NO302730B1 - Fremgangsmåte for å adaptere en viterbialgoritme til en kanal med skiftende overföringsegenskaper samt en anordning for gjennomföring av fremgangsmåten - Google Patents

Fremgangsmåte for å adaptere en viterbialgoritme til en kanal med skiftende overföringsegenskaper samt en anordning for gjennomföring av fremgangsmåten Download PDF

Info

Publication number
NO302730B1
NO302730B1 NO912432A NO912432A NO302730B1 NO 302730 B1 NO302730 B1 NO 302730B1 NO 912432 A NO912432 A NO 912432A NO 912432 A NO912432 A NO 912432A NO 302730 B1 NO302730 B1 NO 302730B1
Authority
NO
Norway
Prior art keywords
transition
channel
state
impulse response
viterbi
Prior art date
Application number
NO912432A
Other languages
English (en)
Other versions
NO912432L (no
NO912432D0 (no
Inventor
Perols Bjoern Olof Gudmundson
Original Assignee
Ericsson Telefon Ab L M
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Ericsson Telefon Ab L M filed Critical Ericsson Telefon Ab L M
Publication of NO912432L publication Critical patent/NO912432L/no
Publication of NO912432D0 publication Critical patent/NO912432D0/no
Publication of NO302730B1 publication Critical patent/NO302730B1/no

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H03M13/37—Decoding methods or techniques, not specific to the particular type of coding provided for in groups H03M13/03 - H03M13/35
    • H03M13/39—Sequence estimation, i.e. using statistical methods for the reconstruction of the original codes
    • H03M13/41—Sequence estimation, i.e. using statistical methods for the reconstruction of the original codes using the Viterbi algorithm or Viterbi processors
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/0224—Channel estimation using sounding signals
    • H04L25/0228—Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals
    • H04L25/023—Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals with extension to other symbols
    • H04L25/0236—Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals with extension to other symbols using estimation of the other symbols
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03178—Arrangements involving sequence estimation techniques
    • H04L25/03248—Arrangements for operating in conjunction with other apparatus
    • H04L25/03292—Arrangements for operating in conjunction with other apparatus with channel estimation circuitry

