CN111431557B - 适用于多模调制体制的信号跟踪方法及信号跟踪系统 - Google Patents

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Abstract

一种适用于多模调制体制的信号跟踪方法及系统，方法包括：在等待环路启动状态下，在初始积分时间下，对数字混频与解扩后的输入信号进行综合积分处理，基于滤波配置参数，进入相应的伪码环路计算状态，进行归一化伪码鉴相和环路滤波处理，输出伪码多普勒频率控制字，基于环路配置参数，进入对应的载波环路工作状态；在相应的载波环路工作状态下，进行归一化载波鉴频鉴相处理和环路滤波处理，输出载波多普勒频率控制字，进入跟踪判决输出状态；跟踪判决输出状态下，确定环路锁定失锁状态及位同步环调整量，对初始积分时间进行调整，从环路中提取符号信息合成比特流输出，返回等待环路启动状态。本申请实施例增强了信号跟踪系统的灵活性和可扩展性。

Description

适用于多模调制体制的信号跟踪方法及信号跟踪系统
技术领域
本申请涉及无线电导航、测控与数传通信领域，特别是涉及一种适用于多模调制体制的信号跟踪方法及信号跟踪系统。
背景技术
信号跟踪系统的主要目的是使捕获后的调制参数估计值精确化，尽力使本地复制的信号的相位与接收到信号的相位保持一致，然后从跟踪到的信号中解调出调制信息。根据信号的不同，常见的无线电导航、测控与数传跟踪系统一般由三类环路组成，分别为载波跟踪环路（简称载波环）、伪码跟踪环路（简称码环）以及位同步环。其中，根据载波环是通过检测本地复制载波与输入载波之间的相位差异还是频率差异来跟踪输入载波，将载波环分为相位锁定环路（Phase Lock Loop，PLL）和频率锁定环路（Frequency Locked Loop，FLL）。码环只存在于伪码调制体制中，其主要功能是保证环路产生的复制伪码与接收信号的伪码保持相位一致，常用的码环有非相干延迟锁定环路（Noncoherent Delay Lock Loop，NDLL）。位同步环常见于非相参直扩体制的遥控与遥测信道中，该信道采用非同源时钟进行信息和伪码调制，使得码速率与信息速率间存在不确定差值，因此需要通过位同步环进行实时调整，并从环路中提取位同步时钟进行信息的解调。
根据调制体制的不同，目前无线电导航、测控与数传通信系统常见的调制体制包括调相（Phase Modulation，PM）和直接序列扩频-调相（Direct Sequence SpreadSpectrum - PM，DSSS-PM）两大类调制体制。其中，由于DSSS-PM调制体制较PM调制体制多了一维伪码调制，且存在载波与伪码非相干的信道，例如中继转发信道等。根据应用对象的不同，常见的应用对象包括大动态与高灵敏度通信终端、高精度测量终端以及高精度测试设备三类应用对象，因此，理论上DSSS-PM的多模跟踪系统必须采用独立码环兼容辅助码环的方式实现码同步，并在此基础上增加码环控制开关通过兼容上述两类调制体制的载波环实现统一处理。目前，具备兼容上述多模应用的载波跟踪环主要有非相干解调环路法与相干解调环路法，前者通常采用乘法消符号变换计算，环路系统简单且高效，但是平方运算改变了信号的噪声统计特性，只适用于高信噪比条件，后者可采用最大似然鉴相器实现有效积分时长下任意信噪比条件的最佳环路性能，并可通过加长积分时间进一步改善高灵敏度条件下的环路性能，但是易受调制符号的影响无法直接实现长时间的相干积分。
接收高灵敏度是指在信息速率（或者带宽）与通信误码率要求一定的情况下，接收机在接近理论解调极限的条件下能够正确地把有用信号解调出来的最小信号接收功率。根据通信原理可知，对于高斯噪声信道的各种调制方式而言，一旦选定调制方式，所要求的通信误码率（或者差错性能）规定了满足性能要求的接收机所能达到的码元能量噪声功率谱密度比门限值，理论上的解调极限接收功率，可以基于码元能量噪声功率谱密度比门限值、接收噪声功率谱密度以及数据通信的信息速率确定。
跟踪环路性能的评价准则主要有跟踪环路的牵入范围、动态适应性、解调灵敏度、鲁棒性、稳态误差、灵活性以及可扩展性等。其中，跟踪环路的牵入范围主要由环路鉴别器和积分器决定；由于无线电导航、测控与数传信号的通信传输距离远以及信号载体的相对运动，使得接收信号具有动态和低信噪比的特点，因此使用环路动态适应性和解调灵敏度来衡量跟踪系统是否满足实际应用要求，其中经典环路的动态适应性主要由积分时间和环路带宽决定，解调灵敏度则取决于环路的抗噪声性能；环路鲁棒性是指环路在不确定性扰动下，具有保持跟踪性能不变的能力，主要靠环路稳态工作的最佳参数来保证，环路稳态误差是指期望的环路稳态输出量与实际的环路稳态输出量之差，环路稳态误差越小说明环路控制精度越高，主要靠最优环路带宽参数保证，环路的灵活性和可扩展性主要表现在跟踪环路适应不同的应用场景与信号体制的能力。
随着无线电导航、测控与数传信号的一体化发展趋势，在有限的硬件资源平台下，传统单模调制体制的跟踪系统已经不能满足实际需求。
发明内容
基于此，有必要针对上述技术问题，提供一种信号跟踪系统及信号跟踪方法，其能够同时满足不同应用对象、不同信道参数、不同信号调制体制对跟踪环路的要求，大大增强了信号跟踪系统的灵活性和可扩展性。
一种适用于多模调制体制的信号跟踪方法，方法包括：
在等待环路启动状态下，在初始积分时间下，对数字混频与解扩后的输入信号进行综合积分处理，获得环路积分结果，并进入可变阶DLL计算状态；
在可变阶DLL计算状态下，基于环路积分结果进行归一化伪码鉴相处理，并基于滤波配置参数，进行对应的环路滤波处理，输出伪码多普勒频率控制字，并基于环路配置参数，进入对应的载波环路工作状态；
在进入的载波环路工作状态是2阶FLL计算状态时，基于环路积分结果进行归一化载波鉴频处理和环路滤波处理，输出载波多普勒频率控制字，并进入跟踪判决输出状态；
在进入的载波环路工作状态是2阶FLL辅助3阶PLL计算状态时，基于环路积分结果完成归一化载波鉴频鉴相处理以及环路滤波处理，输出载波多普勒频率控制字，并进入跟踪判决输出状态；
在进入的载波环路工作状态是3阶PLL计算状态时，基于环路积分结果完成归一化载波鉴相处理以及环路滤波处理，输出载波多普勒频率控制字，进入跟踪判决输出状态；
在跟踪判决输出状态下，确定环路锁定失锁状态以及位同步环调整量，基于位同步环调整量对初始积分时间进行调整，从环路中提取符号信息合成比特流输出，并返回等待环路启动状态。
一个实施例中，在初始积分时间下，对数字混频与解扩后的输入信号进行综合积分处理，获得环路积分结果，包括：
在数字混频与解扩后的输入信号的符号边沿位置启动即时支路、超前支路和滞后支路的整符号积分器，进行整符号分段相关积分，并在整符号分段相关积累的同时获取位同步半符号奇偶积分值，获得积分数据并缓存，积分数据包括：即时支路整符号积分序列、超前支路整符号积分序列以及滞后支路整符号积分序列；
采用基于格雷码排序的快速迭代搜索算法对缓存的即时支路整符号积分序列进行符号组合遍历，输出匹配峰值，并将输出的匹配峰值作为即时支路积分结果；
提取匹配峰值对应的匹配模值，并将超前支路整符号积分序列按照匹配模值进行积分合成，获得超前支路积分结果，将滞后支路整符号积分序列按照匹配模值进行积分合成，获得滞后支路积分结果；
环路积分结果包括即时支路积分结果、超前支路积分结果以及滞后支路积分结果。
一种适用于多模调制体制的信号跟踪系统，系统包括：依次连接的综合环路积分器、综合环路鉴别器以及综合环路滤波器，其中，综合环路积分器和综合环路滤波器还与本地载波与伪码控制发生器连接；
