SE469052B - Foerfarande att bilda ett kanalestimat foer en tidsvarierande radiokanal - Google Patents

Description

15 20 25 30 '55 få f: 9 052 2 J.G. Proakis:“Adaptive Maximum-Likelihood Squence Estimation for Digital Signaling in the Presence of Intersymbol Interference".

Vid kanaler som förändras snabbt i förhållande till överförd bithastighet uppstår ytterligare problem genom att adaptionen måste vara så snabb att den i sig själv alstrar brus. Kanales- timeringen blir härvid känslig för felbeslut. En utjämnare som övervinner dessa problem finns beskriven i den svenska patent- ansökningen nr 8903526-5. Utjämnaren är försedd med en analysator som arbetar enligt en viterbialgoritm med ett erforderligt antal tillstånd. Varje tillstånd tillordnas ett kanalestimat, vilket adapteras i beroende av valda tillstándsövergångar i viterbial- goritmen. Adaptionen sker då utan tidsfördröjning i analysatorn.

Problemet med felbeslut under adaptionen av kanalestimatet är särskilt påtaglig vid fädning, då signalstyrkan snabbt avtar och utslocknar och därefter snabbt tilltar igen. Fädningsfenomenet beror'på interfererande radiosignaler och finns närmare beskrivet i William C.Y. Lee: Mobile Communications Engineering, kapitel 6 och 7, Mc Graw-Hill Inc. ,l982. ringsproblemen vid fädning fordras en bättre modell av kanalen än För att övervinna estime- vad som erhålles med de ovannämnda metoderna. Ett förslag på en sådan förbättrad kanalestimering återfinnes i IEEE TRANSACTIONS ON COMMUNICATIONS, V01. 37-, NO -9, September 1989, A.P. Clark Och S. Hariharan:"Adaptive Channel Estimation for an HF Radio Link".

I artikeln utnyttjas vid kanalestimeringen. Artikeln ger emellertid inga föreslås allmänt att kanalestimatets derivata anvisningar om hur derivatan exempelvis skall initieras vid estimeringen så att en tillförlitlig derivata erhålles. Särskilt 'vid fädning,nâr ett flertal symboler går förlorade, väsentligt med en sådan tillförlitlig derivata. är det REDOGÖRELSE FÖR UPPFINNINGEN Föreliggande uppfinning har till föremål att ange ett kanal- estimat med hjälp av ett tillförlitligt estimat av tidsderivatan för kanalestimatet. Uppfinningen har sin grund i att komplexa överförda symboler' har en reell och en imaginår del vilka varierar relativt regelbundet med långsamt varierande derivata 10 15 20 25 30 s 469 052 även under en kraftig fädning. Ett derivataestimat för kanalens impulssvar utnyttjas för att adaptera och prediktera ett kanalestimat, särskilt under och efter fädningstillfällen då ett flertal symboler går förlorade. Derivataestimatet beräknas med utgångspunkt från kanalestimat för synkroniseringssekvenser.

Enligt ett alternativ bildas ett initialvärde för' derivata- estimatet såsom en skillnad mellan tvâ kända kanalestimat dividerad. med ett tidsavstând mellan kanalestimaten. Kanal- estimatet adapteras till mottagna signaler och predikteras med hjälp av derivataestimatet, vilket också efterhand kan adapteras. Även en andraderivata och högre ordningens derivator kan utnyttjas vid kanalestimeringen.

FIGURBESKRIVNING Uppfinningen skall beskrivas närmare nedan i anslutning till figurer av vilka Figur 1 visar ett blockschema över ett radioöverföringssystem, Fifur 2 visar tidluckor och signalsekvenser för ett tidsdelat radioöverföringssystem, Figur 3 visar ett diagram över ett komplext talplan med komplexa symboler, Figur 4 visar en vy över byggnader mellan vilka radiosignaler reflekteras samt en mobil radiomottagare, Figur 5 visar ett diagram med signalstyrka för fädande radio- signaler, Figur 6 visar diagram med nivåer för de komplexa symbolernas komponenter, Figur 7 visar ett blockschema över en kanalutjämnare och Figur 8 visar ett blockschema över ett kanalestimeringsfilter.

