JPH10508445A - チャネル予測方法及び装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 ディジタル無線通信システムの受信機において、長チャネル予測（ｈ_k ^L）を短チャネル予測（ｈ_k ^s）により平均化することによって、組合わせチャネル予測（ｈ_k ^C）を形成する。

Description

【発明の詳細な説明】 チャネル予測方法及び装置 技術分野 本発明はディジタル無線通信システムにおいてチャネル予測を形成する方法及 び装置に関する。 発明の背景 ＴＤＭＡ無線通信システム（ＴＤＭＡ＝時分割多元接続）及び他のフレームに 基づく通信システムでは、チャネルを介して複数の信号フレーム即ち複数のバー スト形式により情報を送信している。各信号フレームは、受信機をこれらの信号 フレームに同期させるために、各信号フレーム内の所定位置に既知の同期ワード を設けている。例えば、自動車電話用のヨーロッパＧＳＭシステムにおいて、こ の同期ワードは２６ビット長である。受信機が送信機からの新しい信号フレーム を想定しているときは、受信機内のトレーニング・シーケンス発生器により、送 信される同期ワードと同一のトレーニング・シーケンスを発生させる。この受信 信号をローカルで発生したトレーニング・シーケンスと比較し、このシーケンス と受信信号との間で最良可能相関が得られるときは、局部発生信号と受信信号と の間に同期が存在するとみなす。 トレーニング・シーケンスは、同期そのものに加えて、チャネル予測に用いら れる。無線チャネルはマルチ・パス伝搬によりしばしば影響されるので、受信機 はこの現象を除去するためにある種の等化器を備えている。この等化器はチャネ ルのインパルス応答について時間制限された予測を必要とする。相関信号からこ のインパルス応答を得ることができる。フォーネイ（Ｆｏｒｎｅｙ）［１］及び アンガーベック（Ｕｎｇｅｒｂｏｅｃｋ）［２］は、既知の相関特性を有するチ ャネル・インパルス応答及びガウス・チャネル雑音を与えたときに、最尤送出シ ーケンスを決定する２つの異なるアルゴリズムを説明している。しかし真のイン パルス応答に代わって、チャネル・インパルス応答の適当な予測を用いるものと すれば、又は雑音が非ガウスであるとすれば、両アルゴリズムはうまく機能はす るが、性能が低下したものとなる。その等化器はチャネル予測を使用して、例え ばフィルタ・タップを初期化させて更新させる。その一例は、最尤シーケンス予 測（ＭＬＳＥ）検出器であり、ここでは直接チャネルのモデルとしてＦＩＲフィ ルタが使用されている［２］。他の例は、判断フィードバック等化器（ＤＦＥ） であり、ここではフィードフォワード及びフィードバックの両者におけるフィル タ・タップがチャネル予測から計算されている［４］。 受信した同期ワードからチャネルを予測すると、受信データには雑音が含まれ 、かつトレーニング・シーケンスが有限長のものであるがために、予測は雑音を 含むものとなる。連続的に更新されるチャネル予測であっても雑音が含まれる。 受信データにおける信号対雑音比が低いものとすると、その場合での信号レベル は雑音又は干渉レベルに比較して低いので、チャネル予測における雑音内容は、 例えばフェージング・ディップにおいて非常に高くなる。更に、同期処理は受信 機雑音によっても乱される。正しくない、かつ不安定な同期は、二次的な影響と して正しくないチャネル予測を与え、従って受信機の性能にかなりの損失を発生 させる。雑音を含むチャネル予測は、検出器又は等化器におけるフィルタ・タッ プに対する設定を不正にし、例えばＭＬＳＥは正しくないチャネル・モデルを有 することになる。これは雑音を含む受信サンプルによる劣化と同じように復調性 能を低下させることになる。その結果、受信したサンプルにおける干渉及び雑音 が二重の影響を及ぼすことになる。即ち、第１にチャネル・モデルを損ない、次 いて正しくない設定の等化器が雑音の多いサンプルを等化し、かつ復調しなけれ ばならないことになる。 説明した従来技術に共通する特徴は、予測の雑音内容を考慮することなく、チ ャネル予測を検出又は等化手順に直接使用することである。しかし、例えば、受 信機雑音が加法的なガウス分布であり、かつチャネル予測が正確であるときにの み、ＭＳＬＥは、最尤復調シンボル・シーケンスを与える意味において、最適化 される。