CN1049545C - 一种在数字信号传输的接收机中估计所传输的符号的方法和设备 - Google Patents

Abstract

在数字时分无线传输系统中，一个无线接收机14接收一个信号R(T)，该信号的符号频率1/TS低于系统的信道带宽。对接收的基带信号Y(T)取样，执行部分维持比算法。信道估算滤波器31接收零值符号Ω和估算的符号S_D(K)交替变化的符号序列和产生一个估算的信号Y(K/2)。滤波器31借助于一个误差信号e(K/2)＝Y(K/2)＝Y(K/2)和加权因子，产生估算的符号S_D(K)。利用加权因子α(K/2)使信道估算滤波器与信道补偿器简化。零值符号Ω的插入简化了加权因子α(K/2)的产生。

Description

一种在数字信号传输的接收机中估计所传输的符号的方法和设备

本发明涉及一种在接收机中估算所传输的无线电信号中的符号的方法，所传输的信号是通过一条无线信道与数字信号一起传输。其中所说的符号的估算是按只具有一定数目状态的维特比(Viterbi)算法实现的。上述方法包括下列方法步骤：

-接收和滤波所传输的信号，形成基带信号；

-对每个符号以至少两个取样时间点对该基带信号进行取样；

-借助于所取样的信号值，实现相关性处理，以确定该无线信道的估算脉冲响应；

-在各取样时间点之一中确定一个符号的取样时间点；

-对于每个符号选择至少两个取样时间点，这两个时间点中的一个是该符号的取样时间点，在这些时间点上选择样值信号值；

-按照维特比算法对一个所指示的传输符号确定增量度量值(detla-metric values)，上述确定的过程是对于每个所选择的样值信号值和对于维特比算法的每个状态变换实现的；和

-按照维特比算法产生最低限度预测的估算符号。

本发明还涉及用于实现这种方法的一种设备。

当数字无线信号通过一条信道进行传输时，时常出现的一个问题是，所传输的信号要遭受到多径传播的影响，导致在时间上的弥散和噪声。例如，在移动电话中，信道传输特性随着发射机和接收机位置的相互变化的结果而变化。这些问题已经在时分数字无线传输系统中获得了解决，上述系统是通过在一个时隙中传输一个同步序列和一个数据序列从而给出一个信号序列解决的。同步序列对于接收机而言是已知的，借助于这一序列接收机可以进行信道传输特性的评估、信道估算。借助于这种信道估算，接收机对含有传输信息的数据序列的各符号进行评估。

在某种情况下，仅每个时隙进行一次信道估算是不够的。在长的时隙情况中，即若干毫秒数量的情况中，在该时隙过程期间发射机和接收机能够相当大地改善了它们的相互位置。这意味着信道传输特性在该时隙期间可能发生相当大的变化，以致于由接收机做出的所传输的符号的评估将是不完全正确的，所传输的信息也将是不清楚的，这些干扰能被部分避免的一种无线接收机描述在题为“在存在符号间干扰情况下对于数字信号的自适应最大相似序列估算”Adaptive Maximum-LikelihoadSpquence Estimation for Digital signaling in the Presence ofIntersymbol Interference的文章中，该文章出自IEEE Trans.onInformation Theory，January 1973，120-124pp.，F.R.Me gee，Jr.和J.G.Proakis。这篇文章描述了一个包含有维特比分析器的信道均衡器，该分析器包括一个作为信道估算电路的自适应滤波器。接收的符号连续地与假设的符号进行比较，和与所接收的各符号最相一致的那些假设符号被逐一地选择出来，形成估算的符号序列。该自应用滤波器的参数借助于所选择的符号连续的变化信道。

有关维特比算法的描述可以从G.David Forney，Jr的名称为“维特比算法”(The Viterbi Algorithm)的文章中得知，该文章出自：Processdings of IEEE，Vol.61，No.3 March 1973。这篇文章更为详细地阐述了维特比算法和其状态的变换以及如何选择这些状态变换，以便获得最可能的符号序列。

尽管以上述方式进行了序列估计和自适应信道估算，发射机和接收机之间的信号传输，还可能由于某些缺陷而可能受阻。这些缺陷的一个原因是系统的符号频率低于系统的信道的带宽，例如，北美移动通信系统ADC。这种系统作为“超带宽系统”也是已知的。对于这些符号频率问题的一种解决办法描述在题为“多径衰落环境中的部分分割最大近似序列估算接收机”(A Fractionally-spaced Maximum LikelihoodSequence Estimation Receiver in a Multipath Fading Environment)的文章中，该文章的出处为：Nov Atel Communications Ltd.；由IEEE1992年出版；由Yongbing Van等人撰写。根据这篇文章，对于每个所接收的无线信号进行两次取样和利用这个双倍取样速率通过自适应滤波器实现信道估算。符号的估算在也利用了这个双倍的取样速率的维特比分析器中进行的。增量度量值，即接收的与假设的序列之间的偏差是在对每个符号进行两次取样的时刻进行计算的，和对两个增量度量值直接求和，以便按照维特比算法确定一个最佳的状态变换。当滤波器借助于估算的符号调整时，假定的符号在每个交替的取样时间点上被插入。这些假定的符号是通过在第二滤波器中所估算的各符号之间进行内插产生的。所建议的解决办法具有某些缺点。就是说必须在建立好了的时间点上对所接收的符号进行取样并且该自适应信道估算非常复杂。在第二滤波器中的内插会产生损害符号估算的延迟。所用的信道处理滤波器，例如发射机滤波器或接收机滤波器必须是已知的。特别是接收机中的滤波器可能包含一些线圈和电容，就会产生由于老化、制造精度和温度变化所引起的一系列问题。