FÖREDRAGEN uærönnzssronu Ett känt radioöverföringssystem för tidsdelad radiokommunikation visas schematiskt i figur 1. En sändare har en enhet 1 vilken genererar digitala komplexvärda symboler S(n). Dessa symboler 10 15 20 25 30 CD (Il ga digital/analog omvandlas och utsändes såsom en signal Y från en enhet 2 till en mottagande enhet 3 hos en mottagare. Mottagaren modulerar ner signalen till en analog mottagen signal y(T) i basbandet. Denna signal samplas i en analog-digitalomvandlare 4 till en mottagen digital signal y(n) och avges till en kanalut- jämnare 5.Denna avger med viss tidsfördröjning estimerade symboler g(n-L) vilka utgör en uppskattning av de sända komplex- värda symbolerna S(n) . Beteckningen (n) anger en samplingstid- punkt med nummer n och beteckningen (n-L) anger att de estimerade symbolerna âr fördröjda ett antal L samplingsintervall. I figuren antydes med dubbla signalvägar att kanalen mellan enheterna 2 och 3 utsätter den överförda signalen Y för tidsdispersion. Med en signal A avses en störande signal på samma frekvens som utnyttjas mellan enheterna 2 och 3, en så kallad samkanalstörare. Även brus och signalfädning stör överföringen så som skall förklaras nedan.

Radioöverföringssystemet är tidsdelat med skilda tidluckor l-N enligt figur 2, i vilken T betecknar tiden. I varje tidlucka kan överföras en signalsekvens omfattande åtminstone en synkronise- ringssekvens och en datasekvens med den information man önskar överföra. I en tidlucka F överföres en signalsekvens SSF som enligt exemplet har tvâ synkroniseringssekvenser SF1 och SF2 samt två datasekvenser D1 .och D2. .En signalsekvens SSG i en angrän- sande tidlucka G har på motsvarande sätt synkroniseringssekvenser SG1 och SG2. Det bör noteras att exempelvis SF2 inte behöver vara en synkroniseringssekvens i egentlig mening, utan kan vara en annan känd sekvens. Ett exempel härpå är en så kallad CDVCC- sekvens, vilken utnyttjas för att avgöra om en mottagen signal tillhör den egna förbindelsen eller härrör från samkanalstöraren A. Signalsekvenserna innehåller binâra signaler, men de nämnda symbolerna S(n) är komplexa och modulerade enligt exempelvis QPSK-modulation, såsom visas i figur 3. I ett komplext talplan med axlarna betecknade I och Q är symbolernas S(n) fyra möjliga värden markerade ett ivarje kvadrant med de binâra talen 00, 01, 10 och ll. Den tid det tar att överföra en sådan modulerad symbol benämnes en symboltid TS. För, den analoga signalen y(T) i basbandet gäller att den kan uttryckas såsom y(T) = I(T)+jQ(T) , där j = vf -1. 10 15 20 25 30 35 5 469 052 Den ovannämnda signalfädningen uppstår pà följande sätt. I figur 4 visas två byggnader 20 och 21 vilka reflekterar den överförda signalen Y. De reflekterade signalerna interfererar med varandra mellan byggnaderna och det kan uppstå ett komplicerat interfe- rensmönster med omväxlande maxima och minima hos signalstyrkan.

En mobil mottagare 22,som bär mottagaren 3,4,5 och som rör sig genom interferensmönstret kommer att upprepade gånger passera dessa minima. Signalstyrkan är där mycket làg och underskrider brusniván eller signalnivån från samkanalstöraren A.

I figur 5 visas med en kurva 23 hur den mottagna signalens styrka P(T) kan variera för mobilen 22 under tiden för signalsekvensen SSF. Brusnivàn visas med en streckad linje 24 och figuren visar hur signalstyrkan P(T) underskrider ett tröskelvärde P0 under ett tidsintervall TF, som är centrum för ett fädningstillfälle.

