CN109633711B - 一种超大动态、高灵敏度的扩频测控基带接收方法及装置 - Google Patents

一种超大动态、高灵敏度的扩频测控基带接收方法及装置 Download PDF

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Abstract

本发明涉及测控导航领域，公开一种超大动态、高灵敏度的扩频测控基带接收方法，包括包括粗捕阶段：搜索伪码与频率维度，检测即时伪码相位和受信息调制的载波频率；精捕阶段：搜索信息边沿、信息组合与频率维度，检测信息边沿位置和精确载波频率；码环启动；锁频阶段：根据精捕的频率分辨率设定跟踪通道的跨信息积分时长；锁相阶段：根据锁频积分时长进行科斯塔斯环路计算锁定载波相位，并输出匹配模值信息；位同步阶段；合成比特流阶段。还提供扩频测控基带接收装置，本发明能够在资源受限的单片FPGA中实现超大动态、高灵敏度与多模式兼容的扩频测控基带信号接收，满足多领域超大动态、高灵敏度以及任意信息速率的扩频测控基带接收应用需求。

Description

一种超大动态、高灵敏度的扩频测控基带接收方法及装置
技术领域
本发明涉及一种超大动态、高灵敏度与任意速率可配的扩频测控通信基带接收方法及装置。适用于无线电扩频测距、测速、测控通信领域，包括但不限于航天器、飞行器及地面设备等。
背景技术
扩频测控通信体制(Spread Spectrum TT&C System)是近年来迅速发展起来的隐蔽测控体制，具有较强的抗干扰能力、保密性能好以及可码分多址等特点，其调制方式多采用二进制相移键控(Binary Phase Shift Keying，BPSK)、四相移键控(Quadrature PhaseShift Keying， QPSK)以及与它们相似的调制方式，如不平衡四相移相键控(Unbalanced-QPSK)等，扩频方式多采用直接序列扩频(Direct Sequence Spread Spectrum，DSSS)技术实现通信与测量功能。除此之外，该体制还采用非同源时钟调制遥控、遥测信息使数据信道具有更强的抗截获和保密特性，且数据率可变，应用更灵活，记为非相参信道，同时采用同源时钟调制测量帧信息又保证了系统测量信道的测距、测速精度，记为相参信道。目前扩频测控通信体制已经在卫星测控、无人机测控以及地面测试设备中得到了日益广泛的应用，其中在卫星测控领域已经制定了相应的国军标，信号调制方式均采用脉冲编码结合码分多址的二进制相移键控调制体制(PCM-CDMA-BPSK)，扩频伪码采用10阶GOLD码，主要工作频段为S频段 (2～4GHz)、C频段(4～8GHz)及Ka频段(27～40GHz)。
超大动态是指测控目标相对于测控基站处于高速运动中，从而产生较高动态的多普勒频率偏差(以下简称多普勒频差)附加于接收载波信号上，根据多普勒效应，在相对运动速度一定的情况下，载波工作频段越高，相应的多普勒频差也就越大，两者叠加从而产生超大动态的多普勒频差。通常情况下以载波多普勒频率变化范围、频率变化率以及频率变化加速度的最大包络定义动态指标，例如载波工作在2GHz(S频段)时的高动态下的多普勒频差动态指标分别为30KHz、3KHz/s、30Hz/s2，那么在同等条件下，当载波工作在40GHz(Ka频段) 时相应的多普勒频移变成了600KHz、60KHz/s、600Hz/s2超高动态指标。
高灵敏度是指在信息速率(或者带宽)与通信误码率要求一定的情况下，接收机在接近理论解调极限下能够正确地把有用信号解调出来的信号接收功率。根据通信原理可知，对于高斯噪声信道的各种调制方式而言，一旦选定调制方式，所要求的通信误码率(或者差错性能)规定了满足性能要求的接收机所能达到的码元能量噪声功率谱密度比门限值，记为 [Eb/N0]th(dB)，相应的理论解调极限接收功率Pth(dBm)计算表达式为：
Pth＝[Eb/N0]th+N0+10log10(fb)
其中N0为接收噪声功率谱密度(dBm/Hz)，fb为数据通信的信息速率(bps)。