本地载波与伪码控制发生器对原始输入信号进行数字混频与解扩处理，获得数字混频与解扩后的输入信号；
综合环路积分器，在等待环路启动状态下，在初始积分时间下，对数字混频与解扩后的输入信号进行综合积分处理，获得环路积分结果，环路积分结果包括即时支路积分结果、超前支路积分结果以及滞后支路积分结果；
综合环路鉴别器，在当前环路状态为可变阶DLL计算状态时，基于超前支路积分结果以及滞后支路积分结果进行归一化伪码鉴相处理，在当前环路状态为2阶FLL计算状态时，基于即时支路积分结果进行归一化载波鉴频处理，在当前环路状态为2阶FLL辅助3阶PLL计算状态时，基于即时支路积分结果完成归一化载波鉴频鉴相处理，在当前环路状态为3阶PLL计算状态时，基于即时支路积分结果完成归一化载波鉴相处理；
综合环路滤波器，对综合环路鉴别器的输出结果进行环路滤波处理，输出伪码多普勒频率控制字和载波多普勒频率控制字，本地载波与伪码控制发生器基于伪码多普勒频率控制字和载波多普勒频率控制字对原始输入信号进行数字混频与解扩处理。
基于如上所述的本实施例方案，在获得环路积分结果并进入可变阶DLL计算状态，基于滤波配置参数，进入不同应用对象的伪码环路滤波工作状态，从而可据此实现不同滤波参数下的可变阶DLL滤波配置功能，并进行不同伪码环路工作状态下的处理，实现可变阶DLL环路与载波辅助可变阶DLL环路的灵活设置。在完成可变阶DLL计算状态之后，基于载波环路配置参数，进入不同的载波环路工作状态，从而可据此实现不同载波环路配置参数下的载波环路配置功能，并进行不同载波环路工作状态下的处理，从而在不改变高斯信道特性条件下，通过在线配置实现多种载波环路组合工作模式的相关参数的灵活可设置，实现了闭环控制的信号跟踪系统，实现了多模跟踪系统的全参数化在线配置功能，能够同时满足不同应用对象、不同信道参数、不同信号调制体制对跟踪环路的要求，大大增强了信号跟踪系统的灵活性和可扩展性。并通过采用基于格雷码排序的跨符号积分器，采用基于格雷码排序的快速迭代搜索算法进行符号组合遍历的积分处理，提高了基于相干解调环路法的多模跟踪系统的抗噪声能力，通过编码增益可有效提高解调灵敏度，同时满足多种场景下的应用要求。
附图说明
图1为一个实施例中的适用于多模调制体制的信号跟踪方法的流程示意图；
图2是一个实施例中的适用于多模调制体制的信号跟踪系统的结构示意图；
图3为一个实施例中的信号跟踪系统的环路结构示意图；
图4为一个实施例中的综合环路积分器的结构示意图；
图5为一个实施例中的综合环路鉴别器的结构框图；
图6为一个实施例中的综合环路滤波器的结构框图；
图7为一个实施例中的位同步控制环路的工作流程示意图；
图8为一个实施例中的信号跟踪系统的处理状态转换图。
具体实施方式
为了使本申请的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本申请进行进一步详细说明。应当理解，此处描述的具体实施例仅仅用以解释本申请，并不用于限定本申请。
参考图1所示，本申请一个实施例中提供的适用于多模调制体制的信号跟踪方法，方法包括：
步骤S10：在等待环路启动状态下，在初始积分时间下，对数字混频与解扩后的输入信号进行综合积分处理，获得环路积分结果，并进入可变阶DLL计算状态。
其中，在一个实施例中，在初始积分时间下，对数字混频与解扩后的输入信号进行综合积分处理，获得环路积分结果，包括下述步骤S101至步骤S103。
步骤S101：在数字混频与解扩后的输入信号的符号边沿位置启动即时支路、超前支路和滞后支路的整符号积分器，进行整符号分段相关积分，并在整符号分段相关积累的同时获取位同步半符号奇偶积分值，获得积分数据并缓存，其中，积分数据包括：即时支路整符号积分序列、超前支路整符号积分序列以及滞后支路整符号积分序列。
步骤S102：对缓存的即时支路整符号积分序列进行符号组合遍历，输出匹配峰值，并将输出的匹配峰值作为即时支路积分结果。一个示例中，可采用基于格雷码排序的快速迭代搜索算法对缓存的即时支路整符号积分序列进行符号组合遍历，输出匹配峰值，以提升跟踪环路的抗噪声能力。从而通过采用基于格雷码排序的跨符号积分器，采用基于格雷码排序的快速迭代搜索算法进行符号组合遍历的积分处理，提高了基于相干解调环路法的多模跟踪系统的抗噪声能力，通过编码增益可有效提高解调灵敏度，同时满足多种场景下的应用要求。
步骤S103：提取匹配峰值对应的匹配模值，并将超前支路整符号积分序列按照匹配模值进行积分合成，获得超前支路积分结果，将滞后支路整符号积分序列按照匹配模值进行积分合成，获得滞后支路积分结果。
其中，上述获得环路积分结果，包括即时支路积分结果、超前支路积分结果以及滞后支路积分结果。
步骤S20：在可变阶DLL计算状态下，基于环路积分结果进行归一化伪码鉴相处理和环路滤波处理，输出伪码多普勒频率控制字，并基于环路配置参数，进入对应的载波环路工作状态。在进入的载波环路工作状态是2阶FLL计算状态时，进入步骤S30，在进入的载波环路工作状态是2阶FLL辅助3阶PLL计算状态时，进入步骤S40，在进入的载波环路工作状态是3阶PLL计算状态时，进入步骤S50。
一个实施例中，在可变阶DLL计算状态下，基于环路积分结果进行归一化伪码鉴相处理和环路滤波处理，输出伪码多普勒频率控制字，包括步骤S201与步骤S202。
步骤S201：通过采用四象限反正切运算单元近似伪码环除法的方式，对超前支路积分结果以及滞后支路积分结果进行伪码环的伪码鉴相归一化计算，获得伪码鉴相归一化值，该伪码鉴相归一化值即为伪码鉴相结果。
步骤S202：对伪码鉴相归一化值进行基于滤波配置参数的环路滤波处理，输出伪码多普勒频率控制字。
一些实施例中，伪码环路滤波配置参数可以固定配置为3阶DLL环路滤波参数，进行3阶DLL环路滤波处理，输出伪码多普勒频率控制字，也可以固定配置为载波辅助3阶DLL环路滤波参数，进行载波辅助3阶DLL环路滤波处理，并将载波多普勒频率控制字进行比例缩放计算后与环路滤波处理结果进行合成处理，输出伪码多普勒频率控制字，也可以只在起始跟踪状态时配置为3阶DLL环路滤波参数，进行3阶DLL环路滤波处理，输出伪码多普勒频率控制字，当跟踪进入稳定跟踪状态时环路滤波配置参数切换成载波辅助1阶DLL或3阶DLL环路滤波参数，进行1阶DLL或3阶DLL环路滤波处理，并将载波多普勒频率控制字进行比例缩放计算后与环路滤波处理结果进行合成处理，输出伪码多普勒频率控制字。
其中，将可变阶记为N阶，在进入的环路滤波工作状态是N阶DLL计算状态时，基于 伪码鉴相结果，进行N-1阶环路滤波处理，输出伪码多普勒频率控制字，并进入对应的载波 环路工作状态。其中，
Figure 178768DEST_PATH_IMAGE001
。
在将可变阶记为N阶，进入的环路滤波工作状态是载波辅助N阶DLL计算状态时，基 于伪码鉴相结果，进行N-1阶环路滤波处理和载波辅助合成计算，输出伪码多普勒频率控制 字，并进入对应的载波环路工作状态。其中，
Figure 361488DEST_PATH_IMAGE001
。
步骤S30：在进入的载波环路工作状态是2阶FLL计算状态时，基于环路积分结果进行归一化载波鉴频处理和环路滤波处理，输出载波多普勒频率控制字，并进入跟踪判决输出状态。一些实施例中，在输出载波多普勒频率控制字之后，还可以同时进入等待环路启动状态。