发生在上述相对较低的符号频率的问题的另一种解决办法是题为“用于事先未知信道的Bayesian最大相似序列估算法和符号定时”(ABayesian Maximum-Likelihooll Sequence Estimation Algorithm forA-Priori Unknown Channel and symbol Timing)的文章给出。该文章出自：Department of Electrical and ComputerEngineeting，University of California，Santa Barbara，August21，1990 by R.a.Iltis。这篇文章也阐述了所接收的信号的取样将对每个符号进行两次。符号的估算是按照维特比算法实现的，该算法对每个符号计算两个增量度量值，和这两个值在度量计算中被共同加权。信道估算是在一个自适应滤波器中在一个符号时间下的系数下实现的，但该滤波器系数是在每次取样发生时自适应的，因此对于每个符号发生两次。该建议的解决办法还包括一个比较复杂的度量计算对于复杂的、快速变化的信道，该办法难以解决符号同步问题。按照上述由Yongbing Van所建议的解决办法，则要求例如接收机的滤波器必须具有较好的精度。

本发明涉及在数字无线传输系统中用于符号估算的方法和设备。方法很容易地解决在低取样速率情况下出现的当数字无线传输系统具有低于系统的信号带宽时所出现的问题，或更为精确地表示那些问题。一个接收的无线信号对每个符号时间至少进行两次取样，提供被监测的信号值，并按照维特比算法实现符号估算。这一算法利用了无线信道脉冲响应的估算值，该值是恒定的，或在长时隙的情况下，该值是在每个取样瞬间被更新的信道的估算滤波器中自适应地产生的。按照维特比算法所估算出的符号值被利用到信道估算滤波器的这种自适应中。接收信号的估算值借助于所估算的符号在信道估算滤波器中形成，作为所估算信号的值与所监测的取样信号值之间的差的误差信号在每次取样瞬间形成。当按照一种选择的自适应算法并借助于该误差信号，估算滤波器的系数被自适应。当按照维特比算法选择状态变换时，在每个符号的取样瞬间，对每个状态变换的增量度量值进行计算。每个增量度量值与各自的加权因子相乘并求和，形成对于所监测的状态变换的总的增量度量值。各加权因子是按照各误差信号的反相值产生的并在度量的计算中也计入了由于在信道估算滤波器中的各系数对残余干扰不同程度的影响。这种残余干扰的出现是由于真正的信道传输系数是由信道估算代表的，这就总是意味着一种近似。滤波器所拥有的系数的数目愈多，近似愈好，虽然大数目的系数将导致一种复杂的滤波器，尤其是，意味着维特比算法必须具有大量的状态的因此变得复杂和要求一个复杂的计算过程。当增量度量值被加权时，该度量计算的精度是相对较好的，它可在信道估算滤波器中包含相对少的系数。

如上所述，当调整信道估算滤波器时，要使用所估算的符号。为了启动在各符号之间的各取样时间点上将要进行的这种自适应，在这些中间时间点上要插入一些假设的符号。这些假设的符号被赋予零值，以此简化滤波器的自适应。在这种方法中，对于每个符号新的滤波器系数值还产生一次，而与每个符号的取样时间点的数目无关。当产生干扰电平值，假定符号也要被利用，甚至在滤波器的信道估算为恒定值和不更新的时候的那些例子中也是如此。当自适应滤波器的信道估算和当产生干扰电平值时，插入零值的估算和当产生干扰电平值时，插入零值的假定符号产生相对小的时间延迟。这有利于实现精度高的估算符号。

本发明的目的是为了提供一种实现高精度符号估算的方法和设备。

为此本发明提供了一种用于在通过一个无线信道13的信号的数字传输中，在接收机15，16，17中估算来自所发射的无线信号R(T)的传输符号的方法，其中上述符号估算是按照具有预定数目状态(B)的维特比算法  实现的，上述方法包括以下方法步骤：接收和滤波所传输的信号R(T)为一个基带信号Y(T)；对于每个符号至少在两个取样时间点上对基带信号进行取样；实现相关来确定无线信道13的估算的脉冲响应

借助于取样的信号值Y(K/8)确定信道估算；在各取样时间点中的一个时间点上确定一个符号取样时间点TO；对于每个符号选择  至少两个取样时间点，其中之一是该符号取样时间点TO，并在这些时间点上选择监测取样信号值Y(k/2)；对于一个表示为K的传输的符号按照维特比算法  确定增量度量值ΔJ_ij(K-1/2)，ΔJ_ij(K)，这个确定过程是对于每个监测的取样信号值Y(K-1/2)、Y(K)和对于维特比算法的每一个状态(i到j)进行的；和按照维特比算法，至少产生预估算符号 ；其特征在于该方法还包括以下方法步骤：从估算的符号 和假定的零值符号Ω中产生一个符号序列，上述符号序列在两个连续的估算符号之间具有至少一个假定的零值符号Ω；借助于信道估算

