CN102136850A - 一种实现自动频率控制的方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种实现自动频率控制的方法和装置，此方法包括：计算各径接收信号中公共导频符号的相关值以及频偏值，根据各径接收信号的频偏值计算得到合并频偏值，并根据所述合并频偏值确定对压控振荡器的频偏调整值、对总体接收信号的频偏调整值以及对各径接收信号的频偏调整值。采用本发明所述方法和装置，与现有技术相比，选择新的小范围频偏估计方法，使频偏估计更加准确；采用CORDIC，节省了硬件资源，且计算精度得到提高；频偏调整控制策略使射频调整更加平缓，使系统的稳定性得到加强。

Description

一种实现自动频率控制的方法和装置

技术领域

本发明涉及无线通信领域，尤其涉及一种实现自动频率控制的方法和装置。

背景技术

在宽带码分多址(Wideband Code Division Multiple Access，简称WCDMA)系统中，通常会由于本地晶振的精确度和稳定性的影响，以及在移动终端移动过程中的多普勒效应，在基站和终端之间存在载波频差也称为频偏。这种频偏将对终端的解调性能产生较大影响。自动频率控制(AutomaticFrequency Control，简称AFC)作为频偏纠正控制有效方法，在系统中得到广泛应用。已有的方法在WCDMA系统中对自动频率控制较为单一，对系统全面考虑甚少，且频偏补偿算法，采用传统的查表或者三角变化法，硬件消耗比较大。

发明内容

本发明要解决的技术问题是提供一种实现自动频率控制的方法和装置，提高频偏控制的准确度、效率和稳定性。

为了解决上述问题，本发明提供了一种实现自动频率控制的方法，包括：计算各径接收信号中公共导频符号的相关值以及频偏值，根据各径接收信号的频偏值计算得到合并频偏值，并根据所述合并频偏值确定对压控振荡器的频偏调整值、对总体接收信号的频偏调整值以及对各径接收信号的频偏调整值。

进一步地，上述方法还可以具有以下特点；

计算各径接收信号中公共导频符号的相关值以及频偏值的具体方法是：针对各径信号在一时隙中接收到的多个公共导频符号进行相关计算，得到相关值，并且进行相关计算的两符号间间隔的符号个数L是大于等于2的整数，根据所述相关值和所述符号个数L计算此相关值对应的频偏值。

进一步地，上述方法还可以具有以下特点；

根据各径接收信号的频偏值计算得到合并频偏值的具体方法包括：根据各径信号的信干比门限判断各径信号的频偏值是否有效，对有效的频偏值进行加权合并后得到合并频偏值，各径信号频偏值的加权参数由相应的公共导频符号信干比在各径公共导频符号信干比之和中的比重确定。

进一步地，上述方法还可以具有以下特点；

采用低通滤波器对合并频偏值进行滤波处理，并根据调整阶段，调整此低通滤波器使用的滤波系数的值。

进一步地，上述方法还可以具有以下特点；

对合并频偏值采用以下方式进行调整控制：

${\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δf}}}_{\mathrm{VCO}}^{\mathrm{cur}}=\left\{\begin{array}{cc}0& \left|{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δf}}}^{\mathrm{cur}}\right|\≤F\\ \mathrm{\α}{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δf}}}^{\mathrm{cur}}& \left|{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δf}}}^{\mathrm{cur}}\right|>F,\mathrm{and}|{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δf}}}^{\mathrm{cur}}-{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δf}}}^{\mathrm{pre}}|\≤\mathrm{\κ}\left|{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δf}}}^{\mathrm{pre}}\right|\\ {\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δf}}}_{\mathrm{VCO}}^{\mathrm{pre}}+\mathrm{\β}({\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δf}}}^{\mathrm{cur}}-{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δf}}}_{\mathrm{VCO}}^{\mathrm{pre}})& \left|{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δf}}}^{\mathrm{cur}}\right|>F,\mathrm{and}|{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δf}}}^{\mathrm{cur}}-{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δf}}}^{\mathrm{pre}}|>\mathrm{\κ}\left|{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δf}}}^{\mathrm{pre}}\right|\end{array}\right.$

