数に対応する請求項１記載の方法
。
【請求項３】前記複素数がｓパラメータに対応する請求項１記載の方法。
【請求項４】ブランチメトリックを求めるために使用される仮想受信信号
サンプルを生成するために、Ｍ進変調で変調された少なくとも１つの受信無線信
号を復調する最大尤度シーケンス推定イコライザのフィルタであって、それぞれ異なる反復についてチャンネルタップ推定値と仮想シンボル値との積
に等しい前計算値を保持する積テーブルを格納するメモリと、仮想受信信号サンプルを生成するために積テーブルから選択された項を加算す
る加算器とを有する前記フィルタ。
【請求項５】Ｍ進変調用の最大尤度シーケンス推定イコライザのフィルタ
であって、ブランチメトリックを求めるために使われる複数の可能な値を前計算する手段
と、前計算された前記複数の可能な値を格納するメモリと、前記メモリから選択された前計算値を結合する手段とを有する前記フィルタ。
【請求項６】前記ブランチメトリックをウンガーベックブランチメトリッ
クとする請求項５記載のフィルタ。
【請求項７】前記ブランチメトリックをユークリッドブランチメトリック
とする請求項５記載のフィルタ。
【請求項８】前記ブランチメトリックを部分ウンガーベックブランチメト
リックとする請求項５記載のフィルタ。
【請求項９】Ｍ進変調された信号を復調する最大尤度シーケンス推定イコ
ライザでブランチメトリックを計算するための方法であって、ブランチメトリック計算に使用される複数の可能な値を前計算するステップと
、前計算された前記複数の可能な値をメモリに格納するステップと、前記メモリから選択された前計算値を加算するステップと、前記選択され加算された前計算値を用いて前記ブランチメトリックを計算する
ステップとを含む前記方法。
【請求項１０】前記ブランチメトリックをウンガーベックブランチメトリ
ックとする請求項９記載の方法。
【請求項１１】前記ブランチメトリックを部分ウンガーベックブランチメ
トリックとする請求項９記載の方法。
【請求項１２】前記ブランチメトリックをユークリッドブランチメトリッ
クとする請求項９記載の方法。
【請求項１３】Ｍ進変調された信号を復調するマルチチャンネル最大尤度
シーケンス推定（ＭＬＳＥ）イコライザでブランチメトリックを計算する方法で
あって、ブランチメトリック計算に使用される前記マルチチャンネルＭＬＳＥの各チャ
ンネルで可能な複数の値を前計算するステップと、各チャンネルの前記複数の可能な値を別々の積テーブルに格納するステップと
、前記別々の積テーブルから選択された値を加算するステップと、前記選択され加算された値を用いて前記ブランチメトリックを計算するステッ
プとを含む前記方法。