Signalstyrkan beräknas enligt ett samband P(T)= I2(T) + Q2(T) för den ovannämnda komplexa signalen y(T). Medan signalstyrkan P(T) varierar snabbt under fädningen, gäller att den komplexa signalens komponenter I(T) och Q(T) varierar mera regelbundet och relativt långsamt. Detta illustreras i figur 6 med kurvor B och C, som visar att de komplexa komponenternas tidsderivator är konstanta eller nära konstanta-även.under.fädningstillfället TF.

Föreliggande uppfinning har sin utgångspunkt i detta regelbundna uppträdande hos de komplexa signalkomponenternas tidsderivator.

Uppfinningen skall med exempel beskrivas i anslutning till det ovannämnda tidsdelade systemet för radiokommunikation.

I figur 1 visas schematiskt den tidsvarierande radiokanalen mellan sändaren 2 och mottagaren 3. Parametrar för denna radiokanal beskrives på känt sätt med dess samplade impulssvar mm = lhoun), hlunf--whmunlT <1) där understrykningen utmärker en vektor och index T betecknar en vektortransponering. Den mottagna samplade signalen y(n) kan beskrivas såsom en faltning mellan detta impulssvar för den verkliga radiokanalen och signalen d(n) enligt y(n) = inom gm) + wm) <2) när är gm) = Iam), a(n-1),----,a(n-m)lT (a) 10 15 20 25 30 35 .Jäs C\ 01 ßâ synkroniseringssekvensen eller beslutat data som betraktas som kända. Indexet H betecknar hermitsk transponering, det vill säga transponering och komplexkonjugering, och w(n) är en störning.

För den tidsvarierande kanalen formuleras en kanalmodell, med vars hjälp data beslutas ur den mottagna signalen y(n). Enligt uppfinningen omfattar modellen en beskrivning av dels kanalens parametrar, dels tidsderivator av dessa parametrar. Om endast förstaderivatan tages med erhålles följande allmänna samband rm mwn+wm»n+um i i <4) Med fetstil betecknas att storheterna hänför sig till kanal- modellen som är ett estimat av den verkliga kanalen. En tidsderi- vata betecknas på brukligt sätt med en punkt över aktuell symbol och um) och yg(n) är storheter som beror av en vald adaptions- algoritm. Om en LMS-algoritm (Least Mean Square) väljes för yl(n) och y;(n) erhålles mm=imfl>+ßimfl>+m@m)wm> i = i e* <5) Här är e = y - iH en felsignal i adaptionen- Symbolen * betecknar en komplexkon- jugering och ul och u2 är konstanter. Enligt ett alternativ kan dessa konstanter ha skilda värden för de skilda koefficienterna i g(n) och Å(n). Det bör observeras att derivataestimaten š(n) utnyttjas vid estimeringen av kanalparametrarna g(n). Sambanden (5) fördröjes antalet L samplingsintervall i kanalutjämnaren 5 och i är' givna 'vid en samplingstidpunkt n. Signalbehandlingen figurerna 7 och 8 är signaler med denna fördröjning angivna.

Den ovanstående algoritmen enligt sambanden (5) utnyttjas i W utjämnaren 5, vilken visas schematiskt i figur 7. Utjâmnaren har en viterbianalysator VIT, ett adaptivt kanalestimeringsfilter CEST, denna minneskrets lagras succesivt signalsekvenserna SSF före den en fördröjningskrets DEL och en första minneskrets M. I övriga signalbehandlingen i utjämnaren 5. Viterbianalysatorn VIT mottar signalen y(n) från minnet M och avger symbolerna g(n-L), vilka estimerats med fördröjningen L samplingssteg. Kanal- 10 15 20 25 30 , 469 052 estimeringsfiltret CEST mottar dels de estimerade symbolerna d(n-L), dels signalerna y(n) och y(n-L). De senare signalerna är de mottagna signalerna y(n) fördröjda L samplingssteg i fördröjningskretsen DEL. Kanalestimeringsfiltret CEST avger till viterbianalysatorn VIT det estimerade impulssvaret g(n/n-L). Det bör noteras att kanalestimatet utöver själva radiokanalen även omfattar sändare- och mottagarefilter. Vid en alternativ utföringsform av uppfinningen utnyttjas preliminära beslut från viterbianalysatorn VIT i stället för de estimerade symbolerna §(n-L). Härigenom erhålles en fördröjning som är mindre än de L samplingsintervallen. Estimeringen av impulssvaret _h(n/n-L) skall beskrivas närmare i anslutning till figur 8. blockschema över kanal- fördröjningselement I denna figur 8 visas ett estimeringsfiltret CEST. Filtret har 6,ställbara koefficientkretsar 7, summatorer 8, en skíllnadsbil- dare 9, en nivåkrets 10, två adaptionskretsar 11 och 12, en andra minneskrets 13 och en prediktionskrets 14 med en utgång 15.

