JPH06510414A - デジタル信号送信において受信機で送信シンボルを予測する方法及び構成 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 デジタル信号送信において受信機で送信シンボルを予測する方法及び構成技術分 野 本発明は、受信機において無線チャンネルを通じてのデジタル信号の送信に関連 して、送信無線信号から送信されたシンボルを予測する方法に関し、前記シンボ ル予測は、所定数の状態を存するビタービアルゴリズム（ｖｊ　ｔｅｒｂｉ　ａ ｒｇｏｒｉ　ｔｈｍ）にしたがって行われる。前記方法は、次の方法ステップか ら成る。

−送信信号を受信し、漉波してベースバンド信号を形成する。

−各シンボルに対して、前記ベースバンド信号を少なくとも２つのサンプリング 時点でサンプリングする。

一相関関係をめ、前記サンプルした信号値の助力により、無線チャンネルの予測 インパルス応答を決定する。

一前記サンプリング時点の１つにおけるシンボルサンプリング時点を決定する。

−各シンボルにつき少なくとも２点のサンプリング時点を選択する。その内の１ 点は前記シンボルサンプリング時点てあり、これらの時点におけるサンプリング 信号値を選択する。

一指示された送信シンボルに対して、ビタービアルゴリズムにしたがって、デル タ−メトリック（ｄｅｌ　ｔａ−ｍｅｔｒｉｃ）値を決定する。前記決定プロセ スは、選択されたサンプル信号値の各々、及びビタービアルゴリズムの各状態遷 移に対して行われる。及び −ビタービアルゴリズムにしたがって、少なくとも暫定的な予測シンボルを発生 する。

また、本発明は、前記方法を実行するための構成にも関するものである。

背景技術 チャンネルを通じてデジタル無線信号を送信する時しばしば起こる問題の１つに 、送信信号に対して多重経路伝搬（ｍｕｌｔｉｐａｔｈ　ｐｒｏｐａｇａｔｉｏ ｎ）を行うため、その結果時間分散（ｔｉｍｅ　ｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎ）やノイ ズが生じてしまうというものがある。例えば、移動電話機では、送信機と受信機 の位置が相互に変化する結果として、チャンネル送信特性が変わってしまう。こ れらの問題は、１つのタイムスロット内で送信される信号列、同期列及びデータ 列を供給することによって、時分割デジタル無線送信システムでは、解決されて いる。同期列は受信機には知られているので、この列に助けられて受信機はチャ ンネル送信特性の評価、即ちチャンネル予測を行うことができる。受信機は、こ のチャンネル予測の助力によって、送信すべき情報を含むデータ列のシンボルを 評価するのである。

ある場合には、各タイムスロットに対して１回のみのチャンネル予測を行うので は不十分なことがある。数ミリ秒程度の長いタイムスロットの場合、送信機及び 受信機は、タイムスロット中それらの相互位置を非常に頻繁に変えることがあり 得る。これは、チャンネル送信特性もそのタイムスロットの期間中頻繁に変化し 、受信機によってなされた送信シンボルの評価が正確でな（なり、そのため送信 情報が不明瞭になるということを意味する。このような混乱を部分的に回避した 無線受信機が、エフ、アール、マギー、ジュニア及びジエイ、ジー、ブローキス （Ｆ、Ｒ，Ｍａｇｅｅ、　Ｊｒ　ａｎｄ　Ｊ、Ｇ、　ＰｒｏａｋｉＳ）の「シン ボル間干渉が存在する下でのデジタル信号送信のための適応型最尤連続予測（Ａ ｄａｐｔｉｖｅ　１ｍｘｉｕｍ−ＬｉｋｅｌｉｈｏｏｄＳｅｑｕｅｎｃｅ　Ｅｓ ｔｉｍａｔｉｏｎ　ｆｏｒ　Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌｉｎｇ　ｉｎ　ｔｈ ｅ　Ｐｒｅｓｅｎｃｅ　ｏｆ　［ｎ狽■窒唐凾高ｂ盾■ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）　Ｊ　（ＩＥＥＥ情報理論に関する論文誌、１９７ ３年１月、１２０−１２４頁）という論文に記載されている。この論文は、チャ ンネル予測回路としての適応型フィルタを含む、ビタービ分析器を備えたチャン ネル等価器について記載したものである。受信されたシンボルは、仮説的なシン ボルと連続的に比較され、受信シンボルと最も密接に一致する仮説的シンボルを 連続的に選択し、予測シンボル列を形成する。この適応型フィルタのパラメータ は、選択され決定されたシンボルの助力によって、変化するチャンネルに対して 、連続的に調整される。

ビタービアルゴリズムに関する記載は、ジー、デビット　フォーニー、ジュニア （Ｇ、　Ｄｅｖｉｄ　Ｆｏｒｎｅｙ、　Ｊｒ、）による「ビタービアルゴリズム 」という論文（ＩＥＥＥ会報、Ｖｏｌ、６１．Ｎｏ、３．１９７３年３月）にお いて見られる。

この論文は、ビタービアルゴリズムの状態及びその状態遷移について、より詳細 に記載し７ており、最も＝Ｔ能性の高いシンボル列を得るようにするにはとのよ うに状態遷移を選択するかについて開示するものである。

送信機と受信機との間の信号送信は、前記のように連続予測及び適応型チャンネ ル予測を行っても、ある欠陥によって妨げられることかある。こうした欠陥の理 由の１つは、例えば、北アメリカ移動電話システムＡＤＣの場合のように、シス テムのシンボル周波数が、システムのチャンネル帯域より低いことである。この ようなシステムは、　「過剰帯域システム」としても知られている。これらシン ボル周波数の問題に対する解決案が、１９９２年にＩＥＥＥによって発行された 、ツバチル　コミコニケー’ｙａンズ社（ＮｏｖＡｔｅｌ　Ｃｏ１ｍ１ｕｎｉｃ ａｔｉｏｎｓ　Ｌｔｄ　）のヨンヒンバンら（Ｙｏｎｇｂｉｎｇ　Ｖａｎ　ｅｔ 　ａｔ’）の論文［多重経路フェーディング環境における、分別空間配置された 最尤列予測受信機（Ａ　Ｆｒａｃｔｉｏｎａｌｌｙ−５ｐａｃｅｄ　Ｍａｘｉｍ ｕｍＬｉｋｅｌｉｈｏｏｄ　５ｅｑｕｅｎｃｅ　Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ　Ｒｅｃ ｅｉｖｅｒ）１に記載されている。この論文によれば、受信された無線信号は、 各シンボルについて２回サンプルされ、この２倍のサンプリングレートを利用し た適応ｙフィルタによってチャンネル予測か行われる。シンボル予測はヒタービ 分析器において行われるか、これも前記２倍のサンプリングレートを使用する。

デルタ−メトリック値、即ち、受信列と仮説列との間のずれが、各シンボルに対 する双方のサンプリングの際に計算され、２つのデルタ−メトリック値が合計さ ねて、ビターヒアルゴリズムによる最良の状態遷移か直接決定される。フィルタ を予測シンボルの助力によって適応させる時、各１つ置きのサンプリング時々に おいて架空信号を挿入する。これらの架空シンボルは、第２フイルタにおいて予 測されたシンボル間の補間によって生成される。

提案された解決法には欠αがある。受信シンボルをサンプリングする際、非常に 正確に設定された時点て行う必要かあり、しかも適応型チャンネル予測は非常に 複雑であるということである。第２フイルタにおける補間の結果遅れが生じ、シ ンボル予測に影響を及ぼすことになる。使用する信号送信処理用フィルタ、例え ば送（、Ｗ機フィルタまたは受信機フィルタか、知らねていなければならない。

特に、受信機フィルタは、コイルやコンデンサを含む可能性かあるので、経年変 化、製造精度及び温度変化の結果として、こういう問題の原因となる。

前記比較的低いシンボル周波数において生しる問題に対する別の解決法か、サン タハーハラのカリフォルニア大学、電気及びコンビ、−タエンジニアリング学部 の、アール　ニー　イルティス（Ｒ，Ａ、　［１ｔｉｓ）による論文「事前に知 られていないチャンネル及びシンボルタイミングのためのヘイズの最尤連続予測 アルゴリズム（Ａ　Ｂａｙｅｓｉａｎ　Ｍａｘｉｍｕｍ−Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ 　５ｅｑｕｅｎｃｅ　Ｅｓｔｉｎｍｔｉｏｎ　Ａ１ｇｏｒｉｔｈ＋ｎ　■盾■ 、Ａ−Ｐｒｉｏｒｉ　Ｕｎｋｎｏｗｎ　Ｓｙｍｂｏｌ　ＴｉｍｉｎｇＪ　（１９ ９０年８月２１日）において与えられている。この論文も、受信信号のサンプリ ングを、各シンボルについて２回行うことを述・＼ている。シンボル予測はビタ ービアルゴリズムにしたかって行われ、各シンボルに対して２回デルターメ１− リック値を計算し、これらの値にメトリック計算において共通の重み付けを行う 。チャンネル予測は、適応型フィルタにおいて、シンボル時間間隔てフィルタ係 数を用いて行うが、これらの係数は各サンプリング実行時に適応されるので、各 シンボルにつき２回となる。ここで提案された解決法は、比較的複雑なメトリッ ク計算も必要とするので、複雑で変化か激しいチャンネルに対しては、シンボル 同期の問題を解決することができない。ヨンビン　パンによって提案された前述 の解決法については、例えば受信機フィルタについて、受信機側か精度良く知っ ていなければならない。

