CN104767704B - 一种ofdm信道估计装置和方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种OFDM信道估计装置和方法，该OFDM信道估计装置包括幅值比较模块、环路滤波模块、预测值生成模块和估计值生成模块，所述幅值比较模块的一个输入端用于接收观测值，所述幅值比较模块的另一个输入端与所述预测值生成模块的输出端连接，所述幅值比较的输出端与所述环路滤波模块的输入端连接，所述环路滤波模块的输出端与所述预测值生成模块的输入端连接，所述幅值比较模块输出的误差值在预设误差范围内时，所述估计值生成模块的输出的估计值为最终结果。本发明的信道估计装置结构清晰，实现简单、占用计算资源少且性能优于传统方法使用一阶自回归模型的卡尔曼滤波器的性能。

Description

一种OFDM信道估计装置和方法

技术领域

本发明涉及通信技术领域，特别是涉及一种OFDM(Orthogonal FrequencyDivision Multiplexing，正交频分复用)信道估计装置和方法。

背景技术

OFDM技术是一种多载波调制技术。在一个OFDM通信系统中，一个缓慢衰落的宽带频率选择性信道被分成了一系列平行且相互正交的平坦衰落窄带信道。这种实现方式有效地消除了符号间干扰(ISI)和子载波间干扰(ICI)，因此得到了广泛的应用，如地面数字电视广播标准，第四代移动通信标准，宽带电力线标准等。

在复杂环境下通信，如无线电通信，电力线载波通信等，载波信号会受到折射、反射、散射(无线)等物理效应的影响，形成多径传播。尤其在移动通信时，各路径的复幅值和路径时延是时变的。多径信道的冲激响应表达为：

其中，α_l(t)和τ_l(t)分别是第l条路径的复幅值和时延。一般来说，路径时延相对来说变化缓慢，在单次通信中可认为时不变，而复幅值变化则较快，通常在传输若干符号前后会发生明显变化，因此需要通过时域跟踪算法扑捉。

传统的信号跟踪算法多采用卡尔曼滤波器配以一阶自回归模型(AR1)的方法加以实现，该模型的自回归系数依据相关匹配准侧，通过求解Yule-Walker方程得到。在快速时变环境下，该方法被证明是一种有效且高性能的估计装置，其渐进均方误差能够接近克拉美-劳下限，然而在慢速时变的条件下，由于自回归系数非常接近于1导致了较大的模型误差，从而无法保证信道估计的性能。

发明内容

锁相环电路是通信工程领域中常用的装置，它大量应用于通信接收机中对未知相位信号进行跟踪扑捉。一阶数字锁相环可等效成一个最大后验概率(MAP)相位估计装置，因此，在信号处理领域，尤其是信道估计环节也能够设计成一种高效的估计装置。

本发明提出的信道估计装置与锁相环结构相似，通过类似于数字锁相环的处理，对慢速变化的OFDM信道复幅值进行跟踪扑捉。需注意的是，本发明的使用前提是假设信道(多径)时延已知或者已经完美估计，路径数和时延的估计的文献方法很多，如信号处理领域著名的高精度算法MDL，ESPRIT等，由于这些时延算法与本发明不直接相关，故此处不进行阐述。

本发明目的在于提出一种OFDM信道估计装置和方法，以解决上述现有技术存在的慢速时变条件下信道估计性能不佳的技术问题。

为此，本发明提出一种OFDM信道估计装置，用于获取OFDM信道的复幅值的估计值，包括幅值比较模块、环路滤波模块、预测值生成模块和估计值生成模块，所述幅值比较模块的一个输入端用于接收观测值，所述幅值比较模块的另一个输入端与所述预测值生成模块的输出端连接，所述幅值比较模块的输出端与所述环路滤波模块的输入端连接，所述环路滤波模块的输出端与所述预测值生成模块的输入端连接，所述幅值比较模块输出的误差值在预设误差范围内时，所述估计值生成模块的输出的估计值为最终结果；其中，