Koefficientkretsarnas 7 antal beror av hur stor tidsdispersion radiokanalen kan ha uttryckt i ett antal samplingsintervall och enligt exemplet utnyttjas tre kretsar. Fördröjningselementen 6 fördröjer symbolerna g(n-L).stegvis.ett samplingsintervall. I koefficientkretsarna 7 multipliceras symbolerna Q(n-L), Q(n-L-1) och Q(n-L-2) med koefficienter ho(n-L), h1(n-L) och h2(n-L) hos kanalestimatet. De erhållna värdena summeras i summatorerna 8 till en estimerad signal y(n-L). Felsignalen e(n-L) beräknas i skillnadsbildaren 9 och avges till adaptionskretsarna 11 och 12.

I dessa kretsar adapteras kanalestimatet h(n-L) respektive derivataestimatet _l.'¿(n-L) med hjälp av de estimerade symbolerna d_(n-L) .Kanalestimatet påverkas även av nivån P0 som är ett tröskelvärde för signalstyrkan hos den mottagna signalen y(n).

Tröskelvärdet, som visas i figur 5, avges från nivåkretsen 10. I prediktionskretsen 14 sker en prediktion av det erhållna kanalestimatet med hjälp av derivataestimatet. Prediktionskret- sens utgång 15 är ansluten till viterbianalysatorn VIT.

Vid signalmottagning utan fädningen under tidsintervallet TF arbetar kanalestimeringskretsen CEST på följande sätt. Kanal- 10 15 20 25 30 35 estimatet 1;(n-L) och dess derivata fi(n-L) beräknas först med hjälp av synkroniseringssekvensen SF1. Detta utföres med hjälp av den i minneskretsen 13 lagrade synkroniseringssekvensen d(n-L) och den mottagna, observerade synkroniseringssekvensen y(n-L).