発明の開示 本発明は、デジタル無線送信システムにおけるシンボル予測のための方法及び構 成に関するものである。本方法は、低サンプリング速度で起こる問題、即ちより 正確に表現すれば、デジタル無線送信システムか、システムの信号帯域より低い シンボル周波数を有する時に起こる問題を、容易に解決する。受信された無線信 号は、各シンボル時について、少なくとも２回サンプルされ！測信号値（ｏｂｓ ｅｒｖｅｄ　ｓｉｇｎａｌ　ｖａｌｕｅｓ）を発生し、そしてシンボル予測をビ ターヒアルゴリズムにしたかって行う。このアルゴリズムは、無線チャンネルの インパルス応答の予測値を利用する。この予測値は一定か、或は長いタイムスロ ットの場合は、各サンプリング時に交信されるチャンネル予測フィルタにおいて 適応的に発生される。ビタービアルゴリズムにしたかって予測されたシンボル値 が、このチャンネル予測フィルタの適応に利用される。受信信号の予測値は、予 測シンボルの助力によって、チャンネル予測フィルタ内で形成され、各サンプリ ング時に、エラー信号か予測信号値と観測されたサンプル信号値との差として形 成される。チャンネル予測フィルタの係数は、選択された適応アルゴリズムにし たかって、エラー信号の助力によって応用可能な時に適用される。ビターヒアル ゴリズムにしたが〜て状態遷移を選択する時、各状態遷移に対して、各シンボル サンプリング時のデルタ−メトリック値か計算される。このデルタ−メトリック 値の各々を、それぞれの重み係数と乗算し、それらの値を合計して、観測された 状態遷移に対する合計デルマーメトリック値を形成する。重み係数はエラー信号 の逆数にしたかって発生され、チャンネル予測フィルタにおける係数は、残留干 渉（ｒｅｓｉｄｕａｌｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）に対する寄与の程度か異なる という事実を、ここではメトリック計算において考慮している。この残留干渉か 発生するのは、真のチャンネル送信関数かチャンネル予測値によって表され、こ れには常に近似が含まれるからである。フィルタか存する係数の数か多い程予測 は良くなるか、多数の係数を用いるとフィルタか複雑になり、特に、ヒターヒア ルゴリズムか多数の状態を持たなければならなくなり、このため複雑になって、 複雑な計算プロセスが必要となるということを意味する。デルタ−メトリック値 に重み付けをすれば、メトリック計算の精度は比較的良好となるので、こうすれ ばチャンネル予測フィルタに含む係数を比較的少なくする可能性か開かれる。

先に述へたように、予測シンボルはチャンネル予測フィルタを適応させるときに 用いられる。この適応を、シンボル間のサンプリング時点て実行可能とするため に、架空シンボルをこれらの中間時点に挿入する。

前記架空シンボルにはセロ値か指定され、これを用いてフィルタの適応を簡素化 する。このようにして、シンホル当りのサンプリング時へ数には無関係に、各ノ ンポルについて１回だけ新しいフィルタ係数値を発生すればよいようにする。

チャンネル予測フィルタか一定で適応型てはない場合でも、架空シンボルは外乱 レベル値を発生する時にも利用される。セロ値の架空シンボルを挿入した結果、 チャ〉ネル予測フィルタを適応させる時、及び外乱レベル値を発生する時の時間 遅れか比較的小さくなる。これは、シンボルを精度良く予測可能にする際に貢献 するものである。

本発明は、以下の請求の範囲に記載した特徴構造を有する。

発明を実施する最良の態様 第１図は、時分開墾デジタル信号送信用の無線送信システムを示す。送信機は、 情報搬送信号を受信し対応するデジタルシンボルＳ　（ｋ）を発生するユニット １０を含む。シンボルＳ　（ｋ）は、二二ソＩ−１１において処理された信号で あり、無線送信機１２に送られ、無線送信機はユニット１１においてアナログ化 された信号を、選択された搬送周波数上に信号Ｒ（Ｔ）として送信する。この信 号は、無線チャンネル１３を通じて、無線受信機１４を有する受信機に送信され る。特に、チャンネル１３は、図に二重線で示すように、信号Ｒ（Ｔ）に多重経 路経路伝搬を行う。例えば、単一経路に沿って移動する信号は、受信機に到達す る前に、建物１８によって反射される。無線受信機１４は、受信信号を１つの帯 域に復調し、ベースバンド信号ｙ　（Ｔ）を相関付は及びサンプリング回路１５ に送出する。

一方、この回路はｙ（ｋ／２）で示された観測サンプル信号（ｏｂｓｅｒｖｅｄ 　ｓａｍｐｌｅＳｉｇｎａｌ）を送出する。信号ｙ（ｋ／２）は、ビタービアル ゴリズムにしたかつてチャンネル等何冊１７において処理され、前記等価器は、 送信機によって送信されたシンボルＳ　（ｋ）とてきるたけ密接に一致した予測 信号５゜（ｋ）を生成する。相関付は及びサンプリング回路１５は、チャンネル 予測回路１６に接続されており、そこにチャンネル１３を含むチャンネル予測の 初期値を送出する。回路１６は適応型であり、チャンネル予測のために、新しい 係数値を連続的に発生する。したがって、信号ｙ（ｋ／２）と予測信号Ｓｏ　（ ｋ）の助力によって、この予測を時間と共に変化するチャンネル】３に連続的に 適応させることかできる。

先に述べたように、図示した実施例による無線送信システムは、第２図に示すよ うに、時分割型てあり、Ｔは時刻を示す。搬送周波数、または実際には２方向通 信では周波数対を、ｌ、２及び３と付番した３つのタイムスロット１９に分割す る。同期列ＳＹ並びに２つのデータ列ＳＤＩ及びＳＤ２を含むシンボル列ＳＳか 、各タイムスロットにて送信される。シンボル列ＳＳは二値信号で構成されてい るが、前述のシンボルＳ　（ｋ）は、第３図に示すように、例えばＱＰＳＫ変調 にしたがって、変調される。■及びＱという記号を付けた座標軸を有する複素面 において、シンボルＳ　（ｋ）の４つの可能性のある値Ｓ、、Ｓ、、Ｓ２及びＳ ３を記入し、対応する二値（ｂｉｎａｒｙ　ｄｉｇｉｔ）　００．０工、１０及 び１１を付しである。

このような変調シンボルを１つ送信するのに必要な時間を、第２図に概略的に表 わすように、１シンボル時間ＴＳて示す。整数シンボルカウンタｋによってカウ ントされるのはこれら完全なシンボル時間ＴＳである。

第１図及び第２図に示したシステムは、移動電話システムで構成されてもよく、 その際送信機は基地局となり、受信機は移動局となる。或はその逆でもよい。３ つのタイムスロットｌ、２及び３ては、信号列ＳＳはアメリカ移動電話システム へＤＣの標準に準拠する。このシステムでは、タイムスロットは６．７ミリ秒の 長さを育する。これは、上述のように、チャンネル予測回路１６を適応性のある ものにするために必要なことである。

導入部で述へたように、デジタル無線送信システムにおいて、そのシンボル周波 数Ｒ＝Ｉ／ＴＳが当該システムの信号帯域Ｂより低い場合、問題が発生する。

例えば、前述のＡＤＣシステムがこれに該当し、信号帯域がＢ＝３０ｋＨｚで、 シンボル周波数がＲ＝２４．３ｋＢｄである。サンプリング定理によれば、その ようなシステムではシンボル周波数Ｒてベースバンド信号ｙ　（Ｔ）をサンプル するには十分てない。シンボル周波数Ｒは、いわゆる整合フィルタ、即ち、との 時点でも全ての縦続接続された送信機及び受信機フィルタ及びチャンネル１３の 送信機能に整合されるフィルタが、受信機に用いられる時にのみ、サンプリング 周波数として用いることができる。他の場合では、特に簡単なチャンネル予測フ ィルタを使用したい場合は、より高いサンプリング周波数を用いる必要があるが 、これはチャンネル予測及びチャンネル等価プロセスに関する問題を生じること になる。ビタービアルゴリズムにしたがって機能するチャンネル等側型のために 、本発明か解決するのはこれらの問題である。適応型フィルタにおけるチャンネ ル予測に伴うこのような問題も、簡単に解決できる。

第１図の右半分に概略的に描いた受信機を、第４図に詳細に示す。無線受信機１ ４は、相関付は及びサンプリングユニット１５に接続されており、これは第１サ ンプリングユニツト２１、第２サンプリングユニツト２２、相関付は回路２３、 同期回路２４及び受信機に知られている同期列ＳＹを発生する発生器２５で構成 されている。第１サンプリングユニツト２１は、無線受信機１４から連続ベース バンド信号ｙ（Ｔ）を受け取り、この信号を各シンボルにつき８回サンプリング を行う。即ち、サンプリング周波数は８／ＴＳである。このサンプリング周波数 は、前述の移動電話システムＡＤＣにおいて用いられているものである。このよ うにしてサンプリングされた信号は３’　（ｋ／８）で示されており、相関付は 回路２３に送出される。この回路において、最少二乗予測、例えば、相関によっ て、発生器２５からの同期列ＳＹ及び送信された観測同期列の助力により、観測 シンボル列ＳＳに対する第１チヤンネル予測値ＨＦが発生される。この第１チヤ ンネル予測値を発生する時、シンボルサンプリング時点ＴＯも、同期回路２４に おいて設定される。このシンボルサンプリング時点は、第２サンプリングユニツ ト２２を制御するもので、これによって、図示した実施例では、各シンボルの元 の８サンプリング時点の内２点が、ＴＳ／２の時間間隔で選択される。観測信号 ｙ（ｋ／２）はこのようにして得られ、サンプリングユニットによってビタービ 分析器１７に送出される。ユニット２２において、ダウンサンプリングが行われ 、この分析器における信号処理を簡素化する。元の８つのサンプルを用いて、シ ンボルサンプリング時点ＴＯを設定する。これは、前記カウンタｋを用いたシン ボルのカウントを開始する時点である。シンボルサンプリング時点及びチャンネ ル予測値ＨＦは、チャンネル予測回路１６に送られる。