所述幅值比较模块，对第n时刻的观测值与所述预测值生成模块输出的第n-1时刻的预测值求差得到所述误差值；

所述环路滤波模块，包括第一滤波单元，所述第一滤波单元包括具有支路增益为μ₁的增益电路，所述第一滤波单元将所述误差值乘以支路增益μ₁得到第一修正值；

所述预测值生成模块，对所述第n-1时刻的预测值和所述第一修正值求和得到第n时刻的预测值；

所述估计值生成模块，对所述第n-1时刻的预测值和所述第一修正值求和得到第n时刻的估计值。

优选地，所述环路滤波模块还包括与所述第一滤波单元并联的第二滤波单元，所述第二滤波单元用于对所述误差值进行处理得到第二修正值；所述第二滤波单元包括M条支路，其中，所述M条支路中的第m条支路包括延时电路和具有支路增益为μ_m+1的增益电路，所述第一滤波单元和所述第二滤波单元构成的环路滤波模块为低通滤波器，所述M为不大于2的正整数，m为不大于M的正整数。

优选地，所述第m条支路还包括加法电路，当m等于1时，第1条支路的加法电路的两个输入端分别与所述幅值比较模块的输出端以及第1条支路的延时电路的输出端连接，第1条支路的加法电路的输出端与第1条支路的延时电路的输入端以及第1条支路的增益电路的输入端连接；当m大于1时，第m条支路的加法电路的两个输入端分别与第m-1条支路的延时电路的输出端以及第m条支路的延时电路的输出端连接，第m条支路的加法电路的输出端与第m条支路的延时电路的输入端以及第m条支路的增益电路的输入端连接。

优选地，所述OFDM信道估计装置还包括支路增益获取模块，所述支路增益获取模块包括：

传递函数获取单元，用于获取信道估计装置的z域传递函数L(z)与所述支路增益μ₁之间的关系，以及获取一阶数字锁相环的s域传递函数L(s)与物理参数之间的关系，所述物理参数为一阶数字锁相环的截止角频率；

动态均方误差获取单元，用于获取由信道能量引起的动态均方误差与信道复幅值的多普勒谱密度的关系，从而得到所述动态均方误差与所述物理参数的近似线性关系；

静态均方误差获取单元，用于获取由噪声引起的静态均方误差与噪声能量的关系，从而得到所述静态均方误差与所述物理参数的近似线性关系；

物理参数获取单元，信道估计装置的总均方误差为所述动态均方误差与所述静态均方误差之和，对所述总均方误差求所述物理参数的偏导，并使偏导为0，获取使得所述总均方误差最小的所述物理参数；

支路增益获取单元，根据所述z域传递函数L(z)与所述s域传递函数L(s)的对应关系，获取使得所述总均方误差最小的所述支路增益μ₁。

优选地，所述OFDM信道估计装置还包括支路增益获取模块，所述支路增益获取模块包括：

传递函数获取单元，用于获取信道估计装置的z域传递函数L(z)与所述支路增益μ₁和所述第二滤波单元中第m条支路的支路增益μ_m+1之间的关系，以及获取环路为M+1阶的数字锁相环的s域传递函数L(s)与物理参数之间的关系，当M＝1时，所述物理参数为二阶数字锁相环的自然角频率和阻尼系数，当M＝2时，所述物理参数为三阶数字锁相环的自然角频率、阻尼系数和电容比参数；

动态均方误差获取单元，用于获取由信道能量引起的动态均方误差与信道复幅值的多普勒谱密度的关系，从而得到所述动态均方误差与所述物理参数的近似线性关系；

静态均方误差获取单元，用于获取由噪声引起的静态均方误差与噪声能量的关系，从而得到所述静态均方误差与所述物理参数的近似线性关系；

物理参数获取单元，信道估计装置的总均方误差为所述动态均方误差与所述静态均方误差之和，对所述总均方误差分别求所述物理参数的偏导，并使偏导为0，获取使得所述总均方误差最小的所述物理参数；

支路增益获取单元，根据所述z域传递函数L(z)与所述s域传递函数L(s)的对应关系，获取使得所述总均方误差最小的所述支路增益μ₁和所述第二滤波单元中第m条支路的支路增益μ_m+1。

优选地，根据OFDM信道时延傅里叶矩阵和OFDM信道的接收向量计算得到最小二乘估计矩阵，利用所述最小二乘估计矩阵对OFDM信道的接收值进行线性处理得到所述观测值，所述观测值的长度与所述OFDM信道估计装置处理信号的长度相同。