Härvid utföres först en kanalkorrelering som ger ett initialvärde _h(0)för kanalestimatet enligt ett samband K h1(O) = l/K 2 d(i) y*(i+1) (6) i=1 Sambandet är här visat för den andra koefficienten hl (n) i kanalestimatet g(n)= [h0(n),hl(n),h2(n)]T. K betecknar det antal symboler i synkroniseringssekvensen SF1 som utnyttjas för korreleringen. Såsom initialvärde på derivatan kan utnyttjas ett nollvärde. Synkroniseringssekvensen SF1 utnyttjas därefter ytterligare en gång genom att kanalestimatet och derivata- estimatet succesivt adapteras med hjälp av adaptionskretsarna 11 och 12 enligt algoritmen i sambanden (5) ovan. Härvid minimeras felsignalen e(n-L) så att koefficienterna ho(n-L) , h1(n-L) och 1:2 (n-L) utgör kanalestimatet. Under överföringen av datasekvensen D1 fortsätter därefter adaptionen av kanalestimatet och derivata- estimatet succesivt med hjälp av beslutade data g(n-L) från viterbialgoritmen VIT. Proceduren upprepas för synkroniserings- Enligt ett förenklat alternativ vidtar adaptionen till datasekvensen direkt efter kanalkorreleringen. Det kanalestimat som erhålles på ovan angivet sätt gäller för tidpunkten (n-L) . I prediktionskretsen 14 predikteras kanalestimatet från tidpunkten (n-L) till tidpunkten sekvensen SF2 och datasekvensen D2. (n) med hjälp av derivataestimatet. Detta resulterar i ett för vilket i figuren h(n/n-L) . Derivataestimatet _fi(n-L) för att beräkna kanalestimatet enligt sambandet (5) , utan även för att prediktera kanalestimatet viterbianalysatorn ' avsett kanalestimat, uttryckes med beteckningen utnyttjas sålunda inte endast till tidpunkten (n). Härigenom erhålles säkrare värden på de estimerade symbolerna d(n-L) från viterbianalysatorn VIT, vilket i sin tur medger en förbättrad kanalestimering i kretsarna 11 och 12. Enligt ett förenklat alternativ uteslutes predikteringen i kretsen 14. Kanalestimatet avges till viterbianalysatorn från utgången 15. 10 15 20 25 30 35 9 469 052 Vid fädning utföres följande förfarande i kanalestimeringskretsen CEST. Den mottagna signalens y(n) effekt beräknas i nivåkretsen 10 och jämföres med tröskelvärdet P0. Denna beräkning utföres med hjälp av signalen y(n) från den första minneskretsen M innan signalsekvensen SSF som helhet behandlas i kanalutjämnaren 5.

Härigenom erhålles upplysning huruvida en fädning inträffar innan själva estimeringen av symbolerna.g(n-L) vidtar. Om signalstyrkan underskrider tröskelvärdet P0, det vill säga fädning anses råda, avges motsvarande signal till adaptionskretsen 11. Härvid sättes konstanten ul i sambandet (5) till ett litet värde eller ett nollvärde, så att kanalestimatet g(n) adapteras huvudsakligen eller helt med hjälp av derivataestimatet fi(n). Vid fädningen förändras signalstyrkan P(T) mycket snabbt och år mycket låg, se figur 5, och en adaption med felsignalen e(n) blir mycket osäker och alstrar brus. Derivatorna för signalkomponenterna I(T) och Q(T) däremot varierar betydligt långsammare och mera regelbundet än signalstyrkan P(T) så som visas i figur 6. Detta medför att även den verkliga radiokanalens derivata h(n) varierar långsamt och regelbundet. Adaptionen med hjälp av derivataestimatet §(n) blir därför tillförlitlig även under fädningstillfâllet TF. Om konstanten ul sättes till nollvärde under fädningen blir kanalestimeringen en ren. prediktion med hjälp av derivata- estimatet Å(n). Det är även möjligt att hålla derivataestimatet konstant under fädningen genom att sätta konstanten u2 = 0. Detta sker genom signal till adaptionskretsen 12 från nivåkretsen 10, såsom antydes 'med en streckad förbindelse i figur 8. Efter fädningen när signalstyrkan överskrider tröskelvärdet P(0) sättes konstanterna pl och #2 till sina ursprungliga värden. Tröskelvär- det P0 kan sättas mycket lågt eller vid ett förenklat föfarande tilldelas nollvärde. Härvid sker estimeringen enligt sambandet (5) även under fädningstillfâllet TF.