Description

Teknisk område
Foreliggende oppfinnelse omfatter en fremgangsmåte for å adaptere en viterbialgoritme til en kanal med skiftende overføringsegenskaper, hvilken algoritme har til hensikt å behandle signaler som sendes ut slik som symboler med et ønsket antall mulige verdier og som under overføring over kanalen kan være utsatt for fading, tilsdispersjon og støy, idet signalene blir samplet ved ønskede samplingstidspunkter og viterbialgoritmen har på det meste et antall tilstander tilsvarende kanalens tidsdispersjon og antallet mulige verdier for symbolene, hvilken fremgangsmåte er iterativ og omfatter følgende fremgangsmåtetrinn: - estimering av kanalens impulssvar ved et av samplingstidspunktene ved hjelp av en ønsket adaps j onsalgori tme,
estimering av symboler ifølge viterbialgoritmen,
omfattende dannelse av en overgangsvektor tilsvarende en tilstandsovergang fra en gammel tilstand til en ny tilstand samt valg av en beste overgang med minst metrisk økning fra den gamle til den nye tilstand og
estimering av impulssvaret ved det nestkommende samplingstidspunktet ved hjelp av adapsjonsalgoritmen med utgangspunkt i det foregående estimer-
te impulssvaret,
samt en anordning for gjennomføring av fremgangsmåten.
Teknikkens stilling
Et ofte forekommende problem ved radiooverføring over en kanal er at et overført sigal utsettes for flerveis-spredning og støy. Ved f.eks. mobiltelefoni skjer det at kanalens overføringsegenskaper skifter som følge av av sender og mottager endrer sine innbyrdes posisjoner. Ved tidsdelte, digitale radiooverføringssystemer har disse problemene blitt løst ved at de signalsekvenser som over-føres i en tidsluke har en synkroniseringssekvens og datasekvens. Synkroniseringssekvensen er kjent for mottakeren og ved hjelp av denne sekvens kan mottakeren gjøre en estimering av kanalens overføringsegenskaper, et kanalestimat. Ved hjelp av dette kanalestimat foretar mottakeren en estimering av symbolene til datasekvensen, hvilken inneholder den informasjon man ønsker å overføre.
Det har imidlertid vist seg at det i visse tilfeller er utilstrekkelig å foreta et kanalestimat kun én gang per tidsluke. Ved lange tidsluker, av størrelsesorden flere millisekunder, rekker sender og mottaker å endre sine innbyrdes posisjoner vesentlig under tidslukens gang. Dette medfører at kanalens overføringsegenskaper kan endres vesentlig under tidsluken, slik at mottakerens estimering av de overførte symbolene blir feilaktig og den overførte informasjonen inneholder forstyrrelser. En radiomottaker i hvilken disse forstyrrelsene delvis unngås, er beskrevet i en artikkel i IEEE Transactions on Information Theory, januar 1973, side 120-124, F. R. Magee Jr. og J. G. Proakis: "Adaptive Maximum Likelihood Sequence Estimation for Digital Signaling in the Presence of Intersymbol Interference". I artikkelen beskrives en utjevner omfattende en viterbianalysator med et adapsjonsfilter som kanalestimeringskrets. I viterbianalysatoren foretas en estimering av mottatt symbol og det estimerte symbolet sammenliges med det mottatte signalet i adapsjonsfilteret. Ved hjelp av det feilsignal som fremkommer fra sammenligningen innstilles adapsjonsfilterets koeffesienter, hvilke igjen utnyttes i viterbianalysatoren for å estimere nye symboler. Utjevneren kan som startverdi utnytte det kanalestimat som fremskaffes ved hjelp av synkroniseringssekvensen og dette kanalestimat oppdateres for hvert nye symbol for datasekvensen. Den i artikkelen beskrevne utjevneren overvinner delvis de problem som oppstår ved lange tidsluker, men har den ulempen at den er relativ langsom og gir en mindre til-fredsstillende symbolestimering ved hurtige endringer i kanalforholdene. Dette kommer av at adapsjonsfilteret innstilles ved hjelp av de i viterbianalysatoren estimerte symboler, hvilke er tidsforsinket i forhold til de mottatte signalene.
Redegjørelse for oppfinnelsen
Ovennevnte problem forbundet med hurtige endringer av kanalen løses ifølge oppfinnelsen ved at separate kanal-estimeringer foretas for separate tilstander i viterbialgoritmen. Kanalestimeringene oppdateres etterhvert hver for seg ved det mottatte signalets samplingstidspunkter avhengig av en valgt tilstandsovergang ifølge viterbialgoritmen.
Oppfinnelsen erkarakterisert vedde vedføyde patentkrav.
Figurbeskrivelse
Et utførelseseksempel av oppfinnelsen skal beskrives nærmere i tilknytning til figurene i hvilke
figur 1 viser skjematisk et radiooverføringssystem med en sender og en mottaker og en mellomliggende kanal som er utsatt for forstyrrelser,
figur 2 viser tidsluker for et tidsdelt overføringssystem samt en signalsekvens for en tidsluke,
figur 3 viser et diagram med forskjellige verdier for et symbol,
Figur 4 viser et blokkskjema for en kjent viterbiutjevner,