本发明还提出一种使用上述OFDM信道估计装置进行信道估计的方法，包括以下步骤：

S1、设定所述支路增益μ₁；

S2、将第n-1时刻的预测值赋初值0；

S3、对第n时刻的观测值与所述预测值生成模块输出的第n-1时刻的预测值求差得到误差值；

S4、所述第一滤波单元将所述误差值乘以所述支路增益μ₁得到第一修正值；

S5、对所述第n-1时刻的预测值和所述第一修正值求和得到第n时刻的预测值；

S6、对所述第n-1时刻的预测值和所述第一修正值求和得到第n时刻的估计值；

S7、获取n+1时刻的观测信号，重复步骤S3-S6；当所述误差值在预设误差范围内时，所述估计值为最终结果。

优选地，步骤S1中的所述支路增益的计算包括：

S11、获取信道估计装置的z域传递函数L(z)与所述支路增益μ₁之间的关系，以及获取一阶数字锁相环的s域传递函数L(s)与物理参数之间的关系，所述物理参数为一阶数字锁相环的截止角频率；

S12、获取由信道能量引起的动态均方误差与信道复幅值的多普勒谱密度的关系，从而得到所述动态均方误差与所述物理参数的近似线性关系；

S13、获取由噪声引起的静态均方误差与噪声能量的关系，从而得到所述静态均方误差与所述物理参数的近似线性关系；

S14、信道估计装置的总均方误差为所述动态均方误差与所述静态均方误差之和，对所述总均方误差求所述物理参数的偏导，并使偏导为0，获取使得所述总均方误差最小的所述物理参数；

S15、根据传递函数L(z)与传递函数L(s)的对应关系，获取使得所述总均方误差最小的所述支路增益μ₁。

本发明还提出一种使用上述OFDM信道估计装置进行信道估计的方法，包括以下步骤：

S1、设定支路增益初值，所述支路增益包括所述第一滤波单元的支路增益μ₁和所述第二滤波单元第m条支路的支路增益μ_m+1；

S2、将第n-1时刻的预测值和所述第二滤波单元第m支路增益电路第n-1时刻的输入值均赋初值0；

S3、对第n时刻的观测值与所述预测值生成模块输出的第n-1时刻的预测值求差得到误差值；

S4、所述第一滤波单元将所述误差值乘以所述支路增益μ₁得到第一修正值，所述第二滤波单元对所述误差值进行处理得到第二修正值；

S5、对所述第n-1时刻的预测值、所述第一修正值以及所述第二修正值求和得到所述第n时刻的预测值；

S6、对所述第n-1时刻的预测值和所述第一修正值求和得到第n时刻的估计值；

S7、获取n+1时刻的观测信号，重复步骤S3-S6；当所述误差值在预设误差范围内时，所述估计值为最终结果。

优选地，步骤S1中的所述支路增益的计算包括：

S11、获取信道估计装置的z域传递函数L(z)与所述支路增益μ₁和所述第二滤波单元中第m条支路的支路增益μ_m+1之间的关系，以及获取环路为M+1阶的数字锁相环的s域传递函数L(s)与物理参数之间的关系，当M＝1时，所述物理参数为二阶数字锁相环的自然角频率和阻尼系数，当M＝2时，所述物理参数为三阶数字锁相环的自然角频率、阻尼系数和电容比参数；

S12、获取由信道能量引起的动态均方误差与信道复幅值的多普勒谱密度的关系，从而得到所述动态均方误差与所述物理参数的近似线性关系；

S13、获取由噪声引起的静态均方误差与噪声能量的关系，从而得到所述静态均方误差与所述物理参数的近似线性关系；

S14、信道估计装置的总均方误差为所述动态均方误差与所述静态均方误差之和，对所述总均方误差分别求所述物理参数的偏导，并使偏导为0，获取使得所述总均方误差最小的所述物理参数；

S15、根据传递函数L(z)与传递函数L(s)的对应关系，获取使得所述总均方误差最小的所述支路增益μ₁和所述第二滤波单元中第m条支路的支路增益μ_m+1。

本发明所提出类锁相环结构的信道估计装置的优点是，结构清晰，实现简单。由于一旦参数优化固定，在跟踪过程中无需更新其环路增益，因此该方案更易于实现且占用计算资源少。这也是本发明的相比于传统方法经常使用的卡尔曼滤波器的优势，因为能够节省后者在每个迭代周期更新计算卡尔曼增益的步骤。而且，本发明所提出的信道估计装置经过本发明所提出的配置方法优化后，其性能优于传统方法使用一阶自回归模型的卡尔曼滤波器的性能。