相関付は及びサンプリング回路１５においてチャンネル予測値ＨＦを発生する方 法を、ここで簡単に説明する。チャンネル１３の送信機能を含むインパルス応答 が、信号ｙ　（ｋ／８）及び同期列ＳＹの助力によって発生される。インパルス 応答は、シンボル時間ＴＳを数回含む時間間隔にわたって広かり、このインパル ス応答の個々の値は、時間間隔ＴＳ／８毎に発生される。この時間間隔以内で、 第１チヤンネル予測値）ＩＦを含む、より短い第２の時間間隔が選択される。こ の選択は、第」チャンネル予−１１値ＡＦか最大エネルギを得るように行われる 。更に、第１チヤンネル予測値ＡＦは、互いに時間間隔ＴＳ／またけ離間された 時点においてのみ生成される。チャンネル予測値をどのように選択するかについ ての更に詳しい記載は、スウェーデン特許出願第８９０３８４２−６号に記載さ れている。

チャンネル予測、第４チヤンネル予測ＡＰと後に述べる適応チャンネル予測の双 方は、物理的な無線チャンネル１３と送信フィルタ＋１の双方、及び、例えば、 搬送周波数を分離するために用いられる、ＭＦ−フィルタのような受信フィルタ を含むことを注記すべきであろう。

チャンネル予測回路１６は、適応型予測フィルタ３１、遅延フィルタ３２、誤差 形成器３３、適応アルゴリズムを実行する回路３４、方形及び平均値形成回路３ ５、信号スイッチ３６、及びシンボル発生器３７て構成されている。チャンネル 予測フィルタ３１は、第１送信関数ＨＦとシンボルサンプリング時点ＴＯとを受 け取ると共に、チャンネル等価器Ｉ７において予測されたシンボルｓｏ　（ｋ） も受け取る。これらの助力によって、予測信号値９　（ｋ／２）が形成され誤差 形成器３３に送出される。この回路は、回路３２において遅延された観測信号ｙ （ｋ／２）も受け取り、エラー信号ｅ　（ｋ／２）＝ｙ　（ｋ／２）−９（ｋ／ ２）を送出する。このエラー信号は回路３４に送出され、その適応アルゴリズム によって、適用型フィルタ３１を制御する。一方、このフィルタは、チャンネル 予測用に連続的に適応された値Ｈ（ｋ／２）を、等側型１７に送出する。前記等 価器は、エラー信号ｅ　（１／２）の助力によって回路３５内で発生された重み 係数α（ｋ／２）も受信する。これについては、後に詳細に説明する。チャンネ ル等価器１７は、シンボル発生器３７から仮説的シンボルＳ　（ｋ）を受け取る 。このシンボルは第３図に示す４つのンンポル値Ｓ、、Ｓ、、Ｓ２及びＳ３を取 る。信号スイッチ３６は、同期回路２４によって制御され、シンボル時間の半分 子Ｓ／２の間隔でシフトし、予測シンボル９゜（ｋ）とゼロ値である架空シンボ ルΩとを交互に出力する。このゼロ値を、第３図の複素値シンボルＳｏに対する 二値ＯＯと混乱してはならない。各ゼロ値シンボルΩは、第３図に示すように、 複素面Ｉ−Ｑの原点にある。架空シンボルΩの発生は、信号スイッチ２６の一方 の端子３６Ａをグラウンド電位に接続することとして、その図に概略的に示され ている。

ゼロ値を切り替え入力することの理由は、第５図を参照して後に詳細に説明する 。

この図は、チャンネル予測フィルタ３１、遅延回路３２、誤差形成機３３、及び 適応アルゴリズムを有する回路３４を示す。フィルタ３１は、遅延回路４１、係 数回路４２、加算器４３及びスイッチ４４を有する。遅延回路４１は、連続的に 直列接続されており、入来する信号を連続的にシンボル時間の半分子Ｓ／２だけ 遅延させるように機能する。その後遅延信号を、係数回路４２において、それツ レ係数ｔｌｔｏ　（Ｋ）　、）［１（Ｋ）、Ｈ２（Ｋ）　、Ｈｓ　（Ｋ）　と乗 算する。コレラは、シンボル時間の半分子Ｓ／２の相互間隔ての４つの時点にお けるチャンネル予測値）［（ｋ／２）の値である。エラー信号ｅ（ｋ／２）が誤 差形成器３３において形成され、回路３４内の適応アルゴリズムに送出される。

このアルゴリズムは、無線チャンネル１３に生じると予想される外乱に応じて選 択され、図示した実施例ではいわゆるＬＭＳアルゴリズム（最少二乗平均）であ る。ＬＭＳアルゴリズムにしたがってエラー信号ｅ（ｋ／２）が最少化されるよ うに、回路３４からの出力信号が係数回路４２における係数を調整する。係数回 路はそれらの開始値を、相関付は及び同期回路１５から、第１チヤンネル予測値 ）（Ｆを通じて獲得する。これらの開始値には、スイッチ４４の助力が加えられ る。スイッチ４４は同期回路２４によって制御される。予測信号値？　（ｋ／２ ）は、予測シンボル５Ｄ　（ｋ）の助力によって発生されるが、ビタービアルゴ リズムによって、シンボル時間ＴＳのｑ回分だけ遅延される。観測信号値ｙ（ｋ ／２）は、したがって、遅延回路３２においてシンボル時間９回分遅延されるこ とになる。ゼロ値の仮想シンボルΩを予測シンボルＳｏ　（ｋ）の間に挿入した ことにより、係数回路４２は、各１回置きの更新によって、ゼロ値入力信号を得 る。結果的に、各シンボル時間ＴＳＩ：１度だけこれらの係数回路を更新すれば よいので、更新プロセスを簡素化する二とになる。このことは、升ヤンネル予測 方法に関する以下の記載からより明白となろう。

予測信号９　（ｋ／２）は、各シンボルに対して２つの別個の値を有する。即ち 、シンボルサンプリング時点Ｔｏにおける値９（ｋ）と、それよりシンボル時間 の半分子Ｓ／２早い時の値ｙ　（ｋ−１／２）である。これらの値は、以下のよ うに発生される。

９　（ｋ−１／２）＝Ｉ″ｉｏ　（ｋ）　Ｓｏ　（ｋ）十内ｚ　（ｋ）　ｓＩ、 （ｋ　１）９　（ｋ）　＝Ａ＋　（ｋ）ｓｏ　（ｋ）十亀　（ｋ）ｓ、（ｋ−１ ）　（１）第５図において、シンボルサンプリング時点ＴＯよりシンボル時間の 半分子Ｓ／２だけ早い時間位置に一１／２におけるシンボル列３ｏ　（ｋ）の値 Ωか、係数回路４２０入力に記入されている。これらのシンボル値は、シンボル サンプリング時点Ｔｏにおいて、シンボル時間の半分子Ｓ／２だけ図の右側にシ フトされる。

■シンボル時間の間、エラー信号ｅ（ｋ／２）はシンボル時間ＴＳの間２つの別 個の値を有する。

ｅ　（ｋ　−１／２）　＝ｙ　（ｋ　−１／２）　−９（ｋ　−１／２）ｅ　（ ｋ）　＝ｙ　（ｋ）　−９（ｋ）　（２）ここて、ｙ　（ｋ）およびｙ（ｋ−１ ／２）は、ｌシンボル時間中に観測される観測信号ｙ　（ｋ／２）の２つの信号 値である。図示した実施例の場合、チャンネル予測値は、次の関係にしたかって 、ＬＭＳアルゴリズムによって更新される。

ここで、μは適応アルゴリズムにおける１つのパラメータ、ステップ長である。

式（３）から、係数回路４２の値は、セロ値の架空シンボルΩの挿入の結果とし て、各シンボル時間につき１回たけ計算すれはよいことかわかる。また、式（１ ）から、ゼロ値シンホルΩの挿入により、予測信号ｙ　（ｋ／２）の発生も簡素 化されることかわかる。関係（１）の各々は、セロ値以外の値か予測シンボルＳ 、（ｋ）とＳＤ　（ｋ−１）との間に挿入されたとすると４項が必要どなるのに 対して、２項しか存していない。

チャンネル予測値の外観の一例を第６図に示す。これは、座標軸をＴ及びＨで表 した図である。曲線Ａは、連続チャンネルインパルス応答を示し、時間間隔ＴＳ ／２上で選択された時点は、チャンネル予測値の個別値Ｑ、（Ｋ）、白。

（Ｋ）　、ｌ”１２　（Ｋ）、Ｈｚ　（Ｋ）を表わす。前記シンボルサンプリン グ時点Ｔ。

がこの図に与えられており、シンボルカウンタには、個別のチャンネル予測値が 、番号ｋを有する送信されたシンボルと関連かあることを示す。

チャンネル等側蓋１７は、シンボル時間ＴＳの途中でサンプルされる信号ｙ（ｋ ／２）等価するので、いわゆる分別ビタービアルゴリズム（ｆｒａｃｔｉｏｎａ ｌν１ｔｅｒｂｉ　ａｌｇｏｒｉｔｈｍ）にしたかって機能する。ビターヒアル ゴリズムの更に詳しい説明については、読者にはジー、フォ一二（Ｇ、　Ｆｏｒ ｎｅｙ）による前述の参考文献「ビタービアルゴリズム」を引用する。このアル ゴリズムは、公知の多数の状態Ｎ＝ＭＬ−１を有する。ここてＭは１つのシンボ ルか取り得る値の数を意味し、そしてＬはある回数のシンボル時間ＴＳにおける チャンネル予測の長さである。