figur 5 viser et skjema over et kjent kanalestimeringsfilter og
figur 6 viser et blokkskjema for viterbiutjevneren ifølge oppfinnelsen.
Foretrukket utførelsesform
Et kjent radiooverføringssystem for tidsdelt radiokom-munikasjon er vist skjematisk i figur 1. En sender har en enhet 1 som genererer digitale symboler S(n). Disse symboler digial/analogomdannes og sendes ut fra en enhet 2 til en mottakende enhet 3 i en mottaker. Det mottatte signalet filtreres og samples til et mottatt digitalt signal y(n) som avgis til en kanalutjevner 5. Denne avgir med en viss tidsforsinkelse estimerte symboler S(n-L) som utgjør en estimering av de sendte symbolene S(n). Betegnelsen (n) angir et samplingstidspunkt med nummer n og betegnelsen (n-L) angir at de estimerte symbolene er forsinket med et antall L samplingsintervaller. I figuren 1 antydes det ved doble signalveier at kanalen mellom enhetene 2 og 3 ut-setter det overførte signalet for tidsdispersjon. Ved et signal A antydes et forstyrrende signal på samme kanal som utnyttes mellom enhetene 2 og 3. Også fading og støy forstyrrer overføringen. Radiooverføringssystemet er som nevnt tidsdelt med separate tidsluker 1 til N ifølge figur 2 i hvilken T betegner tiden. I hver tidsluke f kan det overføres en signalsekvens SS, omfattende en synkroniseringssekvens SO samt en datasekvens DO med den informasjon man ønsker å overføre. Signalsekvensen SS inneholder binære signaler, men de nevnte symbolene S(n) er kodet ifølge f.eks. QPSK-koden, slik som vist i figur 3. I et komplekst tallplan, med aksene betegnet I og Q, er symbolenes S(n) fire mulige verdier markert i hver sin kvadrant med de binære tallene 00, 01, 10 eller 11.
Kanalutjevneren 5 i figur 1 som behandler signalet y(n), kan utgjøres av den kjente viterbiutjevneren i den ovenfor nevnte artikkelen av F. R. Magee Jr. og J. G. Proakis. Utjevneren 5, som vises skjematisk i figur 4, har en viterbianalysator VIT, et adaptivt kanalestimeringsfilter CEST og en forsinkelseskrets DEL. Viterbianalysatoren VIT mottar signalene i y(n) og avgir symbolene S(n-L) som estimeres på kjent måte med forsinkelsen L samplingstrinn. Kanalestimeringsfilteret CEST mottar dels de estimerte symbolene S(n-L), dels signaler y(n-L), hvilke er de mottatte signalene y(n) forsinket L samplingstrinn i forsinkelseskretsen DEL. Kanalestimeringsfilteret CEST sammenligner signalet y(n-L) med de estimerte S(n-L) og avgir til viterbianalysatoren VIT et estimert impulssvar C(n) for kanalen. Som et alternativ kan preliminære beslutninger fra viterbianalysatoren VIT utnyttes istedet for de estimerte symbolene S(n-L). Derved dannes en forsinkelse som er mindre enn de L samplingstrinnene. Estimeringen av impulssvaret C(n) skal beskrives nærmere i tilknytning til figur 5. Viterbiutjevneren 5 utnytter synkroniseringssekvensen SO for å skape en startverdi for impulssvaret C(n), som siden oppdateres ved hvert nytt samplingstidspunkt.
Det kjente kanalestimeringsfilteret CEST, som er nærmere vist i figur 5, har forsinkelseselement 6, innstillbare koeffisienter 7, summererer 8, en forskjellsdanner 9 og en adapsjonskrets 10,« som utfører en ønsket adapsjonsalgoritme. Koeffisientenes 7 antall K avhenger av hvor stor tidsdispersjon kanalen har uttrykt i antall samplingsintervaller og ifølge eksempelet er K=3. De estimerte symbolene S(n-L) forsinkes trinnvis et saplingstidspunkt i forsink-elseselementet 6 til symboler S(n-L-1) opp til S(n-L-K+1) som multipliseres med konstanter c-](n) cK(n) . Etter en trinnvis addisjon i summererne 8 til et signal y(n-L) dannes et feilsignal e(n) som er forskjellen mellom signalet y(n-L) og det forsinkede mottatte signalet y(n-L). Adapsjonskretsen 10 mottar feilsignalet e(n) og styrer koeffisientene 7 slik at feilsignalet minimeres. Konstantene c-|(n) cK(n) utgjør det ovenfor nevte estimerte impulssvaret C(n). Dette kan beskrives som en kanal vektor C(n) = (c-|(n), cK(n))<T>og på tilsvarende måte kan en signalvektor defineres ifølge S(n) = (s(n-L), , s(n-L-K+1))<T>. Feilsignalet e(n) kan ved hjelp av disse vektorer nå uttrykket som e(n)=y(n-L)-CT(n)*S(n) . Dersom f .eks. den ønskede adaps jonsalgoritmen er en LMS-algoritme, Least Means Square, beregnes kanalestimatet iterativt ifølge C(n)=C(n-1)+uS<*>(n)-e(n). Andre adapsjonsalgoritmer f.eks. RLS, Recursive Least Square, kan benyttes. Ovenfor angir indeksen T en trans-poner ing, indeksen<*>angir en komplekskonjugering og u er en konstant.
