SE470371B - Sätt och anordning vid digital signalöverföring att hos en mottagare estimera överförda symboler - Google Patents

Description

15 20 25 30 35 470 371 2 tidsdelade, digitala radioöverföringssystem har dessa problem lösts genom att de signalsekvenser som överföres i en tidlucka har en datasekvens.

Synkroniseringssekvensen är känd för mottagaren och med hjälp av denna sekvens kan mottagaren göra en uppskattning av kanalens överföringsegenskaper, ett kanalestimat. Med hjälp av detta kanalestimat gör mottagaren en uppskattning av symbolerna hos vilken innehåller den information man önskar synkroniseringssekvens och en datasekvensen, överföra.

Det är i. vissa fall otillräckligt att göra ett kanalestimat gång per tidlucka. Vid långa tidluckor, av storleksordningen flera millisekunder, mottagare ändra sina inbördes lägen väsentligt under tidluckans gång. Detta medför att kanalens överföringsegenskaper kan ändras väsentligt under tidluckan, så att mottagarens uppskattning av de symbolerna blir bristfällig informationen blir alltför otydlig. En radiomottagare i vilken dessa störningar delvis undvikes finns beskrivna i en artikel i IEEE Transactions On Information Theory, januari 1973, sid 120- 124, F.R. Hagee Jr och J.G. Proakis: "Adaptive Maximum-Likelihood Sequence Estimation for Digital Signaling in the Presence of Intersymbol Interference". I artikeln beskrivs en kanalutjämnare omfattande en viterbianalysator med ett adaptivt filter som kanalestimeringskrets. Mottagna symboler jämföres succesivt med hypotetiska symboler och de av de hypotetiska symbolerna som närmast överensstämmer med de mottagna symbolerna utväljes succesivt till en estimerad. symbolsekvens. Med hjälp av' de utvalda, beslutade symbolerna inställes adaptionsfiltrets parametrar succesivt till den förändrade kanalen. ' endast en hinner sändare och överförda och den överförda En beskrivning av viterbialgoritmen återfinnas i en artikel av G.

David Fcrney, Jr: “The Viterbi Algorithm" i Proceedings of'the IEEE, Vol. 61, No.3, March 1973. I artikeln beskrivs närmare viterbialgoritmens tillstånd och tillstândsövergångar och hur dessa tillståndsövergångar väljes för -att den sannolikaste sekvensen av symboler skall erhållas. 10 15 20 25 30 35 3 47Ü 371 Signalöverföringen mellan sändaren och mottagaren kan vara behäftad med vissa brister trots att sekvensestimering och adaptiv kanalestimering utföres på ovannämnt sätt. En orsak till dessa brister är att systemets symbolfrekvens underskrider systemets kanalbandbredd, så som är fallet i exempelvis det nordamerikanska mobiltelesystemet ADC. En lösning på dessa problem med symbolfrekvensen finns beskriven i en artikel av Yongbing Van med flera vid NovAtel Communications Ltd: "A Fractionally-Spaced Maximum-Likelihood Sequence Estimation Receiver in a Multipath Fading Environment" publicerad av IEEE 1992. Enligt denna artikel samplas en mottagen radiosignal två gånger per symbol och kanalestimeringen utföres genom ett adaptívt filter som utnyttjar denna dubbla samplingshastighet.

Symbolestimeringen utföres i en viterbianalysator som också utnyttjar den dubbla samplingshastigheten. Deltametrikvärden, det vill säga avvikelser mellan den mottagna och de hypotetiska sekvenserna, beräknas för båda samplingstillfällena per symbol och de båda deltametrikvärdena summeras direkt för att bestämma en 'bästa tillståndsövergång enligt viterbialgoritmen. Vid adaptionen av filtret med hjälp av de estimerade symbolerna införes en fiktiv symbol i varannan av samplingstidpunkterna.

Dessa fiktiva symboler alstras genom interpolation mellan de estimerade symbolerna i ett andra filter. Den föreslagna lösningen har vissa nackdelar. Samplingen av de mottagna symbolerna måste utföras vid en mycket väl fastställd tidpunkt och den adaptiva kanalestimeringen är komplicerad.

Interpolationen i det andra filtret medför fördröjningar som Filter som utnyttjas vid eller försämrar symbolestimeringen. signalbehandlingen, mottagarfilter, måste vara kända. Särskilt mottagarfiltren, vilka innehåller spolar och kondensatorer, vållar härvid problem på tillverkningsnoggrannhet och exempelvis ett sändarfilter grund av åldring, temperaturvariationer.

Ytterligare en lösning på de problem som uppstår vid den ovannämnda relativt låga symbolfrekvensen anges i en uppsats av R. A. Iltis: “A Bayesian Maximum-Likelihood Sequence Estimation Algorithm for A-Priori Unknown Channel and Symbol Timing", 10 15 20 25 30 35 4: *Q CD (N *J »A ß Department of Electrical and Computer Engineering, University of California, Santa Barbara, August 21, 1990. Även i dennna uppsats anges att samplingen av en mottagen signal skall utföras två gånger per symbol. Symbolestimeringen utförs enligt en 'viterbialgoritm som beräknar'två deltametrikvärden per symbol och båda Kanalestimeringen dessa värden sammanväges vid metrikberâkningen. filter med avstånd, men utföres i ett adaptivt symboltids koefficienterna adapteras vid varje samplingstillfälle, alltså filterkoefficienter på en två gånger per symbol. Den angivna lösningen har en relativt problemet med snabbt Liksom den lösning som föreslagits av komplicerad metrikberäkning och symbolsynkronisering löses inte för komplicerade, varierande kanaler.

Yongbing Van enligt ovan måste exempelvis ett mottagarfilter vara känt med god noggrannhet hos mottagaren.

Rsnoeönmnsn rön uvprrunnzesn Föreliggande uppfinning hänför sig till ett förfarande och en anordning för symbolestimering vid digital _radioöverföring.

Förfarandet löser på ett enkelt sätt de problem som uppstår vid låg samplingshastighet, eller uttryckt mera exakt, de problem som uppstår då det digitala radioöverföringssystemet har en symbolfrekvens som underskrider systemets kanalbandbredd. En mottagen radiosignal samplas minst två gånger per symboltid för att ge observerade signalvärden och symbolestimeringen utföres enligt en viterbialgoritm. Denna algoritm utnyttjar estimerade värden på radiokanalens överföringsfunktion, vilka är konstanta eller vid långa tidluckor genereras adaptivt i ett kanalestimeringsfilter som uppdateras i varje samplingsögonblick.