扩频基带信号处理是扩频测控接收机的核心部分，主要完成扩频信号的同步与解调，其基带接收单元由多个接收机通道组成，一般由专用集成电路(Application SpecificIntegrated Circuit，ASIC)或现场可编程门阵列(Field Programmable Gate Array，FPGA)芯片来实现。接收机基带通道主要完成信号的捕获、跟踪、信息提取与解码等基带信号的处理，这些通道的工作方式通常为并行方式，主要包括数字匹配滤波器(DigitalMatched Filter，DMF)、相关器、快速傅里叶变换(Fast Fourier Transform Algorithm，FFT)、锁频环(Frequency Lock Loop， FLL)、锁相环(Phase Lock Loop，PLL)、延迟锁定环(Delay Locked Loop，DLL)、位同步环(Bit Synchronization Loop，BSL)以及差错控制解码器(Error Control Decoder，ECD) 等。
扩频基带接收性能优劣的几个关键评价准则，捕获灵敏度、捕获时间、可适应的动态条件、跟踪环路鲁棒性、接收解调灵敏度以及扩展应用的难易程度等。其中，捕获灵敏度主要由相干积分长度和选取的检测量决定，但是由于调制信息的影响，长时间跨信息积分会使检波峰值衰减并导致检测频率扩散，从而影响对信号载波频率的有效检测。捕获时间则与可适应的动态条件有密切关系，捕获时间越短可适应的动态条件就越大。跟踪环路鲁棒性是指环路在不确定性扰动下，具有保持跟踪性能不变的能力，其主要靠环路稳态工作的最佳参数来保证，但是在环路进入稳态工作之前，接收基带需要逐级完成信号的多维度同步处理使其逐步达到环路最佳参数的工作状态，这其中就涉及多个牵入过程，例如捕获进跟踪过程、环路模式或参数切换过程等。接收解调灵敏度首先取决于环路稳态工作的积分时间，若当环路达到鲁棒性条件，但误比特率仍不能满足要求，则必须采用信道编码，即差错控制编码来达到要求的接收解调灵敏度。扩展应用的难易程度主要体现在基带移植的便利性和灵活性，不同领域目标的动态条件不同，可使用的频谱资源不同，尤其信号物理底层的调制参数不同，这其中就包括信息速率、码速率以及载波调制方式等，这些都极大的阻碍了高性能扩频测控基带走向通用化的进程。
现有经典扩频测控基带接收处理架构的不足之处主要体现在如下几个方面，首先在超大动态条件下单模式的捕获算法无法快速检测到准确的同步码相位与载波频率，其次捕获无法提供近似准确的信息边沿位置从而导致捕获进跟踪过程中环路易出现假锁或失锁现象，然后跟踪环路受处理时序约束无法突破半符号积分时长降低了接收解调灵敏度，最后面对不同扩频测控应用场景的不同信号设计现状，基带接收系统无法实现高性能快速移植应用。因此，如何在有限资源条件下，通过改进扩频基带处理算法架构，优化参数选取准则提升基带性能，并实现多模式覆盖的在线参数配置功能是当前需要突破的核心技术难点。
发明内容
本发明的目的是克服上述背景中的不足之处，提供了一种能够满足超大动态与灵敏度设计指标要求，且可通过在线参数配置实现多模式兼容的扩频测控基带接收方法及装置。具体采用以下技术方案：
采用短时积分获取信号的瞬时特性，设计了基于跨信息积分的通用型非相参扩频基带算法架构，通过非相参信道环路牵入相参信道环路，从而使得两者在同等配置参数条件下实现兼容处理；
按照非相参信道接收基带算法处理的同步顺序，各阶段处理概述如下：
粗捕阶段，搜索伪码与频率维度，检测即时伪码相位和受信息调制的载波频率；
精捕阶段，搜索信息边沿、信息组合与频率维度，检测信息边沿位置和精确载波频率；
码环启动，等待即时码相位到达零码片时刻启动本地码发生器，并在信息边沿位置启动伪码跟踪环路(以下简称码环)；
锁频阶段，根据精捕的频率分辨率设定跟踪通道的跨信息积分时长，通过锁频环锁定载波频率；
锁相阶段，根据锁频积分时长进行科斯塔斯环路计算锁定载波相位，并输出匹配模值信息；
位同步阶段，缓存半符号积分序列合成积分能量检测信息跳变，比较奇偶能量和调整积分位置；
合成比特流阶段，利用相位信息和匹配模板合成并行信息序列，再并串转换恢复信息比特流输出；