For å forklare oppfinnelsen skal et antall størrelser i forbindelse med viterbialgoritmen defineres. For en nærmere beskrivelse av denne algoritmen henvises det til IEEE Transactions of Information Theory, mai 1972, vol. TI 18, nr. 3, side 366-378, G. D. Forney Jr.: "Maximum Likelihood Sequence Estimation of Digital Sequences in the Presence of Intersymbol Interference" samt til Proceedings of IEEE, March 1973, G. D. Forney Jr.: The Viterbi Algorithm. En viterbianalysator karakterisertes blant annet av det antall tilstander analysatoren har. Antallet tilstander i viterbianalysatoren VIT, som benyttes i kanalutjevneren 5, avhenger av tidsdispersjonen i kanalen uttrykt i antallet samplingsintervaller og ovenfor betegnet med K. Antallet tilstander avhenger også av antallet mulige verdier B av de overførte symbolene S(n) og ifølge eksempelet i figur 4 er B=4. Antallet tilstander M i viterbianalysatoren VIT kan uttrykkes gjennom sammenhengen M=B<K>_<1>og ifølge eksempelet er M=16. Til hver og en av tilstandene tilordnes en symbolvektor med K-1 symboler slik at generelt for en tilstand i tilordnes en symbolvektor
Qi=(Si,1' '^ijK-l)<1>som beskriver tilstanden i. På tilsvarende måte tilordnes for en tilstand j symbolvektoren Qj=(qj t<\, ,<q>jK_1)<T.>Her gjelder det at de første K-2 elementene i symbolvektoren Q±er identiske med de siste K-2 elementene i symbolvektoren Qj. For overgangen fra tilstanden i, som er en gammel tilstand, til tilstanden j, som er en ny tilstand, defineres en overgangsvektor Sj^j=Sij<1>Sij<K>) med K antall symboler. For det første elementet i vektoren S^ gjelder det at s^ =q^ ^ og for det siste elementet gjelder det at Sij^q^ K_i. De mellomliggende elementene er de elementer som er felles for vektorene Q^og Qj. For tilstandsovergangen fra den gamle tilstand i til den nye tilstand j ved samlingstidspunktet n beregner viterbiutjevneren 5 på kjent måte et overgangsfeilsignal e£j(n) som ved hjelp av den ovenfor innførte overgangsvektoren kan uttrykkes som e^ (n)=y (n)-CT(n) ' S^ . Ved hjelp av overgangsfeilsignalet ei:j(n) beregnes en metrisk verdi Mj(n) for den nye tilstanden j ved samplingstidspunktet n som den minste av Mj (n)=Ml(n-1 )+e1j2(n) . Her antar 1 alle verdier fra 1 til B, der B som nevnt er antallet mulige verdier av et symbol. Viterbianalysatoren VIT velger derved på kjent måte den vei til hver tilstand som gir minst metrisk verdi.
Til grunn for den foreliggende oppfinnelse ligger tanken om å utnytte en viterbianalysator som angitt ovenfor og danne et separat delimpulssvar i kanalen for hver tilstand i viterbialgoritmen. Herved unngås den tidsforsinkelse av L samplingsintervall som fremkommer ved den kjente viterbi-ut jevner en 5.
En viterbiutjevner 11 ifølge oppfinnelsen er vist i figur 6. Utjevneren har en viterbianalysator VIT1 med et antall tilstander M=16 ifølge eksempelet ovenfor og en kanalesti-meringsanordning omfattende kanalestimeringskretser
CEST1 CEST16. Viterbianalysatoren VIT1 mottar signalet y(n) ved samplingstidspunktet n og avgir det estimerte symbolet S(n-L) L samplingsintervall senere på samme måte som er beskrevet for viterbianalysatoren VIT. Alle kanalestimeringskretsene er tilkoblet viterbianalysatoren VIT1 og i hver og en av kanalestimeringskretsene skjer en estimering av ett av delimpulssvarene.Delimpulssvaret Cj(n) for den nye tilstanden j ved samplingstidspunktet n beregnes iterativt fra delimpulssvaret (^(n-l) for den gamle tilstanden i ved foregående samplingstidspunkt (n-1). (^(n-l) er det kanalestimat som tilhører den av VIT1 valgte vei ved tilstandsovergangen i til j. Beregningen av Cj(n) skjer ved hjelp av overgangsfeilsignalet e^(n), som beregnes ifølge sammenhengen e^ (n)=y(n)-CiT(n-1 ) ' S^ . Denne beregningen tilsvarer den tidligere viste kjente beregning av overgangsfeilsignalet eij(n), men ifølge oppfinnelsen skjer beregningen ved hjelp av delimpulssvaret C^n-I). Delimpulssvaret Cj(n) for den nye tilstanden j ved samplingstidspunktet n beregnes i den j: te kanalestimeringskretsen ifølge en ønsket algoritme, f.eks. den nevnte LMS-algoritmen, som gir Cj (n)=Ci(n-1 )+uS*ijeij (n) . I figur 6 er kanalestimeringen illustrert for den første og den siste tilstanden 1 henholdsvis 16. Ved samplingstidspunktet n velger viterbianalysatoren VIT1 en overgang fra tilstand i til tilstanden 1 og avgir overgangsvektoren Si1, og overgangsfeilsignalet ei1og det gamle delimpulssvaret (^(n-1 ) til kanalestimeringskretsen CEST1. I denne krets beregnes det nye delimpulssvaret C^( n) som avgis til VIT1 for å anvendes ved neste tidspunkt (n+1) i viterbidetekteringen og for fortsatt iterativ beregning av delimpulssvarene. På samme måte velger viterbianalysatoren VIT1 en overgang fra tilstand p til tilstanden 16 og avgir overgangsvektoren<S>p16,. overgangsf eilsignalet ep16og det gamle delimpulssvaret Cp(n-1) til CEST16. Det nye delimpulssvaret Ci6(n) beregnes og avgis til VIT1 .