チャネル予測に雑音が存在すれば、最適とはならない。 チャネル予測において雑音を含むタップ（ｔａｐ）の影響を減少させる方法は 、米国特許第５，２５１，２３３号（ラベツ（Ｌａｂｅｄｚ）ほか）において提 案されている。チャネル予測においてあるしきい値以下にあるタップを削除し、 こ れによって有用な信号内容が低い雑音タップによる雑音の影響を減少させること が示唆されている。しかし、有用な信号エネルギと雑音エネルギとの間を識別す ることは非常に困難なことなので、いくつかのチャネル予測タップを完全に除去 すると、重要な情報が除去されてしまう恐れがある。 ＥＰ−Ａ−０ ５３５ ４０３号は、現在バーストのチャネル予測を前のチャ ネル予測と組合わせる方法を説明している。両者の予測は同一数のタップを有す る。 発明の概要 従って、本発明の目的はディジタル無線通信システムにおいて改良されたチャ ネル予測を形成する方法及び装置を提供することにある。 本発明の方法は請求項１の構成により特徴付けられる。 本発明の装置は請求項９の構成により特徴付けられる。 本発明は、長チャネル予測（多数のタップを有する予測）が短予測（少数のタ ップを有する）より多くの雑音を含むとされることに基づいている。これは付録 に示されており、付録ではタップ雑音が式（９）により与えられる。この式にお いて、Ｎはチャネル予測の計算で用いられるサンプルの総数を表し、またＭはチ ャネル予測におけるタップ数を表している。従って、チャネル予測においてタッ プＭの数を増加させれば、タップ雑音を増加させることもなる。更に、検出器又 は等化器による復調処理における総合的な雑音の影響もチャネル予測におけるタ ップ数にも比例している。従って、この観点から、可能な限り短チャネル予測を 有することが望ましい。 他方、時間のばらつきが多い場合に、短チャネル予測は、受信機が予測のスパ ンの外側の受信エネルギを排除し、従って信号に存在する重要な情報を無視して しまう恐れがある。しかし、短チャネル予測は、エネルギ内容の大部分を有する 信号の部分を含んでいる。 本発明によれば、この問題の解決は、一つの長チャネル予測を少なくとも一つ の短チャネル予測と組合わせることである。これは下記の両特性を組合わせるこ とである。即ち、 １．エネルギの大部分を有する受信信号部分に基づく信頼性のある（余り雑音 のない）情報を含む特性。 ２．長期間にわたる時間のばらつきを原因とした信号拡散に基づく情報も含む 特性。 図面の簡単な説明 本発明は、更なる目的及びその効果と共に、添付図面と共に以下の説明を参照 することにより最もよく理解される。 第１図は、本発明による装置のブロック図である。 第２図は、本発明による方法を示すフローチャートである。 第３図は、本発明の実施例において複数のチャネル予測をどのように組合わせ るのかについて示す。 第４図は、本発明による他の実施の形態において複数のチャネル予測をどのよ うに組合わせるかについて示す。 第５図は、本発明による更なる実施の形態において複数のチャネル予測をどの ように組合わせるかを示す。 第６図は、本発明の好ましい一実施例において用いることができる複素数の振 幅の簡単な複素数計算を示す。 好ましい実施例の詳細な説明 ここで、第１図及び第２図を参照して本発明の装置及び方法を説明する。 第１図において、Ａ／Ｄ変換器はアナログ信号ｂ（ｎＴｓ）を受け取り、これ らのサンプルを一シーケンスのディジタル・サンプルｂ_nに変換する。これらの ディジタル・サンプルｂ_nは最尤シーケンス予測器１２に転送され、最尤シーケ ンス予測器１２はシーケンスに検出器シンボルＵ_nを出力する。更に、ディジタ ル・サンプルｂ_nは相関器１６に転送され、相関器１６はトレーニング・シーケ ンス発生器１７から受信した局部発生のトレーニング・シーケンスｕ_kと相関を 取る。相関器１６からの相関値ｃ_iはバーストを同期させるために用いられる（ 第２図のステップ１１０）。同期ステップについては以下で更に説明する。 以下、ヨーロッパＧＳＭシステムを参照して、バースト同期方法を説明する。 このシステムでは、同期ワードが２６ビットからなる。このワードにおいて中央 の１６ビットは、同期ワード全体と相関されたときに、良好な相関特性を有して いる。即ち、中央位置では最大の相関＝１６であり、残りの１０位置では相関が ０である（Ｃ（ｋ）＝［０００００１６０００００］）。