其中，粗捕阶段采用部分匹配滤波器结合快速傅里叶变换(Partial MatchFilter–Fast Fourier Transform，PMF-FFT)的方式实现快速的频域并行搜索以适应超大动态条件，且搜索过程只需提取伪码检测量进行检测判决；精捕阶段采用分段相关累加结合快速傅里叶变换 (Segment Correlation Accumulation–Fast Fourier Transform，SCA-FFT)的方式实现小范围频域与信息维度的遍历搜索，检测匹配的单峰频率值与信息边沿，最后根据搜索的精确载波频率进行码多普勒时延补偿；码环启动过程正是捕获稳定牵入跟踪的过程；跟踪环路利用即时支路的信息匹配模值合成超前与滞后支路的等效积分值，从而同步进行锁频、锁相以及码环反馈控制量的计算；位同步在锁相环稳定之后启动，从信息支路提取半符号积分序列合成奇偶能量进行位同步环路计算，并通过脉冲调节实现积分起始时刻的精细调整。合成比特流在位同步环稳定之后启动，根据跨信息积分与否进行比特流恢复处理。
扩频测控信号体制中有相参体制(以下简称相参信道)和非相参体制(以下简称非相参) 两种，相参体制就是调制信息和扩频码之间的相位关系是已知的或者固定的，而非相参体制两者之间的相位关系是随机的，而且会存在相对滑动的情况。
相参信道接收处理顺序，首先按照非相参信道接收基带算法处理的同步顺序实现信号的稳定跟踪，通过位同步环消除信息边沿与伪码周期的模糊度，然后根据本地码相位计数器控制环路积分清零脉冲实现非相参跟踪环路向相参跟踪环路的切换。在同等参数条件下，由于非相参跟踪环路存在位同步环的控制误差，其抗噪声性能总是要弱于相参跟踪环路，因此只要配置参数能够满足非相参跟踪环路的环路跟踪要求就可确保切换过程的可靠性。
与现有技术相比，本发明的优点在于：
(1)利用PMF-FFT粗捕结合SCA-FFT精捕的联合捕获方法逐级检测超大动态下的载波频率、伪码相位以及信息边沿，大大提高了捕获进跟踪的成功概率，且不受信息调制模式的限制；
(2)采用跨信息积分器提升了跟踪环路的抗扰动能力，通过多信息联合求解可有效提高解调灵敏度；
(3)采用非相参环路向相参环路过渡，实现了统一参数下非相参与相参信道接收的兼容处理；
(4)采用模块化、参数化设计，实现了信号物理底层调制参数任意可配的功能，其中包括信息速率、码速率、跨信息积分长度以及环路工作参数等，使得扩频测控基带可以实现快速灵活的扩展应用，缩短系统开发周期、降低开发成本，有效增强系统的可维护性和应用的灵活性。
综上，本发明实现建设成本低、安全可信，保障用户或区域隐私，加速智慧物联网推广应用。
附图说明
图1为超大动态、高灵敏度与任意速率可配的扩频测控通信基带接收处理结构框图；
图2为本发明接收方法中，基于PMF-FFT法粗捕获的信号处理结构示意图；
图3为本发明接收方法中，基于SCA-FFT法精捕获的信号处理结构示意图；
图4为本发明接收方法中，实现精捕牵入跟踪过程的同步处理时序示意图；
图5为本发明接收方法中，基于跨信息积分的通用型跟踪环路信号处理结构示意图；
图6为本发明接收方法中，兼容整信息与跨信息积分的比特流输出示意图；
图7为本发明接收方法中，兼容相参与非相参信道的环路切换时序示意图。
具体实施方式
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部实施例。基于本发明的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
以下将结合说明书附图和具体实施例对本发明做进一步详细说明。
由于无线电扩频测控基带属于纯数字系统，且需要大量的并行计算单元实现多通道的捕获跟踪解调，因此本发明中以卫星扩频测控的信号体制作为描述对象，将该系统设计在资源受限的单片FPGA中实现。为方便起见，以“接收系统”指代“超大动态、高灵敏度与任意速率可配的扩频测控通信基带接收处理FPGA”。
图1描述了一个超大动态、高灵敏度与任意速率可配的扩频测控通信基带接收处理结构框图，这是一个完整接收系统的信号处理结构框图，包括了模数转换器接口模块(101)，基于PMF-FFT的粗捕模块(102)，基于SCA-FFT的精捕模块(103)，基带通道控制模块(104)、基于跨信息积分的通用型跟踪模块(105)以及在线参数配置模块(106)，本发明采用全同步设计，从模数转换器接口模块(101)获取中频数字信号，并将其采样率fs直接作为接收系统的工作时钟频率。