De enligt viterbialgoritmen estimerade symbolvârdena utnyttjas för'denna adaption av kanalestimeringsfiltret.'Uppskattade vården på den mottagna signalen bildas i kanalestimeringsfiltret med hjälp av de estimerade symbolerna och felsignalerna bildas i varje samplingsögonblick som en differens mellan de uppskattade signalvärdena och de Kanalestimeringsfiltrets koefficienter adapteras i förekommande observerade samplade signalvârdena. 10 15 20 25 30 35 fall med hjälp av felsignalerna enligt någon vald adaptionsalgoritm. Vid val av tillståndsövergångarna enligt viterbialgoritmen beräknas för varje tillståndsövergång ett deltametrikvärde för varje samplingsögonblick hos en symbol.

Deltametrikvärdena multipliceras med varsin viktfaktor och summeras till ett totalt deltametrikvärde för en betraktad tillståndsövergång . Viktfaktorerna alstras i beroende av felsignalernas inverterade värden och härigenom tages vid metrikberäkningen hänsyn till att koefficienterna i kanalestimeringsfiltret kan ge olika stora bidrag till en residualstörning. Denna störning uppstår genom att den verkliga kanalens överföringsfunktion återges med kanalestimatet, vilket alltid innebär en approximation. Approximationen blir bättre ju flera koefficienter filtret har, men ett stort antal koefficienter innebär ett komplicerat filter och framförallt att viterbialgoritmen måste ha ett stort antal tillstånd och blir komplicerad och kräver ett stort beräkningsarbete. Med viktning av deltametrikvärdena blir noggrannheten i metrikberäkningen relativt god och det öppnas en möjlighet att ha relativt få koefficienter i kanalestimeringsfiltret.

Vid adapteringen av kanalestimeringsfiltret utnyttjas som nämnts de estimerade symbolerna. För att adapteringen skall kunna utföras även i samplingstidpunkterna mellan symbolerna införes fiktiva symboler i dessa mellanliggande samplingstidpunkter. De fiktiva symbolerna tilldelas nollvärden, vilket förenklar adaptertingen av filtret. Nya koefficientvärden i filtret behöver härigenom bara alstras en gång per symbol oavsett antalet samplingstidpunkter per symbol. De fiktiva symbolerna utnyttjas också vid alstringen av störnivåvärdena, även för de fall att kanalestimeringsfiltret är konstant och inte adapteras. Genom införandet av de fiktiva symbolerna med nollvärde erhålles relativt små tidsfördröjningar vid adapteringen av kanalesti- meringsfiltret och. vid alstringen av störnivåvärdena. Detta bidrar till att symbolerna kan estimeras med god noggrannhet.

Uppfinningen har de kännetecken som framgår av bifogade patentkrav. 10 15 20 25 30 r ~4 cb 04 sa »än Oï FIGURBESKRIVNING Ett utföringsexempel av uppfinningen skall närmare beskrivas nedan i anslutning figurer av vilka Figur 1 visar ett översiktligt blockschema över en sändare och en mottagare i ett digitalt radiosystem, Å Figur 2 visar tidluckor och en symbolsekvens för tidsdelad radioöverföring, Figur 3 visar ett komplext talplan med symbolvärden, Figur 4 visar blockschema över mottagaren, Figur 5 visar ett blockschema över ett kanalestimeringsfilter, Figur 6 visar ett diagram med en överföringsfunktion för en radiokanal, Figur 7 visar tillstånd och tillståndsövergångar i en viterbialgoritm, Figur 8 visar ett blockschema över en en krets för alstring av viktfaktorer, Figur 9 visar ett flödesschema över det uppfinningsenliga förfarandet och Figur 10 visar ett blockschema över en alternativ utföringsform av uppfinningen. rönsnnzxszn urrönnzosronn Ett radioöverföringssystem för tidsdelad, digital signalöverföring visas schematiskt i figur 1. En sändare har en enhet 10 vilken mottar en genererar motsvarande digitala symboler S(k). I beteckningen S(k) är bokstaven k en heltalig symbolräknare. Dessa symboler tillföres till en enhet 11, vilken innehåller ett sändarfilter och'en digital/analogomvandlare. Symbolerna S(k) signalbehandlas i enheten 11 och överföres till en radiosändare 12, vilken utsänder den i enheten 11 analogiserade signalen på en vald bärfrekvens såsom en signal R(T). Denna signal överföres över en radiokanal 13 till en mottagare med en radiomottagare 14. Kanalen 13 utsätter signalen R(T) för bland annat flervägsutbredning informationsbärande signal och 10 15 20 25 30 35 7 470 571 vilket antytts med dubbla signalvägar i figuren. Signalerna utmed den ena signalvägen reflekteras mot exempelvis ett hus 18 innan de når mottagaren. Radiomottagaren 14 demodulerar den mottagna signalen till ett basband och avger en basbandssignal y(T) till en korrelerings- och samplingskrets 15. Denna krets i sin tur avger en observerad samplad signal som betecknas med y(k/2).

Signalen y(k/2) behandlas :i en kanalutjämnare 17 enligt en viterbialgoritm och utjämnaren avger estimerade symboler šD(k), vilka så nära som.möjligt skall överensstämma med symbolerna S(k) hos sändaren. Korrelerings- och samplingskretsen 15 är ansluten till en kanalestimeringskrets 16 och avger till denna initialvärden på ett kanalestimat innefattande kanalen 13.

Kretsen 16 är adaptiv och alstrar succesivt nya koefficientvärden för kanalestimatet, vilket härigenom succesivt adapteras till den tidsvarierande kanalen 13 med hjälp av signalen y(k/2) och de estimerade symbolerna šD(k).

Radioöverföringssystemet enligt utföringsexemplet är som nämnts tidsdelat så som visas i figur 2, i vilken T betecknar tiden. En bärfrekvens, eller egentligen ett frekvenspar för dubbelriktad kommunikation, är uppdelad i tre tidluckor 19 numrerade 1, 2 och 3. I varje tidlucka överföres en symbolsekvens SS omfattande en synkroniseringssekvens SY och två datasekvenser SD1 och SD2, vilka innehåller den information man önskar överföra.