Ett initialvärde ,å(0) för derivataestimatet kan erhållas på följande sätt. Kanalestimat h(0) och h(R). för de två kända synkroniseringssekvenserna SF1 och SF2 beräknas med hjälp av de i det första minnet M lagrade mottagna signalerna y(n). Initial- värdet erhålles enligt sambandet im ={ mm - rum/R (v) 10 15 20 25 30 35 10 där R är tidsavståndet mellan synkroniseringssekvenserna räknat såsom antalet symboler mellan dessa. I det tidsdelade systemet enligt~figur 2 kan ett motsvarande initialvärde beräknas med utgångspunkt från exempelvis SF2 och synkroniseringssekvensen SG1, vilken tillhör den angränsande tidluckan G. Tidluckorna F och G ligger på samma bärfrekvens och abonnenten på tidluckan F kan tillåtas lyssna på synkroniseringssekvensen SGl för att kunna utföra beräkningen enligt sambandet (7) ovan. Observera att endast mobilen kan utnyttja denna möjlighet med synkroniserings- sekvenser från skilda tidluckor. Observera även att exempelvis SF2 inte behöver vara en egentlig synkroniseringssekvens, utan kan vara en annan känd sekvens såsom påpekats ovan. Det är också möjligt att utnyttja ett fädningstillfälle för att beräkna ett initialvärde på derivataestimatet. Vid fädningstillfället sättes kanlestimatet h(R) beräknas enligt im) = -mm/R där g(0) är kanalestimatet för en av synkroniseringssekvenserna och R är antalet symboler mellan fädningstillfället och denna synkroniseringssekvens. Vid ovanstående beräkningar av startvär- 0 och initialvärdet för derivataestimatet den för derivataestimatet kan kanalestimatet beräknas på ett förenklat sätt utan tillhjålp av derivataestimatet. Beräkningen av kanalestimatet för synkroniseringssekvenserna förutsätter nämligen här, att synkroniseringssekvenserna inte drabbats av någon fädning.

I det ovan beskrivna utföringsexemplet av den uppfinningsenliga metoden har endast första tidsderivatan av kanalestimatet medtagits. Det ligger inom ramen för uppfinningen att även utnyttja högre ordningens derivator. Exempelvis kan sambanden (5) utökas med en ekvation för beräkning av kanalestimatets andra- derivata, och denna ingår i uttrycken för kanalestimatet och dess f örstaderivata .

Den i figur 3 visade modulationen har förutsatts vara en signalmodulation vid vilken symbolvektorerna anges i förhållande till en fast referensaxel. Såsom ett alternativ kan utnyttjas differentiell modulering, vid vilken fasläget för en symbol i 10 15 20 25 11 469 052 stället anges i förhållande till föregående symbols fasläge.

Uppfinningen kan utnyttjas för på detta sätt modulerade signaler.

Fasläget hos mottagaren tilldelas ett värde, exempelvis noll- värde, vid det första synkroniseringsordets SF1 start. Härigenom kan ett välbestämt startvârde g(0) för kanalestimatet beräknas.

Startfasen för det andra synkroniseringsordet SF2 beror av faslägena för symbolerna i datasekvensen D1. Dessa faslägen är okända och därigenom blir startfasen för SF2 obestämd. Om differentiell QPSK-modulation användes finns fyra möjliga värden för startfasen i SF2 och därmed finns fyra möjliga initialvärden för derivataestimatet Å(0), som beräknas enligt sambandet (7) ovan. Det sannolikaste av dessa initialvärden utväljes genom att datasekvensen D1 demoduleras med utgångspunkt från alla de fyra initialvärdena och. den demodulering som ger' minst felsignal utväljes. I det exemplifierade fallet med en viterbiutjämnare är denna felsignal lika med den metrik som beräknas enligt viter- bialgoritmen. För att bestämma den minsta felsignalen och initialvärdet räcker det med att demodulera endast en del av datasekvensen D1, eller att endast utnyttja synkroniserings- sekvensen SF1 såsom träningssignal och träna fyra gånger på denna sekvens.

Det uppfinningsenliga förfarandet har beskrivits i anslutning till viterbiutjämnaren 5, men förfarandet kan utnyttjas även för andra typer av utjämnare, exempelvis DFE-utjämnare (Decision Feedback Equalizer). Förfarandet kan med fördel utnyttjas så snart radiokanalen har en snabbt varierande överföringsfunktion och inte bara vid fädning.