图2描述了本发明接收系统中，基于PMF-FFT的粗捕模块(102)内部结构示意图，包括了数字下变频器(201)，部分匹配滤波器(202)，K点FFT运算器(203)，加窗运算器 (204)，相邻残差补偿计算(205)以及检测量提取与判决输出(206)。粗捕开始时，首先，通过数字下变频器(201)将数字中频信号r(n)与中频信号标称频率ωIF进行混频再经过滤波抽取至2fc，其中fc为扩频的码速率。为了便于描述，令fs′＝2fc表示抽取后的采样频率，然后，通过部分匹配滤波器(202)进行码相位搜索，其中PMF采用非实时结构实现，由若干个DMF 级联而成，第k个DMF输出信号模型为：
Figure RE-GDA0001951743280000051
式中，A为数字中频信号幅度，τm为搜索的伪码相位单元，码距为0.5Chip，R(·)为GOLD 码自相关函数，Δτm为伪码匹配误差，I表示DMF的抽头数，K为DMF级联个数，fd为数字下变频后残留的载波多普勒频率，
Figure RE-GDA0001951743280000052
为滤波后的载波初相。
根据采样定理，采用K点基2-FFT运算器(203)完成频域并行计算，其频率检测范围为(-fs′/2I,+fs′/2I)，等效积分时长为Tcoh＝IK/fs′＝IK/(2fc)，对应二维检测单元的信号模型为：
Figure RE-GDA0001951743280000061
式中，l＝0,1,…,K-1为并行搜索的多普勒频率单元序号，
Figure RE-GDA0001951743280000062
为FFT运算后的载波初相，第一个分数项为相干积累损耗幅值，第二个分数项为直接FFT计算的扇贝损失幅值。
加窗运算器(204)采用加权汉宁窗的处理方法减少直接FFT计算的扇贝损失，加窗后的二维检测单元对应的信号模型为：
Figure RE-GDA0001951743280000063
式中，
Figure RE-GDA0001951743280000064
由频谱幅频响应表达式的数值计算可知，其扇贝损失从0～3.9dB压缩至0～1.4dB，降低了FFT检测的能量损失。
相邻残差补偿计算(205)利用4个相邻搜索单元内的相干能量和替代传统1个搜索单元的能量。相干积累保证了噪声统计特性不发生改变，4个单元的能量又完全包裹了检测信号的全部能量，这就额外的提高了门限检测量的输入信噪比。
检测量提取与判决输出(206)主要完成码维主峰与最大旁瓣值的提取、门限判决以及捕获结果的输出。捕获采用2轮搜索判决的方式实现超大动态多普勒频率捕获，第1轮搜索遍历每次PMF-FFT计算的码维主峰与最大旁瓣值之差，以其最大值对应的频点作为第2轮搜索的中心频点，第2轮搜索采用一次PMF-FFT计算码维主峰与最大旁瓣值之比，通过设定相对门限检测匹配码相位以及受信息调制影响的载波频率，通常取3dB门限值，最后根据处理时延模型利用检测的匹配码相位计算出即时码相位输出，其中受信息调制影响的载波频率范围可近似为-fb/2～+fb/2，基于PMF-FFT的捕获模块可将载波动态范围从大于100KHz量级缩小至KHz量级，故命名为粗捕获。
图3描述了本发明接收系统中，基于SCA-FFT的精捕模块(103)内部结构示意图，包括了混频与解扩器(301)，延时计数器组(302)，短时积分器组(303)，信息组合基础运算器组(304)，信息组合迭代搜索器组(305)，码多普勒补偿计算(306)以及检测量提取与判决输出(307)。精捕开始时，首先，通过混频与解扩器(301)在粗捕获的载波频点上对数字中频信号r(n)进行混频，并根据即时码相位等待接收信号处于零码相位时刻启动本地码进行解扩运算。延时计数器组(302)通过级联的方法实现不同信息边沿估计支路的延时扩展，其各支路间的延时量TD均为：
TD＝Tb/R
式中，R表示单位信息码元内的边沿估计数，Tb＝1/fb为信息码元的宽度。
短时积分器组(303)对各信息边沿支路数据进行相干累加计算，并通过FIFO对参与精捕搜索的积分结果进行缓存，待后续处理器逐个完成信息组合的遍历搜索，数据缓存耗时用 Tsave表示。
信息组合基础运算器组(304)采用半并行的计算结构，利用2路L点FFT运算器实现信息组合遍历搜索中的基础运算，每次完成2个信息边沿支路的基础运算并将结果存储在对应的双端口存储器中供迭代搜索计算访问，依次循环直到顺序完成R个信息边沿支路的基础运算单元计算。