和该符号序列在选择的各采样时间点上产生估算信号值

借助于所监测的并选择的取样信号值Y(K-1/2)、Y(K)和估算的信号值 在每个表示为(K)的符号的所选择的取样时间点上，产生误差信号e(K-1/2)，e(K)；由误差信号确定加权因子(α_k-1/2、α_k)；通过将增量度量值ΔJ_ij(K-1/2)，ΔJ_ij(K)与其各自的加权因子α_k-1/2、α_k相乘并取和，对表示为K的符号的各状态变换(i到j)的所监测的状态变换产生(17A)一个增量度量值总和。

本发明还提供了一种在通过无线信道(13)的无线信号R(T)传输中，在数字无线传输系统的接收机中估算信号的设备，上述设备包括：一个具有滤波器的无线接收机(14)，该接收机接收无线信号R(T)并产生基带信号Y(T)；一个第一取样单元21，该单元取样基带信号并对每个符号在至少两个(K/8)取样时间点上发送信号值Y(K/8)；一个相关电路23，该电路借助于所取样的信号值Y(K/8)为无线信道(13)产生信道估算

；一个同步电路(24)，用于在各个取样时间点中的一个时间点上确定一个符号的取样时间点TO；一个第二取样单元(22)，该单元与第一取样单元(21)相连接并受控于同步电路24，以及对于每个符号至少发送两个被监测到的取样信号值Y(K-1/2)、Y(K)；一个信道补偿器17，该补偿器为标为K的符号的i到j的状态变换的每个所监测到的信号值Y(K-1/2)、Y(K)按照维特比算法产生一个增量度量值ΔJ_ij(K-1/2)，ΔJ_ij(K)并还至少产生预估算符号

；其特征在于该设备还包括：一个电路36，该电路产生一符号序列，该符号序列由估算信号

和假定零值符号Ω相同排列而成；一个信道估算滤波器31，该滤波器借助于所产生的符号序列产生估算的信号值

一个差分形成器33，该形成器借助于所监测到的Y(K-1/2)、Y(K)和估算的

信号值为标记为K的符号产生误差信号e(K-1/2)、e(K)；一个平方与平均值形成电路35，该电路根据误差信号e(K-1/2)、e(K)形成加权因子α_k-1/2、α_k。一个度参照实行计算电路17A，该电路通过将i到j状态变换的增量度量值ΔJ_ij(K-1/2)，ΔJ_ij(K)与相应的加权因子α_k-1/2、α_k相乘并取和，而产生增量度量值总和。

下面将参照各附图更为详细地描述本发明的示例性实施例，其中：

图1是在数字无线系统中，发射机与接收机的整体方框示意图；

图2表示用于时分无线传输的时隙和符号序列；

图3表示具有符号值的复数平面；

图4是说明接收机的方框示意图；

图5是说明信道估算滤波器；

图6是说明无线信道的脉冲响应；

图7表示在维特比算法中的某些状态和状态的变换；

图8是表示一种加权因子产生电路的方框示意图；

图9是说明本发明方法的流程图；和

图10是表示本发明的另外一种实施例的方框示意图。

图1表示对于时分数字信号传输的一种无线传输系统。发射机包括单元10，该单元接收所传送信号的信息和产生相应的数字符号S(K)。符号S(K)在单元11中进行信号处理并被传送到无线发射机12，发射机12将在单元11中模拟的信号在所选择的例如信号R(T)的载波频率上予以发射。这一信号通过无线信道13传送到具有无线接收机14的一个接收机。信道13还要发送信号R(T)到多径传播如图中所示双倍信号通路。例如，沿着一个信号通路传播的信号在到达接收机之前被建筑物18反射。无线接收机14将接收的信号解调为一基带信号和将基带信号Y(T)传送到一个相关和取样电路15。而后，这个电路传送一个监测到的样值信号Y(K/2)，该信号在信道补偿器17中按照维特比算法被处理，该补偿器产生估算的符号 ，该估算符号

尽可能地与由发射机发送的符号S(K)相一致。相关和取样电路15连接到信道估算电路16并向该电路传送包括信道13在内的信道估算的初始值。电路16为信道估算进行自适应而连续地产生新的系数值，因此这种估算借助于信道Y(K/2)和所估算的符号

对随时间变化的信道13进行自适应的。

如上所述，按照如图2所示的说明实施例该无线传输系统是时分的，其中T表示时间。一个载波频率，或实际上对于双向通信是一个频率对被分为编号为1，2和3的三个时隙19。由一个同步序列SY和两个数据序列SD1和SD2组成的符号序列SS在每个时隙中被传送，上述序列含有要传送的信息。符号序列SS包括二进制信号，虽然上述符号S(K)如图3所示是按照例如QPSK调制方式被调制的。在具有称之为I和Q的坐标轴的复平面中，标志有符号S(K)的四个可能的值S0，S1，S2和S3并给出相应的二进制数字00、01、10和11。如图2所示的那样，传送一个这样的已调制的符号所占用的时间表示为一个符号时间TS通过整数符号计数器K计算全部符号时间TS。

如图1和2所表示的系统可以包括在一个移动电话系统中，其中发射机是一个基站和接收机是一个移动站，或者反之。三个时隙1、2和3的信号序列SS符合美国移动电话系统ADC标准。在这个系统中，各时隙长度为6.7ms，如上所述，该系统要求对信道估算电路16进行自适应。