附图说明

图1是本发明具体实施方式的OFDM信道估计装置的结构框图(三阶)；

图2是本发明具体实施方式的OFDM信道估计装置的工作流程图；

图3是本发明具体实施方式的OFDM信道估计装置与一阶自回归卡尔曼滤波器的渐进估值均方误差性能仿真情况；

图4是本发明具体实施方式的OFDM信道估计装置与一阶自回归卡尔曼滤波器的误比特率性能仿真情况。

具体实施方式

下面结合具体实施方式并对照附图对本发明作进一步详细说明。应该强调的是，下述说明仅仅是示例性的，而不是为了限制本发明的范围及其应用。

参照以下附图，将描述非限制性和非排他性的实施例，其中相同的附图标记表示相同的部件，除非另外特别说明。

为了清晰明了，我们使用一个简化的信道模型来阐述本发明的结构及原理。假定一个单载波系统在平坦(单径)瑞利衰落信道中通信。由于我们使用基于导频(已知信号)的估计方法，我们可以进一步假设发射信号为全1信号，所以一个通过平坦时变信道的离散信号输入输出模型可以简化为：

y_(n)＝α_(n)+w_(n) (1)

其中，n是离散抽样时刻，y_(n)是第n时刻接收信号，w_(n)是零均值加性高斯白噪声，其方差为α_(n)为信道的复幅度，它是方差为1的平稳随机变量，其多普勒频谱为Jakes U型谱，可表达为：

其中，f_d为信道的最大多普勒频移。

本发明提出的OFDM信道估计装置，包括幅值比较模块101、环路滤波模块102、预测值生成模块103和估计值生成模块104，幅值比较模块101的一个输入端用于接收观测值，幅值比较模块101的另一个输入端与预测值生成模块103的输出端连接，幅值比较模块101的输出端与环路滤波模块102的输入端连接，环路滤波模块102的输出端与预测值生成模块103的输入端连接，幅值比较模块101输出的误差值在预设误差范围内时，估计值生成模块104的输出的估计值为最终结果。

根据对跟踪速率和估计精度的不同要求，环路滤波模块102可以设计为仅包含第一滤波单元，当只使用第一滤波单元时，该第一滤波单元包括具有支路增益为μ₁的增益电路，信道估计装置为一阶环路，此时μ₁≠0,μ₂＝μ₃＝0。第一滤波单元将误差值乘以支路增益μ₁得到第一修正值；预测值生成模块103对第n-1时刻的预测值和第一修正值求和得到第n时刻的预测值；估计值生成模块104对第n-1时刻的预测值和第一修正值求和得到第n时刻的估计值。

环路滤波模块102也可以设计为还包含第二滤波单元，该第二滤波单元可以由一条或两条延时支路组成，用于对第一修正值做细微调整。当第二滤波单元只包括一条支路时，环路滤波模块为一阶低通滤波器，相应地，信道估计装置为二阶环路，支路增益(μ₁,μ₂)为信道估计器的调节参数，且μ₁≠0,μ₂≠0,μ₃＝0。当第二滤波单元包括两条支路时，环路滤波模块为二阶低通滤波器，相应地，信道估计装置为三阶环路，支路增益(μ₁,μ₂,μ₃)为信道调节器的调节参数，且μ₁≠0,μ₂≠0,μ₃≠0。第二滤波单元包括M条支路和总加法电路，其中，第m条支路包括具有支路增益为μ_m+1的增益电路，增益电路的输出端与总加法电路的输入端连接，M为不大于2的正整数，m为不大于M的正整数。M的选择决定了信道估计装置的跟踪速度与估值精度，但随着阶数增加，装置相应的成本也会提升，所以实际应用中需根据具体需要，在两因素间权衡选择。相应地，预测值生成模块103对第n-1时刻的预测值、第一修正值以及第二修正值求和得到第n时刻的预测值。

更进一步地，第二滤波单元的第m条支路还包括加法电路，当m为1时，第1条支路的加法电路的两个输入端分别与幅值比较模块的输出端以及第1条支路的延时电路的输出端连接，第1条支路的加法电路的输出端与第1条支路的延时电路的输入端以及第1条支路的增益电路的输入端连接；当m大于1时，第m条支路的加法电路的两个输入端分别与第m-1条支路的延时电路的输出端以及第m条支路的延时电路的输出端连接，第m条支路的加法电路的输出端与第m条支路的延时电路的输入端以及第m条支路的增益电路的输入端连接。在本发明的一个具体实施例中，信道估计装置为三阶结构，参见图1为本发明具体实施方式的OFDM信道估计装置的结构框图(三阶)。下面通过对估计信号产生过程的描述，对本实施例提出的信道估计装置结构进行详细说明。