信息组合迭代搜索器组(305)采用基于格雷码排序的加速迭代算法结合逐比特累加合成方法实现信息组合的遍历计算，利用2路迭代搜索单元同步完成对应信息边沿支路下的信息组合遍历迭代计算，并在迭代计算过程中通过搜索峰值判决输出匹配模值下的等效积分值 Sr(l)，最后再比较搜索出各信息边沿支路的等效积分值峰值S(l)，其计算模型为：
Figure RE-GDA0001951743280000071
式中，g表示跨信息积分的分组序号，本发明中固定分组数为2，l表示SCA-FFT频域并行搜索的频率单元序号，Nu为组内跨信息积分对应的跨信息数，Zg[l]为第g组匹配模值下的等效积分值，Dg[·]为第g组匹配的信息组合序列，
Figure RE-GDA0001951743280000072
为第g组基础运算单元簇，每个分组中总共Nu个基础运算单元序列，其计算模型为：
Figure RE-GDA0001951743280000073
式中，X[·]为短时积分输出结果，其积分速率为Mfb，M为信息码元分段数，
Figure RE-GDA0001951743280000074
为需要的FFT计算点数，第一个指数项为存储表内容，第二个求和项为补零的L点FFT计算表达式。
Figure RE-GDA0001951743280000075
为逐比特合成累加符号，其取值计算模型为：
当g＝1时，有：
Figure RE-GDA0001951743280000081
当g＝2时，有：
Figure RE-GDA0001951743280000082
其中，函数
Figure RE-GDA0001951743280000083
表示，当f(x)取大值时，x的取值。
精捕等效积分跨信息数为2Nu，频率搜索范围为-Mfb/2～+Mfb/2，频率分辨率为fb/(2Nu)，本发明中，基于SCA-FFT的捕获模块的信息码元分段数设定为M＝4，从而使其频率搜索范围能够覆盖粗捕后的频率变化范围，且能够剥离调制信息检测出不受其影响的精确载波频率，因此命名为精捕获。
码多普勒延时补偿计算(306)通过搜索S(l)解算出剥离调制信息影响的载波多普勒频率估计值，再结合码多普勒与载波多普勒的运动关系进行延时补偿计算，其计算式及其约束条件为：
Figure RE-GDA0001951743280000084
式中，Telap定义为精捕计算的总耗时，Ttotal定义为起始积分时刻到精捕处理完成时刻的时间段，即精捕处理的总耗时，Pcyc为Ttotal跨越的伪码整周期数，Lc为伪码长度，
Figure RE-GDA0001951743280000085
为消除信息调制影响下的载波多普勒估计值，F为系统工作的标称射频频点。
检测量提取与判决输出(307)利用信息遍历过程中的失配与匹配单元在最恶劣模式下的差异性，提取频率维的主峰与最大旁瓣值之比作为精捕检测量进行捕获结果的有效性判决，其判决的基本原理是理想信噪比下，任意信息调制模式的信息匹配维度峰值与信息失配维度峰值之比不超过设定阈值，通常情况下取该阈值为2.5dB。最后，根据码多普勒延时计算值等待最近的零码相位时刻使能精捕输出。
图4描述了本发明接收系统中，实现精捕牵入跟踪过程的同步处理时序示意图，该过程通过基带通道控制模块(104)复用精捕输出信号分时完成各跟踪通道的同步处理。合理假设在短时间内下，每个信息码元的整数倍时刻对应的边沿位置相对固定，而基于SCA-FFT的精捕过程都是伪码周期的整数倍，且因信息速率的不同而不同，因此信息边沿相对于伪码零相位的距离会随着信息速率的不同而不同，需要根据精捕的信息码元宽时宽Tb、精捕处理总耗时Ttotal以及信息边沿引索号与边沿延时量TD进行相应的时延计算。
精捕起始缓存数据的信息边沿位置(402)相对于精捕起始零码片时刻(401)的延时量为xTD，其中x＝0,1,…,R-1为精捕的边沿估计的引索号。将精捕起始缓存数据的信息边沿位置 (402)与精捕完成零码片时刻(404)的时段拆分成信息码元宽时宽Tb的实数倍表示，可得如下方程式：
(Ttotal-xTD)＝(q+r)Tb