如在序言中所述，在数字无线传输系统中出现信道补偿和符号估算的问题，

的符号频率低于系统的信号带宽B。例如，在上述的ADC系统的情况下，其信号带宽是B＝30KHz，其符号频率是R＝24.3KBd。按照取样理论，在这样的系统中的符号频率R对基带信号Y(T)进行取样是不够的。该符号频率R仅当所谓匹配滤波器用于该接收机时能被用做取样频率，这就是说，各滤波器对于所有发射机和接收机的级联滤波器和对于信道13的传输函数在任何瞬间都是匹配的。在其他的各种情况下，必须利用较高的取样频率，特别当希望使用简单的信道估算滤波器的情况下，该滤波器会引起信道估算和信道补偿过程的种种问题。本发明对这些问题是通过按照维特比算法操作的用于信道补偿器的方法加以解决的。在自适应滤波器中与有效信道估算有关的那些问题以简单的方式也被予以解决。

如图1的右半边示意性表示的接收机更为详细地表示在图4中。无线接收机14连接到相关的取样单元15，该单元包括第一取样单元21、第二取样单元22、相关电路23、同步电路24和用来产生接收机已知的同步序列SY的发生器25。第一取样单元21从无线接收机14中接收连续的基带信号Y(T)并对这个信号的每个符号采样8次，取样频率为

这个取样频率用于上述的ADC移动电话系统．表示为

的取样信号被传送到相关电路23。借助于来自发生器25的同步序列SY和被发送来的所监测到的同步序列，利用最小二乘法估算，在这个电路中产生了所监测到的符号序列SS的第一信道估算

。当产生这个第一信道估算时，在同步电路24中建立了一个符号取样时间点T0。按照所说明的实施例，这个符号的取样时间控制第二取样单元22，通过单元22采用TS/2的时间间隔选择每个符号的原来的八个取样时间点中的两个。用这种方法获得所监测到的信号

并由取样单元传送到维特比分析器17。为简化在分析器中的信号处理，在单元22中采用下取样(Down-sampling)。原来的八个样值用于建立该符号的取样时间点T0，该时间点是上述的计数器K对符号计数的一个开始点。符号的取样时间点和信道估算

被送到信道估算电路16。

在相关的取样电路15中产生信道估算HF的方法现将予以简述。借助于 和同步序列SY产生包含信道13的传输函数的脉冲响应。该脉冲响应扩展在包括若干符号时间TS的一个时间周期内，并且脉冲响应的离散值是在

的时间间隔上产生的，在这个时间间隔中，选择第二个较短的含有该第一估算 的时间周期。进行这样的选择，以便使第一信道估算

含获得最大能量。另外，第一信道估算

仅在由时间间隔为 时间点上产生的。如何选择信道估算的详尽的描述在No.8903842-6的Swedish瑞典专利申请已经给出。其中表示出了：信道估算，即第一信道估算 和后来信道估算，包括有物理无线信道13和发射机滤波器11和接收机滤波器，例如用于分离载波频率的MF-滤波器。

信道估算电路16包括自适应信道估算电路31、延迟电路32、差分成形器33、执行自适应算法的电路34、平方和平均值形成电路35、信道开关36和符号发生器37。信道估算滤波器31接收第一传输函数

和符号取样时间点TO，还接收在信道补偿器17中估算的符号

借助这些数值，形成估算的信号值

并传送到差分形成器33。这个电路还接收监测到的信号Y(K/2)，该信号在电路32中被延迟，并产生一个误差信号 $e(K/2)=Y(K/2)-\hat{Y}(K-2)$ 。该误差信号被传送到电路34，电路34是通过自适应滤波器的自适应算法控制自适应滤波器31的。而后，这个滤波器向补偿器17连续地发送用于信道估算的自适应值H(K/2)。补偿器还接收加权因子α(K/2)，该因子是借助于误差信号e(K/2)，按照在下文将要更为详细的方式在电路35中产生的。信道补偿器17接收来自符号发生器37的假设符号

符号

如图3所示取S₀、S₁、S₂和S₃四个符号值。信号开关36由同步电路24所控制并在半个符号时间TS/2时间间隔在估算的符号

与假定的具有零值的符号Ω之间切换。这个零值不要与图3中复数值符号So二进制00相混。该假定的零值符号Ω如图3所示位于I-Q复数平面的原点该假定符号Ω的产生通过将信号开关26的一个端子36A连接到地电位已经在图中示意性地说明了。零值被接入的原因将在下文参照图5更为详尽地予以解释。

这幅图表示信道估算滤波器31，延迟电路32、差分形成器33和实现自适应算法的电路34。滤波器31具有延迟电路41、系数电路42、加法电路43和开关44。延迟电路41以逐级串联形式连接并起到对输入信号逐级延迟半个符号时间TS/2的作用。被延迟后的信号在系数电路42中分别与系数

和

相乘，这些系数是在相隔半个符号时间TS/2的四个时间点上的信道估算

值。从系数电路42输出的信号在求和器43中求和，产生估算的信号值Y(K/2)。误差信号e(K/2)在差分形成器33中形成并传送到电路34实现自适应算法。这种算法是根据无线信道13所具有的干扰而进行选择的，在所说明的实施例中是一种称为LMS算法(最小均方)。来自电路34的输出信号调整系数电路42的系数，按照LMS算法以便使误差信号e(K/2)的影响为最小。系数电路从相关的同步电路15通过第一信道估算HF获得其起始值。这些起始值借助于受控于同步电路15的开关44而被应用。借助于估算的符号