幅值比较模块101将采样获取的第n时刻的观测信号y_(n)与第n-1时刻的预测值做差值，得到第n时刻的误差值v_ε(n)：

该误差值送入环路滤波模块102进行滤波处理，该模块的输入与总输出关系为：

v_c(n)＝μ₁v_ε(n)+μ₂v_Lag1(n)+μ₃v_Lag2(n)

其中，总输出包括两部分，分别为第一滤波单元的输出第一修正值μ₁v_ε(n)和第二滤波单元的输出第二修正值μ₂v_Lag1(n)+μ₃v_Lag2(n)；

在预测值生成模块103中，环路滤波模块102的输出值v_c(n)再通过与第n-1时刻的预测值叠加产生第n时刻的预测值如下：

在估计值生成模块104中，第n时刻的估计值由第n-1时刻的预测值与第一修正值进行叠加得到，如下：

由上述公式整理推导出本实施例的估计装置的时域迭代表达式：

v_Lag1(n)＝v_Lag1(n-1)+v_ε(n) (5)

v_Lag2(n)＝v_Lag2(n-1)+v_Lag1(n) (6)

由上述时域迭代表达式可以看出，本发明提出的信道估计装置具有跟卡尔曼滤波器有类似的二步实现模式：预测(5)、(6)、(7)与校正(3)、(4)。

参见图2是本发明具体实施方式的OFDM信道估计装置的工作流程图，具体步骤如下：

S1、由设定的信道模型和噪声能量对信道估值装置进行参数优化，得到最优的环路滤波模块的支路增益μ₁,μ₂,μ₃；

S2、将的初始值(n＝0)设置为0；

S3、对采样获取的第n时刻的观测值y_(n)与预测值生成模块输出的第n-1时刻的预测值求差得到误差值v_ε(n)，参见公式(3)；

S4、第一滤波单元对上述误差值v_ε(n)乘以支路增益μ₁得到第一修正值μ₁v_ε(n)，将第n-1时刻的预测值和第一修正值μ₁v_ε(n)进行叠加得到第n时刻的估计值参见公式(4)；

S5、第二滤波单元对误差值v_ε(n)进行处理得到第二修正值，第n时刻各支路的信号值v_Lag1(n),v_Lag2(n)由该支路n-1时刻的信号值叠加上一支路第n时刻的信号值得到，第一支路的上一支路第n时刻信号值为第n时刻的误差值，参见公式(5)和(6)；

S6、第n时刻的预测值由第n时刻的估计值叠加第二滤波单元输出的第二修正值得到，参见公式(7)；

S7、获取n+1时刻的观测信号，重复步骤S3-S6；当误差值在预设误差范围内时，本信道估计装置实现锁定状态，估计值生成单元输出的估计值为最终结果。

在上述步骤S1中各支路的支路增益的取值越精确，信道估计装置的运行性能越优秀。在本发明的一个具体实施例中，为使得信道估计装置具有更优的性能，针对如图1给出的环路滤波模块结构，通过与传统数字锁相环物理参数(ω_c(ω_n),ζ,m)关联，并使估计均方误差最小化，即最小化，其中，ω_c是一阶环路的截止角频率，ω_n是二阶、三阶环路的自然角频率，ζ是二阶、三阶环路的阻尼系数，m是三阶环路特有的电容比参数。下面给出了信道估计装置中支路增益μ₁,μ₂,μ₃的获取方法，包括以下步骤：

S1、信道估计装置输入与输出的z域关系可表示为：其中L(z)是估计装置的传递函数，信道估计装置的传递函数L(z)与环路滤波模块102的传递函数F(z)有以下关系：