Symbolsekvensen SS innehåller binära signaler, men de nämnda symbolerna S(k) är modulerade enligt exempelvis QPSK-modulation, såsom visas i figur 3. I ett komplext talplan med koordinataxlar betecknade I och Q är symbolernas S(k) fyra möjliga värden S0, S1, S2 och S3 markerade och även motsvarande binära tal 00, 01, 10 och 11 anges. Den tid det tar att överföra en sådan modulerad symbol benämnes en symboltid TS, såsom schematiskt anges i figur 2. Det är dessa hela symboltider TS som räknas med den heltaliga symbolräknaren k.

Det i figurerna 1 och 2 översiktligt angivna systemet kan utgöras av ett mobiltelefonsystem där sändaren är en basstation och mottagaren är en mobil station eller vice versa. De tre tidluckorna 1, 2, och 3 samt signalsekvensen SS ansluter sig till 10 15 20 25 30 35 .n ~<1 c: m -~J ..._-S m standarden för det amerikanska mobiltelefonsystemet ADC. I detta system har tidluckorna en längd av 6,7' millisekunder vilket fordrar att kanalestimeringskretsen 16 är adaptiv så som angivits ovan.

Såsom nämnts inledningsvis uppstår problem vid kanalutj âmningen och symbolestimeringen i digitala radioöverföringsystem, vars symbolfrekvens R= l/TS underskrider systemets kanalbandbredd B.

Detta är fallet för exempelvis det nämnda ADC-systemet, vars kanalbandbredd är B=30 kHz och vars symbolfrekvens R=24,3 kBd. I dessa system är det enligt samplingsteoremet otillräckligt att sampla basbandssignalen y(T) vid symbolfrekvensen R. Endast om så kallade matchade filter i mottagaren utnyttjas, det vill säga filter som i varje ögonblick är anpassade till samtliga sändar- och mottagarfilter och kanalens 13 överföringsfunktion, symbolfrekvensen R utnyttjas som samplingsfrekvens. En högre samplingsfrekvens måste utnyttjas i övriga fall, särskilt om man önskar utnyttja ett enkelt kanalestimeringsfilter, vilket medför problem vid kanalestimeringen och kanalutjämningen. Det är dessa problem kan som löses genom föreliggande uppfinning för en kanalutjämnare som arbetar enligt viterbialgoritmen. Även de problem som sammanhänger med att kanalestimeringen utföres i ett adaptivt filter löses på ett enkelt sätt.

Den i figur 1 schematiskt visade mottagaren, figurens högra hälft, visas närmare i figur 4. Radiomottagaren 14 är ansluten till korrelerings- och samplingsenheten 15, vilken omfattar en första samplingsenhet 21, en andra samplingsenhet 22, en korreleringskrets. 23, en synkroniseringskrets 24 och en generator 25 för den hos mottagaren kända synkroniseringssekvensen SY. Den första samplingsenheten 21 mottar den kontinuerliga basbandssignalen y(T) från radiomottagaren 14 och samplar denna signal åtta gånger per symbol, det vill såga med samplingsfrekvensen 8/TS. Denna samplingsfrekvens utnyttjas i det Den på detta sätt samplade signalen, betecknad y(k/8) , avges till korreleringskretsen 23. I nämnda mobiltelefonsystemet ADC. denna krets genereras ett första kanalestimat IÛIF för den betraktade symbolsekvensen SS med hjälp av 10 15 20 25 30 35 9 470 371 synkroniseringssekvensen SY från generatorn 25 och den överförda, observerade synkroniseringssekvensen. Vid genereringen av detta första kanalestimat fastställes också en symbolsamplingstidpunkt TO i synkroniseringskretsen 24. Denna symbolsamplingstidpunkt styr den andra samplingsenheten 22, genom vilken enligt exemplet tvâ av de ursprungliga åtta samplingstidpunkterna per symbol utväljes med ett tidsavstånd TS/2. Härigenom erhålles den observerade signalen y(k/2), vilken samplingsenheten avger till viterbianalysatorn 17. Nedsamplingen i enheten 22 utföres för att förenkla signalbehandlingen i denna analysator. De ursprungliga åtta utnyttjas för att fastställa symbolsamplingstidpunkten TO, utgångspunkt för symbolräkningen med den symbolräknaren k.

Symbolsamplingstidpunkten och kanalestimatet ÉF avges till samplingarna vilken är ovannämnda kanalestimeringskretsen 16.

Hur kanalestimatet ÉF genereras i korrelerings- och samplingskretsen 15 skall kort kommenteras. Med.hjälp av signalen y(k/8) och synkroniseringssekvensen SY genereras ett impulssvar innefattande kanalens 13 överföringsfunktion. Impulssvaret sträcker sig över ett tidsintervall omfattande flera symboltider TS och diskreta vården för impulssvaret genereras med tidsavståndet TS/8. Inom tidsintervallet. utväljes ett andra kortare tidsintervall som innehåller det första kanalestimatet ÉF. Valet göres så att det första kanalestimatet ÉF får maximal energi. Det första kanalestimatet ÉF anges dessutom endast i punkter på tidsavståndet TS/2 En närmare beskrivning av hur kanalestimatet utväljes återfinnes i den svenska patentansökningen nr 8903842-6. Det bör observeras att kanalestimatet, såväl det första kanalestimatet ÉF som senare från varandra. adapterade kanalestimat, innefattar såväl den fysiska radiokanalen 13 som sändarfiltret 11 och mottagarfilter, exempelvis MF-filter som utnyttjas för att avskilja bârfrekvensen.