図示した実施例の場合、図３によればＭ＝４、そして図５によればＬ＝２なので 、等側蓋１７は、Ｎ＝４個の状態を有する。これらの状態は第７図に描かれてお り、そこではＢて表されていると共に、０．１．２及び３と付番されている。こ のアルゴリズムは、コラム状に節点平面図（ｎｏｄｅ　ｐｌａｎ）て描かれてお り、そのいくつかが図に示されている。節点平面図は、ｋ２、ｋ−１及びｋで表 した別個の時点に関連し、ここで記号には前記シンボルカウンタを表わす。ビタ ービアルゴリズムは、公知の方法で、観測信号ｙ（ｋ／２）列を、仮説的シンボ ル＆（ｋ）の助力と、チャンネル予測値Ｈ（ｋ／　２　）の助力とによって発生 された仮説的列と比較する。仮説的シンボルは次の式で与えられる。

９（ｋ）・（９゜（ｋ）、ｓ、（ｋ）、’；□　（ｋ）、Ｓ２　（ｋ））　（４ ）２つの列の間のずれを、メトリック値、Ｊ、（ｋ）と呼ぶ。これはデルタ−メ トリ！り値の加Ｗによって連続的に計算される。これらデルタ−メトリック値は 、第７図にメＩ・す・ツク値Ｊ、（ｋ−１）を有する状態３がらメトリック値、 Ｊ。

（ｋ）を存する状態Ｏ・＼の状態を実線の矢印で示すように、状態８間の遷移に 対して計算される。図示した実施例では、チャンネル等価器はｖｌ測信号値ｙ　 （ｋ／２）を受け取るか、これら２つの値は、各々シンボル時間ｙ　（ｋ）及び ｙ　（ｋ−１／２）におけるものである。これら２つのデルターフ１〜リツク値 は、遷移ｉからｊについての以下の一般式にしたがって、各状態遷移に対して、 これらの値の助力並びにチャンネル予測値１″［（ｋ／２）及び仮説的シンボル ５（ｋ）の助力によって発生される。

そして第７図の回路１７Ｂとして概略的に図示した公知の装置を用いて発生され る。この回路は、観測信号ｙ（ｋ／２）、仮説的シンボル９（ｋ）及びチャンネ ル予測値）（（ｋ／２）を受け取る。状態Ｂは、メトリック値を記憶するメモリ 回路の助力に、よって、実現される。　ヒタービアルゴリズムに関連する本発明 のシンボル予測プロセスの部分は、これらデルタ−メトリック値の連続処理に関 係する。状態遷移１から」について、全体的な加算されたデルタ−メトリック値 を発生する時、重み係数α（ｋ／）＝（α１、αに一１％２　）の助力にょって 、共に重み付けされる。これら重み係数の発生については、以下により詳しく説 明する。新たな状態ｊにおけるメトリック値Ｊ　ｊ（ｋ）は、次の一般式にした かって発生される。

、Ｊ、（Ｋ）＝Ｊ、（Ｋ−１）　＋ ［α、ΔＪ、、　（ｋ）＋　α、−１２ΔＪ、、　（ｋ−１／２）　］ここで、 角括弧内に含まれる式は、ＩＪＩ算されたデルタ−メトリックの合計値である。

　メトリック値は、第７図のメトリック計算回路＋７Ａにおいて発生される。

図示されているのは、状態遷移３から０についてである。メトリック計算回路１ ７Ａは、デルタ−メトリック値ΔＪｉｏｋ（１／２）及びΔ、。（ｋ）を回路１ ７Ｂから、そして重み係数α、−０７□及びα、を回路３５から受け取り、遷移 ３から０に対して加算したデルタ−メトリック合計値を発生する。また、回路１ ７Ａでは、図に点線矢印で示すような、状態Ｏ１１及び２から状態０への残りの 遷移に対する加算されたデルターメＩ・リンク合計値も発生ずる。ヒターヒアル ゴリズムによれは、これらデルタ−メトリック合計値の内最低のものを有する状 態遷移を選択する。それは、図示した実施例では、遷移３から０に想定されてい る。選択された状態遷移に対する新しいメトリック値Ｊ。（ｋ）か、次に上記式 （６）にしたかって発生される。

アルゴリズムの最後の節点平面Ｃｎｏｄｅ　ｐｌａｎｅ）及び予測シンボルＱｏ 　（ｋ）か、ビターヒアルゴリズムにしたかって、先のように得られたメトリン ク値に基ついて決定されるまで、新しいメ１へリンク値は連続的に発生される。

暫定的に予測されたシンボルＱ、（ｋ）は、もっと早い段階で、例えば第７図で 引用符号ｋを付された節点平面の後に、決定することかできる。−代替案によれ ば、これらの暫定的に予測されたシンボルｓ、（ｋ）は、予測シンボルｓｏ　（ ｋ）の代わりに、シンボル列において用いることかできる。暫定的に予測された シンボルは、このように、式（３）にしたかってチャンネル予測フィルタ３１を 更新するために、そして式（１）及び（２）にしたかってエラー信号ｅ（ｋ　Ｉ ／２）及びｅ（ｋ）を生成するために用いられる。

前述の重み係数αに一１＋’２及びα、は、エラー信号ｅ　（ｋ）及びｅ（ｋ− １／２）の助力によって発生される。これら重み係数の発生は、それぞれのエラ ー信号の絶対値の統計的期待値か、ノイズ、シンボル間干渉及び共通チャンネル 干渉（ｃｏ−ｃｈａｎｎｅｌ　１ｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）を表わすという観察 に基づくものである。新しいメトリック値Ｊ、（ｋ）を発生する時、大きなエラ ー信号に関連する、デルタ−メトリック値ΔＪ、、（ｋ−１／２）またはΔＪ、 、（ｋ）の寄与がか対応的に小さくなるように、重み係数は対応的により小さく なる。２つのエラー信号ｅ　（ｋ）及びｅ（ｋ−１／２）の出力（ｐｏｗｅｒ） は、特にチャンネル予測値）（（ｋ／２）か数個の係数しか持たない時は、互い にかなり異なる可能性かある。

前記統計学的期待値は、エラー信号値を２乗（即ち自乗）し、平均値を形成する ことによって予測される。期待値及び重み係数は、回路３５において発生される 。これは第８図に更に詳しく示されている。この回路は２つの自乗器５１及び５ ２．２つの低域通過フィルタ５３及び５４．２つの反転器５５及び５６、並びに ２つの信号スイッチ５７及び５８を存する。信号スイッチ５７は、エラー信号ｅ （ｋ／２）を受け取り、これらの信号を交互に自乗器５１及び５２に、シンボル 時間の半分子Ｓ／２の間隔て送出する。信号スイッチ５７は第４図の同期回路２ ４からの信号によって制御されるか、その方法については詳しく示さない。２つ のエラー信号ｅ（ｋ−１／２）及びｅ　（ｋ）は、それぞれの自乗器５１及び５ ２において自乗され、それぞれの低域通過フィルタ５３及び５４によって前記自 乗値を濾波することによって、自乗された値は平均値に形成される。これらのフ ィルタは、前述のエラー信号の統計的期待値に対応する、信号σ２　（ｋ−１／ ２）及びσ２　（ｋ）を送出する。信号σ２　（ｋ−１／２）及びσ２　（ｋ） はそれぞれの反転器５５及び５６において反転され、前述の重み係数α、及びα に一１／２を生成し、信号スイッチ５８に送出される。詳細には示さないが、こ のスイッチは同期回路２４によって制御され、重み係数をシンボル時間の半分子 Ｓ／２の間隔で、チャンネル等酒器１７内のメトリック計算回路＋７Ａに供給す る。このように、第４図の回路３５は、以下の式にしたがって重み係数を発生す る。

ここで、ｅ（ｋ−］／２）及びｅ　（ｋ）の上の線は、平均値の形成を示す。

−代替案によれば、以下の式にしたがって重み係数を発生する時、フィルタ係数 のサイズにも注意を払う。

これらの重み係数を交互に発生するために、回路３５は、第４図に点線で示す接 続３８を介して、チャンネル予測回路３１からチャンネル予測値内（ｋ／２）を 受け取る。フィルタ係数８゜及びＨ２、そしてそれぞれＨｌおよびＨ３は、自乗 及び平均値形成回路３５に含まれる回路５９及び６０によって、自乗され、対組 に加算され、モしてσ２　（ｋ−１／２）及びσ２　（ｋ）の反転値とそれぞれ 乗算される。このようにして発生された重み係数α（ｋ／２）は、チャンネル等 酒器１７に送出され、式（５）及び（６）を参照して上述したように、メトリッ ク計算に用いられる。

第９図は、本発明方法の全体像を表わすフローチャートである。ブロック７゜に おいて、無線信号Ｒ（Ｔ）が受信され、濾波されてベースバンド信号ｙ（Ｔ）を 形成する。この信号を、ブロック７１にしたがって、各サンプル時間ＴＳに８回 サンプルし、サンプルされたｙ　（ｋ／８）をブロック７２においてチャンネル の相関付けに用いる。チャンネルの相関付けによって、無線チャンネルＩ３のサ ンプルされたインパルス応答が生成され、この応答を用いてチャンネル予測値Ｈ Ｆを決定すると共に、シンボル時点ＴＯも決定する。この時点Ｔｏを基に、ブロ ック７３にしたかって、サンプル信号ｙ（ｋ／８）を各シンボル時間ＴＳにつき ２つの信号値を有する観測信号ｙ（ｋ／２）にダウンサンプルする。各状態遷移 に対する各観測信号値のデルタ−メトリック値１つを、ビタービアルゴリズムに したがってブロック７４において発生する。図示の例では、２つのデルタ−メト リック値ΔＪ、ｒ　（ｋ−１／２）及び△Ｊ、、（ｋ）を、各遷移に対して生成 する。