Som utgangspunkt for den ovenfor beskrevne iterative beregningen av delimpulssvaret Cj(n) under datasekvensen DO, kan det benyttes et impulssvar som beregnes på kjent måte ved hjelp av synkroniseringssekvensen SO i figur 2. Det er også mulig å utnytte synkroniseringssekvensen SO som en treningssekvens før datasekvensen DO. Ved hjelp av synkroniseringssekvensen SO beregnes iterativt delimpulssvaret Cj(n) under synkroniseringssekvensen, med utgangspunkt i på forhånd utvalgte startverdier, f.eks. fra (^=0. Iterasjonen fortsetter siden for datasekvensen DO.
Som det fremgår av beskrivelsen ovenfor utføres en beregning av kanalestimatet Cj(n) i kanalestimeringskretsene CEST1....CEST16. Det utføres imidlertid ingen feilberegning i kanalestimeringskretsene CEST1 CEST16 tilsvarende beregningen av feilsignalet e(n) i kanalestimeringsfilteret CEST. Overgangsfeilsignalene e^fn) beregnes i viterbianalysatoren VIT1, og det samme gjelder for overgangsvektoren Si j •
Ved den ovenfor beskrevne utførelsesform av oppfinnelsen, har utjevneren 11 en kanalestimeringskrets for hver tilstand i viterbianalysatoren. Ved viterbianalysatorer med mange tilstander forekommer det at antallet tilstander reduseres for å forenkle beregningskretsene. Ved reduksjon minskes også antall delimpulssvar Cj(n) og antall kanalestimeringskretser. Ifølge oppfinnelsen er det ved en slik reduksjon mulig å benytte helt ned to kanalestimeringskretser med to adskilte delimpulssvar.
Den ovenfor beskrevne viterbiutjevneren 11 arbeider ifølge en algoritme som adapteres til kanalen ifølge en fremgangsmåte ifølge oppfinnelsen som skal beskrives nedenfor. Ved signaloverføringen over kanalen sender senderen ut de digitale symbolene S(n) i sekvensene SS ifølge figur 2. Sekvensene SS omfatter i det minste synkroniseringssekvensen SO og datasekvensen DO og hvert symbol S(n) har ett av de B mulige verdiene, der ifølge eksempelet i figur 3 B=4. Ved overføringen utsettes signalene som nevnt for tidsdispersjon et antall samplingsintervall K og ifølge eksempelet ovenfor er K=3. Mottakeren utfører en filtrering og sampling slik at det mottatte digitale signal y(n) fremkommer. Viterbialgoritmen har et antall tilstander M som erM=B<K>-<1>, ifølge eksempelet M=16. Fremgangsmåten er iterativ og omfatter en estimering av de separate delimpulssvarene Cj(n) for separate tilstander j i viterbialgoritmen ved det utpekte samplingstidspunktet n. Estimeringen omfatter en beregning av overgangssignalene ei;j(n) fra den gamle tilstanden i til den nye tilstanden j ifølge viterbialgoritmen. Denne beregningen kan som angitt ovenfor uttrykkes gjennom sammenhengen (n)=y (n)-CiT(n-1 ) S^ der Sijer den ovenfor beskrevne overgangsvektoren og (^(n-l) er delimpulssvaret for den gamle tilstanden i ved samplingstidspunktet n-1 et trinn før det utpekte samplingstidspunktet n. Den tilstandsovergang fra den gamle tilstanden i til den nye tilstanden j som gir minst metrisk økning blir valgt ifølge viterbialgoritmen. Ved hjelp av den valgte tilstandsoverganen i til j og overgangsfeilsignalet e^fn) estimeres det nye delimpulssvaret Cj(n) ifølge den ønskede adapsjonsalgoritmen. Ifølge eksempelet utnyttes LMS-algoritmen for å beregne delmpulssvaret ifølge sammenhengen Cj (n)=Ci(n-1 )+uSij*eij (n) der, som angitt ovenfor, u er konstant og S^* er den komplekskonjugerte overgangsvektor. Som startverdi for den iterative estimeringen av delimpulssvaret Cj(n) kan det benyttes impulssvar beregnet på tradisjonell måte ved hjelp av synkroniseringssekvensen SO. Ifølge et alternativ kan synkroniseringssekvensen SO utgjøre en treningssekvens for beregning av startverdi ifølge fremgangsmåten ifølge oppfinnelsen med utgangspunkt fra en passende startverdi valgt av en operatør, f.eks. Ci=0. Startverdien for treningssekvensen kan også utgjøres av impulssvaret beregnet på tradisjonell måte.
Anordningen ifølge oppfinnelsen i figur 6 for å utføre den ovenfor beskrevne fremgangsmåte ifølge oppfinnelsen, omfatter de separate beregningskretsene CEST1 CEST16. I disse utføres parallelt estimeringer av delimpulssvarene Cj(n) for viterbialgoritmens separate tilstander. Det er ifølge oppfinnelsen mulig å benytte kun én beregningskrets for å sekvensielt beregne delimpulssvarene Cj(n). Verdiene lagres i minnenheter etter hvert som de beregnes for å benyttes i viterbialgoritmen, dels ved estimering av symbolene S(n-L), dels ved iterative beregning av impulssvar Cj(n). Beregningskretsen kan være programmerbar.
I utførelseseksempelet ovenfor, har oppfinnelsen blitt beskrevet i tilknytning til et tidsdelt radiokommunikasjonssystem. Oppfinnelsen kan imidlertid utøves ved andre tilpasninger, ved hvilke en viterbianalysator via et overføringsmedium mottar et signal som kan ha vært utsatt for forstyrrelser av forskjellige slag. F.eks. kan oppfinnelsen utøves ved andre systemer enn tidsdelte, og andre overføringsmedier enn luft eller vakuum kan forekomme.