式中，整数商为q，余数为r，其中余数r的几何意义为：第q个信息边沿时刻(403)至精捕完成零码片时刻(404)的时间所占信息码元时宽的比值。利用上式方程可得到整数商 q的计算表达式：
Figure RE-GDA0001951743280000091
式中，
Figure RE-GDA0001951743280000092
表示向下取整。
跟踪需要在零码片精捕完成时刻(404)启动跟踪的本地码发生器，在第q+1个信息边沿时刻(405)启动环路积分，利用整数q计算等待时延Tadj的计算模型为：
Tadj＝(1+q)Tb-(Ttotal-xTD)
根据上述时序关系说明，本发明中精捕牵入各跟踪过程的详细流程描述：
从精捕起始零码片时刻(401)开始经过码多普勒补偿时延计算的时长Ttotal到精捕完成零码片时刻(404)结束并使能精捕输出，其结果通过基带通道控制模块(104)直接赋值给对应跟踪通道，并启动对应跟踪通道的本地码发生器，等待Tadj在信息边沿位置启动跟踪环路积分实现捕获进跟踪过程的平稳过渡。
图5描述了本发明接收系统中，基于跨信息积分的通用型跟踪环路信号处理结构示意图，其中包括了全参数化的本地载波与伪码控制发生器(501)，载波跟踪环路(502)，延迟锁定伪码跟踪环路(503)以及位同步控制环路(504)。在跟踪起始阶段，首先将精捕的载波多普勒频率与码多普勒频率直接作为载波环与伪码环的控制偏移量，启动本地载波与伪码控制发生器(501)进行数字混频与解扩计算，然后通过计数等待在信息边沿位置启动环路的积分器，从而进入持续工作在跟踪环路控制状态。
载波跟踪环路(502)包括即时支路跨信息积分器、综合频率相位鉴别器、多模环路滤波器以及载波数控振荡器。其中，即时支路跨信息积分器采用基于格雷码排序的加速迭代算法实现信息组合的遍历，并输出匹配模值信息D[n],n＝0,1,…,Nu-2，其信息组合遍历的信号模型为：
Figure RE-GDA0001951743280000093
式中，X[n]为整符号积分输出结果，其积分速率为fb，N为跟踪环路积分的跨信息数，下标q表示第q种信息组合，取值为q＝0,1,…,(2N-1-1)。
载波跟踪环路(502)中的综合频率相位鉴别器采用不受信息调制影响的鉴别器算法实现鉴频与鉴相的同步计算，其归一化计算过程只需复用一个四象限反正切计算器和乘法器，对应的线性无模糊鉴频与鉴相的范围均为-0.25～+0.25。其中，在跨信息积分下的模拟鉴频范围为-fb/(4N)～+fb/(4N)，结合精捕的频率分辨率fb/(2Nu)可得跟踪环路跨信息积分的约束条件：
跟踪环路的跨信息积分数N不能超过精捕组内的跨信息积分数Nu，即N≤Nu。通常情况下，跟踪跨信息积分上限取N＝Nu-1即可满足要求。
延迟锁定伪码跟踪环路(503)包括超前与滞后支路跨信息积分器、综合码距鉴别器、多模环路滤波器以及伪码数控振荡器。其中，超前与滞后支路跨信息积分器根据即时支路的匹配模值合成跨信息积分值，码距鉴别器采用归一化非相干超前减去滞后功率方法实现，其线性无模糊鉴别范围为-0.5～+0.5，单位码片。
载波跟踪环路(502)与延迟锁定伪码跟踪环路(503)中的综合环路滤波器采用基于数字域状态空间模型结构进行计算并实现载波环与伪码环的复用，其中状态方程配置参数 (a1,a2)与输出方程配置参数(c0,c1,c2)参数共同作用实现二阶FLL辅助三阶PLL，纯三阶PLL 以及纯二阶FLL工作模式的配置功能，根据经典环路参数换算关系，输出方程配置参数(c0,c1,c2)直接由对应工作模式的环路噪声带宽B决定，其中状态方程与输出方程表达式分别为：
状态方程：
Figure RE-GDA0001951743280000101
输出方程：
y[n]＝c0x[n]+c1ω1[n]+c2ω2[n]
式中，n为跟踪环路积分序号，ω1[·]与ω2[·]均为环路状态量，x[·]为环路滤波器的输入，对应综合鉴别器输出的归一化码距
Figure RE-GDA0001951743280000102
归一化频率
Figure RE-GDA0001951743280000103
以及归一化相位
Figure RE-GDA0001951743280000104
y[·]为环路输出的多普勒频率控制量。
最后，环路滤波器输出的多普勒频率控制量y[·]与标称值结合通过数控振荡器反馈给本地载波与伪码控制发生器(501)实现闭环控制的信号跟踪。