予測シンボル内。（ｋ）をブロック７５において決定し、この予測シンボルのシ ンボル列及び仮想ゼロ値シンボルΩをブロック７６において発生する。予測信号 値？（ｋ／２）を、チャンネル予測値）（Ｆ及び前記シンボル列の助力により、 ブロック７７において発生する。ブロック７８において、予測信号値及び観測信 号値ｙ　（ｋ／２）の助力により、エラー信号ｅ　（ｋ／２）を発生する。ブロ ック７９において、エラー信号の自乗を取り、低域通過フィルタをかけ、そして 反転することによって、重み係数α（ｋ／２）を発生する。ブロック７４におい て、この重み係数を用いてデルタ−メトリックの加算合計値を発生する。

１つの簡素化した代替案によれば、フィルタ係数の値は、チャンネル予測回路３ １において、第１フイルタ予測値）ＩＦの助力により、各シンボル列ＳＳに対し １回だけ調整される。これは、適応アルゴリズムを有する回路３４を省略するこ とを意味する。この場合、予測シンボルｓｏ　（ｋ）及び仮想ゼロ値シンボルΩ を交互に存するシンボル列が、チャンネル予測回路３１に送出され、予測信号ｙ （ｋ／２）を発生するためのみに用いられる。しかしなから、この簡素化した代 替案によれば、仮想シンボルΩの挿入は、エラー信号ｅ（ｋ／２）の発生には重 要である。エラー信号ｅ（ｋ／２）は、式（１）及び（２）にしたがって、予測 シンボル内。（ｋ）の助力によって発生される。

第１０図を参照して、本発明の更に複雑な代替案を説明する。この代替案では、 ヒターヒアルゴリズムの各状態Ｂのための適応型チャンネル予測回路８１を含む チャンネル等価器８０が用いられる。二の等酒器のより詳細な記載について、読 者にスウェーデン特許第８９０３５６２−５号を引用する。チャンネル予測回路 ８１の各々は、それぞれのチャンネル予測値ＭＯ，Ａｔ、）（２及び［：［３を 発生する。これらは、遷移ベクトル檀１、図示の実施例ては、Ｓ１６、Ｓｌｌ、 Ｓ、２及びＳ７コの助力によって更新される。これらのベクトルは、先の実施例 における決定シンボルＳＤ　（ｋ）の代わりに用いられ、チャンネル予測値は、 例えば、ＬＭＳアルゴリズムにしたがって更新される。チャンネル予測回路８１ の各々は、それ自体の更新したチャンネル予測値を、ヒタービアルゴリズムにお けるそれぞれの状態に送出する。エラー信号ｅ　（ｋ／２）は、ビタービアルゴ リズムによって制御されるスイッチ８２によってチャンネル予測値の１つを選択 することによって発生される。この場合、最も小さいメトリック値、図示の例で はチャンネル予測値ＨＯを有する状態に属するチャンネル予測値か選択され、こ の値が回路８３に送出される。セロ値シンボルΩが、回路３６によって挿入され 、シンボル列ｂ（ｋ）、Ωを発生する。予測信号値？（ｋ／２）か、このシンボ ル列の助力によって、回路８３において発生される。誤差形成器３３においてエ ラー信号ｅ（ｋ／′２）か発生される。誤差形成器３３は観測信号値ｙ（ｋ／２ ）を受け取る。重み係数が前述のように発生される。

前述の例示実施例では、予測サンプル信号Ｙ　（ｋ／２）は、各シンボル時間Ｔ Ｓに対して２つの信号値を有する。各ノンポル時間に対して、例えば４またはそ れ以上の信号値を選択することも、本発明の範囲に属することである。しかしな がら、それに対応してチャンネル予測フィルタ３１がより多くの係数回路４２を 有する必要かある。前述の例によれば、予測は広がるが、チャンネル予測Ａ（ｋ ／２）は２シンボル時間にわたる。このため、チャンネル予測フィルタ３１がよ り多くの係数回路４２を有することか必要となり、特に等酒器１７かより複雑と なり、それに対応してより多くの状態Ｂを存することが必要となる。チャンネル 予測値Ｈ（ｋ／２）を適応させ、そして重み係数α（ｋ／２）を発生する時の遅 延を回避するために、暫定的に決定されたシンボル；＝、（ｋ）を用いることが できる。

先に述へたように、チャンネル予測フィルタ３１の適応は、本発明によれば、架 空ゼロ値シンボルΩの挿入によって簡素化される。公知技術、例えば前述のヨン ピン　ワンらによるＩＥＥＥの論文による技術によれば、補間されたノンホル値 は、予測シンボル時間で架空シンボルとして用いられる。これは、チャンネル予 測を適応させる時遅れを生じる結果となり、常に最後のシンボル予測に影響を及 ぼすことになる。前記論文において定義された技術は、送信チェーン内のフィル タ、送信機及び受信機フィルタを高精度で知っていなければならないという欠点 かある。これらゼロ値シンボルΩの挿入には、エラー信号ｅ（ｋ−１／２）の及 びｅ　（ｋ）を発生する時の遅れを回避するという利点もある。これにより、不 要な遅れを伴わずに重み係数α、−１７□及びα、を発生することができ、加算 デルタ−メトリック値の発生を改善することになる。これはまた、チャンネル予 測値）［（ｋ／２）の適応を省略した前述の簡単な実施例にも利用される。デル タ−メトリック合計値の発生において重み係数を用いることにより、育用な利点 を得ることができる。チャンネル予測）（（ｋ／２）を短くすることかできる、 言い替えれば、数回のシンボル時間ＴＳのみがあればよく、チャンネル予測フィ ルタは少ない係数回路のみを有すればよい。これは、シンボル予測に用いられる ビタービアルゴリズムが少ない数の状態を存することを意味し、実際にシンボル 予測を行う時、非常に重要なことである。

図面の簡単な説明 本発明を例示する実施例を、添付図面を参照しつつこれより詳細に説明する。

第１図は、デジタル無線システムにおける送信機と受信機とのブロック状概略全 体図である。

第２図は、時分割型無線送信用タイムスロット及びシンボル列を示す。

第３図は、シンボル値と共に複素面を示す。

第４図は、受信機を示すブロック概略図である。

第５図は、チャンネル予測フィルタを示すブロック概略図である。

第６図は、無線チャンネルインパルス応答の線図である。

第７図は、ビタービアルゴリズムにおける、ある状態及び状態遷移を示す。

第８図は、重み係数発生回路を示す。

第９図は、本発明方法を示す流れ図である。及び第１０図は、本発明の代替実施 例を示すブロック概略図である。

Ｆｉｇ、　２ ■ １１半＄３　Ｆｉｇ、　３ □ Ｆｉｇ、　４ Ｆｉｇ、　８ 補正書の写しく翻訳文）提出書（特許法第１８４条の７第１項）　請求の範囲 ナル間に少なくとも１つの架空シンボル（Ω）を有するようにするステップと、 前記チャンネル予測値（ＡＦ、Ａ　（ｋ／２））及び前記シンボル列の助力によ って、前記選択されたサンプリング時点において、予測信号値（ｙ（ｋ−１／２ ）、ｙ（ｋ））を発生するステップと、前記、［測され選択されたサンプル信号 値（ｙ　（ｋ　−１／２）　、ｙ　（ｋ）　）及び前記予測信号値（？（ｋ−１ ／２）、−ｙ（ｋ））の助力により、前記指示された（ｋ）シンボルの選択され たサンプリング時点の各々におけるエラー信号（ｅ（ｋ−１／２、ｅ　（ｋ）　 ＞を発生するステップと、　前記エラー信号に応して、重み係数（αｍ−１，２ 、α、）を決定するステップと、及び前記デルタ−メトリック値（ΔＪ、、（ｋ −１／２）　、ΔＪ、（ｋ））にそれらそれぞれの重み係数（αに一１／２　、 α、）を乗算し、加算することによって、前記指示された（ｋ）シンボルの状態 遷移（ｉからＪ）の指示された１つに対し、加算デルタ−メトリックを発生する （１７Ａ）ステップと、から成るこ特徴とする方法。

２、請求項１において、選択された予測アルゴリズム（ＬＭＳ）にしたかって、 前記エラー信号（ｅ　（ｋ／２））の助力により、前記無線チャンネル（１３） のチャンネル予測値（）（（ｋ／２））を連続的に適応させる（３４）ことを特 徴とする方法。

３、請求項１において、前記ヒタービアルゴリズムにおける各状態は、それぞれ のチャンネル予測値（自０、ＡＬ　）（２、Ａ３）と接続されており、最少メト リック値を有する状態（０）に接続されたチャンネル予測値（曾０）を選択しく ８２）　、及び この選択されたチャンネル予測値（ＨＯ）の助力によって、前記予測信号値（ｙ 　（ｋ／２））を発生することを特徴とする方法。

４、請求項ｌ、２または３において、前記方法は更に、前記選択されたサンプリ ング時点における前記エラー信号（ｅ（ｋ−１／２、ｅ（ｋ））の値を自乗し、 及び 前記自乗したエラー信号に低域通過フィルタ処理（５３，５４）を行うことを含 むことを特徴とする方法。

５、請求項４において、前記自乗した低域通過フィルタエラー信号（σ２　（ｋ −１／２）　、σ２　（ｋ））を反転し、重み係数（α、−１゜２、α、）を形 成することを特徴とする方法。

６　請求項４において、 前記チャンネル予測において、前記係数値を自乗し、カリ加算（ｓｏ（ｋ）２＋ 會、（ｋ）２；自、（ｋ）２＋曾、（ｋ）２Ｌ、及び対応する自乗し低域通過フ ィルタ処理を行ったエラー信号（σ２　（ｋ−１／２）、σ２　（ｋ））で、前 記加算結果を除算して（５５，５６）、前記重み係数（α、−１／□、αｋ）を 形成することを特徴とする方法。