以三阶滤波器为例，F(z)可表示为：

因此，误差函数可写为：ε(z)＝(1-L(z))α(z)-L(z)w(z)。

S2、总的估计均方误差可表示为由信道能量引起的动态均方误差和由噪声引起的静态均方误差两部分：其中，

S21、动态均方误差的线性近似：

S_α是复幅值的功率谱密度，T是信号的采样间隔，运用公式(2)，可以通过线性近似，求解得到的解析式：其中，f_d为信道的最大多普勒频移，f_n＝ωⁿ/2π。

S22、静态均方误差的线性近似：

噪声部分的均方误差可以表示为其中B_L被称为离散系统的噪声带宽，可通过查阅工程文献得到B_L与物理参数ω_c(ω_n),ζ,m的关系式。

这里特别地，对于三阶环路有：

至此，得到估计装置的总均方误差关于ω_n,ζ,m的解析表达式。

S3、对分别求物理参数ω_n,ζ,m的一阶偏导，并令其为0，可以求得三阶环路估计装置的物理参数的一组最优解析解。

S4、三阶数字锁相环的s域传递函数可以用下式表达：

S5、将三阶环路的传递函数(8)与三阶数字锁相环的传递函数进行等价(假设z＝e^sT，s＝j2πf)，可得到(μ₁,μ₂,μ₃)与(ω_n,ζ,m)的对应关系：

从而求解得到(μ₁,μ₂,μ₃)的最优解。二阶与一阶环路估计装置的优化方法可同理推得，此处不再详述。

本发明运用于OFDM调制的通信系统，且被估计信道为多径信道时，接收信号和被估计信道复幅值均为向量，故需要先将接收信号进行预处理，即将其线性变换成一个α的预估计量，对接收信号进行线性处理是本领域常规的处理方法，较优地是采用传统的最小二乘法(LS)估计。

当应用于多径环境中的OFDM系统，如宽带电力线系统时，接收信号为长度为导频子载波数N_p的向量，而环路信号均为长度为路径数L的向量，因此每个符号周期需要对接收信号y_p(n)进行预处理，转换为长度为L的观测信号后再进入估计装置。一种可行的预处理方法，是对接收信号y_p(n)进行最小二乘(LS)估计：

其中，G_(n)是根据信道时延傅里叶矩阵和OFDM信道接收向量计算得到的LS估计矩阵。这样，可以设计得到一个基于的长度为L的误差向量：

环路的剩余部分可视为一个L支路的并行系统，每个路径的幅值估计独立计算产生。

参见图3为本发明具体实施方式的OFDM信道估计装置与一阶自回归卡尔曼滤波器的渐进估值均方误差性能仿真情况，仿真环境为瑞利平坦信道，归一化多普勒频移f_dT设定为10^-3条件下的估计装置性能比较图，其中，曲线1、2、3、4、5分别表示一阶卡尔曼、一阶环路、二阶环路、三阶环路、克拉美-劳下界。图中纵坐标为估计均方误差，横坐标为信噪比。图中对应的三种阶数的信道估计装置都用本发明中描述的方法进行了参数优化。

参见图4为本发明具体实施方式的OFDM信道估计装置与一阶自回归卡尔曼滤波器的误比特率性能仿真情况，仿真环境为瑞利平坦信道，归一化多普勒频移f_dT设定为10^-3，发送信号为QPSK调制模式，导频与数据的配比为1:10，其中，曲线6、7、8、9、10分别表示一阶卡尔曼、一阶环路、二阶环路、三阶环路、已知信道。图中对应的三种阶数的信道估计装置都用本发明中描述的方法进行了参数优化。

可见，本发明所提出的环路信道估计装置构造清晰，实现简单，且渐进性能优于传统方法中经常使用的基于一阶自回归模型并配以相关匹配准则得到的卡尔曼滤波器(Kalman filter)，逼近克拉美-劳下限(Cramer-Rao lower bound)。

本领域技术人员将认识到，对以上描述做出众多变通是可能的，所以实施例仅是用来描述一个或多个特定实施方式。

尽管已经描述和叙述了被看作本发明的示范实施例，本领域技术人员将会明白，可以对其作出各种改变和替换，而不会脱离本发明的精神。另外，可以做出许多修改以将特定情况适配到本发明的教义，而不会脱离在此描述的本发明中心概念。所以，本发明不受限于在此披露的特定实施例，但本发明可能还包括属于本发明范围的所有实施例及其等同物。

Claims (10)

1.一种OFDM信道估计装置，用于获取OFDM信道的复幅值的估计值，其特征在于，包括幅值比较模块、环路滤波模块、预测值生成模块和估计值生成模块，所述幅值比较模块的一个输入端用于接收观测值，所述幅值比较模块的另一个输入端与所述预测值生成模块的输出端连接，所述幅值比较模块的输出端与所述环路滤波模块的输入端连接，所述环路滤波模块的输出端与所述预测值生成模块的输入端连接，所述幅值比较模块输出的误差值在预设误差范围内时，所述估计值生成模块的输出的估计值为最终结果；其中，

所述幅值比较模块，对第n时刻的观测值与所述预测值生成模块输出的第n-1时刻的预测值求差得到所述误差值；

所述环路滤波模块，包括第一滤波单元，所述第一滤波单元包括具有支路增益为μ₁的增益电路，所述第一滤波单元将所述误差值乘以支路增益μ₁得到第一修正值；

所述预测值生成模块，对所述第n-1时刻的预测值和所述第一修正值求和得到第n时刻的预测值；

所述估计值生成模块的一个输入端与所述第一滤波单元的增益电路的输出端连接，所述估计值生成模块的另一个输入端与所述预测值生成模块的输出端连接，所述估计值生成模块对所述第n-1时刻的预测值和所述第一修正值求和得到第n时刻的估计值。