是当前频偏调整过程中的合并频偏值，

是上一次频偏调整过程中的合并频偏值，

是当前频偏调整过程中对压控振荡器的频偏调整值，

是上一次频偏调整过程中对压控振荡器的频偏调整值。

进一步地，上述方法还可以具有以下特点；

确定的对总体接收信号的频偏调整值为确定的对各径接收信号的频偏调整值为

Δf_i是径i信号的频偏值。

进一步地，上述方法还可以具有以下特点；

根据频偏调整值对应的相角以及坐标旋转数字计算机算法进行频偏补偿。

为了解决上述问题，本发明还提供了一种实现自动频率控制的装置，包括相连的相关计算模块和频偏计算模块，所述相关计算模块，用于计算各径接收信号中公共导频符号的相关值；所述频偏计算模块，用于计算各径接收信号的频偏值；还包括与所述频偏计算模块相连的频偏调整控制模块；所述频偏调整控制模块，用于根据各径接收信号的频偏值计算得到合并频偏值，并根据所述合并频偏值确定对压控振荡器的频偏调整值、对总体接收信号的频偏调整值以及对各径接收信号的频偏调整值。

进一步地，上述装置还可以具有以下特点；

所述相关计算模块，还用于针对各径信号在一时隙中接收到的多个公共导频符号进行相关计算，得到相关值，并且进行相关计算的两符号间间隔的符号个数L是大于等于2的整数；所述频偏计算模块，还用于根据所述相关值和所述符号个数L计算此相关值对应的频偏值。

进一步地，上述装置还可以具有以下特点；

所述频偏调整控制模块，还用于根据各径信号的信干比门限判断各径信号的频偏值是否有效，对有效的频偏值进行加权合并后得到合并频偏值，各径信号频偏值的加权参数由相应的公共导频符号信干比在各径公共导频符号信干比之和中的比重确定。

进一步地，上述装置还可以具有以下特点；

所述频偏调整控制模块，还用于采用低通滤波器对合并频偏值进行滤波处理，并根据调整阶段，调整此低通滤波器使用的滤波系数的值。

进一步地，上述装置还可以具有以下特点；

所述频偏调整控制模块，还用于对合并频偏值采用以下方式进行调整控制：

${\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δf}}}_{\mathrm{VCO}}^{\mathrm{cur}}=\left\{\begin{array}{cc}0& \left|{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δf}}}^{\mathrm{cur}}\right|\≤F\\ \mathrm{\α}{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δf}}}^{\mathrm{cur}}& \left|{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δf}}}^{\mathrm{cur}}\right|>F,\mathrm{and}|{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δf}}}^{\mathrm{cur}}-{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δf}}}^{\mathrm{pre}}|\≤\mathrm{\κ}\left|{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δf}}}^{\mathrm{pre}}\right|\\ {\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δf}}}_{\mathrm{VCO}}^{\mathrm{pre}}+\mathrm{\β}({\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δf}}}^{\mathrm{cur}}-{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δf}}}_{\mathrm{VCO}}^{\mathrm{pre}})& \left|{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δf}}}^{\mathrm{cur}}\right|>F,\mathrm{and}|{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δf}}}^{\mathrm{cur}}-{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δf}}}^{\mathrm{pre}}|>\mathrm{\κ}\left|{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δf}}}^{\mathrm{pre}}\right|\end{array}\right.$

是当前频偏调整过程中的合并频偏值，

是上一次频偏调整过程中的合并频偏值，

是当前频偏调整过程中对压控振荡器的频偏调整值，

是上一次频偏调整过程中对压控振荡器的频偏调整值。进一步地，上述装置还可以具有以下特点；所述频偏调整控制模块，还用于确定对总体接收信号的频偏调整值为

确定对各径接收信号的频偏调整值为

Δf_i是径i信号的频偏值。

进一步地，上述装置还可以具有以下特点；

还包括频偏补偿模块，用于根据频偏调整值对应的相角以及坐标旋转数字计算机算法进行频偏补偿。

采用本发明所述方法和装置，与现有技术相比，选择新的小范围频偏估计方法，使频偏估计更加准确；采用坐标旋转数字计算机(Coordinate RotationDigital Computer，简称CORDIC)算法，节省了硬件资源，且计算精度得到提高；频偏调整控制策略使射频调整更加平缓，使系统的稳定性得到加强。