在进入的载波环路工作状态是2阶FLL计算状态时，基于环路积分结果完成归一化载波鉴频处理和环路滤波处理，输出载波多普勒频率控制字，包括步骤S301与步骤S302。
步骤S301：通过采用四象限反正切运算单元计算频率的方式，对即时支路积分结果进行锁频环的载波频率归一化计算，获得载波鉴频归一化值，获得载波鉴频处理结果。
步骤S302：对载波鉴频处理结果进行2阶FLL环路滤波处理，输出载波多普勒频率控制字。
步骤S40：在进入的载波环路工作状态是2阶FLL辅助3阶PLL计算状态时，基于环路积分结果完成归一化载波鉴频鉴相处理以及环路滤波处理，输出载波多普勒频率控制字，并进入跟踪判决输出状态。一些实施例中，在输出载波多普勒频率控制字之后，还可以同时进入等待环路启动状态。
在进入的载波环路工作状态是2阶FLL辅助3阶PLL计算状态时，基于环路积分结果完成归一化载波鉴频鉴相处理以及环路滤波处理，输出载波多普勒频率控制字，包括步骤S4011与步骤S4012。
步骤S4011：基于四象限反正切运算单元，对即时支路环路积分结果进行归一化载波鉴频鉴相处理，获得鉴频鉴相处理结果。
其中，具体在基于四象限反正切运算单元，对即时支路环路积分结果进行归一化载波鉴频鉴相处理，获得鉴频鉴相处理结果时，可以包括：
基于四象限反正切运算单元，对即时支路环路积分结果进行载波鉴相处理，获得载波鉴相处理结果；
基于载波鉴相处理结果，采用每两个积分值完成一次相位差分鉴频计算的方式，进行载波鉴频处理，获得载波鉴频处理结果。
其中，在获得载波鉴相处理结果之后，通过鉴相限符门限及基于符号函数确定的校正函数，对载波鉴相处理结果进行修正，然后再采用每两个积分值完成一次相位差分鉴频计算的方式，进行载波鉴频处理，获得载波鉴频处理结果。
获得载波鉴频处理结果之后，还可以进一步通过鉴频限符门限以及基于符号函数确定的校正函数，对载波鉴频处理结果进行修正。
步骤S4012：对鉴频鉴相处理结果进行2阶FLL辅助3阶PLL环路滤波处理，输出载波多普勒频率控制字。
另一个实施例中，在进入的载波环路工作状态是2阶FLL辅助3阶PLL计算状态时，基于环路积分结果完成归一化载波鉴频鉴相处理以及环路滤波处理，输出载波多普勒频率控制字，可以包括步骤S4021与步骤S4022：
步骤S4021：基于四象限反正切运算单元，对即时支路环路积分结果进行归一化载波鉴相处理，获得载波鉴相处理结果。
步骤S4022：对载波鉴相处理结果进行3阶PLL环路滤波处理，并在3阶PLL环路滤波处理的过程中引入关联归一化鉴频处理结果的可变系数，输出载波多普勒频率控制字。
从而，在二阶FLL辅助三阶PLL配置参数的基础上，只需去除由FLL引入的频率扰动项即等效为三阶PLL。
步骤S50：在进入的载波环路工作状态是3阶PLL计算状态时，基于环路积分结果完成归一化载波鉴相处理以及环路滤波处理，输出载波多普勒频率控制字，进入跟踪判决输出状态。一些实施例中，在输出载波多普勒频率控制字之后，还可以同时进入等待环路启动状态。
一个实施例中，基于环路积分结果完成归一化载波鉴相处理以及环路滤波处理，输出载波多普勒频率控制字，可以包括步骤S5011与步骤S5012。
步骤S5011：基于四象限反正切运算单元，对即时支路环路积分结果进行归一化鉴相处理，获得载波鉴相处理结果。
步骤S5012：对载波鉴相处理结果进行3阶PLL环路滤波处理，输出载波多普勒频率控制字。
在进入的载波环路工作状态是3阶PLL计算状态时，基于环路积分结果完成归一化载波鉴相处理以及环路滤波处理，输出载波多普勒频率控制字，包括：
步骤S60：在跟踪判决输出状态下，确定环路锁定失锁状态以及位同步环调整量，基于位同步环调整量对初始积分时间进行调整，从环路中提取符号信息合成比特流输出，并返回等待环路启动状态。
一个实施例中，确定位同步环调整量包括下述步骤S601至步骤S604。
步骤S601：基于即时支路积分结果，计算即时支路的奇数合成值，即时支路的偶数合成值，以及用以表征是否存在符号跳变的归一化即时判决量。
步骤S602：基于奇数合成值和偶数合成值计算符号跳变基准判决量。
步骤S603：通过比较归一化即时判决量和符号跳变基准判决量判定是否进行位同步调整。
步骤S604：在确定进行位同步调整时，利用相位锁定后的奇数合成值和偶数合成值，确定当前环路状态下的位同步调整方向，确定位同步环调整量。
图8描述了一个实施例中，基于如上实施例的方法，综合环路控制状态机的状态转换图，如图8所示，其有4种处理状态S0~S3，其中状态S2有3个平级的状态分支，分别定义为：
S0：等待环路启动状态，主要完成等待捕获触发积分条件，启动环路积分。
S1：可变阶DLL计算状态，主要完成归一化伪码鉴相、环路滤波，输出伪码多普勒频率控制字。即基于环路积分结果进行归一化伪码鉴相处理和不同阶数的环路滤波处理，输出伪码多普勒频率控制字。
S2-1：2阶FLL计算状态，主要完成归一化载波鉴频、环路滤波，输出载波多普勒频率控制字。即基于环路积分结果进行归一化载波鉴频处理和环路滤波处理，输出载波多普勒频率控制字。
S2-2：2阶FLL辅助3阶PLL计算状态，主要完成归一化载波鉴频鉴相、频率辅助的扰动量计算、环路滤波，输出载波多普勒频率控制字。即基于环路积分结果完成归一化载波鉴频鉴相处理以及环路滤波处理，输出载波多普勒频率控制字。
S2-3：3阶PLL计算状态，主要完成归一化载波鉴相，环路滤波，输出载波多普勒频率控制字。即基于环路积分结果完成归一化载波鉴相处理以及环路滤波处理，输出载波多普勒频率控制字。
S3：跟踪判决输出状态，主要在载波和伪码环路检测量的基础上进行环路状态与位同步环的调整量判决，并从稳态的环路中提取符号信息合成比特流输出。
图8所示的环路控制状态机中的各控制状态间，可以通过触发脉冲和模式选择电平进行灵活的转换，包括了初始化完成脉冲801、伪码环计算完成脉冲802、载波环计算完成脉冲803、环路判决完成脉冲804以及环路计算完成脉冲805，其中，伪码环计算完成脉冲802与载波环路工作模块选择共同决定S1状态至S2分支状态的转换关系，决定了当前系统工作的载波环路模式。环路判决完成脉冲804与位同步锁定电平共同决定S3的状态转换，当位同步锁定，则说明系统进入在稳态工作模式，从S3跳转至S4进行稳态跟踪的失锁判决，并在不触发失锁门限的条件下提取符号信息合成比特流输出。反之，若位同步未锁定，则从S3直接跳转至S0准备启动新一轮环路处理。本申请实施例中，通过提取环路模式参数，利用图8所示的控制状态机可以根据实际需求实现多种伪码环路组合工作模式，例如3阶DLL模式、3阶DLL+载波辅助1阶DLL组合工作模式、3阶DLL+载波辅助3阶DLL组合工作模式以及载波辅助3阶DLL模式等，多种载波环路组合工作模式，例如2阶FLL+3阶PLL组合模式、2阶FLL+2阶FLL辅助3阶PLL模式以及3阶PLL模式等，满足不同应用对象、不同信道参数、不同调制体制对跟踪系统的要求。
如上所述的用于多模调制体制的信号跟踪方法中的各步骤的具体实现方式，在下述适用于多模调制体制的信号跟踪系统的相关示例中一并进行说明。
如图2所示，本申请一个实施例中的适用于多模调制体制的信号跟踪系统，包括：依次连接的综合环路积分器21、综合环路鉴别器22以及综合环路滤波器23，其中，综合环路积分器21和综合环路滤波器23还与本地载波与伪码控制发生器20连接。
其中，本地载波与伪码控制发生器20对原始输入信号进行数字混频与解扩处理，获得数字混频与解扩后的输入信号。
综合环路积分器21，在等待环路启动状态下，在初始积分时间下，对数字混频与解扩后的输入信号进行综合积分处理，获得环路积分结果，环路积分结果包括即时支路积分结果、超前支路积分结果以及滞后支路积分结果。