Kanalestimeringskretsen 16 omfattar ett adaptivt kanalestimeringsfilter 31 , en fördröjningskrets 32, en 10 15 20 25 30 35 470 37'í 1° skillnadsbildare 33, en krets 34 som utför en adaptionsalgoritm, en.kvadrerande och medelvärdesbildande krets 35, en signalväxlare 36 och en symbolgenerator 37. Kanalestimeringsfiltret 31 mottar dels den första överföringsfunktionen ÉF och symbolsamplingstidpunkten TO, dels de i kanalutjämnaren 17 estimerade symbolerna šD(k). Med hjälp härav bildas estimerade signalvärden y(k/2) som tillföres skillnadsbildaren 33. Denna krets mottar också den observerade signalen y(k/2), som fördröjts i kretsen 32, och avger en felsignal e(k/2)= y(k/2)-y(k/2). tillföres kretsen 34, vilken genom sin adaptionsalgoritm styr det adaptiva filtret 31. Detta filter avger i sin tur adapterade värden É(k/2) för kanalestimatet till utjämnaren 17. mottar också viktfaktorer a(k/2) som genererats i kretsen 35 med hjälp av felsignalen e(k/2) så Felsignalen succesivt Denna som skall förklaras närmare nedan.

Kanalutjâmnaren 17 mottar från symbolgeneratorn 37 hypotetiska symboler š(k), vilka antar de fyra symbolvârdena S0, S1, S2 och S3 Signalvâxlaren 36 är styrd från synkroniseringskretsen 24 och skiftar med en halv symboltids mellanrum, TS/2, in omväxlande en estimerad symbol šD(k) och en fiktiv symbol 0 som har ett nollvärde.Detta nollvärde skall inte förväxlas med det binära värdet 00 för den komplexvârda symbolen S0 i figur 3. Den fiktiva nollvärdessymbolen Q ligger i origo i det komplexa talplanet I-Q så som visas i figur 3. Alstringen av som anges i figur 3. de fiktiva symbolerna Q har i figuren schematiskt visats genom att signalväxlarens 26 ena pol 36A är ansluten till jordpotential. Orsaken. till att nollvården skiftas in skall förklaras närmare nedan i anslutning till figur 5.

Denna figur visar kanalestimeringsfiltret 31, fördröjningskretsen 32, skillnadsbildaren 33 och kretsen 34 med adaptionsalgoritmen. Filtret 31 har fördröjningskretsar 41, koefficientkretsar 42, Fördröjningskretsarna 41 är anslutna i serie efter varandra och fördröjer den inkommande signalen succesivt en halv symboltid TS/2. De efterhand fördröjda signalerna multipliceras i koefficientkretsarna 42 med koefficienter ñouc), 1310:), âflx) respektive É3(k), vilka är kanalestimatets ñ(k/2) värden i fyra summatorer 43 och en vâxlare 44. 10 15 20 25 30 35 11 470 37? tidpunkter med en halv symboltids TS/2 mellanrum. Utsignalerna från koefficientkretsarna 42 summeras i summatorerna 43 till de estimerade signalvärdena y(k/2). I skillnadsbildaren 33 bildas felsignalerna e(k/2) vilka avges till adaptionsalgoritmen i kretsen 34. Denna algoritm väljes i beroende av de störningar som radiokanalen 13 antages ha och är i utföringsexemplet en s.k.

LMS-algoritm (Least Mean Square). Utsignalen från kretsen 34 ställer in koefficienterna i koefficientkretsarna 42 så att felsignalernas e(k/2) effekt minimeras enligt IMS-algoritmen.

Koefficientkretsarna erhåller sina startvärden genom det första kanalestimatet ÛF från korrelerings- och synkroniseringskretsen 15. Dessa startvärden anslutes med hjälp av växlaren 44 som styrs från synkroniseringskretsen 24. De estimerade signalvärdena y(k/2) alstras med hjälp av de estimerade symbolerna šD(k) vilka genom viterbialgoritmen är fördröjda ett antal q symboltider TS.

De observerade signalvärdena y(k/2) fördröjes därför antalet q symboltider i fördröjningskretsen 32. Genom att inskjuta de fiktiva symbolerna Q med nollvärden mellan de estimerade symbolerna šD(k) erhåller koefficientkretsarna 42 vid varannan uppdatering ett nollvärde som insignal. De behöver därför uppdateras endast en gång per symboltid TS, vilket förenklar uppdateringen. Detta framgår mera i detalj av nedanstående beskrivning av kanalestimeringsförfarandet.

Den estimerade signalen y(k/2) har för varje symbol två skilda värden, dels y(k) i symbolsamplingstidpunkten TO, dels y(k-ä) en halv symboltid. TS/2 tidigare. Dessa värden genereras enligt följande: :Hk-ln = fiozk) šDm + figkršnzk-n mk) = fi1 šnzk) + figk) šD <1) I figur 5 är symbolvärdena hos symbolföljden šD(k), 0 'vid tidsläget k-ä en halv symboltid TS/2 före symbolsamplingstidpunkten TO markerade vid ingångarna till koefficientkretsarna 42. En halv symboltid senare, vid symbolsamplingstidpunkten TO, är symbolvärdena förskjutna TS/2 till höger i figuren. Felsignalerna e(k/2) under en symboltid har 10 15 20 25 30 12 4% “<1 CD LN -\J ...x två skilda värden under symboltiden TS: e(k-ä) e(k) Y(k'ä) ' Y(k“ä) Y(k) - Y(k) (2) där y(k) och y(k-35) är de två observerade signalvärdena under en symboltid hos den observerade signalen y(k/2) . Uppdateringen av kanalestimatet utföres enligt exemplet genom LMS-algoritmen enligt sambanden: ñ0(k) ñ0(x-1) šD(k) ñl(k) ñ1(k-1) o ñ2(k) = ñ2(k-1) + p šD(k-1) e(k) ñ3(k) ñ3(k-1) . o _ (3) ñ0(k) â0(k-1) " o fi1(k) ñ1(x-1) šD(k_1) ñ2(k) = ñ2(k-1) + y o e(x-1) fi3(k) ñ3(k-1) . šD(k-1) Här är p, en parameter, steglängden, i adaptionsalgoritmen. Det framgår av sambanden 3 att koefficientkretsarnas 42 värden endast behöver beräknas en gång per symboltid genom att de fiktiva symbolerna n med nollvärden införts. Av sambanden (1) framgår att också alstringen av de estimerade signalerna y(k/2) förenklas genom införandet av nollvärdessymbolen n. Vart och ett av sambanden (1) har bara två termer i stället för de fyra termer som skulle erfordras om andra värden än nollvärden införts mellan de estimerade symbolerna šD (k) och šD (k-1) Ett exempel på hur kanalestimatet kan se ut visas i figur 6, som är ett diagram med koordinataxlarna betecknade T och å. En kurva A anger ett kontinuerligt impulssvar för kanalen och i de valda tidpunkterna på tidsavståndet TS/2 anges de diskreta vädena Éo (k) , É1(k) , I7I2(k) och 1713 (k) för kanalestimatet. Den ovannämnda figuren och symbolsamplingstidpunkten TO är angiven i symbolräknaren k anger att de diskreta värdena på kanalestimatet 10 15 20 25 30 13 470 37? hänför sig till den överförda symbolen med nummer k.