产生估算的信号值 ，符号S_D(K)的值通过数目为q的符号时间TS由维特比算法延迟。因此，所监测到的信号值Y(K/2)在延迟电路32中被延迟数目为q的符号时间。通过在各估算的符号S_D(K)之间插入零值的假定符号Ω，系数电路42每隔一次更新获得一个零值输入信号。因此，这些符号电路不需要对于每个符号时间TS每次都被更新，为此简化了更新过程。从下面信道估算方法的描述中，这将变得更为明显。

对于每个符号而言，估算信号

具有两个单独的值，即在该符号取样时间点TO上的值

和在一半符号时间TS/2前的值

这些值按下式产生的。 $\hat{Y}(k-1/2)={\hat{H}}_0\left(k\right){\hat{S}}_D\left(k\right)+{\hat{H}}_2\left(k\right){\hat{S}}_D(k-1)$ $\hat{Y}\left(k\right)={\hat{H}}_1\left(k\right){\hat{S}}_D\left(k\right)+{\hat{H}}_3\left(k\right){\hat{S}}_D(k-1)....\left(1\right)$ 在图5中，在先于该符号的取样时间点TO半个符号时间TS/2的，时间位置K-1/2的符号序列

被标志在系数电路42的输入端，各符号值被在图中符号取样时间点TO向右移位了半个符号时间TS/2。在一个符号时间TS中，误差信号e(K/2)具有两个独立的值： $ek-1/2=Y(k-1/2)-\stackrel{-}{Y}(k-1/2)$ $e\left(k\right)=Y\left(k\right)-\stackrel{-}{Y}\left(k\right).....\left(2\right)$ 其中Y(K)和Y(K-1/2)是被监测的信号Y(K/2)在一个信号时间被监测到的两个信号值。在所说明的实施例的情况下，信道估算按照以下关系由LMS算法被更新： $\left[\begin{array}{c}{\hat{H}}_0\left(k\right)\\ {\hat{H}}_1\left(k\right)\\ {\hat{H}}_2\left(k\right)\\ {\hat{H}}_3\left(k\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{\hat{H}}_0(k-1)\\ {\hat{H}}_1(k-1)\\ {\hat{H}}_2(k-1)\\ {\hat{H}}_3(k-1)\end{array}\right]+\mathrm{\μ}\left[\begin{array}{c}{\hat{S}}_D\left(k\right)\\ 0\\ {\hat{S}}_D(k-1)\\ 0\end{array}\right]e\left(k\right).....\left(3\right)$ $\left[\begin{array}{c}{\hat{H}}_0\left(k\right)\\ {\hat{H}}_1\left(k\right)\\ {\hat{H}}_2\left(k\right)\\ {\hat{H}}_3\left(k\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{\hat{H}}_0(k-1)\\ {\hat{H}}_1(k-1)\\ {\hat{H}}_2(k-1)\\ {\hat{H}}_3(k-1)\end{array}\right]+\mathrm{\μ}\left[\begin{array}{c}0\\ {\hat{S}}_D\left(k\right)\\ 0\\ {\hat{S}}_D(k-1)\end{array}\right]e(k-1/2)$ 其中μ是在自适应算法中的一个步长参数。从方程(3)中可以看出，系数电路42的各值对于每个符号时间来讲仅需要计算一次，这是因为插入了零值假定符号Ω。从公式(1)中还可以看出，插入零值符号Ω还简化了估算信号

的产生。如果不是零值的值被插入在估算符号

与 之间，则式(1)各关系式将要有四项，而不是现在的两项。

信道估算的一个例子表示在图1中，这个图中坐标轴为T和H。曲线A表示一个连续的信道脉冲和以时间间隔为TS/2的时间点上的信道估算的离散值

和

。上述的符号取样时间点TO在图中给出，和符号计数器K表示的数目为K的所传输的符号的离散的信道估算值。

信道补偿器17按照所谓部分维特比算法操作，因为补偿器是对在部分符号时间TS进行取样的信号Y(K/2)进行信道补偿的。更为详细地描述维特比算法的由G.Forney撰写的上述参考文献“维特比算法”供读者参考。该算法以已知的方式具有N个状态，N＝M^b-1，其中M表示一个符号能够具有的值的数目，和L是以符号时间TS计算的信道估算长度。在所说明的实施例的情况下，按照图3M＝4和按照图5L＝2，这样补偿器17将具有状态数N＝4。这些状态说明在图7中并标记为B以及被编号为0、1、2和3。该算法被在各列中的一些节点平面予以说明，其中的一些被表示在图中。节点平面与标记为K-2、K-1和K的各个单独的时间点有关，其中字母K代表上述的符号计数器。维特比算法以已知的方式将被监测到的信号Y(K-2)的序列与借助于假定的符号S(K)和借助于信道估算H(K-2)所产生的假定序列进行比较。该假定的符号由以下方程给出： $\hat{S}\left(k\right)=({\hat{S}}_0\left(k\right),{\hat{S}}_1\left(k\right),{\hat{S}}_2\left(k\right),{\hat{S}}_3\left(K\right))......\left(4\right)$