综合环路鉴别器22，在当前环路状态为可变阶DLL计算状态时，基于超前支路积分结果以及滞后支路积分结果进行归一化伪码鉴相处理，在当前环路状态为2阶FLL计算状态时，基于即时支路积分结果进行归一化载波鉴频处理，在当前环路状态为2阶FLL辅助3阶PLL计算状态时，基于即时支路积分结果完成归一化载波鉴频鉴相处理，在当前环路状态为3阶PLL计算状态时，基于即时支路积分结果完成归一化载波鉴相处理。
综合环路滤波器23，对综合环路鉴别器的输出结果进行环路滤波处理，输出伪码多普勒频率控制字和载波多普勒频率控制字。伪码多普勒频率控制字和载波多普勒频率控制字输出至本地载波与伪码控制发生器20，本地载波与伪码控制发生器20基于伪码多普勒频率控制字和载波多普勒频率控制字对原始输入信号进行数字混频与解扩处理。
参考图2所示，该系统还可以包括：连接于综合环路积分器21与本地载波与伪码控制发生器之间的数字混频与解扩器24，与综合环路积分器连接的实时载噪比估计器25，以及与位同步环26。其中，数字混频与解扩器24，用于对输入信号进行载波剥离和伪码剥离处理。
图3中示出了一个实施例中的信号跟踪系统的环路结构示意图，其主要包括的全 参数化的本地载波与伪码控制发生器20，载波跟踪环路102，延迟锁定伪码跟踪环路103以 及位同步控制环路104。其中，在跟踪起始阶段，首先将捕获的载波多普勒频率
Figure 593755DEST_PATH_IMAGE002
与伪码多 普勒频率
Figure 129910DEST_PATH_IMAGE003
直接作为载波环与伪码环的控制偏移量，启动本地载波与伪码控制发生器20进 行数字混频与解扩计算，然后通过计数等待在符号边沿位置启动综合环路积分器，从而进 入持续工作的跟踪环路控制状态。
参考图3所示，载波跟踪环路102包括即时支路跨符号积分器、综合频率相位鉴别 器、综合环路滤波器以及载波数控振荡器。其中，即时支路跨符号积分器包含在综合环路积 分器中，其采用基于格雷码排序的加速迭代算法实现符号组合的遍历。综合频率相位鉴别 器包含在综合环路鉴别器中，其采用鉴别器算法实现鉴频与鉴相的同步计算，具体的鉴别 器计算方式在下文进行举例说明，其鉴别器计算方式可不受符号调制影响，具体归一化计 算过程只需复用一个四象限反正切计算器和乘法器，对应的数字无模糊鉴频与鉴相归一化 范围均为
Figure 396812DEST_PATH_IMAGE004
。其中，在跨符号积分速率下的模拟鉴频范围为
Figure 484854DEST_PATH_IMAGE005
，
Figure 955149DEST_PATH_IMAGE006
表示跟踪环路的跨符号积分数。载波数控振荡器基于综合环路滤波器输出的载波多普勒频 率控制字的控制，产生连续载波相位的正弦信号，产生的正弦信号用以生成本地负载波。
延迟锁定伪码跟踪环路103包括超前与滞后支路跨符号积分器、综合码距鉴别器、 综合环路滤波器以及伪码数控振荡器。其中，超前与滞后支路跨符号积分器包含在综合环 路积分器中，其根据即时支路的匹配模值合成跨符号积分值，综合码距鉴别器包含在综合 环路鉴别器中，具体的鉴别器计算方式在下文进行举例说明，其采用非相干超前减去滞后 功率方法实现数字归一化无模糊鉴相处理，鉴相范围为
Figure 338070DEST_PATH_IMAGE007
，单位为码片。伪码数 控振荡器基于综合环路滤波器输出的伪码多普勒频率控制字的控制，产生连续伪码相位的 随机序列，产生的随机序列用以生成本地伪码。
载波跟踪环路102与延迟锁定伪码跟踪环路103中的综合环路滤波器，采用基于数 字域状态空间模型结构实现载波环与伪码环的复用，其中的状态方程配置参数
Figure 147895DEST_PATH_IMAGE008
与 输出方程配置参数
Figure 593788DEST_PATH_IMAGE009
共同作用实现二阶FLL辅助三阶PLL，三阶PLL以及二阶FLL工 作模式的配置功能，其中，状态方程配置参数
Figure 285801DEST_PATH_IMAGE008
只由对应工作模式的环路阶数决定， 输出方程配置参数
Figure 288392DEST_PATH_IMAGE009
只由对应工作模式的环路噪声带宽B决定。具体的综合环路 滤波器的设计以及参数的配置在下文中进行举例说明。
综合环路滤波器输出的载波多普勒频率控制量（图3中的载波多普勒频率
Figure 264307DEST_PATH_IMAGE010
）与载 波频率标称值（图3中的标称中频频率
Figure 631834DEST_PATH_IMAGE011
）结合，通过载波数控振荡器反馈给本地载波与伪 码控制发生器20实现闭环控制的信号载波跟踪系统。
综合环路滤波器输出的伪码多普勒频率控制量（图3中的伪码多普勒频率
Figure 263673DEST_PATH_IMAGE012
）与 伪码速率标称值（图3中的标称伪码速率
Figure 742059DEST_PATH_IMAGE013
）、载波辅助控制量（图3中综合环路滤波器输出 的载波多普勒频率控制量与标称比例系数
Figure 651109DEST_PATH_IMAGE014
相乘计算结果）结合，通过伪码数控振荡器反馈 给本地载波与伪码控制发生器20实现闭环控制的信号伪码跟踪系统。位同步控制环路104 分别合成奇数序列和偶数序列的积分能量值（下文中也称为奇数合成值和偶数合成值），并 通过奇偶合成能量之差的符号判决位同步调整的方向，具体调整采用触发的方式实现，每 次触发通过增加或减少积分的样本点数来控制环路积分的起始位置。特别的，在不启用位 同步控制环路104时，只需要将输出调整量置零即可，且位同步调整周期与调整幅度均可实 现全参数配置。具体的位同步调整方式在下文中进行说明。
结合图2、图3所示，综合环路积分器21，包括：载波跟踪环路102中的即时支路跨符号积分器，延迟锁定伪码跟踪环路103中的超前与滞后支路跨符号积分器，以及位同步控制环路104中的半符号积分器。即，载波跟踪环路102中的即时支路跨符号积分器，延迟锁定伪码跟踪环路103中的超前与滞后支路跨符号积分器，以及位同步控制环路104中的半符号积分器，复用了同一个综合环路积分器，以实现综合环路积分器的复用。
综合环路积分器是跟踪实现结构中的关键部分，它决定了跟踪环路工作的刷新周期，符号模板的搜索提取以及环路计算的输入量等等，主要由三部分组成，分别为：捕获牵入跟踪的起始积分，整符号的分段相关积累以及符号组合加速遍历搜索。
图4描述了一个示例中的综合环路积分器的实现结构图，其示例性地说明了综合环路积分器实现跨符号积分的处理流程。如图4所示，该综合环路积分器包括：依次连接的整符号积分器组410、乒乓处理器430、即时支路符号组合快速迭代搜索器440以及超前与滞后支路合成积分器450。
其中，整符号积分器组410，通过积分触发脉冲和计数器控制实现整符号积分计算，获得积分结果并锁存，积分结果包括即时支路整符号积分序列、超前支路整符号积分序列以及滞后支路整符号积分序列。
乒乓处理器430写入积分结果，并在写入当前环路的积分结果的同时，启动上次环路的迭代搜索处理。
即时支路符号组合快速迭代搜索器440，采用基于格雷码排序的快速迭代搜索算法对缓存的即时支路整符号积分序列进行符号组合遍历，输出匹配峰值，并将输出的匹配峰值作为即时支路的环路积分值。