2.如权利要求1所述的OFDM信道估计装置，其特征在于，所述环路滤波模块还包括与所述第一滤波单元并联的第二滤波单元，所述第二滤波单元用于对所述误差值进行处理得到第二修正值；所述第二滤波单元包括M条支路和总加法电路，其中，所述M条支路中的第m条支路包括延时电路和具有支路增益为μ_m+1的增益电路，所述第m条支路的增益电路的输出端与总加法电路的输入端连接，所述总加法电路的输出端与所述预测值生成模块的输入端连接，所述第一滤波单元和所述第二滤波单元构成的环路滤波模块为低通滤波器，所述M为不大于2的正整数，m为不大于M的正整数。

3.如权利要求2所述的OFDM信道估计装置，其特征在于，所述第m条支路还包括加法电路，当m等于1时，第1条支路的加法电路的两个输入端分别与所述幅值比较模块的输出端以及第1条支路的延时电路的输出端连接，第1条支路的加法电路的输出端与第1条支路的延时电路的输入端以及第1条支路的增益电路的输入端连接；当m大于1时，第m条支路的加法电路的两个输入端分别与第m-1条支路的延时电路的输出端以及第m条支路的延时电路的输出端连接，第m条支路的加法电路的输出端与第m条支路的延时电路的输入端以及第m条支路的增益电路的输入端连接。

4.如权利要求1所述的OFDM信道估计装置，其特征在于，所述OFDM信道估计装置还包括支路增益获取模块，所述支路增益获取模块包括：

传递函数获取单元，用于获取信道估计装置的z域传递函数L(z)与所述支路增益μ₁之间的关系，以及获取一阶数字锁相环的s域传递函数L(s)与物理参数之间的关系，所述物理参数为一阶数字锁相环的截止角频率；

动态均方误差获取单元，用于获取由信道能量引起的动态均方误差与信道复幅值的多普勒谱密度的关系，从而得到所述动态均方误差与所述物理参数的近似线性关系；

静态均方误差获取单元，用于获取由噪声引起的静态均方误差与噪声能量的关系，从而得到所述静态均方误差与所述物理参数的近似线性关系；

物理参数获取单元，信道估计装置的总均方误差为所述动态均方误差与所述静态均方误差之和，对所述总均方误差求所述物理参数的偏导，并使偏导为0，获取使得所述总均方误差最小的所述物理参数；

支路增益获取单元，根据所述z域传递函数L(z)与所述s域传递函数L(s)的对应关系，获取使得所述总均方误差最小的所述支路增益μ₁。

5.如权利要求2或3所述的OFDM信道估计装置，其特征在于，所述OFDM信道估计装置还包括支路增益获取模块，所述支路增益获取模块包括：

传递函数获取单元，用于获取信道估计装置的z域传递函数L(z)与所述支路增益μ₁和所述第二滤波单元中第m条支路的支路增益μ_m+1之间的关系，以及获取环路为M+1阶的数字锁相环的s域传递函数L(s)与物理参数之间的关系，当M＝1时，所述物理参数为二阶数字锁相环的自然角频率和阻尼系数，当M＝2时，所述物理参数为三阶数字锁相环的自然角频率、阻尼系数和电容比参数；

动态均方误差获取单元，用于获取由信道能量引起的动态均方误差与信道复幅值的多普勒谱密度的关系，从而得到所述动态均方误差与所述物理参数的近似线性关系；

静态均方误差获取单元，用于获取由噪声引起的静态均方误差与噪声能量的关系，从而得到所述静态均方误差与所述物理参数的近似线性关系；

物理参数获取单元，信道估计装置的总均方误差为所述动态均方误差与所述静态均方误差之和，对所述总均方误差分别求所述物理参数的偏导，并使偏导为0，获取使得所述总均方误差最小的所述物理参数；

支路增益获取单元，根据所述z域传递函数L(z)与所述s域传递函数L(s)的对应关系，获取使得所述总均方误差最小的所述支路增益μ₁和所述第二滤波单元中第m条支路的支路增益μ_m+1。