两个序列之间的差称为度量值H_j(K)，该值是通过增量度量值连续相加计算出来的。这些增量度量值是为状态B之间的变换而计算的，如图7的实线箭头所示从度量值为J₃(K-1)的状态3变换到度量值为J₀(K)的状态0。在所说明的实施例中，信道补偿器接收所监测到的信号值Y(K/2)，该信号对于每个符号时间具有两个值Y(K)和Y(K-1/2)。这两个增量度量值为进行从i到j的状态变换，借助于这些值和借助于信道估算

和假定符号

，按下列和方程产生的： $\mathrm{\Δ}{J}_{\mathrm{ij}}\left(k\right)={|Y\left(k\right)-({\hat{H}}_1\left(k\right){\hat{S}}_j\left(k\right)+{\hat{H}}_3\left(k\right){\hat{S}}_i(k-1))|}^2$ ${\mathrm{\ΔJ}}_{\mathrm{ij}}(k-1/2)={|Y(k-1/2)-({\hat{H}}_0\left(k\right){\hat{S}}_j\left(k\right)+{\hat{H}}_2\left(k\right){\hat{S}}_i(k-1))|}^2...\left(5\right)$

这些增量度量值是按照维特比算法和利用示意性地表示在图7中的电路17B产生的。这个电路接收所监测到的信号Y(K/2)、假定符号S(K)和信道估算H(K/2)。状态B是利用存有各度量值的存储器电路实现的。

本发明中与维特比算法有关系的那部分与这些增量度量值的连续处理有关。为进行从i到j的状态变换，需对增量度量值求和，这两个增量度量值利用加权因子α(K/2)＝(α_k、α_k-1/2)共同加权。这些加权因子的产生将在下文中将进一步解释。新的状态j下的度量值J₃(K)由以下通用方程产生： $J_j\left(k\right)=J_i(k-1)+[{\mathrm{\α}}_k{\mathrm{\ΔJ}}_{\mathrm{ij}}\left(k\right)+{\mathrm{\α}}_{k-1/2}{\mathrm{\ΔJ}}_{\mathrm{ij}}(k-1/2)]$

其中方括号中的表述式是增量度量值的总和。

该度量值是在图7中的度量值计算电路17A中产生的并表示出3到0的变换状态。度量计算电路17A接收来自电路17B的增量度量值ΔJ₃₀(K-1/2)与ΔJ₃₀(K)和来自电路35的加权因子α_k-1/2与α_k并产生对于变换3到0的增加度量值的总和。另外如图中的虚线箭头所示在电路17A中还产生从状态0、1和2向状态0变换的增量度量值。按照维特比算法，这些增量度量值的总和中最小的值被选择为状态变换，在所说明的实施例中假设为要进行3至0的变换。对于所选择的状态变换的新的度量值J₀(K)按照上述方程(6)予以产生。维特比算法获得各度量值判决出估算的符号

。预估的符号S_p(K)可以在前面阶段中判决，例如在图7标记为K的节点平面以后。按照另外一个实施例，这些预估算的符号S_p(K)可以用于代替符号序列S_D(K)的符号序列。预估算的符号以这种方法用于按照方程(3)更新信道估算滤波器31和按照方程(1)和(2)产生误差信号

e(K-1/2)和e(K)。

上述加权因子α_k-1/2和α_k是借助于误差信号e(k)和e(K-1/2)产生的。这些加权因子的产生是基于对各个误差信号绝对值的静态期望值的监测，这些误差信号代表了由噪声、符号间干扰和同信道干扰引起的干扰的组合。期望值愈大，估算值Y(K-1/2)和Y(K)与其对应的监测信号Y(K-1/2)和Y(K)相差愈大。加权因子相应地愈小，以便当产生新的度量值J_j(K)时，与较大误差信号相对应的增量度量值ΔJ_ij(K-1/2)或ΔJ_ij(K)将相应地影响较小。两个误差信号e(K)和e(K-1/2)的幂可能彼此相差较大，特别是在信道估算 仅具有几个系数时。

静态期望值是误差信号的平方(或二次方)值来估算的和形成平均值。期望值和加权因子是在电路35中产生的，该电路在图8中更详细地予以描述。该电路具有两个平方器51和52、两个低通滤波器53和54、两个反相器55和56和两个信号开关57和58。信号开关57接收误差信号e(K/2)和在一半的符号时间TS/2期间将这些信号交替地传送到平方器51和52。信号开关57受控于表示在图4中的同步电路24的信号。两个误差信号e(K-1/2)和e(K)分别在各自的平方器51和52中被平方，平方后的值通过各自的低通滤波器53和所述误差信号的静态期望值的信号σ²(K-1/2)和σ²(K)。信号σ²(K-1/2)各自σ²(K)在各自的反相器55和56中被反相产生上述加权因子α_k和α_k-1并被传送到信号开关58。这个开关以未表示的方式受控于同步电路24，以一半符号时间TS/2间隔将加权因子施加到信道补偿器17中的度量计算电路71A上。因此，图4中的电路35按照以下方程产生加权因子： ${\mathrm{\α}}_{k-1/2}=1/{\left|\stackrel{\‾}{e(k-1/2)}\right|}^2......\left(7\right)$ ${\mathrm{\α}}_k=1/{\left|\stackrel{\‾}{e\left(k\right)}\right|}^2$