超前与滞后支路合成积分器450，提取匹配峰值对应的匹配模值，并将超前支路整符号积分序列按照匹配模值进行积分合成，获得超前支路的环路积分值，将滞后支路整符号积分序列按照匹配模值进行积分合成，获得滞后支路的环路积分值。
参考图4所示，综合环路积分器还可以包括：连接于整符号积分器组410与乒乓处理器430之间的并转串处理器420，以及与超前与滞后支路合成积分器连接的串转并处理器460。
其中，整符号积分器组包括并行积分支路，并行积分支路包括超前（
Figure 176156DEST_PATH_IMAGE015
）信号支路（
Figure 108340DEST_PATH_IMAGE016
路符号积分器和
Figure 577367DEST_PATH_IMAGE017
路符号积分器组成的支路）、即时（
Figure 13028DEST_PATH_IMAGE018
）信号支路（
Figure 237204DEST_PATH_IMAGE019
路符号积分器和
Figure 453422DEST_PATH_IMAGE020
路符号积分器组成的支路）、以及滞后（
Figure 273611DEST_PATH_IMAGE021
）信号支路（
Figure 281887DEST_PATH_IMAGE022
路符号积分器、
Figure 427697DEST_PATH_IMAGE023
路符号积分器组成 的支路）。即时信号支路对即时信号进行整符号积分计算，获得即时支路整符号积分序列， 超前信号支路对超前信号进行整符号积分计算，获得超前支路整符号积分序列，滞后信号 支路对滞后信号进行整符号积分计算，获得滞后支路整符号积分序列。
并转串处理器420在整符号积分器组锁存积分结果时刻启动，将各并行积分支路的结果转换成串行数据流后，进行积分归一化计算，并将获得的积分归一化计算结果进行缓存。
串转并处理器460将各时刻锁存的即时支路的环路积分值、超前支路的环路积分 值以及滞后支路的环路积分值转换成并行数据流后输出，输出的并行数据流包括即时支路 的环路积分值（
Figure 131211DEST_PATH_IMAGE019
与
Figure 735849DEST_PATH_IMAGE020
）、超前支路的环路积分值（
Figure 411681DEST_PATH_IMAGE016
与
Figure 915344DEST_PATH_IMAGE017
）以及滞后支路的环路积分值（
Figure 43837DEST_PATH_IMAGE022
与
Figure 533724DEST_PATH_IMAGE023
）。在包含噪声支路的情况下，还包括噪声支路的环路积分值
Figure 47751DEST_PATH_IMAGE024
。
工作时，综合环路积分器在捕获的伪码即时相位、载波频率以及符号位边沿基础 上，等待即时码相位到达零码片时刻启动本地码发生器生成本地伪码（即图2中的本地伪 码），并在符号边沿位置启动即时（
Figure 269785DEST_PATH_IMAGE018
）支路、超前（
Figure 72524DEST_PATH_IMAGE015
）支路和滞后（
Figure 38206DEST_PATH_IMAGE021
）支路的整符号积分器 （包括图4中的
Figure 675249DEST_PATH_IMAGE019
路符号积分器、
Figure 130501DEST_PATH_IMAGE020
路符号积分器、
Figure 968007DEST_PATH_IMAGE016
路符号积分器、
Figure 986647DEST_PATH_IMAGE017
路符号积分器、
Figure 429261DEST_PATH_IMAGE022
路 符号积分器、
Figure 976786DEST_PATH_IMAGE023
路符号积分器）。然后，在整符号分段相关积累的同时获取位同步半符号奇 偶积分值，并进行积分数据的缓存。最后，采用基于格雷码排序的快速迭代搜索算法对缓存 的
Figure 567167DEST_PATH_IMAGE018
支路整符号积分序列进行符号组合遍历输出匹配峰值作为即时支路的环路积分值，同 时提取匹配峰值对应的匹配模值，再将
Figure 202548DEST_PATH_IMAGE015
与
Figure 545673DEST_PATH_IMAGE021
支路按匹配模值进行积分合成获得超前与滞 后支路的环路积分值。
结合图2-4所示，上述信号跟踪系统还可以包括：与综合环路积分器连接的实时载 噪比估计器25；整符号积分器组还包括噪声支路（
Figure 483673DEST_PATH_IMAGE025
路符号积分器所在的支路），噪声支路 用以对噪声信号进行积分计算，获得噪声积分结果。此时，上述整符号积分器还包括该
Figure 565547DEST_PATH_IMAGE025
路 符号积分器。其中，实时载噪比估计器25，基于即时支路的环路积分值以及噪声积分结果估 计实时载噪比。
如上所述，整符号积分器组410由超前、即时、滞后信号支路和噪声支路组成，信号支路（超前、即时、滞后信号支路）通过积分触发脉冲和计数器控制实现整符号积分计算，其计数器的长度受位同步反馈量控制用于实现积分时刻的调节，噪声支路与信号支路同步完成积分计算用于实时载噪比估计。并转串处理器420在整符号积分器组410锁存积分结果时刻启动，将所有并行积分支路的结果转换成串行数据流，通过复用乘法器实现相应的积分归一化计算，并将其计算结果进行缓存。由于即时支路符号组合快速迭代搜索器404的迭代计算过程需要重复获取整符号积分序列，因此，乒乓处理器403采用双端口存储器，在写入当前环路积分结果的同时，启动上次环路的迭代搜索处理，通过设定相关的约束条件（例如时序约束条件）确保即时支路符号组合快速迭代搜索器404和超前与滞后支路合成积分器405实现数据无缝处理的时序要求，其中，乒乓处理器403的存储器切换时刻等效为环路积分清零和环路刷新时刻。最后，将数据处理过程的不同时刻锁存的跨符号积分结果在串转并处理器406中完成同步锁存输出。
其中，基于格雷码排序的快速计算模型如下所述：
定义格雷码分解式：
Figure 4619DEST_PATH_IMAGE026
式（1）
式中，
Figure 218562DEST_PATH_IMAGE027
为非负整数，
Figure 576731DEST_PATH_IMAGE028
为正整数。对于给定的
Figure 610546DEST_PATH_IMAGE029
，式（1）的分解是唯一的，即每个
Figure 774680DEST_PATH_IMAGE029
对 应一对
Figure 905447DEST_PATH_IMAGE027
、
Figure 247567DEST_PATH_IMAGE028
。
根据式（1）的整数
Figure 221208DEST_PATH_IMAGE027
，可得出第
Figure 408607DEST_PATH_IMAGE029
种组合与第
Figure 925039DEST_PATH_IMAGE030
种组合不相同比特的位置，由整 数
Figure 690257DEST_PATH_IMAGE028
可以得到该位置的迭代计算符号。
假设跨符号积分数为
Figure 901927DEST_PATH_IMAGE031
，则
Figure 345546DEST_PATH_IMAGE029
的所有可能的取值为
Figure 450906DEST_PATH_IMAGE032
，其迭代计算 过程如下所述：