附图说明

图1是实现自动频率控制的装置的结构图；

图2A是频偏估计相关运算结构图一；

图2B是频偏估计相关运算结构图二；

图2C是频偏估计相关运算结构图三；

图3是Rake接收机中AFC总体方案一；

图4是Rake接收机中AFC总体方案二；

图5是CORDIC算法的实现流水结构图；

图6是实现自动频率控制的方法流程图。

具体实施方式

如图1所示，实现自动频率控制的装置包括依次相连的相关计算模块、频偏计算模块，频偏调整控制模块、频偏补偿模块。

下面分别说明各模块的功能。

(1)相关计算模块，用于提取各径接收信号中的公共导频符号(CPICH)，计算各径接收信号中公共导频符号的相关值，具体的，针对各径信号在一时隙中接收到的多个公共导频符号进行相关计算，得到相关值，计算的方法描述如下：

假定相关计算模块接收的CPICH符号为S(t)，为了去除空时发送分集(STTD)发送图样的影响，可以对一个时隙接收的公共导频信道(CPICH)中部分导频符号进行相关计算，通过符号间的相关达到消除信道影响的目的，例如只对第1到第8导频符号进行相关计算。

符号间的相关计算模式涉及到频偏估计结果的范围和精度，分为大范围频偏估计和小范围频偏估计。大范围频偏估计精准度不高，适合于频偏捕获状态；小范围频偏估计精准度高，适合于频偏跟踪状态。频偏捕获状态一般由初始小区搜索模块内部完成。Rake接收机中，主要针对经历初始频偏捕获及补偿后的频偏跟踪调整

涉及频偏较大范围的估算方法，相关值C的计算如图2A以及下式所示：

$C=\frac{1}{4}\underset{i=1}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{2i-1}^{*}{S}_{2i}$

涉及频偏较小范围估算，进行相关计算的两符号间间隔的符号个数L是大于等于2的整数；以L取值是4为例的方式一，如图2B以及下式所示：

$C=\frac{1}{4}\underset{i=1}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}{S}_i^{*}{S}_{i+4}$ 以L取值是4为例的方式二，如图2C以及下式所示：

$C={\left(\frac{S_1+S_2}{2}\right)}^{*}\left(\frac{S_5+S_6}{2}\right)+{\left(\frac{S_3+S_4}{2}\right)}^{*}\left(\frac{S_7+S_8}{2}\right)$

另外，考虑到对于单个时隙CPICH符号相关进行频偏估计噪声影响过大的原因，还可以通过若干时隙间的相关值累加平均予以减弱。

(2)频偏计算模块，用于计算各径接收信号的频偏值；

频偏计算模块，还用于根据相关计算模块输出的相关值和进行相关运算时使用的L值计算此相关值对应的频偏值。

具体计算方法如下式所示：

$\mathrm{\Δ\ω}=\frac{1}{\mathrm{TL}}\arctan \left(\frac{\mathrm{Im}\left(C\right)}{\mathrm{Re}\left(C\right)}\right)$

其中，L是进行相关计算的两符号间间隔的符号个数。T为单位符号的持续时间，为1/15000。进一步，得到的频偏为

$\mathrm{\Δf}=\frac{\mathrm{\Δ\ω}}{2\mathrm{\π}}=\frac{7500}{\mathrm{\πL}}\arctan \left(\frac{\mathrm{Im}\left(C\right)}{\mathrm{Re}\left(C\right)}\right)$

由该公式可知，频偏的计算范围由L决定。例如：当L为1时，测量的频偏极限为±7.5KHz，频偏估计范围很广，但是估算的精度有限，适合于初始频偏捕获，可应用于初始小区搜索模块中。当L选取4，测量的频偏极限为±1.75KHz，估计精度很精准，且能满足由于高速运动引起多普勒频移估算范围要求，适合于频偏跟踪调整状态。发明中涉及的是在经历初始频偏调整后Rake中的精准AFC调整。WCDMA系统可通过选取合适的相关模块计算，可达到不同精度和范围的AFC控制。

(3)频偏调整控制模块，用于根据各径接收信号的频偏值计算得到合并频偏值，并根据所述合并频偏值确定对压控振荡器的频偏调整值、对总体接收信号(即总体接收I，Q数据)的频偏调整值以及对各径接收信号的频偏调整值。