Kanalutjämnaren 17 arbetar efter en så kallad fraktionell viterbialgoritm eftersom den kanalutjämnar signalen y(k/2) som är samplad i fraktioner av symboltiden TS. För en närmare beskrivning av Viterbialgoritmen hänvisas till den ovannämnda referensen "The Viterbi Algorithm" av G. Forney. Algoritmen har på känt satt ett antal tillstànd N = uL'1, där M betecknar det antal värden en symbol kan ha och L är kanalestimatets längd i antal symboltider TS. I föreliggande utföringsexempel är M=4 enligt figur 3 och L=2 enligt figur 5, så att utjämnaren 17 har antalet tillstànd N=4. Dessa tillstånd är illustrerade i figur 7 och är där betecknade B och numrerade med siffror 0, 1, 2 och 3.

Algoritmen àskådliggöres genom nodplan i kolumner, varav några är visade i figuren. Nodplanen hänför sig till skilda tidpunkter betecknade k-2, k-1 och k, där bokstaven k är den ovannaämnda symbolräknaren. Viterbialgoritmen jämför på känt sätt sekvenser av de observerade signalerna y(k/2) med hypotetiska sekvenser som alstras med hjälp av de hypotetiska symbolerna š(k) och med hjälp kanalestimatet É(k/2). De hypotetiska symbolerna anges av sambandet: šflfi) =( šoüi), šlüi), šzüfi), š3(k) ) (4) Avvikelser mellan de tvâ sekvenserna benämnes metrikvärden Jj(k) vilka beräknas succesivt genom addition av deltametrikvärden.

Dessa deltametrikvärden beräknas för övergångar mellan tillstånden B så som illustreras i figur 7 med en heldragen pil för övergången från tillståndet 3 med metrikvärdet J3(k-1) till tillståndet 0 med metrikvärdet J0(k). I föreliggande utföringsexempel mottar kanalutjämnaren de observerade signalvärdena y(k/2) som har de två värden per symboltid y(k) och y(k-ä). Med hjälp av dessa värden samt kanalestimatet ñ(k/2) och de hypotetiska symbolerna š(k) alstras två deltametrikvärden per följande allmänna samband för tillståndsövergång enligt övergången i till j: 10 15 20 25 30 14 .ha “~ Cl CD Cm! M1 a-.à AJíJ-(k) = |y<1<>-<ñ1 šJ-(k) + P13 (k) šgk-lnlz :wii <1<-=f>=|y-<fi0šj(k) + fi2 êiuvlnlz (5) Alstringen av dessa deltametrikvärden utföres helt i enlighet med viterbialgoritmen och med kända anordningar, schematiskt angivna med en krets l7B i figur 7. Denna krets mottar den observerade y(k/2), de nypotatiska symbolerna š(x) aan ñ(k/2). Tillstànden B minneskretsar som lagrar metrikvârdena. signalen kanalestimatet förverkligas genom Den del av den uppfinningsenliga symbolestimeringen som hänför sig till viterbialgoritmen berör den fortsatta behandlingen av dessa deltametrikvärden. Vid alstringen av ett totalt, summerat deltametrikvärde för tillståndsövergángen i till j sammanväges de tvâ deltametrikvärdena med hjälp av viktfaktorer a(k/2)=(ak,ak_%). av dessa viktfaktorer skall förklaras närmare nedan. Metrikvärdet,Jj(k) i det nya tillståndet j alstras enligt det allmänna sambandet: Alstringen Jj(k) = Ji(k-1) + [ak AJij(k) + ak_% AJij(k-%)] (6) i vilket uttrycket inom klammern är det totala summerade deltametrikvärdet.

Alstringen av metrikvärden utföres i en metrikberäkningskrets 17A i figur 7 och illustreras där för tillstándsövergången 3 till 0.

Metrikberäkningskretsen 17A mottar deltametrikvärdena AJ3°(k-É) och AJ3o(k) frän kretsen l7B och viktfaktorerna ak_% och ak från kretsen 35 och alstrar det totala summerade deltametrikvärdet för övergången 3 till 0. I kretsen 17A alstras också motsvarande totala deltametrikvärden för de övriga övergángarna från tillständen 0, 1 och 2 till tillståndet 0, så som markerats med streckade pilar i figuren. Enligt viterbialgoritmen utvåljes den totala deltametrikvården, vilken enligt exemplet antages vara övergången 3 till 0. Det nya metrikvärdet Jo(k) för den valda tillstàndsövergàngen alstras därefter enlig sambandet (6) ovan. tillstàndsövergång som har det minsta av dessa 10 15 20 25 30 35 15 #20 371 Nya metrikvärden alstras succesivt tills algoritmens sista nodplan nås och med ledning av de metrikvärden som då erhålles beslutas de estimerade symbolerna šD(k) i enlighet med viterbialgoritmen. Preliminärt estimerade symboler šP(k) kan beslutas tidigare, exempelvis efter nodplanet med beteckningen k i figur 7. Dessa preliminärt estimerade symboler šP(k) kan enligt ett alternativ utnyttjas i stället för de estimerade symbolerna šD(k) i symbolföljden. De preliminärt estimerade symbolerna utnyttjas pà detta sätt för att uppdatera kanalestimeringsfiltret 31 enligt sambandet (3) och för alstringen av felsignalerna e(k-ä) och e(k) enligt sambanden (1) och (2).