第0种符号组合下，相干积分值为：
Figure 587358DEST_PATH_IMAGE033
式（2）
第1种信息组合下，相干积分值为：
Figure 83061DEST_PATH_IMAGE034
式（3）
第
Figure 205738DEST_PATH_IMAGE035
种信息组合下，相干积分值为
Figure 555817DEST_PATH_IMAGE036
式（4）
式中，
Figure 410640DEST_PATH_IMAGE037
表示
Figure 721536DEST_PATH_IMAGE031
个符号所有可能的组合积分值，
Figure 769608DEST_PATH_IMAGE038
表示当前缓存的整符号积分 序列值。
根据式（2）~（4），考虑一定的处理余量，将迭代计算、流水处理的搜索判决占用的 时钟节拍分别记为
Figure 521663DEST_PATH_IMAGE039
、
Figure 875284DEST_PATH_IMAGE040
，则跨
Figure 798110DEST_PATH_IMAGE031
个符号积分所需的处理时间
Figure 200272DEST_PATH_IMAGE041
的计算评估模型可表示 为：
Figure 134730DEST_PATH_IMAGE042
。假设迭代计算占用3个时钟节拍，即
Figure 49465DEST_PATH_IMAGE043
， 流水处理的搜索判决占用7个时钟节拍，即
Figure 69374DEST_PATH_IMAGE044
，则跨
Figure 9648DEST_PATH_IMAGE031
个符号积分所需的处理时间
Figure 923246DEST_PATH_IMAGE045
的计算评估模型为：
Figure 556353DEST_PATH_IMAGE046
式（5）
式中，
Figure 63558DEST_PATH_IMAGE047
表示系统处理时钟周期。
引入
Figure 997403DEST_PATH_IMAGE015
、
Figure 844136DEST_PATH_IMAGE021
信号支路进行符号剥离的合成积分计算时间
Figure 444882DEST_PATH_IMAGE048
：
Figure 829596DEST_PATH_IMAGE049
式（6）
综合考虑
Figure 111673DEST_PATH_IMAGE015
、
Figure 875229DEST_PATH_IMAGE018
、
Figure 833827DEST_PATH_IMAGE021
三支路的时序约束与计算复杂度，跨
Figure 456569DEST_PATH_IMAGE031
个符号积分处理的总耗时
Figure 604654DEST_PATH_IMAGE050
的评估式为：
Figure 409668DEST_PATH_IMAGE051
式（7）
将式（5）和（6）代入式（7），可得总耗时
Figure 758741DEST_PATH_IMAGE052
与跨符号数
Figure 462254DEST_PATH_IMAGE053
的时序计算关 系：
Figure 332472DEST_PATH_IMAGE054
式（8）
根据信息速率
Figure 945987DEST_PATH_IMAGE055
，可得跨符号积分的环路周期
Figure 325015DEST_PATH_IMAGE056
：
Figure 702776DEST_PATH_IMAGE057
式（9）
考虑环路积分过程乒乓无缝处理的时序约束条件，实现环路跨符号积分计算的时序约束条件如下：
Figure 864767DEST_PATH_IMAGE058
式（10）
将式（8）和式（9）代入（10），可得跨符号积分数
Figure 847635DEST_PATH_IMAGE053
适用的信息速率
Figure 663145DEST_PATH_IMAGE055
的取 值上限计算式：
Figure 216617DEST_PATH_IMAGE059
式（11）
式中，
Figure 431566DEST_PATH_IMAGE060
表示向下取整计算，
Figure 144308DEST_PATH_IMAGE061
表示系统处理时钟频率。
对式（11）进行数值计算，可得环路积分乒乓处理结构下，基于格雷码排序的加速 迭代搜索算法适用的最大信息速率
Figure 740505DEST_PATH_IMAGE062
与积分跨符号数
Figure 95788DEST_PATH_IMAGE031
和系统时钟频率
Figure 927477DEST_PATH_IMAGE061
间的约束 关系如表1所示。
表1
Figure 166829DEST_PATH_IMAGE063
一个实施例中，实时载噪比估计器，基于即时支路的环路积分值以及噪声积分结果估计实时载噪比，可以包括下述步骤S251至步骤S254。
步骤S251：获取即时支路的环路积分值中的同相积分结果和正交积分结果。
步骤S252：基于同相积分结果和正交积分结果，计算积分等效信号功率的样本均值，获得信号样本均值；
步骤S253：基于噪声积分结果，计算积分等效噪声功率的样本均值，获得噪声样本均值；
步骤S254：基于定点分贝单位计算式，结合信号样本均值和噪声样本均值完成计 算获得实时载噪比估计值；定点分贝单位计算式通过下述方式确定：基于反双曲正切函数 确定的计算因子的自然对数计算公式，根据基于坐标旋转法实现的反双曲正切运算器的输 入输出约束条件确定计算因子的定义域，对目标因子整数进行缩放预处理，获得目标因子 定点
Figure 448774DEST_PATH_IMAGE028
的自然对数；利用换底公式将目标因子的自然对数转换为分贝单位式，获得定点分 贝单位计算式。
实时载噪比估计器作为跟踪系统的重要观测量，其在环路门限设计、环路带宽设 计以及信号质量评估中都发挥了重要作用。在一个具体示例中，采用增加噪声通道法 （ANCM）通过定点计算实现分贝单位(
Figure 101473DEST_PATH_IMAGE064
)，精度在0.5(
Figure 408957DEST_PATH_IMAGE064
)范围内的实时载噪 比
Figure 955345DEST_PATH_IMAGE065
的估计，其处理步骤如下：
步骤一：计算信号和噪声的样本均值：
Figure 955662DEST_PATH_IMAGE066
式（24）
式中，
Figure 830077DEST_PATH_IMAGE067
为噪声通道上相干积分结果，
Figure 659362DEST_PATH_IMAGE068
与
Figure 873305DEST_PATH_IMAGE069
分别表示即时支路跨符 号积分器输出的同相与正交积分结果，
Figure 106841DEST_PATH_IMAGE070
为积分等效噪声功率的样本均值，
Figure 652573DEST_PATH_IMAGE071
为积分 等效信号功率的样本均值，
Figure 505122DEST_PATH_IMAGE031
为平均点数。
步骤2：将ANCM法的计算过程变型为：
Figure 901469DEST_PATH_IMAGE072
式（25）
式中，
Figure 492856DEST_PATH_IMAGE073
为等效的环路积分速率。
步骤三：根据反双曲正切函数可得计算因子