Claims (8)

1. Fremgangsmåte for å adaptere en viterbialgoritme til en kanal med skiftende overføringsegenskaper, hvilken algoritme skal behandle signaler som sendes ut, så som symboler med et ønsket antall mulige verdier og som ved sin overføring over kanalen kan være utsatt for fading, tidsdispersjon og støy, idet signalene er samplet i ønskede samplingstidspunkter og viterbialgoritmen har høyst et antall tilstander tilsvarende kanalens tidsdispersjon og antall mulige verdier av symbolene, hvilken fremgangsmåte er iterativ og omfatter følgende fremgangsmåtetrinn: estimering av kanalens impulssvar ved et av samplings tidspunktene, ved hjelp av en ønsket adapsjonsalgoritme, estimering av symboler ifølge viterbialgoritmen, omfattende dannelse av en overgangsvektor tilsvarende en tilstandsovergang fra en gammel tilstand til en ny tilstand samt valg av beste overgang med minst metrisk økning fra den gamle til den nye tilstanden og estimering av impulssvaret ved det nestkommende samplingstidspunkt ved hjelp av adapsjonsalgoritmen med utgangspunkt i det foregående estimerte impulssvaret,karakterisert vedat kanalens estimerte impulssvar omfatter i det minste to delimpulssvar (Ci(n)CM(n)) for forskjellige tilstander (1-M) i viterbialgoritmen, idet hver og en av delimpulssvarene estimeres gjennom følgende fremgangsmåtetrinn: for et mottatt signal (y(n)), som mottas ved et utpekt samplingstidspunkt (n), beregnes overgangsfeilsignaler (ej_j(n)) ifølge viterbialgoritmen for den nevnte tilstandsovergangen (i til j) med utgangspunkt i det mottatte signalet (y(n)), den nevnte overgangsvektoren (S^j) for tilstandsovergangen (i til j) og delimpulssvaret (Cj^n-I)) for den nevnte gamle tilstand (i) ved et foregående samplingstidspunkt (n-1) et trinn før det utpekte samplingstidspunkt (n), valg ifølge viterbialgoritmen av den beste tilstands overgang (i til j) med den tilhørende minste av overgangsfeilsignalene (ei:j(n)) og estimering ifølge adapsjonsalgoritmen (LMS) av et fornyet delimpulssvar (Cj(n)) for den nye tilstanden (j) ved det utpekte samplingstidspunkt (n) med utgangspunkt i delimpulssvaret ((^(n-l)) for den gamle tilstanden (i) ved det foregående samplingstidspunkt (n-1 ), det valgte minste overgangsf eilsignalet (eij(n)) og overgangsvektoren (Si:j) for den valgte beste tilstandsovergangen (i til j), idet delimpulssvaret ((^(n-l)) for den gamle tilstanden (i) tilhører den valgte tilstandsovergangen.
2. Fremgangsmåte ifølge krav 1,karakterisert vedat delimpulssvarene (C-|(n), ,CM(n)) estimeres parallelt med hverandre.
3. Fremgangsmåte ifølge krav 1,karakterisert vedat delimpulssvarene (C|(n), ,CM(n)) estimeres sekvensielt etter hverandre.
4. Fremgangsmåte ifølge krav 1, 2 eller 3, der signalene oversendes i sekvenser som har minst én synkroniseringssekvens og én datasekvens, karakterisert vedat synkroniseringssekvensen (SO) utgjør en treningssekvens under hvilken delimpulssvarene (C1(n)CM(n)) estimeres for å utgjøre startverdier for estimering av delimpulssvarene under datasekvensen (DO).
5. Fremgangsmåte ifølge krav 1, 2 eller 3, idet signalene oversendes i sekvenser som har minst én synkroniseringssekvens og én datasekvens og et første impulssvar for kanalen estimeres ved hjelp av synkroniseringssekvensen,karakterisert vedat det nevnte første impulssvar utgjør startverdi for estimeringen av delimplus-svarene (C^n), ,CM(n)) under datasekvensen (DO).
6. Anordning for utføring av fremgangsmåten ifølge krav 1, omfattende en viterbianalysator som kan adapteres til en kanal med skiftende overføringsegenskaper og en kanalesti-meringsanordning som utfører en iterativ adapsjon av viterbianalysatoren, hvilken viterbianalysator skal motta signaler som er samplet ved ønskede samplingstidspunkter og som sendes ut som symboler med et ønsket antall verdier og ved sin overføring over kanalen kan være utsatt for fading, tidsdispersjon og støy, og viterbianalysatoren høyst har et antall tilstander tilsvarende kanalens tidsdispersjon og antallet mulige verdier av symbolene, idet kanalestimeringsanordningen utfører en estimering av kanalens impulssvar ved et av samplingstidspunktene ved hjelp av en ønsket adapsjonsalgoritme, viterbianalysatoren estimerer symboler ifølge viterbialgoritmen omfattende dannelse av en overgangsvektor tilsvarende en tilstandsovergang fra en gammel tilstand til en ny tilstand samt valg av beste overgang med minst metrisk økning fra den gamle til den nye tilstanden og kanalestimeringsanordningen utfører en estimering av impulssvaret ved det nestkommende samplingstidspunktet ved hjelp av adapsjonsalgoritmen med utgangspunkt i det foregående estimerte impulssvaret,karakterisert vedat kanalestimeringsanordningen (CEST1 CEST16) for forskjellige tilstander (1-M) i viterbianalysatoren (VIT1) estimerer i det minste to delimpulssvar (C-| (n)C16(n) ) som hvert og ett estimeres ved at viterbianalysatoren (VIT1) dels for et mottatt signal (y(n)), som mottas ved et utpekt samplingstidspunkt (n), beregner overgangsfeilsignaler (ei;j(n)) for den nevnte tilstandsovergangen (i til j) med utgangspunkt i det mottatte signalet (y(n)), den nevnte overgangsvektoren (Sj_j) for tilstandsovergangen (i til j) og delimpulssvaret ((^(n-l )) for den nevnte gamle tilstand (i) ved et foregående samplingstidspunkt (n-1) et trinn før det utpekte samplingstidspunktet (n), dels velger den beste tilstandsovergangen (i til j) med den minste av overgangsfeilsignalene (ei;j(n)) og ved at kanalestimeringsanordningen (CEST1, ,CEST16) ifølge adapsjonsalgoritmen (LMS) estimerer et fornyet delimpulssvar (Cj(n)) for den nye tilstanden (j) ved det utpekte samplingstidspunktet (n) med utgangspunkt i delimpulssvaret (C^n-I)) for den gamle tilstanden (i) ved det foregående samplingstidspunktet (n-1), det valgte minste overgangsf eilsignalet (ei:j(n)) og overgangsvektoren (S.^) for den valgte tilstandsovergangen (i til j).
7. Anordning ifølge i krav 6,karakterisert vedat kanalestimeringsanordningen har kanalestimeringskretser (CEST1,....,CEST16) som er forbundet med hver sin tilstand og estimerer delimpulssvarene (C-) (n), ,CM(n)) parallelt med hverandre.
8. Anordning ifølge krav 6,karakterisert vedat kanalestimeringsanordningen estimerer delimpulssvarene (C-|(n), ,CM(n)) sekvensielt etter hverandre.
NO912432A 1989-10-24 1991-06-21 Fremgangsmåte for å adaptere en viterbialgoritme til en kanal med skiftende overföringsegenskaper samt en anordning for gjennomföring av fremgangsmåten NO302730B1 (no)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
SE8903526A SE464902B (sv) 1989-10-24 1989-10-24 Foerfarande att adaptera en viterbialgoritm till en kanal med skiftande oeverfoeringsegenskaper samt en anordning foer genomfoerande av foerfarandet
PCT/SE1990/000575 WO1991007035A1 (en) 1989-10-24 1990-09-10 A method of adapting a viterbi algorithm to a channel having varying transmission properties, and apparatus for carrying out the method