De ovannämnda Viktfaktorerna ak_¿ och ak alstras med hjälp av felsignalerna e(k) och e(k-ä). Denna alstring av viktfaktorerna bygger på iakttagelsen att de statistiska väntevärdena för de absolutbelopp intersymbolinterferens och respektive felsignalernas representerar en sammanlagd störning genom brus, samkanalstörning. Ju större detta väntevärde är' desto sämre motsvarar de estimerade signalvärdena y(k-ä) och. y(k) sina respektive observerade signaler y(k-%) och y(k). Viktfaktorerna skall mindre så att det deltametrikvârde, AJij(k-ä) eller AJíj(k), som är associerat med en stor felsignal ger ett motsvarande mindre bidrag vid alstringen av det nya metrikvärdet Jj(k). De båda felsignalernas e(k) och e(k-ä) effekter kan skilja sig från varandra väsentligt, särskilt om kanalestimatet Û(k/2) har få koefficienter. vara i motsvarande grad De statistiska väntevärdena uppskattas genom kvadrering av felsignalernas belopp samt medelvärdesbildning. väntevärdena och viktfaktorerna alstras i kretsen 35, vilken visas närmare i figur 8. Kretsen har två kvadrerare 51 och 52, två lågpassfilter 53 och 54, två inverterare 55 och 56 samt två signalväxlare 57 och 58.

Signalväxlaren 57 mottar felsignalerna e(k/2) och avger dessa växelvis till kvadrerarna 51 och 52 med en halv symboltids TS/2 intervall. Signalväxlaren 57 är på icke närmare visat sätt styrd av signaler från synkroniseringskretsen 24 i figur 4. De båda felsignalerna e(k-ä) och e(k) kvadreras i sin respektive kvadrerare 51 och 52 och de kvadrerade värdena medelvärdesbildas 10 15 20 25 30 I; “<1 CI* C. J N53 ...a 16 genom att filtreras i sitt respektive lågpassfilter 53 och 54.

Dessa filter avger signaler o2(k-ä) respektive a2(k) som ovannämnda statistiska väntevärdena för felsignalerna. signalerna o2(k-ä) och a2(k) inverteraren 55 respektive 56 till de ovannämnda viktfaktorerna ak och ak_% och avges till signalväxlaren 58. Denna är på inte närmare visat sätt styrd från synkroniseringskretsen 24 och ansluter med en halv symboltids intervall TS/2 viktfaktorerna till metrikberäkningskretsen l7A.i kanalutjämnaren 17. Kretsen 35 i figur4 alstrar sålunda viktfaktorerna enligt följande samband: motsvarar de inverteras i ak_% = 1/ |e(k-ä)|2 ak= 1/I em! 2 (v) där_ de vertikala strecken över e(k-ä) och e(k) anger medelvärdesbildning.

Enligt ett alternativ tages även hänsyn till filterkoefficienternas storlek vid alstringen av viktfaktorerna enligt följande samband: ° 2 F11 + 3 ) /v (k) (e) För att alstra dessa alternativa viktfaktorer mottar kretsen 35 kanalestimatet ñ(k/2) från kanalestimeringskretsen 31 via en förbindelse 38 som visas streckad i figur 4. I kretsar 59 och 60, 'vilka ingår i den kvadrerande och.medelvärdesbildande kretsen 35, kvadreras och summeras filterkoefficienterna fio och É2 samt ñl och.fi3 parvis och multipliceras med de inverterade värdena av o2(k-à) respektive a2(k). De på detta sätt viktfaktorerna a(k/2) avges til1.kanalutjämnaren 17 och utnyttjas vid metrikberäkningen så som beskrivits ovan i anslutning till sambanden (5) och (6). alstrade En översikt av det uppfinningsenliga förfarandet visas genom ett flödesschema i figur 9. Enligt ett block 70 mottas radiosignalen R(T) och filtreras till en basbandssignal y(T). Denna signal 10 15 20 25 30 35 17 478 371 samplas åtta gånger per symboltid TS enligt block 71 och den samlade signalen y(k/8) utnyttjas för kanalkorrelering, block 72.

Kanalkorreleringen ger radiokanalens 13 samplade impulssvar som utnyttjas för att bestäma kanalestimatet ÉF och för att bestämma symbolsamplingstidpunkten TO. Med ledning av denna tidpunkt TO nedsamplas den en gång samplade signalen y(k/8) enligt block 73 till den observerade signalen y(k/2), vilken har två signalvärden per symboltid TS. I block 74 genereras enligt viterbialgoritmen ett deltametrikvärde per observerat signalvärde för varje tillståndsövergâng, enligt exemplet de tvâ deltametrikvärdena AJij(k-ä) och AJij(k) per övergång. Enligt block 75 beslutas de estimerade symbolerna SD(k) och enligt block 76 alstras symbolföljden av dessa estimerade symboler och de fiktiva nollvärdessymbolerna n. Med hjälp av kanalestimatet ÉF och den nämnda symbolföljden alstras i block 77 de estimerade signalvärdena y(k/2). Felsignalerna e(k/2) alstras med hjälp av dessa estimerade signalvärden och de observerade signalvärdena y(k/2) enligt block 78. Viktfaktorerna a(k/2) alstras i block 79 kvadrering, lågpassfiltrering och invertering av felsignalerna. Viktfaktorerna utnyttjas i block 75 för genereringen av de totala summerade deltametrikvärdena. genom Enligt ett förenklat alternativ inställes filterkoefficienternas värden i kanalestimeringskretsen 31 endast en gång per symbolsekvens SS med hjälp av det första kanalestimatet ÉF. Detta innebär att kretsen 34 med adaptionsalgoritmen uteslutes.

Symbolföljden med omväxlande de estimerade symbolerna šD(k) och de fiktiva nollvärdessymbolerna n, som tillföres kanalestimeringskretsen 31, utnyttjas härvid endast för att generera den estimerade signalen y(k/2). Införandet av de fiktiva symbolerna n med nollvärde har emellertid enligt det förenklade alternativet betydelse för alstringen av felsignalerna e(k/2), vilka enligt sambanden (1) och (2) alstras med hjälp av de estimerade symbolerna šD(k).

Ett mera komplicerat uppfinningsenligt alternativ skall kort beskrivas i anslutning till figur 10. Enligt detta alternativ utnyttjas en kanalutjämnare 80 med en adaptiv 10 15 20 25 30 18 »J CJ -,\ J -w-å *r CJ .Im kanalestimeringskrets 81 för varje tillstànd B i viterbi- algoritmen. För närmare beskrivning av denna utjämnare hänvisas till det svenska.patentet.nr 8903526-5. Kanalestimeringskretsarna 81 genererar varsitt kanalestimat ÉO, ål, fi2 respektive É3, vilka uppdateras med hjälp av övergångsvektorer Sij Sio, S11, Smz och SH3. Dessa vektorer utnyttjas i stället för de beslutade symbolerna šD(k) i det föregående utföringsexemplet och kanalestimaten uppdateras exempelvis enligt LMS-algoritmen.