７、デジタル無線送信システムの受信機において、無線チャンネル（１３）を送 信される無線信号（Ｒ（Ｔ）　’）からシンボルを予測するための構成であって 、該構成は、 前記送信信号（Ｒ（Ｔ）　）を受信し、ベースバント信号（ｙ　（Ｔ）　）を形 成するフィルタを存する無線受信機（１４）と、前記ベースバント信号をサンプ ルし、各シンボルについて少なくとも２つのサンプリング時点（ｋ／８）におい て信号値（ｙ　（ｋ／８））を送出する第１サンプリングユニツト（２１）と、 前記サンプル信号値（ｙ　（ｋ／８））及び前記受信機には知られている少なく とも１つのシンボル列（ＳＹ）の助力によって、前記無線チャンネル（１３）に 対してチャンネル予測（）ＩＦ）を行う相関付は回路（２３）と、前記サンプリ ング時点の１つにおいて、シンボルサンプリング時点（Ｔｏ）を決定する同期回 路（２４）と、 前記第１サンプリングユニツト（２１）に接続され、かつ前記同期回路によって 制御されており、各シンボルにつき少なくとも２つの観測サンプル信号値（ｙ　 （ｋ　−１／２）　、ｙ　（ｋ）　）を送出する第２サンプリングユニツト（２ ２）と、 指示された（ｋ）送信シンボルについて、前記ピタービアルゴリズム（１７）に したかって、状態遷移（ｉからＪ）の各観測信号値（ｙ　（ｋ−１／２）　、ｙ （ｋ））に対して、デルタ−メトリック値（ΔＪ、、（ｋ−１／２）　、ΔＪ、 。

（ｋ））を発生すると共に、暫定的に予測されたシンボル（色。（ｋ））を発生 するチャンネル等酒器（１７）とを含み、前記構成は更に、 前記予測シンボル（ｓ、（ｋ））とそれらの間に存在する架空ゼロ呟シンホル（ Ω）とのシンボル列（ｓｏ　（ｋ）、Ω）を発生する回路（３６）と、前記発生 されたシンボル列の助力によって、前記予測信号値（ｙ（ｋ−１／２）　、９　 （ｋ））を発生するチャンネル予測フィルタ（３１）と、前記観測（ｙ　（ｋ− １／２）　、ｙ　（ｋ）　）及び前記予測信号値（？（ｋ−１／２）、ｙ（ｋ） ）の助力により、前記指示された（ｋ）シンボルに対してエラー信号（ｅ　（ｋ −１／２）　、ｅ　（ｋ）　）を発生する誤差形成器（３３）と、前記エラー信 号（ｅ（ｋ−１／２）、ｅ（ｋ））に応じて、重み係数（ｆ２ｍ−＋／３、αｋ ）を形成する、自乗及び平均値形成回路（３５）と、状態遷移（１からＪ）の前 記デルタ−メトリック値（ΔＪ、、（ｋ−１／２）、ΔＪ、、（ｋ））に、対応 する重み係数（αに一１／□、α、）を乗算することによって、加算デルタ−メ トリック値を発生し、得られた積を加算するメトリック計算回路（＋７Ａ）と、 から成るこ特徴とする構成。

８、請求項７において、前記チャンネル予測フィルタ（３１）は、係数回路（４ ２）を有し、その値か適応回路（３４）によって、選択された適応アルゴリズム （Ｌ　Ｍ　Ｓ　）にしたかって、かつ前記エラー信号（ｅ　（ｋ／２））の助力 によって、前記無線チャンネル（１３）のチャンネル予測に適応されることを特 徴とする構成。

９、請求項７または８において、前記構成は、前記選択されたサンプリング時点 において、前記エラー信号（ｅ（ｋ−１／２）、ｅ　（ｋ）　）の値を自乗する 自乗器（５１，５２）と、前記自乗したエラー信号を濾波する低域通過フィルタ （５３，５４）と、を含むことを特徴とする構成。

１０、請求項９において、前記構成は更に、前記自乗し低域通過フィルタ処理し たエラー信号（σ２　（ｋ−１／２）、σ２　（ｋ））を受け取り、重み係数（ αに一１／２、α、）を送出する反転器（５５，５６）を含むことを特徴とする 構成。

＋１．請求項９において、前記構成は更に、前記自乗し低域通過フィルタ処理し たエラー信号（σ２　（ｋ−１／２）、σ２（ｋ））を受け取り、対応する反転 値を送出する反転器（５５，５６）と、前記反転器に接続されており、前記係数 回路（４２）の値（Ｍａ　（ｋ）　２＋）［２（ｋ）”　：Ａ＋　（ｋ）”十亀 　（ｋ）　２）を自乗し、加算し、かつ前記反転値で乗算する回路（５９，６０ ）と、 を含むことを特徴とする構成。

＋２．多数の状態を有するビタービアルゴリズムを用いて、通信チャンネル上を 送信されるデジタルンンポルを検出する方法であって、（ａ）前記受信信号をサ ンプリングして、シンボル当り複数Ｆのサンプルを含む受信信号列を発生するス テップと、 （ｂ）前記受信信号列と前記受信機には知られている少なくとも１つのシンボル 列とを用いて、前記通信チャンネルの予測インパルス応答の少なくとも初期値を 発生し、前記予測インパルス応答はシンボル当り複数Ｆのタップを有するように するステップと、 （Ｃ）前記状態間の選択した数の遷移の各々について、前記ビタービアルゴリズ ムにしたがって、複数のデルタ−メトリック値を決定するステップであって、前 記デルタ−メトリック値の各々を、前記受信信号列のシンボル毎に複数Ｆのシン ボルの各１つ、及び前記予測インパルス応答の複数Ｆのシンボルサンプル副集合 の各１つにも関連付けるようにするステップと、（ｄ）前記ブタ−メトリック値 の重み付けした合計を形成することによって、ステップ（Ｃ）で決定された前記 複数Ｆのデルタ−メトリック値を結合して、前記選択した数の状態遷移の各々に 対する結合デルタ−メトリック値とするステップと、 （ｅ）ステップ（ｄ）で生成された前記結合デルタ−メトリック値を基に、ビタ ーピアルゴリズムにしたかって、少なくとも暫定的な検出シンボル列を発生する ステップと、 から成る方法。

＋３　請求項１２において、前記結合デルタ−メトリック値は、前記それぞれの デルタ−メトリック値にそれぞれの重み係数を乗算することによって形成される ものであり、 （ａ）前記知られている列内の少なくとも２つの連続するシンボルの間に、ある 数（Ｆ−１）のゼロシンボルを挿入することによって、前記知られているシンボ ル列にセロを挿入しくｚｅｒｏ−ｐａｄｄｉｎｇ）、これによって、シンボル当 り複数Ｆのサンプルを存する、挿入既知シンボル列（ｐａｄｄｅｄ　ｋｎｏｗｎ 　ｓｙｍｂｏｌ　５ｅｑｕｅｎｃｅ）を発生するステップと、 （ｂ）受信信号列と予測インパルス応答とゼロ挿入既知シンボル列のコンホルー ンヨン（ｃｏｎｖｏｌｕｔ　１ｏｎ）との間の差を判定することによって、シン ボル当り複数Ｆのサンプルを存するエラー列を発生するステップと、（Ｃ）前記 エラー列を自乗して、自乗エラー列を形成するステップと、（ｄ）前記自乗エラ ー列を、シンボル当り１つのサンプルを有する複数Ｆの部分的自乗エラー列に分 割するステップと、（ｅ）前記部分的自乗エラー列の平均を取り、それぞれの平 均部分的自乗エラー信号を形成するステップと、 （ｆ）前記複数Ｆの平均部分的自乗エラー信号を、重み係数に変形するステップ と、によって、前記重み係数を少なくとも初期に発生する方法。

１４、請求項１３において、前記重み係数は、前記平均部分的自乗エラー信号の 逆数として、少なくとも初期に発生される方法。

１５、請求項１３において、前記重み係数は、前記予測インパルス応答の複数Ｆ のシンボルサンプル副集合と、それぞれの平均部分的自乗エラー信号とのエネル ギの比として、少なくとも初期に発生されることを特徴とする方法。

１６、請求項Ｉ３において、前記重み係数は、前記受信信号強度の予測とそれら の各平均部分的自乗エラー信号との比として、少なくとも初期に発生される方法 。

１７　請求項１２において、更に （ａ）少なくとも２つの連続する検出シンボル間に、（Ｆ−１）個のセロシンボ ルを挿入することによって、少なくとも暫定的な検出シンボル列にセロを挿入し 、これによって、シンボル当り複数Ｆのサンプルを存するゼロ挿入検出シンボル 列を発生するステップと、 （ｂ）前記受信信号列と、前記手筈インパルス応答とゼロ挿入検出シンボル列の コノホルーンヨンとの差を判定することにより、シンボル当り複数Ｆのサンプル を有するエラー列を発生するステップと、によって、エラー列の発生を行う方法 。

＋８．請求項１７に５いて、更に、ステップ＋２（ｂ）によって初期に生成され た予測インパルス応答を、ステップ１７（ｂ）の前記エラー列及び選択された適 応アルゴリズムを基に、適応させるステップを含む方法。

１９、請求項Ｉ７において、 （ａ）前記ステップ１７（ｂ）のエラー列を自乗して自乗エラー列を形成するス テップと、 （ｂ）前記自乗エラー列を、シンボル当り１つのサンプルを存する、複数Ｆの部 分的エラー列に分割するステップと、 （Ｃ）各部分的自乗エラー列の平均を取り、各平均部分的自乗エラー信号を形成 するステップと、 （ｃｌ）前記複数Ｆの平均部分的自乗エラー信号を重み係数に変形するステップ と、によって前記重み係数を適応させる方法。