Publications (3)

Publication Number Publication Date
NO912432L NO912432L (no) 1991-06-21
NO912432D0 NO912432D0 (no) 1991-06-21
NO302730B1 true NO302730B1 (no) 1998-04-14

Family

ID=20377260

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
NO912432A NO302730B1 (no) 1989-10-24 1991-06-21 Fremgangsmåte for å adaptere en viterbialgoritme til en kanal med skiftende overföringsegenskaper samt en anordning for gjennomföring av fremgangsmåten

Country Status (17)

Country Link
US (1) US5164961A (no)
EP (1) EP0425458B1 (no)
JP (1) JPH04502695A (no)
KR (1) KR970007615B1 (no)
AT (1) ATE107102T1 (no)
AU (1) AU626471B2 (no)
CA (1) CA2044261C (no)
DE (1) DE69009674T2 (no)
DK (1) DK0425458T3 (no)
ES (1) ES2054326T3 (no)
FI (1) FI912862A0 (no)
HK (1) HK123194A (no)
IE (1) IE65267B1 (no)
NO (1) NO302730B1 (no)
NZ (1) NZ235350A (no)
SE (1) SE464902B (no)
WO (1) WO1991007035A1 (no)

Families Citing this family (56)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2795935B2 (ja) * 1989-11-24 1998-09-10 三菱電機株式会社 最尤系列推定装置
GB9008613D0 (en) * 1990-04-17 1990-06-13 Marconi Gec Ltd Reducing interference in r.f.signals
JP2668455B2 (ja) * 1990-12-20 1997-10-27 富士通株式会社 ビタビ復調制御方式
JPH04358364A (ja) * 1991-06-05 1992-12-11 Sony Corp 最尤復号装置
US5303263A (en) * 1991-06-25 1994-04-12 Oki Electric Industry Co., Ltd. Transmission channel characteristic equalizer
SE469052B (sv) * 1991-09-10 1993-05-03 Ericsson Telefon Ab L M Foerfarande att bilda ett kanalestimat foer en tidsvarierande radiokanal
US5862192A (en) * 1991-12-31 1999-01-19 Lucent Technologies Inc. Methods and apparatus for equalization and decoding of digital communications channels using antenna diversity
US5331666A (en) * 1992-06-08 1994-07-19 Ericsson Ge Mobile Communications Inc. Adaptive maximum likelihood demodulator
US5577068A (en) * 1992-06-08 1996-11-19 Ericsson Ge Mobile Communications Inc. Generalized direct update viterbi equalizer
WO1993026106A1 (en) * 1992-06-18 1993-12-23 Oki Electric Industry Co., Ltd. Maximum likelihood sequence estimating device and method therefor
SE470371B (sv) * 1992-06-23 1994-01-31 Ericsson Telefon Ab L M Sätt och anordning vid digital signalöverföring att hos en mottagare estimera överförda symboler
US5335250A (en) * 1992-10-22 1994-08-02 Ericsson Ge Mobile Communications Inc. Method and apparatus for bidirectional demodulation of digitally modulated signals
US5745523A (en) * 1992-10-27 1998-04-28 Ericsson Inc. Multi-mode signal processing
US5867537A (en) * 1992-10-27 1999-02-02 Ericsson Inc. Balanced tranversal I,Q filters for quadrature modulators
US5530722A (en) * 1992-10-27 1996-06-25 Ericsson Ge Mobile Communications Inc. Quadrature modulator with integrated distributed RC filters
US5727023A (en) * 1992-10-27 1998-03-10 Ericsson Inc. Apparatus for and method of speech digitizing
US5363412A (en) * 1992-12-28 1994-11-08 Motorola, Inc. Method and apparatus of adaptive maximum likelihood sequence estimation using filtered correlation synchronization
US5424881A (en) 1993-02-01 1995-06-13 Cirrus Logic, Inc. Synchronous read channel
SE513657C2 (sv) * 1993-06-24 2000-10-16 Ericsson Telefon Ab L M Sätt och anordning att vid digital signalöverföring estimera överförda symboler hos en mottagare
US5488635A (en) * 1993-10-29 1996-01-30 General Electric Company Low complexity adaptive equalizer radio receiver employing reduced complexity branch metric calculation
JP2669350B2 (ja) * 1994-07-07 1997-10-27 日本電気株式会社 状態数可変最尤系列推定器
US5481572A (en) * 1994-08-02 1996-01-02 Ericsson Inc. Method of and apparatus for reducing the complexitiy of a diversity combining and sequence estimation receiver
US6081566A (en) * 1994-08-02 2000-06-27 Ericsson, Inc. Method and apparatus for interference rejection with different beams, polarizations, and phase references
US5680419A (en) * 1994-08-02 1997-10-21 Ericsson Inc. Method of and apparatus for interference rejection combining in multi-antenna digital cellular communications systems
US6173014B1 (en) 1994-08-02 2001-01-09 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson Method of and apparatus for interference rejection combining and downlink beamforming in a cellular radio communications system
FI105514B (fi) * 1994-09-12 2000-08-31 Nokia Mobile Phones Ltd Vastaanottomenetelmä ja vastaanotin
FI110731B (fi) * 1994-09-12 2003-03-14 Nokia Corp Menetelmä kanavan estimoimiseksi ja vastaanotin
US5557645A (en) * 1994-09-14 1996-09-17 Ericsson-Ge Mobile Communications Inc. Channel-independent equalizer device
SE9403109D0 (sv) * 1994-09-16 1994-09-16 Limt Technology Ab Local insertion of digital material in analogue and digital broadcasting
SE503522C2 (sv) * 1994-10-31 1996-07-01 Ericsson Telefon Ab L M Förfarande och anordning för kanalestimering
US5586128A (en) * 1994-11-17 1996-12-17 Ericsson Ge Mobile Communications Inc. System for decoding digital data using a variable decision depth
CA2147087A1 (en) * 1995-04-13 1996-10-14 Guy Begin Method and apparatus for correcting and decoding a sequence of branches representing encoded data bits into estimated information bits
JP3674111B2 (ja) * 1995-10-25 2005-07-20 三菱電機株式会社 データ伝送装置
US5742621A (en) * 1995-11-02 1998-04-21 Motorola Inc. Method for implementing an add-compare-select butterfly operation in a data processing system and instruction therefor
US5764646A (en) * 1996-04-02 1998-06-09 Ericsson Inc. Packet data transmission with clash subtraction
US5796788A (en) * 1996-04-19 1998-08-18 Ericsson Inc. Method and apparatus for interference decorrelation in time and space
US5881073A (en) * 1996-09-20 1999-03-09 Ericsson Inc. Convolutional decoding with the ending state decided by CRC bits placed inside multiple coding bursts
US6320914B1 (en) 1996-12-18 2001-11-20 Ericsson Inc. Spectrally efficient modulation using overlapped GMSK
US6026130A (en) * 1997-03-04 2000-02-15 Advanced Micro Devices, Inc. System and method for estimating a set of parameters for a transmission channel in a communication system
US5930296A (en) * 1997-04-08 1999-07-27 Glenayre Electronics, Inc. Low-complexity bidirectional equalizer
GB2335123B (en) * 1998-03-07 2003-08-13 Siemens Ag Communications receiver and method of detecting data from received signals
TW390082B (en) * 1998-05-26 2000-05-11 Koninkl Philips Electronics Nv Transmission system with adaptive channel encoder and decoder
US6567475B1 (en) 1998-12-29 2003-05-20 Ericsson Inc. Method and system for the transmission, reception and processing of 4-level and 8-level signaling symbols
US6556634B1 (en) 1999-02-10 2003-04-29 Ericsson, Inc. Maximum likelihood rake receiver for use in a code division, multiple access wireless communication system
US6687317B1 (en) * 1999-04-16 2004-02-03 Koninklijke Philips Electronics N.V. Method for correlation directed echo cancellation and channel equalization for the digital transmission link in vestigial side band amplitude modulation
US6470192B1 (en) 1999-08-16 2002-10-22 Telefonaktiebolaget Lm Ericcson (Publ) Method of an apparatus for beam reduction and combining in a radio communications system
US6484285B1 (en) 2000-02-07 2002-11-19 Ericsson, Inc. Tailbiting decoder and method
US7079586B1 (en) * 2000-03-16 2006-07-18 Koninklijke Philips Electronics N.V. Systems and methods for optimal distribution of symbols in a fixed size data packet to improve receiver performance
GB2362073B (en) * 2000-05-03 2003-12-17 Siemens Ag Equaliser and method of state reduction therefor
US6970520B1 (en) 2000-11-13 2005-11-29 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Methods and systems for accumulating metrics generated by a sequence estimation algorithm
US7020185B1 (en) 2000-11-28 2006-03-28 Lucent Technologies Inc. Method and apparatus for determining channel conditions in a communication system
GB2376158B (en) * 2001-05-30 2004-07-28 Salah A Al-Chalabi Opto-electronic receiver which compensates for dispersion
EP1303091B1 (en) * 2001-10-09 2006-08-30 Lucent Technologies Inc. Feed forward equalizer controlled by FEC correction rates
US7672412B2 (en) 2006-04-05 2010-03-02 Research In Motion Limited Method and receiver for estimating the channel impulse response using a constant modulus interference removal iteration
DE602006017169D1 (de) * 2006-04-12 2010-11-11 Alcatel Lucent Viterbi-Entzerrer für Signale mit Wechselbitmodulation, optischer Empfänger und dessen Übertragungssystem und Viterbi-Entzerrerverfahren
US11147258B2 (en) 2018-02-12 2021-10-19 Capstan Ag Systems, Inc. Systems and methods for spraying an agricultural fluid on foliage