Kanalestimeringskretsarna 81 avger sina uppdaterade kanalestimat , enligt exemplet till sina respektive tillstånd i viterbialgoritmen. För alstringen av felsignalen e(k/2) utväljes ett av kanalestimaten genom en väljare 82 som är styrd av viterbialgoritmen. Härvid utväljes det av kanalestimaten som hör till tilstàndet med det minsta metrikvärdet, enligt exemplet kanalestimatet É0, och detta värde tillföres en krets 83. Genom kretsen 36 inskjutes nollvärdessymbolerna D så att symbolföljden šD(k), Q alstras. Hed hjälp av denna symbolföljd alstras de estimerade signalvârdena y(k/2) i kretsen 83. Felsignalen e(k/2) alstras i skillnadsbildaren 33 vilken mottar de observerade signalvârdena y(k/2). Alstringen av viktfaktorerna sker på ovan beskrivet sätt.

I utföringsexemplet ovan har den observerade samplade signalen y(k/2) tvâ signalvärden per symboltid TS. Det är inom ramen för uppfinningen att välja exempelvis fyra eller ännu fler signal- värden per symboltid. Detta fordrar dock att kanalestimerings- filtret 31 har i motsvarande grad flera koefficientkretsar 42.

Kanalestimatet fi(k/2) sträcker sig enligt exemplet över två symboltider men 'kan vara bredare. Detta fordrar också att kanalestimeringsfiltert 31 har flera koefficientkretsar 42 och framförallt fordras att utjämnaren 17 är mera komplicerad och har ett motsvarande större antal tillstànd B. För att minska fördröjningen vid adapteringen av kanalestimatet É(k/2) och alstringen av viktfaktorerna a(k/2) kan de preliminärt beslutade symbolerna šP(k) utnyttjas. 10 15 20 19 470 371 Så som nämnts ovan förenklas adapteringen av kanalestimeringsfiltret 31 genom det uppfinningsenliga införandet av de fiktiva nollvärdessymbolerna n. Enligt känd teknik, exempelvis enligt den ovannämnda artikeln i IEEE av Yongbing Wan m. fl. , utnyttjas interpolerade symbolvärden mellan de estimerade symbolvärdena såsom fiktiva symboler. Detta medför en fördröjning vid adapteringen av kanalestimatet, vilket alltid försämrar den slutliga symbolestimeringen. Den i artikeln angivna tekniken har den stora nackdelen att filtren i transmissionskedjan, sändar- och mottagarfilter måste vara kända med stor noggrannhet.

Införandet av nollvärdessymbolerna n har ytterligare den fördelen att en fördröjning undvikes vid alstringen av felsignalerna e(k- 15) och e(k) . Alstringen av viktfaktorerna ak_¿í och ak kan härigenom utföras utan onödig fördröjning vilket förbättrar alstringen av de summerade deltametrikvärdena. Detta utnyttjas även vid den ovannämnda enklare utföringsformen utan adaption av kanalestimatet I7I(k/2) . Utnyttjandet av viktfaktorerna vid alstringen av det totala deltametrikvärdet medför stora fördelar.

Kanalestimatet I7I(k/2) kan vara kort, det vill säga att det omspänner ett fåtal symboltider TS och kanalestimeringsfiltret har ett fåtal koefficientkretsar. Detta medför att en viterbialgoritm som utnyttjas vid symbolestimeringen har ett litet antal tillstånd och detta är av mycket stor betydelse för det praktiska genomförandet av symbolestimeringen.

Claims (11)

10 15 20 25 30 35 .h *J CU CA! “<1 ...i 20 PÄTENTKRAV

1. Förfarande vid digital signalöverföring över en radiokanal (13) att hos en mottagare (15,16,17) estimera överförda symboler från en överförd radiosignal (R(T)), varvid symbolestimeringen utföres enligt en viterbialgoritm (17) med ett förutbestämt antal tillstånd (B), vilket omfattar följande förfarandesteg: - mottagning och filtrering (14) av den överförda signalen (R(T)) till en basbandssignal (y(T)), - sampling (21, y(k/8)) av basbandssignalen vid åtminstone två förfarande samplingstidpunkter per symbol, - kanalkorrelering (23) för bestämning av radiokanalens (13) estimerade överföringsfunktion (ÉF) med hjälp av de samplade signalvärdena (y(k/8)), - bestämning av en symbolsamplingstidpunkt (TO) i en av samplingstidpunkterna, - val (22) av minst tvâ av samplingstidpunkterna per symbol, varav den ena är symbolsamplingstidpunkten (TO), och val av de observerade samplade signalvärdena (y(k/2)) i dessa tidpunkter, - bestämning av deltametrikvärden (AJij(k-ä), AJij(k)) enligt viterbialgoritmen (17) för en utpekad (k) överförd symbol, vilken bestämning utföres för vart och ett av de observerade samplade signalvärdena (y(k-ä), y(k)) och för varje tillståndsövergång (i till j) hos viterbialgoritmen och - alstring av åtminstone preliminärt estimerade symboler (šD(k)) enligt viterbialgoritmen (17), kännetecknat därav att förfarandet ytterligare omfattar följande förfarandesteg: - generering av en symbolföljd (šD(k), n) av de estimerade symbolerna (šD(k) och fiktiva nollvärdessymboler UD, vilken symbolföljd. har åtminstone en. fiktiv' symbol (Q) mellan två konsekutiva av'de estimerade symbolerna, - generering av estimerade signalvärden (y(k-ä), y(k)) i de valda samplingstidpunkterna med hjälp av den estimerade överföringsfunktionen (ÉF,É(k/2)) och symbolföljden, - alstring av en felsignal (e(k-ä),e(k)) i var och en av den utpekade (k) symbolens valda samplingstidpunkter med hjälp av de I\_ 10 15 20 25 30 21 470 371 observerade valda samplade signalvärdena (y(k-ä), y(k)) och de estimerade signalvärdena (Y(k-ä), y(k)), av viktfaktorer (ak_ä, beroende av - bestämning ak) i felsignalerna och - alstring (17A) av en summerad deltametrik för en betraktad av tillståndsövergångarna (i till j) hos den utpekade (k) symbolen genom multiplikation av deltametrikvärdena (AJij(k-ä), AJij(k)) med sin respektive viktfaktor (ak_ä, ak) och summering.