位同步控制环路(504)基于半符号积分器合成奇数序列和偶数序列的积分能量值，并通过奇偶合成能量之差的符号判决位同步调整的方向，调整采用触发的方式实现，每次触发通过增加或减少积分时长来控制环路积分的起始位置。特别的，在不启用位同步控制环路(504) 时，只需要将输出调整量置零即可，而且位同步调整周期与调整幅度均可实现参数配置。
图6描述了本发明接收系统中，兼容整信息与跨信息积分的比特流输出示意图，当跟踪环路进入稳定跟踪状态时，若系统工作在跨信息积分状态，信息提取(601)从环路积分结果中获得信息匹配模值与符号，合成比特流(602)根据积分时长和信息速率完成信息的并串转换，并以信息速率恢复采样时钟(603)，若系统工作在整信息积分状态，只需要将信息提取 (601)中的信息匹配模值置零即可。
假设当前环路积分时长为NTb，每次环路输出的匹配模值序列为B0,B1,…,BN-2，对应信道的环路积分输出值的符号为S，则信息比特流合成表达式为：
Figure RE-GDA0001951743280000111
式中，
Figure RE-GDA0001951743280000112
表示对二进制数B取反操作，D为当前积分时段内的N位信息的二进制序列。本发明中，并转串的顺序采用先高后低进行转换处理。
图7描述了本发明接收系统中，兼容相参与非相参信道的环路切换时序示意图，图中横坐标表示环路刷新时刻，纵坐标表示本地码环的伪码相位，
Figure RE-GDA0001951743280000113
与
Figure RE-GDA0001951743280000114
分别表示环路在非相参模式下的本地伪码相位变化曲线，
Figure RE-GDA0001951743280000115
表示相参模式下的本地伪码相位变化曲线。
当跟踪信道为相参信道时，环路首先需要工作在整信息积分下的非相参模式(701)，由于跟踪环路初始积分时刻与信息边沿时刻存在固定偏差(704)可用最大信息边沿估计误差Cerr表示，因此在跟踪零时刻至位同步环启动时刻(705)的工作时段内，每次环路刷新的码相位必然存在相对滑动，其相位滑动的上限(703)用Cmax表示。
合理假设，可实现的非相参位同步精度满足(-Cerr,+Cerr)，跟踪零时刻至位同步环启动时刻(705)的时间不长，可用环路瞬态时长近似，该时段内本地伪码相位的滑动上限Cmax不会太大，且满足Cerr＜Cmax＜＜Lc。
当非相参位同步环持续工作一段时间，在其达到稳定状态时(706)，跟踪环路积分时刻的本地码相位与信息边沿之间无伪码周期模糊度，根据相参体制下信息码元时宽Tb与伪码周期LcTc的相参比值，利用当前环路刷新时刻的本地伪码相位通过触发控制环路积分清零脉冲的方式实现相参环路的整信息积分，即在伪码零相位与信息边沿同步时刻积分，从而使得每次环路积分起始时刻均保持在伪码零相位状态(707)完成非相参向相参环路的切换。
综上，通过模数转换器接口获取中频数字信号，并将其采样率直接作为全同步设计的工作时钟频率；采用基于PMF-FFT的粗捕获搜索伪码与频率维度，检测即时伪码相位和受信息调制的载波频率，将载波动态范围从大于100KHz量级缩小至KHz量级；采用基于SCA-FFT 的精捕获搜索信息边沿、信息组合与频率维度，检测信息边沿位置和精确载波频率；通过基带通道控制复用精捕输出信号分时启动相应的跟踪通道，并在信息边沿附近启动环路跟踪。结合性能分析模型给出了精捕稳定牵入跟踪的参数选取准则；采用跨信息积分器提升了跟踪环路的抗噪声能力，并通过参数化、模块化设计实现了信号物理底层调制参数任意可配的功能。本发明能够在资源受限的单片FPGA中实现超大动态、高灵敏度与多模式兼容的扩频测控基带信号接收，也解决了远程测距方法系统复杂精度不高的问题，取得了良好的效果，满足多领域超大动态、高灵敏度以及任意信息速率的扩频测控基带接收应用需求。
最后所应说明的是，虽然本发明已以较佳实施例揭示如上，然而并非用以限定本发明。任何熟悉本领域的技术人员，在不脱离本发明技术方案范围的情况下，都可利用上述揭示的技术内容对本发明技术方案做出许多可能的变动和修饰，或修改为等同变化的等效实施例。因此，凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明技术实质对以上实施例所做的任何简单修改、等同变化及修饰，均应落在本发明技术方案保护的范围内。