２０、請求項１８において、 （ａ）前記ステップ１７（ｂ）のエラー列を自乗して自乗エラー列を形成するス テップと、 （ｂ）前記自乗エラー列を、シンボル当り１つのサンプルを有する、複数Ｆの部 分的エラー列に分割するステップと、 （Ｃ）各部分的自乗エラー列の平均を取り、各平均部分的自乗エラー信号を形成 するステップと、及び （ｄ）前記複数Ｆの平均部分的自乗エラー信号を重み係数に変形するステップと 、によって前記重み係数を適応させることを含むこと方法。

２１、請求項１９または２０において、前記重み係数は、前記平均部分的自乗エ ラー信号の逆数である方法。

２２、請求項１９または２０において、前記重み係数は、前記予測インパルスの Ｆ個のシンボルサンプル副集合の各々と、それぞれの平均部分自乗エラー信号と のエネルギの比である方法。

２３・請求項１９または２０において、前記重み係数は、前記受信信号の強度の 予測値と、それらの各平均部分的自乗エラー信号との比である方法。

２４　請求項Ｉ２において、少なくとも１つの指示された状態について予測イン パルス応答を更新し、更に少なくとも前記１つの状態について重み係数も更新す ることを含み、 （ａ）（Ｆ−１）個の七ロジンポルを少なくとも２つの連続するシンボル間に挿 入することにより、前記指示された状態に関連する仮説的シンボルにセロを挿入 し、これによって、シンボル当り複数Ｆのサンプルを有するゼロ挿入仮説的シン ボル列を発生するステップと、 （ｂ）受信信号列と、前記指示された状態への最良のメトリックを存する前の状 態と関連する予測インパルス応答及び前記指示された状態と関連するゼロ挿入仮 説的シンボル列のコンホルーションとの差を判定することによって、シンボル当 り複数Ｆのサンプルを存するエラー列を発生するステップと、（Ｃ）前記指示さ れた状態への最良のメトリックを存する前記前の状態と関連するインパルス応答 予測値と、 前記エラー列と、 選択した適応アルゴリズムと、 を用いて、前記指示された状態に関連する前記予測インパルス応答を更新するス テップと、 （ｄ）前記エラー列を用いることによって、前記指示された状態に関連する前記 重み係数を更新するステップと、 から成る方法。

２５、通信チャンネル上を送信されるデジタル信号の受信機において、多数の状 態を育するビタービアルゴリスムを用いて送信シンボルを予測する装置であって 、（ａ）前記受信信号をサンプリングして、シンボル当り複数Ｆのサンプルを含 む受信信号列を発生する手段と、 （ｂ）前記受信信号列と前記受信機には知られている少なくとも１つのシンボル 列とを用いて、前記通信チャンネルの予測インパルス応答の少なくとも初期値を 発生する手段であって、前記予測インパルス応答に対して複数Ｆのタップを有す る前記発生手段と、 （Ｃ）前記状態間の選択した数の遷移の各々について、前記ビターヒアルゴリズ ムにしたがって、複数のデルタ−メトリック値を決定する手段であって、前記デ ルタ−メトリック値の各々を、前記サンプリング手段から受け取ったシンボル毎 に複数Ｆのシンボルの各１つ、及び前記予測インパルス応答の複数Ｆのシンボル サンプル副集合の各１つにも関連付けるようにする手段と、（ｄ）前記複数Ｆの デルタ−メトリック値を結合して、前記選択した数の状態遷移の各々に対する、 結合デルタ−メトリック値とする手段であって、前記決定手段（Ｃ）に接続され 、前記デルタ−メトリック値の重み付けした合計を形成する、前記結合手段と、 （ｅ）前記結合手段（ｄ）に接続され、ビタービアルゴリズムにしたがって、少 なくとも暫定的な検出シンボル列を発生する手段と、から成る装置。

２６、請求項２５において、更に、少なくとも初期に重み係数を発生する手段を 含み、前記装置は、 （ａ）前記重なくとも１つの知られているシンボル列にセロを挿入する手段であ って、前記列内の少なくとも２つの連続するシンボルの間に、ある数（Ｆ−１） のセロシンボルを挿入して、シンボル当り複数Ｆのサンプルを有する挿入既知シ ンボル列とする前記上口挿入手段と、 （ｂ）シンボル当り複数Ｆのサンプルを有するエラー列を発生する手段であって 、受信信号列と予測インパルス応答と少なくとも１つのゼロ挿入既知シンボル列 のコンホルーンヨンとの間の差を判定する手段を含む前記エラー発生手段と、（ Ｃ）前記エラー列を自乗して、自乗エラー列を形成する手段と、（ｄ）前記自乗 エラー列を、シンボル当り１つのサンプルを存する複数Ｆの部分的自乗エラー列 に分割する手段と、 （ｅ）前記部分的自乗エラー列の平均を取り、各平均部分的自乗エラー信号を形 成する手段と、 （ｆ）前記複数Ｆの平均部分的自乗エラー信号を、重み係数に変形する手段と、 を含む装置。

２７、請求項２６において、前記少なくとも初期に前記重み係数を発生する手段 は、更に、前記平均部分的自乗エラー信号を反転する手段を含む装置。

２８、請求項２６において、前記少なくとも初期に前記重み係数を発生する手段 は、更に、前記予測インパルス応答の複数Ｆのシンボルサンプル副集合と、それ ぞれの平均部分的自乗エラー信号とのエネルギの比を発生する装置。

２９、請求項２６において、前記少なくとも初期に前記重み係数を発生する手段 は、更に、前記受信信号強度の予測とそれらの各平均部分的自乗エラー信号との 比を発生する手段を含む装置。

３０　請求項２５において、更（ニエラー列を発生する手段を含み、前記装置は 、（ａ）少なくとも暫定的な検出ノンポル列にセロを挿入する手段であって、少 なくとも２つの連続する検出ノンポル間に、（Ｆ−１）個のゼロシンボルを挿入 することによって、シンボル当り複数Ｆのサンプルを存するゼロ挿入検出シンボ ル列を発生する前記セロ挿入手段と、 （ｂ＞ン／ポル当り複数Ｆのサンプルを存するエラー列を発生する手段であって 、前記受信信号列と、前記予測インパルス応答とゼロ挿入検出シンボル列のコン ホルーンヨンとの差を判定する手段を含む前記エラー発生手段と、を含む装置。

３１、請求項３０において、更に、前記手段２５（ｂ）によって初期に生成され た予測インパルス応答を、前記発生手段３０（ｂ）からの前記エラー列及び選択 された適応アルゴリズムを基に、適応させる手段を含む装置。

３２、請求項３０において、更に前記重み係数を適応させる手段を含み、前記装 置は、 （ａ）前記発生手段３０（ｂ）からのエラー列を自乗する手段であって、自乗エ ラー列を形成する前記自乗手段と、 （ｂ）前記自乗エラー列を、シンボル当り１つのサンプルを育する、複数Ｆの部 分的自乗エラー列に分割する手段と、 （Ｃ）各部分的自乗エラー列の平均を取る手段であって、各平均部分的自乗エラ ー信号を形成する前記平均化手段と、 （ｄ）前記複数Ｆの平均部分的自乗エラー信号を重み係数に変形する手段と、を 含む装置。

３３、請求項３１において、更に重み係数を適応させる手段を含み、前記装置は 、（ａ）前記発生手段３０（ｂ）からのエラー列を自乗する手段であって、自乗 エラー列を形成する前記自乗手段と、 （ｂ）前記自乗エラー列を、シンボル当り１つのサンプルを有する、複数Ｆの部 分的自乗エラー列に分割する手段と、 （Ｃ）各部分的自乗エラー列の平均を取る手段であって、それぞれの平均部分的 自乗エラー信号を形成する前記平均化手段と、（ｄ）前記複数Ｆの平均部分的自 乗エラー信号を重み係数に変形する手段と、から成る装置。

３４　請求項３２または３３において、前記重み係数用変形手段は、前記平均部 分的自乗エラー信号を反転させる手段を含む装置。

３５、請求項３２または３３において、前記重み係数用変形手段は、前記予測イ ンパルスのＦ個のシンボルサンプル副集合の各々と、それぞれの平均部分的自乗 エラー信号のエネルギの比を形成する手段を含む装置。

３６・請求項３２または３３において、前記重み係数用変形手段は、前記受信信 号の強度の予測値と、それらの各平均部分的自乗エラー信号との比を形成する手 段を含むことを特徴とする装置。

３７、請求項２５において、更に、少なくとも１つの指示された状態について予 測インパルス応答を更新する手段と、前記少なくとも１つの指示された状態につ いて重み係数を更新する手段とを含み、（ａ）前記指示された状態に関連する仮 説的シンボルにゼロを挿入する手段であって、（Ｆ−１）個のゼロシンボルを少 なくとも２つの連続するシンボルに挿入することにより、シンボル当り複数Ｆの サンプルを有するゼロ挿入仮説的シンボル列を発生する前記セロ挿入手段と、 （ｂ）シンボル当り複数Ｆのサンプルを有するエラー列を発生する手段であって 、受信信号列と、前記指示された状態への最良のメトリックを有する前の状態と 関連する予測インパルス応答及び前記指示された状態と関連するゼロ挿入仮説的 シンボル列のコ〉ホルーノヨンとの差を判定する前記発生手段と、（Ｃ）前記指 示状態と関連する予測インパルス応答を更新する手段であって、前記指示された 状態・＼の前記最良のメトリックを有する前の状態に関連する前記インパルス応 答予測値と、 前記エラー列と、 選択した適応アルゴリズムを発生する手段と、を用いる前記更新手段と、 （ｄ）前記指示された状態に関連する前記重み係数を更新する手段であって、前 記エラー列を用いる前記更新手段と、 を含む装置。