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4609907A (en) * 1984-10-31 1986-09-02 International Business Machines Corporation Dual channel partial response system
US4965254A (en) * 1985-02-14 1990-10-23 Bayer Aktiengesellschaft Agents for combating pests
US4847871A (en) * 1987-01-28 1989-07-11 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Viterbi detector for digital signal
US5040191A (en) * 1987-02-24 1991-08-13 Codex Corporation Partial response channel signaling systems
US4862464A (en) * 1987-12-30 1989-08-29 Paradyne Corporation Data error detector for digital modems using trellis coding

Also Published As

Publication number Publication date
NO912432L (no) 1991-06-21
DE69009674D1 (de) 1994-07-14
ATE107102T1 (de) 1994-06-15
EP0425458A1 (en) 1991-05-02
IE65267B1 (en) 1995-10-18
DE69009674T2 (de) 1994-09-22
CA2044261C (en) 1999-04-27
FI912862A0 (fi) 1991-06-13
DK0425458T3 (da) 1994-10-03
JPH04502695A (ja) 1992-05-14
EP0425458B1 (en) 1994-06-08
NO912432D0 (no) 1991-06-21
SE8903526D0 (sv) 1989-10-24
ES2054326T3 (es) 1994-08-01
SE8903526L (sv) 1991-04-25
IE903522A1 (en) 1991-04-24
KR970007615B1 (ko) 1997-05-13
KR920702125A (ko) 1992-08-12
WO1991007035A1 (en) 1991-05-16
AU626471B2 (en) 1992-07-30
US5164961A (en) 1992-11-17
HK123194A (en) 1994-11-18
AU6549290A (en) 1991-05-31
NZ235350A (en) 1993-04-28
SE464902B (sv) 1991-06-24
CA2044261A1 (en) 1991-04-25

Similar Documents

Publication Publication Date Title
NO302730B1 (no) Fremgangsmåte for å adaptere en viterbialgoritme til en kanal med skiftende overföringsegenskaper samt en anordning for gjennomföring av fremgangsmåten
US5353307A (en) Automatic simulcast alignment
KR0144806B1 (ko) 가변수렴 스텝사이즈를 사용한 적응 최대 우도 시퀀스 추정 방법 및 장치
US5903610A (en) Method and apparatus for channel estimation
Proakis Adaptive equalization for TDMA digital mobile radio
US5621769A (en) Adaptive-sequence-estimation apparatus employing diversity combining/selection
JP2715662B2 (ja) 時分割信号のダイバーシチ受信のための方法および装置
EP0434651B1 (en) A method of effecting channel estimation for a fading channel when transmitting symbol sequences
AU747699B2 (en) Determination of the length of a channel impulse response
Proakis Adaptive equalization techniques for acoustic telemetry channels
JPH05218987A (ja) 時間変動無線チャネル用のチャネル予測形成方法
WO2000013383A1 (en) Methods and system for reducing co-channel interference using multiple sampling timings for a received signal
KR20010041223A (ko) 이동 무선 시스템에서의 적응 등화 기술을 위한 향상된 방법
JPH06104692A (ja) 適応等化システムおよび方法
AU2005203278A1 (en) Method for calculating filter coefficients for an equaliser in a communication receiver
Davidson et al. An investigation of block-adaptive decision feedback equalization for frequency selective fading channels
Gerstacker et al. Blind channel order estimation based on second-order statistics
EP1048154A1 (en) Method and apparatus for tracking the characteristics of a channel
WO1991017607A1 (en) A method of equalization in a receiver of signals having passed a transmission channel
Jamal et al. Adaptive MLSE performance on the D-AMPS 1900 channel
EP1195032B1 (en) Method for symbol-spaced estimation and/or tracking of a fractionally-spaced fading radio channel
US20140126621A1 (en) Communications receiver with channel identification using a-priori generated gain vectors and associated methods
Soni et al. Kalman Filter Based Channel Equalizer: A Literature Review
Schulz Improvement of blind multichannel receivers for underwater acoustic communications by delay-based equalizer initialization
Gu et al. An effective lms equalizer for the gsm chipset

Legal Events

Date Code Title Description
MM1K Lapsed by not paying the annual fees

Free format text: LAPSED IN MARCH 2002