频偏调整控制模块根据各径信号的信干比(SIR)门限判断各径信号的频偏值是否有效，去除无效的频偏值。此处，信干比(SIR)门限可以如图3所示根据接收到的CPICH符号进行估算，也可以如图4所示由系统中的多径搜索模块直接给出。

频偏调整控制模块对有效的频偏值进行加权合并后得到合并频偏值，如下式所示， $\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δf}}=\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{w}_i\·\mathrm{\Δ}{f}_i;$ w₀+w₁+...+w_N-1＝1，Δf_i指第i个有效的频偏值。各径信号频偏值的加权参数由相应的公共导频符号信干比在各径公共导频符号信干比之和中的比重确定。若SIR_i表示指峰i的SIR，则

$w_i=\frac{{\mathrm{SIR}}_i}{\underset{i=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{SIR}}_i}$ 且SIR_i＞λ

其中λ为控制门限(M为超过门限的有效径数)。

下一步，调整控制模块采用低通滤波器对合并频偏值进行滤波处理，此低通滤波器可以是一阶无限长脉冲响应滤波器(IIR)低通滤波器，根据不同的调整阶段，调整其滤波系数。例如初始时选取较大的滤波系数，如1/2，数个调整周期后，选取稍小的滤波系数，如1/4；作用是在调整开始时使滤波效果能较快的跟随当前频偏估计值，跟随后能起到良好的滤波作用。

下一步，频偏调整控制模块的对频偏值的调整分为三部分：

《1》，对压控振荡器(VCO)的频偏补偿

对合并频偏值采用以下方式进行调整控制：

${\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δf}}}_{\mathrm{VCO}}^{\mathrm{cur}}=\left\{\begin{array}{cc}0& \left|{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δf}}}^{\mathrm{cur}}\right|\≤F\\ \mathrm{\α}{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δf}}}^{\mathrm{cur}}& \left|{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δf}}}^{\mathrm{cur}}\right|>F,\mathrm{and}|{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δf}}}^{\mathrm{cur}}-{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δf}}}^{\mathrm{pre}}|\≤\mathrm{\κ}\left|{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δf}}}^{\mathrm{pre}}\right|\\ {\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δf}}}_{\mathrm{VCO}}^{\mathrm{pre}}+\mathrm{\β}({\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δf}}}^{\mathrm{cur}}-{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δf}}}_{\mathrm{VCO}}^{\mathrm{pre}})& \left|{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δf}}}^{\mathrm{cur}}\right|>F,\mathrm{and}|{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δf}}}^{\mathrm{cur}}-{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δf}}}^{\mathrm{pre}}|>\mathrm{\κ}\left|{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δf}}}^{\mathrm{pre}}\right|\end{array}\right.$

F，α，β，κ为调整控制参数，F为系统设定的频率值，α，β为大于0小于1的实数，K为大于0的实数。一般情况下，F取值为50Hz，α为1/2，β为1/4，K为1。

是当前频偏调整过程中的合并频偏值，是上一次频偏调整过程中的合并频偏值，

是当前频偏调整过程中对压控振荡器的频偏调整值，是上一次频偏调整过程中对压控振荡器的频偏调整值。

《2》对总体接收信号的频偏补偿

由合并频偏值和压控振荡器(VCO)频偏调整值，得到总体接收信号的频偏补偿值为

其采用频偏补偿模块中的CORDIC算法进行补偿。

《3》对各径接收信号的频偏补偿

采用CORDIC算法对各径接收信号进行补偿即对finger(finger指RAKE接收机中的指峰，RAKE接收机的每个finger负责每个多径信号的接收与跟踪)内部频偏进行补偿，频偏补偿值为各径频偏值与合并频偏调整值的差值，即

Δf_i是径i的频偏值，i为大于等于0小于等于N-1的整数，N为finger的个数，可达到finger内部残余频偏的快速细微的补偿。

(4)频偏补偿模块，用于根据频偏调整值对应的相角以及坐标旋转数字计算机算法进行频偏补偿。

若输入的接收信号的表示为x+jy，则进行频偏补偿得到：

这里

为接收信号样点的补偿频偏的相位旋转量，其值通过2πfΔt计算，其中Δt为信号样点间的时间间隔；f为计算的频偏补偿值，由上面可知，对于总的输入信号其值为

相应各径接收信号其值为

对于上式处理，传统的方法采用查表算法或者三角变化法，考虑资源代价，实现精度有限。本发明中采用CORDIC(Coordinate Rotation Digital Computer，简称CORDIC)算法实现便能达到实现简单，且资源代价不大，精度高等特点。其具体算法如下：