これら中央の１６ビッ トは受信機内のトレーニング・シーケンス発生器におけるトレーニング・シーケ ンスとして発生されている。このトレーニング・シーケンスは、例えば受信した 信号フレームにより１１相関値ｃ_iを形成するために用いられる。一バースト同 期方法によると、最終的な同期位置は、それぞれエネルギ内容に関して５つの相 関値を含み、かつ最大エネルギを有する窓の時間位置を同期位置として選択した 複数の転位窓を相互に比較することにより、選択される。ＥＰ−Ａ−０ ５５１ ８０３号において、他のバースト同期方法が説明されている。 ２つのチャネル予測を組合わせるので、バースト同期は短予測及び長予測の両 者に対して実行される。同期ステップはシンクロナイザ１８及び１９においてそ れぞれ実行される。（これらの予測は、異なる長さのものであるので、同一バー スト位置に必ずしも同期することにならない。） これらの同期位置は短チャネル予測及び長チャネル予測のためにチャネル予測 器２０、２２にそれぞれ転送される。これらのチャネル予測器は、以下で更に説 明するように、それぞれの同期位置周辺でチャネル予測を計算する。 「付録」では、タップ雑音を式（９）により予測してもよいことを示した。こ の式は、可能な限り多くの（Ｎを大きくして）サンプルｂn を用いることにより 、タップ雑音が減少することを表している。この理由により、長予測ｈ_k ^Lは可能 とする最大限の２６サンプルのトレーニング・シーケンスｕ_K及び受信した同期 ワードｂ_nを用いることにより再計算される。従って、チャネル予測器２０は、 Ｎ−Ｍ＋１＝２６−５＋１＝２２サンプルから５つの相関値（ＧＳＭにより）を 計算する（それぞれ２２サンプルに基づき１サンプルがシフトされた５つの相関 値が形成されるので、実際には全部で２６サンプルが用いられる）。これらの計 算は相関器１６と同一方法により実行されているけれども、ここでは同期位置が 判っているので、トレーニング・シーケンス全体を用いて長チャネル予測ｈ_k ^Lの ５タップを形成することができる。説明した手順は第２図におけるステップ１２ ０に対応する。 短チャネル予測ｈ_k ^sはチャネル予測器２２において同様の方法により形成さ れる。しかし、この場合では５より少ないタップを計算する必要がある（Ｍ＜５ ）。本発明の好ましい実施例において、短チャネル予測は１タップを備えている だけである。これは、チャネル予測用にＮ−Ｍ＋１＝２６−１＋１＝２６サンプ ルを用いることができることを意味する。従って、この場合は、トレーニング・ シーケンス全体を用いて大幅に減少させたタップ雑音により単一相関値を形成し ている。説明した手順は第２図におけるステップ１３０に対応する。 計算したチャネル予測ｈ_k ^L及びｈ_k ^sは平均回路において組合わせられる（第２ 図におけるステップ１５０に対応する）。この平均化処理例を第３図に示す（説 明を簡単にするために、予測の振幅のみを示す）。この実施例において、予測は それらの元のバースト同期と組合わせられる（説明した短予測のみが１タップを 有するので、他の全ての時間位置に０値を有するタップを備えているものと仮定 する）。これは、第３図に示すように、２つの予測の最大値が同一時間位置に存 在しない状態に帰結し得る。 短チャネル予測及び長チャネル予測は、バーストに個々に同期されていたので 、計算されたチャネル予測をまず相互に同期させることが好ましいと思われる。 これは第１図に線２６により示されており、チャネル予測器２０はシンクロナイ ザ１８に正しい同期位置についての通知をしてチャネル予測に使用させる。これ は第２図にステップ１４０に対応する。 短チャネル予測と長チャネル予測との間の相互同期を得るのに異なる方法が存 在する。その一方法を第４図に示す。この方法によれば、短予測ｈ_k ^sの最大タッ プは、長予測ｈ_k ^Lの最大タップの位置と同期している。この実施例は、第４図に 点線のタップにより示すように、短予測のタップをシフトしてよいことを意味し ている。この点線のタップは短予測のバースト同期位置を表す。タップは予測器 ２２により再計算され、次いで第４図における実線のタップ予測ｈ_k ^sの位置にシ フトされる。長予測及び短予測の最大タップは、通常、複数の一致位置を有する ので、この予測同期は妥当なものである。 他の相互チャネル予測同期方法を第５図に示す。ここでは、（この例では１タ ップのみを含む）短予測ｈ_k ^sを点線のタップにより示す。