其中e(K-1/2)和e(K)上面的线表示形成平均值。

按照另外一种形式，注意力还放在滤波器的各个系数的范围上，当产生加权因子时，按照以下方程： ${\mathrm{\α}}_{k-1/2}=({{\hat{H}}_0}^2+{{\hat{H}}_2}^2)/{\mathrm{\σ}}^2(k-1/2)......\left(8\right)$ ${\mathrm{\α}}_k=({{\hat{H}}_1}^2+{{\hat{H}}_3}^2)/{\mathrm{\σ}}^2\left(k\right)$ 为了产生这些另外式的加权因子，电路35通过图4中由虚线表示的连线38从信道估算电路31接收信道估算H(K/2)。滤波器系数

与

和各自的

和

在包含在平方和平均值形成电路35中的电路59、60中进行平方并取和，并且分别与σ²(K-1/2)和σ²(K)的反相值相乘。所产生的加权因子α(K/2)被传送到信道补偿器17并用于度量的计算，如上文参照方程(5)和(6)。

图9是综合表示本发明的一个流程图。在方框70中，无线信号R(Y)被接收和滤波，形成一个基带信号Y(T)。按照方框71这个信号对于每个符号时间TS被取样八次和该取样的Y(K/8)被用于方框72的信道相关。信道相关产生无线信道13的取样脉冲响应，这个响应被用于确定信号估算

和也用于确定符号时间点TO。按照方框73对取样信号Y(K/8)以时间点TO为基础再取样，得到监测信号Y(K/2)，该监测到的信号对每个符号时间TS有两个信号值。对于每个监测到的信号值对于每个状态变化按照维特比算法产生一个增量度量值。如方框74，在所说明的例子中，对于每个变换产生两个增量度量值ΔJ_ij(K-1/2)和ΔJ_ij(K)。在方框75中对估算的符号 进行判决。在方框76中产生估算的符号的符号序列以及假定的零值符号Ω。在方框17中借助于信道估算

和上述符号序列产生估算的信号值

。在方框78中借助于估算的信号值和所监测到的信号值Y(K/2)产生误差信号e(K/2)。在方框79中通过平方，低通滤波和反相误差信号产生加权因子α(K/2)。在方框74中加权因子用于产生增量度量值的总和。

按照一种简化了的替代方案，滤波器系数借助于第一信道估算HF，每个符号序列SS在信道估算电路31中仅仅被调整一次。这意味着具有自适应算法的电路34被省略。在这种情况下，具有估算的符号

与假定的零值符号Ω交替的符号序列被传送到信道估算电路31，该符号序列被单独地用于产生估算的信号 。然而，按照这个简化的替代方案，插入假定的符号Ω对于产生误差信号e(k/2)是重要的，该误差信号是借助于估算的符号

按照方程(1)和(2)产生的。

一种更复杂的发明的替代方案将参照图10予以描述。在这个替代方案中，利用一个包括用于维特比算法的每个状态B的自适应信道估算电路81的信道补偿器80。读者可以参阅瑞典专利等人在IEEE文章中的技术，内插的符号值作为假定的符号被用于估算的各符号值之间。这会导致调整信道估算时的延迟，对于最终的符号估算总是有害的。在文章中所限定的技术有严重的缺点，在传输链、发射机、接收机中的各个滤波器必须已知具有高度的精度。而这些零值符号Ω的插入具有当产生误差信号e(K-1/2)和e(K)时避免延迟的附加优点。这能够使在没有不需要的延迟情况下产生加权因子α_k-1/2和α_k，这就改善了取和的增量度量值的产生。这一方案也被利用在上述的没有信道估算

自适应的较简单的实施例中。产生总的增量度量值时，利用加权因子有一些重要的优点。信道估算可以短暂，换言之它可以仅包含几个符号时间TS，和信道估算滤波器仅具有几个系数电路。这意味着用于符号估算的维特比算法将具有较少数目的状态，这在实际中实现符号估算时是相当有价值的。

Claims (11)

1.在通过一个无线信道(13)和信号的数字传输中，一种在接收机(15，16，17)中估算来自所发射的无线信号R(T)的传输符号的方法，其中上述符号估算是按照具有预定数目状态(B)的维特比算法实现的，上述方法包括以下方法步骤：

-接收和滤波所传输的信号(R(T))为一个基带信号(Y(T))；

-对于每个符号至少在两个取样时间点上对基带信号进行取样(21、Y(K/8))；

-实现相关来确定无线信道的估算的脉冲响应 ，借助于取样的信号值(Y(K/8))确定信道估算；

-在各取样时间点中的一个时间点上确定一个符号取样时间点(TO)；

-对于每个符号选择至少两个取样时间点，其中之一是该符号取样时间点(TO)，并在这些时间点上选择监测取样信号值(Y(k/2))；

-对于一个表示为(K)的传输的符号按照维特比算法确定增量度量值(ΔJ_ij(K-1/2)，ΔJ_ij(K))，这个确定过程是对于每个监测的取样信号值(Y(K-1/2))、(Y(K))和对于维特比算法的每一个状态(i到j)进行的；和

-按照维特比算法，至少产生预估算符号

其特征在于该方法还包括以下方法步骤：

从估算的符号

和假定的零值符号(Ω)中产生一个符号序列，上述符号序列在两个连续的估算符号之间具有至少一个假定的零值符号(Ω)；

-借助于信道估算 $\left(\hat{H}F\right),\left(\hat{H}(K/2)\right)$ ；和该符号序列在选择的各采样时间点上产生估算信号值