Figure 217229DEST_PATH_IMAGE074
的自然对数计算公式：
Figure 919475DEST_PATH_IMAGE075
，
Figure 435907DEST_PATH_IMAGE076
式（26）
步骤四：根据基于坐标旋转法实现的反双曲正切运算器的输入输出约束条件确定
Figure 886611DEST_PATH_IMAGE074
的定义域为：
Figure 409865DEST_PATH_IMAGE077
式（27）
步骤五：对目标因子
Figure 728851DEST_PATH_IMAGE028
整数进行缩放预处理，求得目标因子定点
Figure 771893DEST_PATH_IMAGE028
的自然对数：
Figure 911275DEST_PATH_IMAGE078
式（28）
式中，
Figure 469296DEST_PATH_IMAGE015
为缩放倍数的指数。
步骤六：利用换底公式将目标因子
Figure 529655DEST_PATH_IMAGE028
的自然对数转换为dB式：
Figure 614155DEST_PATH_IMAGE079
式（29）
步骤七：利用式（29）定点dB计算式完成式（25）载噪比
Figure 468979DEST_PATH_IMAGE065
估计值的计算，实 际应用中根据其估值范围通过式（27）和式（28）确定所需的定点计算缩放倍数的指数
Figure 779874DEST_PATH_IMAGE015
。
参考图2-3，综合环路鉴别器22，包含了载波跟踪环路102中的综合频率相位鉴别器，以及延迟锁定伪码跟踪环路103中的综合码距鉴别器。
工作时，在跟踪起始阶段，首先将捕获的载波多普勒频率控制字与伪码多普勒频率控制字直接作为载波环与伪码环的控制偏移量，启动本地载波与伪码控制发生器20进行数字混频与解扩计算，然后通过计数等待在符号边沿位置启动综合环路积分器，从而进入持续工作的跟踪环路控制状态。
如图5所示，一个实施例中的综合环路鉴别器包括：四象限反正切运算单元510，输入端与四象限反正切运算单元510的输出端连接的相位校正单元520和控制模式选择单元530，输入端与控制模式选择单元530的输出端连接的差值计算单元540，以及与差值计算单元540的输出端连接的频率模糊修正单元550。
其中，四象限反正切运算单元510，对综合环路积分器输出的环路积分结果，进行载波鉴相处理，获得载波鉴相处理结果。
相位校正单元520，根据设定的鉴相限幅门限，对载波鉴相处理结果进行修正后输出归一化鉴相处理结果。
控制模式选择单元530，接收输入的模式选择信号，基于模式选择信号切换综合环路鉴别器的工作模式。
差值计算单元540，在基于控制模式选择单元确定综合环路鉴别器的工作模式为鉴频鉴相模式时，计算前后两次载波鉴相处理结果的差值；
频率模糊修正单元550，对前后两次载波鉴相处理结果的差值进行频率模糊修正，获得载波鉴频处理结果。
该图中，四象限反正切运算单元510的输入由环路积分器输出信号的实部信号（
Figure 830876DEST_PATH_IMAGE080
）、 虚部信号（
Figure 582931DEST_PATH_IMAGE081
）以及使能触发脉冲
Figure 936552DEST_PATH_IMAGE082
组成，其输出的
Figure 656115DEST_PATH_IMAGE083
如式（14）所示。相位校正单元520 根据设定的鉴相限幅门限通过分段函数计算实现式（13）所示的鉴相结果输出。频率模糊修 正单元550在差值计算单元540的鉴相差值的基础上，根据设定的鉴频限幅门限通过分段函 数计算消除
Figure 730381DEST_PATH_IMAGE084
的模糊度实现式（15）所示的鉴频计算。
综合环路鉴别器通过控制模式选择单元540的模式选择信号（图中的
Figure 872298DEST_PATH_IMAGE085
电平）实 现综合环路鉴别器的工作模式的切换，当
Figure 396820DEST_PATH_IMAGE086
时，综合环路鉴别器工作在鉴频鉴相模 式，鉴频输出由频率为
Figure 88833DEST_PATH_IMAGE087
的脉冲触发使能，数字电路中等效为输入的偶数节拍使能计算 输出，鉴相输出由频率为
Figure 481637DEST_PATH_IMAGE088
的脉冲触发使能，数字电路中等效为输入节拍使能计算输出， 当
Figure 208284DEST_PATH_IMAGE089
时，通过复用鉴相接口取超前支路与滞后支路的积分结果的平方和作为输入，综 合环路鉴别器工作在伪码归一化鉴相模式，通过复用鉴相接口完成。其中，
Figure 638129DEST_PATH_IMAGE088
为跨符号积 分频率，
Figure 535546DEST_PATH_IMAGE090
表示综合环路鉴别器输出的鉴相误差值，即载波鉴相处理结果，
Figure 13932DEST_PATH_IMAGE091
表示综合环 路鉴别器输出的鉴频误差值，即载波鉴频处理结果，
Figure 844354DEST_PATH_IMAGE092
表示综合环路鉴别器输出的伪码归 一化鉴相误差值，即伪码鉴相归一化值。
如上所述的综合环路鉴别器，采用四象限反正切运算单元同步完成载波环的鉴频和鉴相计算，分时完成码环的伪码鉴相归一化计算。其中，一个实施例中的综合环路鉴别器分别实现载波鉴频、载波鉴相以及伪码鉴相归一化计算的信号处理方式如下所述。
为了克服四象限反正切运算单元进行载波鉴相计算时的符号敏感性，引入校正函 数
Figure 710679DEST_PATH_IMAGE093
，并满足下式：
Figure 377283DEST_PATH_IMAGE094
式（12）
式（12）中，自变量
Figure 380399DEST_PATH_IMAGE095
为限反正切计算弧度值，自变量
Figure 816060DEST_PATH_IMAGE096
. 为限幅 门限，
Figure 587706DEST_PATH_IMAGE097
为符号函数。那么，基于四象限反正切运算单元的修正相干解调环路 PLL鉴别 器表达式为：
Figure 256454DEST_PATH_IMAGE098
式（13）
式中，
Figure 279905DEST_PATH_IMAGE099
为环路周期序号，
Figure 84919DEST_PATH_IMAGE100
为鉴相限幅门限，
Figure 293046DEST_PATH_IMAGE101
为四象限 反正切PLL鉴相结果，其数学表达式为：
Figure 668664DEST_PATH_IMAGE102
式（14）
式中，
Figure 10652DEST_PATH_IMAGE103
与
Figure 483222DEST_PATH_IMAGE104
别表示即时支路跨符号积分器输出的同相积分结果与正交积 分结果。
载波环的鉴频过程有别于鉴相，鉴相仅需当前环路积分结果就可以进行计算，而 数字鉴频等效计算过程是通过前后相位差分实现，因此要求任何积分值都不会在下一次鉴 频运算中重用。为了达到减小环路复杂度和运算量的目的，假设鉴频计算过程中频偏不会 发生明显改变，可采用每2个积分值完成一次相位差分鉴频计算。但是，由于相邻真实相位 间存在符号跳变，因此差分鉴频计算过程中存在
Figure 3196DEST_PATH_IMAGE084
的模糊度。