しかし、このタップを 再計算することはできない。代わりに、長予測ｈ_k ^Lの最大タップの位置に対 応するタップを再計算し、かつ長予測の最大タップにより平均化する。前の実施 例のように、長予測及び短予測の最大タップは通常、複数の一致位置を有するの で、この予測同期は妥当なものである。 短チャネル予測ｈ_k ^s及び長チャネル予測ｈ_k ^Lが相互に同期した後、これらの予 測を平均化回路２４により組合わせる。現在好ましいとする簡単な実施例では、 第３図、第４図及び第５図に示すように、この平均化回路２４は長予測及び短予 測の対応するタップについて簡単な平均化を実行する。更に精巧にした実施例で は、２つのチャネル予測のそれぞれについて信頼性のある対策（雑音対策）によ る重み付け係数を計算することにより、重み付け平均を形成することもできる。 組合わせチャネル予測ｈ_k ^Cは、そのフィルタ係数を調整するために最尤シーケン ス予測器１２に転送される。 短チャネル予測が１タップのみを含む場合は、最大相関値Ｃi を直接用いてこ のタップを表すようにしてもよいことに注目して、前述の処理を簡単にすること もできる。従って、計算の複雑さを軽減することが望ましいのであれば、短予測 （短予測の再計算なし）としてＣi の最大値を得するのに十分と思われる。この ような実施例では、長予測の最大タップに対する基準位置として、この予測のバ ースト同期位置を用いることもできる。 更に精巧にした実施例では、長予測の最大タップのエネルギを長予測の総エネ ルギと比較している。最大タップが非常に支配的であれば、ごく僅かな時間のば らつきしか存在しないことを表している。この場合に、チャネルの単一タップ・ モデルは非常によいモデルであり、かつ単一のタップ予測はトレーニング・シー ケンスの全体を用いて再計算される。他方、時間のばらつきが大きいときは、チ ャネル予測が拡大されて、最大タップは支配的でなくなる。この場合は、単一タ ップ・モデルが余り良いものではなく、トレーニング・シーケンス全体を用いて このタップを再計算することにより余り得るところはない。従って、この場合は 、バースト同期からの単一タップを短予測として用いる。 実行可能な他の簡単化は、（短予測が１タップのみを含む場合に）短予測の振 幅のみを考慮し、その位相を無視することである。両予測の２つの最大タップの 位相は通常互いに接近しているので、このように一致していない組合わせが性能 における大きな損失を意味するものではない。 第６図に示すように、その実数部分及び虚数部分の絶対値をそれぞれ加算して 短予測の振幅を計算することにより、更なる簡単化を行うことができる。この近 似において、ｚは｜ｘ｜＋｜ｙ｜により近似される。ただし、ｘ及びｙはそれぞ れ実数部及び虚数部である。図示の実施例では、２つのチャネル予測を組合わせ たものである。しかし、２以上の予測を組合わせてもよいことは明らかである。 従って、実施可能な実施例は異なる長さの３チャネル予測の組合わせが考えられ る。本発明は説明したＧＳＭシステム以外の他のシステムに適用可能であること も理解される。 前述の方法は、複雑さを増加させることなく、受信機性能を改善する簡単な方 法である。受信機性能における改善は、ＧＳＭの場合に複数の伝搬条件において 約１ｄＢである。 添付される請求の範囲により定義される本発明の精神及び範囲を逸脱すること なく、本発明に種々の変形及び変更を行い得ることは、当該技術分野において習 熟する者が理解すべきことである。 参照文献 ［１］ フォーネイ（Ｇ．Ｄ．Ｆｏｒｎｅｙ，Ｊｒ．）、「符号間干渉の存在 におけるディジタル・シーケンスの最尤シーケンス予測」（Ｍａｘｉｍｕｍ−Ｌ ｉｋｅｌｉｈｏｏｄ Ｓｅｑｕｅｎｃｅ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ｏｆ Ｄｉｇ ｉｔａｌ Ｓｅｑｕｅｎｃｅ ｉｎ ｔｈｅ Ｐｒｅｓｅｎｃｅ ｏｆ Ｉｎｔ ｅｒｓｙｍｂｏｌ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）、Ｖｏｌ．ＩＴ−１８，ｐｐ． ３６３−３７８、１９７２年５月。 ［２］ アンガーベック（Ｇｏｔｔｆｒｉｅｄ Ｕｎｇｅｒｂｏｅｃｋ），「 搬送波変調データ伝送システムにおける適応最尤受信機」（Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｍａｘｉｍｕｍ−Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ Ｒｅｃｅｉｖｅｒ ｆｏｒ Ｃａｒｒ ｉｅｒ Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ Ｄａｔａ−Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ Ｓｙｓｔ ｅｍ）、ＩＥＥＥ通信学会報告（ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉ ｃａｔｉｏｎ）、Ｖｏｌ．ＣＯＭ−２２，ｐｐ．６２４−６３６、１９７４年５ 月。 ［３］ ハイキン（Ｓｉｍｏｎ Ｈａｙｋｉｎ）、「適応フィルタ理論」（Ａ ｄａｐｔｉｖｅ Ｆｉｌｔｅｒ Ｔｈｅｏｒｙ）、ｐｐ．３０７−３１６、プレ ンタイス−ホール（Ｐｒｅｎｔｉｃｅ−Ｈａｌｌ）、ニュージャジー州イングル ウッド クリッフ、１９８６年。 ［４］ ケレシ（Ｓ．Ｕ．Ｈ．Ｑｕｅｒｅｓｈｉ）、「適応等化法」（Ａｄａ ｐｔｉｖｅ Ｅｑｕｌｉｚａｔｉｏｎ），Ｐｒｏｃ．ＩＥＥＥ，Ｖｏｌ．７３， ｐｐ．１３４９−１３８７，１９８５年９月。 「付録」 チャネルの最小２乗予測 チャネルに用いるモデルは、伝搬をモデル化する複数のフィルタ・タップ｛ｈ_k ｝、及び雑音をモデル化する加法白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）源ｅ_iを有するＦ ＩＲフィルタである。これはハイキンの線形回帰モデルに類似している（シモン ハイキン（Ｓｉｍｏｎ Ｈａｙｋｉｎ）、「適応フィルタ理論」（Ａｄａｐｔ ｉｖｅ Ｆｉｌｔｅｒ Ｔｈｅｏｒｙ）、プレンタイス−ホール（Ｐｒｅｎｔｉ ｃｅ−Ｈａｌｌ）、１９８６年、ｐｐ．３０７−３１６）。受信離散信号サンプ ルｂｉに対する式は、 ただし、Ｕ_iはチャネルに対する入力信号であり、またＭはチャネル予測の長さ である（フィルタ・タップ｛ｈ_k｝）。従って、無線チャネル・インパルス応答 はｈ_kのＭサンプルに制限される。ＧＳＭにおいてＭ＝５。インパルス応答はト レーニング・シーケンスから予測された未知のパラメータである。ＧＳＭの例で は、トレーニング・シーケンスはＮ＝２６シンボル長である。最小２乗法（ハイ キン［３］を参照）は、Ｍタップ・モデル（ＧＳＭでは５タップ）を予測するた めに用いる。トレーニング・シーケンスからの入力データは共変数方法を用いて 窓にされる。従って、予測に用いるためにＮ＋Ｍ＋１（ＧＳＭでは２２）の受信 サンプルが存在する。入力はマトリックスＡ及び受信したサンプルｂとして構成 され、誤りｅ及びインパルス応答ｈは次のようにベクトルとして構成される。 ただし、Ｔは移転行列を表す。ベクトル形式では、（トレーニング・シーケンス に対して）チャネル・モデルを と表すことができる。 である（ハイキンを参照）。ただし、Φ＝Ａ^HＡはトレーニング・シーケンスの 確定的相関マトリックスである。ここでＨはエルミート変換を表す。 チャネル予測ｈ_iの各要素の変数はＮ_iと呼ばれ、雑音変数σ²及び使用したト レーニング・シーケンスに従属する。Ｎ_iはσ^{2 Φ-1}である。ただし、Φは以上で 定義した確定的相関マトリックスである。 トレーニング・シーケンスが白（例えばＧＳＭにおける場合である）に近いと きは、相関マトリックスは となる。ただし、Ｉは識別マトリックス（ｉｄｅｎｔｉｔｙ ｍａｔｒｉｘ）で ある。結論は、タップ雑音が ということになる。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ， ＤＫ，ＥＳ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，Ｍ Ｃ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ， ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＺ，Ｕ Ｇ)，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，Ｃ Ａ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ ，ＧＢ，ＧＥ，ＨＵ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ， ＫＲ，ＫＺ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，Ｍ Ｇ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＴＪ，ＴＭ， ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＳ，ＵＺ，ＶＮ (72)発明者 エリクソン，ペル − オロフ スウェーデン国 エス − 164 41 キ スタ，カストルプガタン ６