$\left[\begin{array}{c}{x}_{i+1}\\ y_{i+1}\end{array}\right]=\left\{\underset{i=0}{\overset{b-1}{\mathrm{\Π}}}\frac{1}{\sqrt{1+2^{-2i}}}\right\}\left[\begin{array}{cc}1& {-\mathrm{\σ}}_i{2}^{-i}\\ {\mathrm{\σ}}_i{2}^{-i}& 1\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{c}{x}_i\\ y_i\end{array}\right]$

z_i+1＝z_i-σ_iarctan(2^-i)

迭代次数一般是由计算精度确定，可量化到一个确定值。

其中x₀＝x，y₀＝y，

i为迭代次序，最终迭代输出的值即接收信号数据通过频偏补偿得到值。对于幅值因子 $K_b=\underset{i=0}{\overset{b-1}{\mathrm{\Π}}}\frac{1}{\sqrt{1+2^{-2i}}}$ 当迭代次数b足够的情况下为一常数，也可转化为常数移位加运算。CORDIC在实现过程中，完全可采用移位加运算流水线结构实现，具有高效易行性，CORDIC实现的流水单元结构如图5所示。

如图6所示，实现自动频率控制的方法包括：计算各径接收信号中公共导频符号的相关值以及频偏值，根据各径接收信号的频偏值计算得到合并频偏值，并根据所述合并频偏值确定对压控振荡器的频偏调整值、对总体接收信号(即总体接收I，Q数据)的频偏调整值以及对各径接收信号的频偏调整植。

上述方法的实现顺序与上述装置说明中相关计算模块、频偏计算模块，频偏调整控制模块和频偏补偿模块依次执行相应功能的流程相同，具体实现方法与模块功能对应，此处不再赘述。

以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (14)

1.一种实现自动频率控制的方法，其特征在于，

计算各径接收信号中公共导频符号的相关值以及频偏值，根据各径接收信号的频偏值计算得到合并频偏值，并根据所述合并频偏值确定对压控振荡器的频偏调整值、对总体接收信号的频偏调整值以及对各径接收信号的频偏调整值。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，

计算各径接收信号中公共导频符号的相关值以及频偏值的具体方法是：针对各径信号在一时隙中接收到的多个公共导频符号进行相关计算，得到相关值，并且进行相关计算的两符号间间隔的符号个数L是大于等于2的整数，根据所述相关值和所述符号个数L计算此相关值对应的频偏值。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，

根据各径接收信号的频偏值计算得到合并频偏值的具体方法包括：根据各径信号的信干比门限判断各径信号的频偏值是否有效，对有效的频偏值进行加权合并后得到合并频偏值，各径信号频偏值的加权参数由相应的公共导频符号信干比在各径公共导频符号信干比之和中的比重确定。

4.如权利要求3所述的方法，其特征在于，

采用低通滤波器对合并频偏值进行滤波处理，并根据调整阶段，调整此低通滤波器使用的滤波系数的值。

5.如权利要求1、2、3或4所述的方法，其特征在于，

对合并频偏值采用以下方式进行调整控制：

${\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δf}}}_{\mathrm{VCO}}^{\mathrm{cur}}=\left\{\begin{array}{cc}0& \left|{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δf}}}^{\mathrm{cur}}\right|\≤F\\ \mathrm{\α}{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δf}}}^{\mathrm{cur}}& \left|{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δf}}}^{\mathrm{cur}}\right|>F,\mathrm{and}|{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δf}}}^{\mathrm{cur}}-{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δf}}}^{\mathrm{pre}}|\≤\mathrm{\κ}\left|{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δf}}}^{\mathrm{pre}}\right|\\ {\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δf}}}_{\mathrm{VCO}}^{\mathrm{pre}}+\mathrm{\β}({\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δf}}}^{\mathrm{cur}}-{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δf}}}_{\mathrm{VCO}}^{\mathrm{pre}})& \left|{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δf}}}^{\mathrm{cur}}\right|>F,\mathrm{and}|{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δf}}}^{\mathrm{cur}}-{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δf}}}^{\mathrm{pre}}|>\mathrm{\κ}\left|{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δf}}}^{\mathrm{pre}}\right|\end{array}\right.$