2. Förfarande enligt patentkrav 1, kännetecknat därav att radiokanalens (13) estimerade överföringsfunktion (fi(k/2)) succesivt adapteras (34) med hjälp av felsignalerna (e(k/2)) enligt en vald adaptionsalgoritm (LHS).

3. Förfarande enligt patentkrav 1, varvid varje tillstånd i viterbialgoritmen är förbundet.med varsitt kanalestimat (ÉO, É1, fi2,ñ3), kännetecknat därav att - det av kanalestimaten (ÉO) som är förbundet med tillståndet (0) med det minsta metrikvärdet utväljes (82) och - de estimerade signalvärdena (y(k/2)) alstras med hjälp av detta utvalda kanalestimat (ÉO).

4. Förfarande enligt patentkrav 1,2 eller 3, kännetecknat därav att förfarandet omfattar: - kvadrering (51,52) av felsignalernas (e(k-ä), e(k)) belopp i de valda samplingstidpunkterna och - lågpassfiltrering (53, 54) av de kvadrerade felsignalerna.

5. Förfarande enligt patentkrav 4, kännetecknat därav att de kvadrerade lâgpassfiltrerade felsignalerna (a2(k-ä), a2(k)) inverteras (55, 56) för att utgöra viktfaktorerna (ak_%, ak).

6. '6. Förfarande enligt patentkrav 4, kännetecknat därav att -koefficientvärden i den estimerade överföringsfunktionen kvadreras och summeras (Éo(k)2 + fi2(k)2 ; Él(k)2 + É3(k)2) och - den bildade summan divideras (55,56) med motsvarande kvadrerade och lågpassfiltrerade felsignalerna (a2(k-ä), a2(k)) för att utgöra viktfaktorerna (ak_ä, ak). 10 15 20 25 30 35 470 371 21,2

7. Anordning hos en 1 digitalt radioöverföringssystem för estimering av symboler från en över en radiokanal (13) överförd radiosignal (R(T)) vilken anordning omfattar mottagare i ett - en radiomottagare (14) med ett filter, vilken mottar radiosignalen (R(T)) och alstrar en basbandssignal (y(T)), - en första samplingsenhet (21) vilken samplar basbandssignalen (y(k/8)) vid åtminstone två (k/8) samplingstidpunkter per symbol, - en korreleringskrets (23) vilken genererar ett kanalestimat (ÉF) för radiokanalen (13) med hjälp av de samplade signalvärdena (Y(k/8)), _ en och avger signalvärden synkroniseringskrets 24 för bestämning av en symbolsamplingstidpunkt (T0) i en av samplingstidpunkterna, - en andra samplingsenhet (22) som är ansluten till den första samplingsenheten (21) och är styrd av synkroniseringskretsen (24) och avger minst två observerade samplade signalvärden (y(k-ä), y(k)) per symbol och - en kanalutjämnare (17) vilken för en utpekad (k) symbol enligt viterbialgoritmen dels genererar ett deltametrikvärde (AJij (k-ä) , AJij(k)) per observerat signalvärde (y(k-ä), y(k)) för en till j), dels preliminärt estimerade symboler (šD(k)), kännetecknad därav att anordningen ytterligare omfattar - en krets(36) vilken genererar en symbolföljd (šD(k), n) av de estimerade symbolerna (šD(k)) och mellan dessa liggande fiktiva nollvärdessymboler (Q), - ett kanalestimeringsfilter (31) vilket genererar estimerade (Y(k'ä), Y(k)) med hjälp tillståndsövergång (i genererar åtminstone signalvärden av den genererade symbolföljden, - en skillnadsbildare (33) vilken alstrar felsignaler (e(k-ä), e(k)) för den utpekade (k) symbolen med hjälp av de observerade (y(k-ä), y(k)) och de estimrade (y(k-ä), y(k)) signalvärdena, - en kvadrerande och medelvärdesbildande krets (35) vilken bildar viktfaktorer beroende av felsignalerna (e(k- ä),e(k)) och - en metrikberäkningskrets (l7A) vilken alstrar ett summerat (ak_;í I ak) i 10 15 20 25 23 470 371 deltametrikvärde genom att multiplicera deltametrikvärdena (AJij(k-ä), AJij(k)) för en tillståndsövergång (i till j) med de motsvarande viktfaktorerna (ak_%, ak) och summera de erhållna produkterna.

8. Anordning enligt patentkrav 7, kännetecknad därav att kanalestimeringsfiltret (31) har koefficientkretsar (42) vars värden adapteras till radiokanalens (13) överföringsfunktion genom en adapteringskrets (34) med hjälp av felsignalerna (e(k/2)) enligt en vald adaptionsalgoritm (LHS).

9. Anordning enligt patentkrav 7 eller 8, kännetecknad därav att den omfattar - kvadrerare (51,52), vilka kvadrerar felsignalernas (e(k-ä), e(k)) belopp i de valda samplingstidpunkterna och (53,54), filtrerar de kvadrerade - lågpassfilter vilka felsignalerna.

10. Anordning enligt patentkrav 9, kännetecknad därav att den omfattar (55,56) mottar de kvadrerade lågpassfiltrerade felsignalerna a2(k)) och avger viktfaktorerna (ak_%, ak). vilka <ø2 inverterare

11. ll. Anordning enligt patentkrav 9, kännetecknad därav att den omfattar - inverterare (55,56), vilka mottar de kvadrerade lågpassfiltrerade felsignalerna (a2(k-ä), a2(k)) och avger motsvarande inverterade värden och - kretsar (59,60) anslutna till inverterarna, i vilka kretsar koefficientkretsarnas (42) värden (fi0(k)2+ â2(k)2; fi1(k)2+ É3(k)2) kvadreras och summeras och multipliceras med de nämnda inverterade värdena.