6.如权利要求1所述的OFDM信道估计装置，其特征在于，根据OFDM信道时延傅里叶矩阵和OFDM信道的接收向量计算得到最小二乘估计矩阵，利用所述最小二乘估计矩阵对OFDM信道的接收值进行线性处理得到所述观测值，所述观测值的长度与所述OFDM信道估计装置处理信号的长度相同。

7.一种使用如权利要求1所述的OFDM信道估计装置进行信道估计的方法，其特征在于，包括以下步骤：

S1、设定所述支路增益μ₁；

S2、将第n-1时刻的预测值赋初值0；

S3、对第n时刻的观测值与所述预测值生成模块输出的第n-1时刻的预测值求差得到误差值；

S4、所述第一滤波单元将所述误差值乘以所述支路增益μ₁得到第一修正值；

S5、对所述第n-1时刻的预测值和所述第一修正值求和得到第n时刻的预测值；

S6、对所述第n-1时刻的预测值和所述第一修正值求和得到第n时刻的估计值；

S7、获取n+1时刻的观测信号，重复步骤S3-S6；当所述误差值在预设误差范围内时，所述估计值为最终结果。

8.如权利要求7所述的方法，其特征在于，步骤S1中的所述支路增益的计算包括：

S11、获取信道估计装置的z域传递函数L(z)与所述支路增益μ₁之间的关系，以及获取一阶数字锁相环的s域传递函数L(s)与物理参数之间的关系，所述物理参数为一阶数字锁相环的截止角频率；

S12、获取由信道能量引起的动态均方误差与信道复幅值的多普勒谱密度的关系，从而得到所述动态均方误差与所述物理参数的近似线性关系；

S13、获取由噪声引起的静态均方误差与噪声能量的关系，从而得到所述静态均方误差与所述物理参数的近似线性关系；

S14、信道估计装置的总均方误差为所述动态均方误差与所述静态均方误差之和，对所述总均方误差求所述物理参数的偏导，并使偏导为0，获取使得所述总均方误差最小的所述物理参数；

S15、根据传递函数L(z)与传递函数L(s)的对应关系，获取使得所述总均方误差最小的所述支路增益μ₁。

9.一种使用如权利要求2或3所述的OFDM信道估计装置进行信道估计的方法，其特征在于，包括以下步骤：

S1、设定支路增益初值，所述支路增益包括所述第一滤波单元的支路增益μ₁和所述第二滤波单元第m条支路的支路增益μ_m+1；

S2、将第n-1时刻的预测值和所述第二滤波单元第m支路增益电路第n-1时刻的输入值均赋初值0；

S3、对第n时刻的观测值与所述预测值生成模块输出的第n-1时刻的预测值求差得到误差值；

S4、所述第一滤波单元将所述误差值乘以所述支路增益μ₁得到第一修正值，所述第二滤波单元对所述误差值进行处理得到第二修正值；

S5、对所述第n-1时刻的预测值、所述第一修正值以及所述第二修正值求和得到所述第n时刻的预测值；

S6、对所述第n-1时刻的预测值和所述第一修正值求和得到第n时刻的估计值；

S7、获取n+1时刻的观测信号，重复步骤S3-S6；当所述误差值在预设误差范围内时，所述估计值为最终结果。

10.如权利要求9所述的方法，其特征在于，步骤S1中的所述支路增益的计算包括：

S11、获取信道估计装置的z域传递函数L(z)与所述支路增益μ₁和所述第二滤波单元中第m条支路的支路增益μ_m+1之间的关系，以及获取环路为M+1阶的数字锁相环的s域传递函数L(s)与物理参数之间的关系，当M＝1时，所述物理参数为二阶数字锁相环的自然角频率和阻尼系数，当M＝2时，所述物理参数为三阶数字锁相环的自然角频率、阻尼系数和电容比参数；

S12、获取由信道能量引起的动态均方误差与信道复幅值的多普勒谱密度的关系，从而得到所述动态均方误差与所述物理参数的近似线性关系；

S13、获取由噪声引起的静态均方误差与噪声能量的关系，从而得到所述静态均方误差与所述物理参数的近似线性关系；

S14、信道估计装置的总均方误差为所述动态均方误差与所述静态均方误差之和，对所述总均方误差分别求所述物理参数的偏导，并使偏导为0，获取使得所述总均方误差最小的所述物理参数；

S15、根据传递函数L(z)与传递函数L(s)的对应关系，获取使得所述总均方误差最小的所述支路增益μ₁和所述第二滤波单元中第m条支路的支路增益μ_m+1。