是当前频偏调整过程中的合并频偏值，是上一次频偏调整过程中的合并频偏值，

是当前频偏调整过程中对压控振荡器的频偏调整值，

是上一次频偏调整过程中对压控振荡器的频偏调整值。

6.如权利要求5所述的方法，其特征在于，

确定的对总体接收信号的频偏调整值为

确定的对各径接收信号的频偏调整值为

Δf_i是径i信号的频偏值。

7.如权利要求6所述的方法，其特征在于，

根据频偏调整值对应的相角以及坐标旋转数字计算机算法进行频偏补偿。

8.一种实现自动频率控制的装置，包括相连的相关计算模块和频偏计算模块，所述相关计算模块，用于计算各径接收信号中公共导频符号的相关值；所述频偏计算模块，用于计算各径接收信号的频偏值；其特征在于，还包括与所述频偏计算模块相连的频偏调整控制模块；

所述频偏调整控制模块，用于根据各径接收信号的频偏值计算得到合并频偏值，并根据所述合并频偏值确定对压控振荡器的频偏调整值、对总体接收信号的频偏调整值以及对各径接收信号的频偏调整值。

9.如权利要求8所述的装置，其特征在于，

所述相关计算模块，还用于针对各径信号在一时隙中接收到的多个公共导频符号进行相关计算，得到相关值，并且进行相关计算的两符号间间隔的符号个数L是大于等于2的整数；

所述频偏计算模块，还用于根据所述相关值和所述符号个数L计算此相关值对应的频偏值。

10.如权利要求8所述的装置，其特征在于，

所述频偏调整控制模块，还用于根据各径信号的信干比门限判断各径信号的频偏值是否有效，对有效的频偏值进行加权合并后得到合并频偏值，各径信号频偏值的加权参数由相应的公共导频符号信干比在各径公共导频符号信干比之和中的比重确定。

11.如权利要求9所述的装置，其特征在于，

所述频偏调整控制模块，还用于采用低通滤波器对合并频偏值进行滤波处理，并根据调整阶段，调整此低通滤波器使用的滤波系数的值。

12.如权利要求8、9、10或11所述的装置，其特征在于，

所述频偏调整控制模块，还用于对合并频偏值采用以下方式进行调整控制：

${\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δf}}}_{\mathrm{VCO}}^{\mathrm{cur}}=\left\{\begin{array}{cc}0& \left|{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δf}}}^{\mathrm{cur}}\right|\≤F\\ \mathrm{\α}{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δf}}}^{\mathrm{cur}}& \left|{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δf}}}^{\mathrm{cur}}\right|>F,\mathrm{and}|{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δf}}}^{\mathrm{cur}}-{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δf}}}^{\mathrm{pre}}|\≤\mathrm{\κ}\left|{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δf}}}^{\mathrm{pre}}\right|\\ {\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δf}}}_{\mathrm{VCO}}^{\mathrm{pre}}+\mathrm{\β}({\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δf}}}^{\mathrm{cur}}-{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δf}}}_{\mathrm{VCO}}^{\mathrm{pre}})& \left|{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δf}}}^{\mathrm{cur}}\right|>F,\mathrm{and}|{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δf}}}^{\mathrm{cur}}-{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δf}}}^{\mathrm{pre}}|>\mathrm{\κ}\left|{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δf}}}^{\mathrm{pre}}\right|\end{array}\right.$

是当前频偏调整过程中的合并频偏值，是上一次频偏调整过程中的合并频偏值，是当前频偏调整过程中对压控振荡器的频偏调整值，

是上一次频偏调整过程中对压控振荡器的频偏调整值。

13.如权利要求12所述的装置，其特征在于，

所述频偏调整控制模块，还用于确定对总体接收信号的频偏调整值为确定对各径接收信号的频偏调整值为

Δf_i是径i信号的频偏值。

14.如权利要求13所述的装置，其特征在于，

还包括频偏补偿模块，用于根据频偏调整值对应的相角以及坐标旋转数字计算机算法进行频偏补偿。

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