Claims (9)

1.一种超大动态、高灵敏度的扩频测控基带接收方法，其特征在于，包括以下步骤：
粗捕阶段：搜索伪码与频率维度，检测即时伪码相位和受信息调制的载波频率；
精捕阶段：搜索信息边沿、信息组合与频率维度，检测信息边沿位置和精确载波频率；所述精捕阶段，采用分段相关累加结合快速傅里叶变换SCA-FFT的方式实现频率与信息维度的遍历搜索，检测匹配的单峰频率值与信息边沿，最后根据搜索的精确载波频率进行码多普勒时延补偿，所述频率搜索范围为-Mfb/2～+Mfb/2，其中，M为基于SCA-FFT的信息码元分段数，fb为符号速率；
码环启动：等待即时码相位到达零码片时刻启动本地码发生器，并在信息边沿位置启动伪码跟踪环路；
锁频阶段：根据精捕的频率分辨率设定跟踪通道的跨信息积分时长，通过锁频环锁定载波频率；
锁相阶段：根据锁频积分时长进行科斯塔斯环路计算锁定载波相位，并输出匹配模值信息；
位同步阶段：缓存半符号积分序列合成积分能量检测信息跳变，比较奇偶能量和调整积分位置；
合成比特流阶段：利用相位信息和匹配模板合成并行信息序列，再并串转换恢复信息比特流输出。
2.根据权利要求1所述的超大动态、高灵敏度的扩频测控基带接收方法，其特征在于：所述粗捕阶段，采用部分匹配滤波器结合快速傅里叶变换的方式，实现快速的频域并行搜索以适应超大动态条件，且搜索过程只需提取伪码检测量进行检测判决。
3.根据权利要求1所述的超大动态、高灵敏度的扩频测控基带接收方法，其特征在于：所述码环启动阶段，正是捕获稳定牵入跟踪的过程；所述伪码跟踪环路利用即时支路的信息匹配模值合成超前与滞后支路的等效积分值，同步进行锁频、锁相以及码环反馈控制量的计算。
4.根据权利要求1所述的超大动态、高灵敏度的扩频测控基带接收方法，其特征在于：所述位同步阶段在锁相环稳定之后启动，从信息支路提取半符号积分序列合成奇偶能量进行位同步环路计算，并通过脉冲调节实现积分起始时刻的调整。
5.根据权利要求1所述的超大动态、高灵敏度的扩频测控基带接收方法，其特征在于：所述合成比特流阶段，在位同步环稳定之后启动，根据跨信息积分与否进行比特流恢复处理。
6.一种超大动态、高灵敏度的扩频测控基带接收装置，其特征在于：包括模数转换器接口模块(101)，通过时分复用布置的基于PMF-FFT粗捕模块(102)，基于SCA-FFT精捕模块(103)，以及基带通道控制模块(104)、基于跨信息积分的通用型跟踪模块(105)以及在线参数配置模块(106)，从模数转换器接口模块(101)获取中频数字信号，并将其采样率fs直接作为接收系统的工作时钟频率；
所述基于SCA-FFT精捕模块(103)，采用分段相关累加结合快速傅里叶变换的方式实现频率与信息维度的遍历搜索，检测匹配的单峰频率值与信息边沿，最后根据搜索的精确载波频率进行码多普勒时延补偿，所述频率搜索范围为-Mfb/2～+Mfb/2，其中，M为基于SCA-FFT的捕获模块的信息码元分段数，fb为符号速率。
7.根据权利要求6所述的超大动态、高灵敏度的扩频测控基带接收装置，其特征在于：所述粗捕模块(102)包括数字下变频器(201)，部分匹配滤波器(202)，K点FFT运算器(203)，加窗运算器(204)，相邻残差补偿计算(205)以及检测量提取与判决输出模块(206)。
8.根据权利要求7所述的超大动态、高灵敏度的扩频测控基带接收装置，其特征在于：所述精捕模块(103)包括混频与解扩器(301)，延时计数器组(302)，短时积分器组(303)，信息组合基础运算器组(304)，信息组合迭代搜索器组(305)，码多普勒补偿计算(306)以及检测量提取与判决输出模块(307)。
9.根据权利要求8所述的超大动态、高灵敏度的扩频测控基带接收装置，其特征在于：所述通用型跟踪环路模块(105)包括全参数化的本地载波与伪码控制发生器(501)，载波跟踪环路(502)，延迟锁定伪码跟踪环路(503)以及位同步控制环路(504)。
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