フロントベージの続き （７２）発明者　ジャマル、カリム スウェーデン国ニス−１１７４０ストックホルム、アンデルス　レイマース　ベ ーグ

Claims (11)

【特許請求の範囲】
1. １．無線チャンネル（１３）を通じた信号のデジタル送信において、受信機（１ ５、１６、１７）内で、送信シンボルを送信無線信号（Ｒ（Ｔ））から予測する 方法であって、前記シンボル予測は、所定数の状態（Ｂ）を有するビタービアル ゴリズムにしたがって行われるものであり、前記方法は、前記送信信号（Ｒ（Ｔ ））を受信し漉過して、ベースバンド信号（ｙ（Ｔ））を形成するステップと、 前記ベースバンド信号を、各シンボルについて少なくとも２サンプリング時点に おいてサンプリングする（２１、ｙ（ｋ／８））ステップと、相関付け（２３） を行い、前記無線チャンネル（１３）の予測インパルス応答（■Ｆ）を決定し、 該チャンネル予測を前記サンプル信号値（ｙ（ｋ／８））の助力によって行うス テップと、 前記サンプリング時点の一方において、シンボルサンプリング時点（ＴＯ）を決 定するステップと、 各シンボルにつき少なくとも２サンプリング時点を選択し、それらの一方を前記 シンボルサンプリング時点（ＴＯ）とし、更にこれらの時点における観測サンプ ル信号値（ｙ（ｋ／２））を選択するステップと、指示された（ｋ）送信シンボ ルについて、前記ビタービアルゴリズム（１７）にしたがって、デルターメトリ ック値（ΔＪｉｊ（ｋ−１／２）、ΔＪｉｊ（ｋ））を決定し、この決定プロセ スを、前記観測サンプル信号値（ｙ（ｋ−１／２）、ｙ（ｋ））の各々、及び前 記ビタービアルゴリズムの各状態遷移（ｉからｊ）の各々に対して実行するステ ップと、及び前記ビタービアルゴリズム（１７）にしたがって、少なくとも暫定 的に予測されたシンボル（■Ｄ（ｋ））を発生するステップから成り、前記方法 は更に、 前記予測シンボル（■Ｄ（ｋ））と架空ゼロ値シンボル（Ω）からシンボル列（ ■Ｄ（ｋ）、Ω）を発生し、前記シンボル列は少なくとも連続する２予測シンボ ル間に少なくとも１つの架空シンボル（Ω）を有するようにするステップと、前 記チャンネル予測値（■Ｆ、■（ｋ／２））及び前記シンボル列の助力によって 、前記選択されたサンプリング時点において、予測信号値（■（ｋ−１／２）、 ■（ｋ））を発生するステップと、前記観測され選択されたサンプル信号値（ｙ （ｋ−１／２）、ｙ（ｋ））及び前記予測信号値（■（ｋ−１／２）、■（ｋ） ）の助力により、前記指示された（ｋ）シンボルの選択されたサンプリング時点 の各々におけるエラー信号（ｅ（ｋ−１／２）、ｅ（ｋ））を発生するステップ と、前記エラー信号に応じて、重み係数（αｋ−１／２、αｋ）を決定するステ ップと、及び 前記デルターメトリック値（ΔＪｉｊ（ｋ−１／２）、ΔＪｉｊ（ｋ））にそれ らそれぞれの重み係数（αｋ−１／２、αｋ）を乗算し、加算することによって 、前記指示された（ｋ）シンボルの状態遷移（ｉからｊ）の観測された状態遷移 に対し、加算デルターメトリックを発生する（１７Ａ）ステップと、から成るこ 特徴とする方法。
2. ２．請求項１において、選択された予測アルゴリズム（ＬＭＳ）にしたがって、 前記エラー信号（ｅ（ｋ／２））の助力により、前記無線チャンネル（１３）の チャンネル予測値（■（ｋ／２）を連続的に適応させる（３４）ことを特徴とす る方法。
3. ３．請求項１において、前記ビタービアルゴリズムにおける各状態は、それぞれ のチャンネル予測値（■０、■１、■２、■３）と接続されており、最少メトリ ック値を有する状態（０）に接続されたチャンネル予測値（■０）を選択し（８ ２）、及び この選択されたチャンネル予測値（■０）の助力によって、前記予測信号値（■ （ｋ／２））を発生することを特徴とする方法。
4. ４．請求項１、２または３において、前記方法は更に、前記選択されたサンプリ ング時点における前記エラー信号（ｅ（ｋ−１／２）、ｅ（ｋ））の値を自乗し 、及び 前記自乗したエラー信号に低域通過フィルタ処理（５３、５４）を行うことを含 むことを特徴とする方法。
5. ５．請求項４において、前記自乗した低域通過フィルタエラー信号（σ２（ｋ− １／２）、σ２（ｋ））を反転し、重み係数（αｋ−１／２、αｋ）を形成する ことを特徴とする方法。
6. ６．請求項４において、 前記チャンネル予測において、前記係数値を自乗し、かつ加算（■０（ｋ）２＋ ■２（ｋ）２；■１（ｋ）２＋■３（ｋ）２）し、及び対応する自乗し低域通過 フィルタ処理を行ったエラー信号（σ２（ｋ−１／２）、σ２（ｋ））で、前記 加算結果を除算して（５５、５６）、前記重み係数（αｋ−１／２、αｋ）を形 成することを特徴とする方法。
7. ７．デジタル無線送信システムの受信機において、無線チャンネル（１３）を送 信される無線信号（Ｒ（Ｔ））からシンボルを予測するための構成であって、該 構成は、 前記送信信号（Ｒ（Ｔ））を受信し、ベースバンド信号（ｙ（Ｔ））を形成する フィルタを有する無線受信機（１４）と、前記ベースバンド信号をサンプルし、 各シンボルについて少なくとも２つのサンプリング時点（ｋ／８）において信号 値（ｙ（ｋ／８））を送出する第１サンプリングユニット（２１）と、 前記サンプル信号値（ｙ（ｋ／８））の助力によって、前記無線チャンネル（１ ３）に対してチャンネル予測（■Ｆ）を行う相関付け回路（２３）と、前記サン プリング時点の１つにおいて、シンボルサンプリング時点（ＴＯ）を決定する同 期回路（２４）と、 前記第１サンプリングユニット（２１）に接続され、かつ前記同期回路によって 制御されており、各シンボルにつき少なくとも２つの観測サンプル信号値（ｙ（ ｋ−１／２）、ｙ（ｋ／２））を送出する第２サンプリングユニット（２２）と 、 指示された（ｋ）送信シンボルについて、前記ビタービアルゴリズム（１７）に したがって、状態遷移（ｉからｊ）の各観測信号値（ｙ（ｋ−１／２）、ｙ（ｋ ））に対して、デルターメトリック値（ΔＪｉｊ（ｋ−１／２）、ΔＪｉｊ（ｋ ））を発生すると共に、暫定的に予測されたシンボル（■Ｄ（ｋ））を発生する チャンネル等価器（１７）とを含み、前記構成は更に、 前記予測シンボル（■Ｄ（ｋ））とそれらの間に存在する架空ゼロ値シンボル（ Ω）とのシンボル列（■Ｄ（ｋ）、Ω）を発生する回路（３６）と、前記発生さ れたシンボル列の助力によって、前記予測信号値（■（ｋ−１／２）、■（ｋ） ）を発生するチャンネル予測フィルタ（３１）と、前記観測（ｙ（ｋ−１／２） 、ｙ（ｋ））及び前記予測信号値（■（ｋ−１／２）、■（ｋ））の助力により 、前記指示された（ｋ）シンボルに対してエラー信号（ｅ（ｋ−１／２）、ｅ（ ｋ））を発生する誤差形成器（３３）と、前記エラー信号（ｅ（ｋ−１／２）、 ｅ（ｋ））に応じて、重み係数（αｋ−１／２、αｋ）を形成する、自乗及び平 均値形成回路（３５）と、状態遷移（ｉからｊ）の前記デルターメトリック値（ ΔＪｉｊ（ｋ−１／２）、ΔＪｉｊ（ｋ））に、対応する重み係数（αｋ−１／ ２、αｋ）を乗算することによって、加算デルターメトリック値を発生し、得ら れた積を加算するメトリック計算回路（１７Ａ）と、 から成るこ特徴とする構成。
8. ８．請求項７において、前記チャンネル予測フィルタ（３１）は、係数回路（４ ２）を有し、その値が適応回路（３４）によって、選択された適応アルゴリズム （ＬＭＳ）にしたがって、かつ前記エラー信号（ｅ（ｋ／２））の助力によって 、前記無線チャンネル（１３）のチャンネル予測に適応されることを特徴とする 構成。
9. ９．請求項７または８において、前記構成は、前記選択されたサンプリング時点 において、前記エラー信号（ｅ（ｋ−１／２）、ｅ（ｋ））の値を自乗する自乗 器（５１、５２）と、前記自乗したエラー信号を漉波する低域通過フィルタ（５ ３、５４）と、を含むことを特徴とする構成。
10. １０．請求項９において、前記構成は更に、前記自乗し低域通過フィルタ処理し たエラー信号（σ２（ｋ−１／２）、σ２（ｋ））を受け取り、重み係数（αｋ −１／２、αｋ）を送出する反転器（５５、５６）を含むことを特徴とする構成 。
11. １１．請求項９において、前記構成は更に、前記自乗し低域通過フィルタ処理し たエラー信号（σ２（ｋ−１／２）、σ２（ｋ））を受け取り、対応する反転値 を送出する反転器（５５、５６）と、前記反転器に接続されており、前記係数回 路（４２）の値（■ｏ（ｋ）２＋■２（ｋ）２；■１（ｋ）２＋■３（ｋ）２を 自乗し、加算し、かつ前記反転値で乗算する回路（５９、６０）と、を含むこと を特徴とする構成。