Claims (11)

10 15 20 25 30 ~9 052 i 12 PÄTENTKRAV

1. Förfarande att bilda ett kanalestimat för en tidsvarierande radiokanal, varvid radiosignaler' överföres över radiokanalen mellan en sändare och en mottagare och utsättes för störningar såsom flervägsutbredning, fädning och brus och varvid radiosig- nalerna samplas till mottagna symboler omfattande informa- tionsbärande symboler samt åtminstone en känd symbolsekvens såsom en synkroniseringssekvens, vilket förfarande omfattar följande förfarandesteg: - bildande av kanalestimat hos mottagaren, en uppskattning av parametrar i en överföringsfunktion hos radiokanalen, med hjälp av åtminstone en av synkroniseringssekvenserna och - bildande av ett derivataestimat, en uppskattning av parametrar i åtminstone en första tidsderivata av kanalestimatet, kännetecknat därav att förfarandet ytterligare omfattar följande förfarandesteg: - de mottagna radiosignalernas (y(n)) signalstyrka registreras, - derivataestimatets (å(n-L)) parametrar tilldelas ett initial- värde, - adaption av derivataestimatet (Å(n-L)) i beroende av de efterhand mottagna symbolerna (y(n)), och - vid låg registrerad signalstyrka under ett tröskelvärde (P0), adaption av kanalestimatet (h(n-L)) huvudsakligen med hjälp av derivataestimatet (Å(n-L)).

2. Förfarande enligt patentkrav 1, varvid de kända symbolsek- venserna återkommer med önskade tidsintervall och mottagna symboler lagras i ett minne hos mottagaren, kånnetecknat därav att initialvärdet (fi(0)) för derivataestimatets parametrar bildas enligt följande förfarande: - bildande av två kanalestimat (g(R),h(0)) hörande till två av de kända symbolsekvenserna, varav åtminstone den ena är en av fi 41,) 10 15 20 25 35 In 469 052 synkroniseringssekvenserna (SF1,SF2) , - beräkning av ett tidsavstànd (R) mellan de båda kanalestimaten (h(R),š(0), - bildande av en skillnad (g(R)-g(0)) mellan de båda kanal- estimaten och - bildande av en kvot mellan den nämnda skillnaden och det beräknade tidsavståndet (R), vilken kvot utgör initialvârdet (Å(o)) för derivataestimatet (fi(n-L)).

3. Förfarande enligt. patentkrav 1, varvid. mottagna symboler lagras i ett minne hos mottagaren, kännetecknat därav att initialvârdet för derivataestimatets (å(n-L)) parametrar bildas genom följande förfarande: - en fädningstidpunkt (TF) fastställes, - kanalestimatets (h(R)) parametrar tilldelas nollvârden i den fastställda fädningstidpunkten (TF), (g(0))för synkroniseringssekvensen med försvinnande signalstyrka - ett kanalestimat (SF1) bildas, - beräkning av ett tidsavstånd (R) mellan synkroniseringssekven- sen (SF1) och den fastställda.fädningstidpunkten (TF) och - bildande av en kvot mellan det nämnda kanalestimatet (-g(0)) och det beräknade tidsavståndet (R), vilken kvot utgör initial- vârdet (fi(0)) för derivataestimatet.

4. Förfarande att bilda ett kanalestimat för en tidsvarierande radiokanal, varvid. radiosignaler överföres över radiokanalen mellan en sändare och en mottagare och utsättes för störningar såsom flervägsutbredning, fädning och brus och varvid radiosig- nalerna samplas till mottagna symboler omfattande informa- tionsbârande symboler samt åtminstone en känd symbolsekvens såsom en synkroniseringssekvens, vilket förfarande omfattar följande förfarandesteg: - lagring i ett minne hos mottagaren av mottagna symboler, - bildande av kanalestimat hos mottagaren, en uppskattning av parametrar i en överföringsfunktion hos radiokanalen, med hjälp 10 15 20 25 30 CN C.) CH IQ 14 av åtminstone en av synkroniseringssekvenserna och - bildande av ett derivataestimat, en uppskattning av parametrar i åtminstone en första tidsderivata av kanalestimatet, kännetecknat därav att förfarandet ytterligare omfattar följande förfarandesteg: två tidsskilda kanalestimat (g(0),g(R)) bildas, varvid åtminstone det ena kanalestimatet,hör till en av synkroniserings- sekvenserna (SFl,SF2), - ett tidsavstånd (R) mellan de båda kanalestimaten beräknas, - en skillnad mellande båda kanalestimaten (g(0),g(R)) bildas, en kvot mellan den nämnda skillnaden och det beräknade tidsavstándet (R) bildas, vilken kvot utgör ett initialvärde (Å(0))för derivataestimatet (å(n-L)) och - adaption av kanalestimatet (g(n-L)) i beroende av efterhand mottagna symboler (y(n)) med.hjälp av derivataestimatet (fi(n-L)).