-借助于所监测的并选择的取样信号值(Y(K-1/2))、(Y(K))和估算的信号值

，在每个表示为(K)的符号的所选择的取样时间点上，产生误差信号(e(K-1/2))，(e(K))；

-由误差信号确定加权因子(α_k-1/2、α_k)；

-通过将增量度量值(ΔJ_ij(K-1/2))、(ΔJ_ij(K))与其各自的加权因子(α_k-1/2)、(α_k)相乘并取和，对表示为(K)的符号的各状态变换(i到j)的所监测的状态变换产生一个增量度量值总和。

2.按照权利要求1的方法，其特征在于按照一个选择的自适应算法(LMS)，借助于误差信号(e(k/2))，连续地调整无线信道(13)进行信道估算

3.按照权利要求1的方法，其中维特比算法中的每个状态都与一个各自的信道估算

和

相联系，其特征在于，

-选择与具有最小度量值的状态(0)相关连的信道估算 和

-借助于这个所选择的信道估算 ，产生估算信号值(Y(K/2))。

4.按照权利要求1、2或3的方法，其特征在于该方法还包括以下步骤：

-在所选择的各取样时间点上，平方各误差信号(e_k-1/2)、(e(K))的值；和

-对该平方后的误差信号进行低通滤波。

5.按照权利要求4的方法，其特征在于将已平方、低通滤波的误差信号(σ²(K-1/2))、(σ²(K))反相形成加权因子(α_k-1/2、α_k)。

6.按照权利要求4的方法，其特征在于：

-在信道估算中对各系数值进行平方并取和 $({\hat{H}}_0{\left(K\right)}^2+{\hat{H}}_2{\left(K\right)}^2);$ $({\hat{H}}_1{\left(K\right)}^2+{\hat{H}}_3{\left(K\right)}^2);$ 并

-除以相应的平方和低通滤波的误差信号(σ²(K-1/2))、(σ²(K))，形成加权因子(α_k-1/2、α_k)。

7.在通过无线信道(13)的无线信号(R(T))传输中，在数字无线传输系统的接收机中估算信号的设备，上述设备包括：

-一个具有滤波器的无线接收机(14)，该接收机接收无线信号(R(T))并产生基带信号(Y(T))；

-一个第一取样单元(21)，该单元取样基带信号并对每个符号在至少两个取样时间点(K/8)上传送信号值Y(K/8)；

-一个相关电路(23)，该电路借助于所取样的信号值(Y(K/8))为无线信道(13)产生信道估算

-一个同步电路(24)，用于在各个取样时间点中的一个时间点上确定一个符号的取样时间点(TO)；

-一个第二取样单元(22)，该单元与第一取样单元(21)相连接的受控于同步电路(24)，以及对于每个符号至少发送两个被监测到的取样信号值(Y(K-1/2))、(Y(K))；

-一个信道补偿器(17)，该补偿器为标为(K)的符号的(i到j)的状态变换的每个所监测到的信号值(Y(K-1/2)、Y(K))按照维特比算法产生一个增量度量值(ΔJ_ij(K-1/2)，ΔJ_ij(K))并还至少产生预估算符号

其特征在于该设备还包括：

-一个电路(36)，该电路产生一符号序列，该符号序列由估算信号

和假定零值符号(Ω)相同排列而成；

-一个信道估算滤波器(31)，该滤波器借助于所产生的符号序列产生估算的信号值

一个差分形成器(33)，该形成器借助于所监测到的Y(K-1/2)、Y(K)和估算 信号值为标记为(K)的符号产生误差信号(e(K-1/2))、(e(K))；

-一个平方与平均值形成电路(35)，该电路根据误差信号(e(K-1/2))、(e(K))形成加权因子(α_k-1/2、α_k)。

-一个度参照实行计算电路(17A)，该电路通过将i到j状态变换的增量度量值(ΔJ_ij(K-1/2))，(ΔJ_ij(K))与相应的加权因子(α_k-1/2、α_k)相乘并取和，而产生增量度量值总和。

8.按照权利要求7的设备，其特征在于：信道估算滤波器(31)具有系数电路(42)，该电路的各个值按照所选择的自适应算法(LMS)，借助于误差信号(e(K/2))，由自适应电路(34)对于无线信道(13)的信道估算进行调整。

9.按照权利要求7或8的设备，其特征在于该设备还包括：

-一个平方电路(51、52)，该电路在所选择的取样时间点上，对误差信号(e(K-1/2))、(e(K))进行平方；和

-一个低通滤波器(53、54)，该滤波器对所平方的误差信号进行滤波。

10.按照权利要求9的设备，其特征在于：该设备还包括反相器(55、56)，该反相器接收经平方、低通滤波后的误差信号(σ²(K-1/2))和(σ²(K))并发送加权因子(α_k-1/2、α_k)。

11.按照权利要求9的设备，其特征在于该设备还包括：

-一个反相器(55、56)，该反相器接收平方后经低通滤波的误差信号(σ²(K-1/2))和(σ²(K))并发送相应的反相值；和

-一个电路(55、60)，该电路与反相器相连接，并且系数电路(42)的值 $({\hat{H}}_0{\left(K\right)}^2+{\hat{H}}_1{\left(K\right)}^2;{\hat{H}}_1{\left(K\right)}^2+{\hat{H}}_3{\left(K\right)}^2)$ 在此电路中被平方并被取和并与上述反相的各值相乘。

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