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．ディジタル無線通信システムにおけるチャネル予測を形成する方法におい て、 所定数のタップを有する第１のチャネル予測を形成し、 前記第１のチャネル予測を有する少なくとも一つの更なるチャネル予測を形成 し、かつ 前記チャネル予測と前記更なるチャネル予測とを組合わせて組合わせチャネル 予測を形成する ことにより特徴付けられた方法。 ２．前記第１のチャネル予測及び前記更なるチャネル予測の対応するタップを 平均化し、前記（複数の）更なるチャネル予測が前記第１のチャネル予測の複数 のタップに対応し、前記（複数の）更なるチャネル予測において対応性を有しな いタップ位置にゼロ値が詰め込まれていることにより特徴付けられた請求項１記 載の方法。 ３．前記平均化における前記（複数の）更なるチャネル予測の複数のタップの タップ振幅のみを考慮し、かつタップ位相を無視することにより特徴付けられた 請求項２記載の方法。 ４．前記（複数の）更なるチャネル予測の各タップの前記振幅をその実数部及 び虚数部の和によりそれぞれ近似にすることにより特徴付けられた請求項３記載 の方法。 ５．単一の更なるチャネル予測が単一タップを有することにより特徴付けられ た請求項２、３又は４記載の方法。 ６．前記更なるチャネル予測の前記単一タップが前記更なるチャネル予測にお ける最大振幅のタップにより平均化されることにより特徴付けられた請求項５記 載の方法。 ７．同一の時間位置における予測として、前記更なるチャネル予測の前記単一 タップにより前記第１のチャネル予測の最大振幅のタップを平均化することによ り特徴付けられた請求項５記載の方法。 ８．前記第１のチャネル予測及び前記更なるチャネル予測を重み付け平均化す ることにより特徴付けられた請求項２、３、４、５、６又は７記載の方法。 ９．ディジタル無線通信システムにおけるチャネル予測を形成する装置におい て、 第１の所定数のタップを有する第１のチャネル予測を形成する第１の手段（２ ０）と、 前記第１のチャネル予測より少ないタップを有する少なくとも一つの更なるチ ャネル予測を形成する第２の手段（２２）と、 前記第１のチャネル予測器と前記更なるチャネル予測とを組合わせて組合わせ チャネル予測を形成する手段（２４）と により特徴付けられた装置。 １０．前記第１のチャネル予測器及び前記更なるチャネル予測の対応するタッ プを平均化する平均化手段（２４）、前記（複数の）更なるチャネル予測が前記 （複数の）更なるチャネル予測において対応性を有しない前記第１のチャネル予 測の複数のタップに対応するタップ位置に複数のゼロ値が詰め込まれていること により特徴付けられた請求項９記載の装置。 １１．前記平均化手段（２４）は前記平均化において前記（複数の）更なるチ ャネル予測のタップ振幅のみを考慮し、かつそのタップの位相を無視することに より特徴付けられた請求項１０記載の装置。 １２．前記平均化手段（２４）は前記（複数の）更なるチャネル予測の各タッ プの前記振幅をその実数部及び虚数部の和によりそれぞれ近似にすることにより 特徴付けられた請求項１１記載の装置。 １３．単一の更なるチャネル予測が単一タップを有することにより特徴付けら れた請求項１０、１１又は１２記載の方法。 １４．前記第１の手段（２０）が前記更なるチャネル予測の前記単一タップを 前記第１のチャネル予測における最大振幅のタップと同期させることにより特徴 付けられた請求項１３記載の装置。 １５．前記第１の手段（２０）が同一時間位置において予測されたとして、前 記第１のチャネル予測の最大振幅のタップを前記更なるチャネル予測における単 一タップと同期させることにより特徴付けられた請求項１３記載の装置。