5. Förfarande enligt patentkrav 4, kännetecknat därav att - de mottagna radiosignalernas (y(T)) signalstyrka registreras och - vid låg registrerad signalstyrka under ett tröskelvärde (P0), prediktion av kanalestimatet (g(n-L)) med hjälp av derivata- estimatet (ån-m).

6. Förfarande enligt patentkrav 4 eller 5, kännetecknat därav att det andra av de två tidsskilda kanalestimaten (g(R),g(0)) tillhör en av de kända symbolsekvenserna (SF1,SF2). 7D omfattar följande förfarandesteg:

7. Förfarande enligt patentkrav 5, kännetecknat därav att det - en tidpunkt för en fädning (TF) med försvinnande signalstyrka fastställes och i den fastställda fädningstidpunkten (TF) tilldelas kanal- estimatets (g(n-L)) parametrar nollvârde och utgör det andra av de tvâ tidsskilda kanalestimaten (g(R)). 10 15 20 25 30 35 469 052 15

8. Förfarande enligt patentkrav 2 eller 6, varvid radioöver- föringen är tidsdelad med åtminstone två skilda tidluckor för skilda mottagare på en gemensam bärfrekvens, kännetecknat därav att, av de båda kända symbolsekvenserna, den ena är synkronise- ringssekvensen (SF1) för den ena tidluckan (F) och den andra är en synkroniseringssekvens (SG1) för den andra tidluckan (G).

9. Förfarande enligt något av patentkraven l - 8, kännetecknat därav att, vid en signalstyrka över det nämnda tröskelvärdet (P0) , derivataestimatet (§_(n-L)) adapteras i beroende av de efter hand mottagna symbolerna (y(n)) och kanalestimatet (_l;(n-L)) adapteras i beroende av såväl derivataestimatet (fi(n-L)) som de efterhand mottagna symbolerna (y(n)).

10. Förfarande enligt något av patentkraven 1-9, varvid de efterhand mottagna digitala signalerna signalbehandlas i en analysator till estimerade, tidsfördröjda symboler, kännetecknat därav att det nämnda kanalestimatet (g(n-L)), som gäller vid en fördröjd tidpunkt (n-L) , predikteras framåt i tiden ett önskat antal samplingstidpunkter (L) med hjälp av derivataestimatet (fi(n-L)) till ett för analysatorn (VIT) avsett kanalestimat (h(fl/fl'L))-

11. Förfarande enligt något av patentkraven 2,4 eller 5-10, varvid symbolerna är differentiellt modulerade enligt en regel som tillåter åtminstone två skilda faslâgen vilka anges i förhållande till föregående symbolers faslâgen , kännetecknat därav att - en symbol (y(n)) i den ena av de kända symbolsekvenserna (SF1) tilldelas ett önskat av de skilda faslägena (00,01,l0,11), - en syïnbol i den andra av de kända symbolsekvenserna (SF2) tilldelas efterhand vart och ett av de skilda faslâgena (oo,o1,1o,11), - åtminstone en del av den överförda signalsekvensen (SSF) demoduleras med utgångspunkt från de tilldelade faslägena (00,01,l0,11) i de båda kända symbolsekvenserna (SF1,SF2) , - det av de skilda faslâgena (00,01,l0,11) i den andra av de kända symbolsekvenserna (SF2) som vid demoduleringen ger en 16 minsta felsignal utväljes och - den överförda signalsekvensen (SSF) demoduleras med hjälp av detta utvalda fasläge.