据此，在一个实施例中，综合环路鉴别器采用分段补偿结合缩小鉴频无模糊线性区间的方法，在消除差分鉴频计算模糊度的同时，直接通过鉴相结果完成相位映射，其修正后的鉴频计算表达式为：
Figure 378027DEST_PATH_IMAGE105
式（15）
式中，
Figure 867914DEST_PATH_IMAGE106
为前后鉴相器输出的差值，
Figure 398253DEST_PATH_IMAGE093
即为式（12）的鉴相器校正函数，
Figure 338396DEST_PATH_IMAGE107
为鉴频限幅门限。
Figure 423026DEST_PATH_IMAGE108
为相位映射函 数，计算表达式为：
Figure 716604DEST_PATH_IMAGE109
式（16）
根据综合鉴别器进行频率鉴别计算的数字限幅门限
Figure 350717DEST_PATH_IMAGE110
的取值范围，结合式（9） 的环路积分速率，可得基于跨符号积分下的FLL输入频率牵入范围为
Figure 946915DEST_PATH_IMAGE111
。
码环的伪码鉴相归一化计算处理中采用除法运算，对多通道跟踪而言意味着资源 的浪费。因此，一个实施例中采用复用的综合环路鉴别器利用其内部的四象限转二象限反 正切计算来近似码环除法归一化处理。其中，码环鉴相归一化值
Figure 299267DEST_PATH_IMAGE112
的等效二象限反正 切计算式为：
Figure 130957DEST_PATH_IMAGE113
式（17）
式（17）中，
Figure 370309DEST_PATH_IMAGE114
与
Figure 389605DEST_PATH_IMAGE115
分别为非相干超前减滞后功率和超前加滞后合成功率，其 计算式为：
Figure 714407DEST_PATH_IMAGE116
式（18）
式（18）中，
Figure 349787DEST_PATH_IMAGE117
与
Figure 958492DEST_PATH_IMAGE118
分别表示超前支路跨符号积分器输出的同相与正交积分 结果，
Figure 693230DEST_PATH_IMAGE119
与
Figure 957858DEST_PATH_IMAGE120
分别表示滞后支路跨符号积分器输出的同相与正交积分结果。
综合环路滤波器是实现多种跟踪环路工作模式的关键部分，其以综合环路鉴别器的输出结果（包括鉴相误差、鉴频误差和归一化伪码鉴相结果）为输入量，输出定点输出方程输出量（伪码多普勒频率控制字和载波多普勒频率控制字）。为了达到减小环路复杂度和运算量的目的，在设计综合环路滤波器时需同时考虑跟踪环路对滤波器不同阶数的需求。本申请实施例中，采用基于动态模型下的全参数化环路滤波器结构实现二阶辅助三阶、三阶、二阶以及一阶环路工作模式下的环路滤波器功能。
如图6所示，一个实施例中的综合环路滤波器包括：第一加法器601，第一延时器602，第二延时器603，第二加法器604，第一参数可配乘法器605，第二参数可配乘法器606，第三参数可配乘法器607，第四参数可配乘法器608，以及第五参数可配乘法器609。
其中，综合环路鉴别器与第一加法器601的输入端、第三参数可配乘法器607的输入端连接，第一加法器601的输出端与第一延时器602的输入端连接，第一延时器602的输出端与第四参数可配乘法器608的输入端、第二延时器603的输入端以及第一参数可配乘法器605的输入端连接，第二延时器603的输出端与第五参数可配乘法器609的输入端、第二参数可配乘法器606的输入端连接，第一参数可配乘法器605的输出端、第二参数可配乘法器606的输出端与第一加法器601连接，第三参数可配乘法器607的输出端、第四参数可配乘法器608的输出端、以及第五参数可配乘法器609的输出端与第二加法器604的输入端连接，第二加法器604的输出端输出伪码多普勒频率控制字和载波多普勒频率控制字。
其中，通过配置第一参数可配乘法器605的乘法系数
Figure 396930DEST_PATH_IMAGE121
、第二参数可配乘法器606 的乘法系数
Figure 548557DEST_PATH_IMAGE122
、第三参数可配乘法器607的乘法系数
Figure 969042DEST_PATH_IMAGE123
、第四参数可配乘法器608的乘法系 数
Figure 330754DEST_PATH_IMAGE124
、以及第五参数可配乘法器609的乘法系数
Figure 898483DEST_PATH_IMAGE125
的参数值，实现综合环路滤波器在二阶辅 助三阶环路滤波计算状态、三阶环路滤波计算状态、二阶环路滤波计算状态以及一阶环路 滤波计算状态的切换。
如图6所示的综合环路滤波器，其综合环路滤波输入量
Figure 701353DEST_PATH_IMAGE126
为归一化无量纲量，统 一定义了载波鉴频、载波鉴相以及伪码鉴相的数字归一化量。该结构中通过环路滤波的配 置参数
Figure 27161DEST_PATH_IMAGE127
可实现四种跟踪环路的滤波器工作模式：①二阶辅助三阶环路滤波； ②三阶环路滤波；③二阶环路滤波；④一阶环路滤波。当输入量为数字归一化的载波鉴频值 时，载波环路工作在模式③；当输入量为数字归一化的伪码鉴相值时，载波环路工作在模式 ②或模式③模式④；当输入量为数字归一化的载波鉴相值时，载波环路工作在模式①或模 式②，具体的由输出方程配置参数
Figure 282693DEST_PATH_IMAGE128
的计算方法决定。
以载波跟踪环路为例，可以采用下述方式设计上述综合环路滤波器参数。
第一步，建立适用于2阶以下参数可配的环路滤波器状态方程与输出方程，分别为：
状态方程：
Figure 329147DEST_PATH_IMAGE129
式（19）
式中，
Figure 766950DEST_PATH_IMAGE130
为滤波输入，
Figure 217654DEST_PATH_IMAGE131
和
Figure 553958DEST_PATH_IMAGE132
为状态量。
输出方程：
Figure 59894DEST_PATH_IMAGE133
式（20）
式中，
Figure 306199DEST_PATH_IMAGE134
为滤波输出，
Figure 52438DEST_PATH_IMAGE128
为输出方程配置参数，由数字滤波器抽头系数
Figure 65918DEST_PATH_IMAGE135
共同决定：
Figure 798382DEST_PATH_IMAGE136
式（21）
第二步，采用双线性变换法将模拟经典二阶FLL辅助三阶PLL，三阶PLL以及二阶 FLL映射到数字域，通过待定系数法得到状态方程和输出方程配置参数
Figure 289406DEST_PATH_IMAGE127
的计 算表达式，如表2所示。表2中，
Figure 393497DEST_PATH_IMAGE137
为模拟三阶PLL环路参数，
Figure 314180DEST_PATH_IMAGE138
为模拟三阶PLL环路增 益，（
Figure 240547DEST_PATH_IMAGE139
、
Figure 507450DEST_PATH_IMAGE140
）为模拟二阶FLL环路参数，
Figure 470858DEST_PATH_IMAGE141
为模拟二阶FLL环路增益，
Figure 190421DEST_PATH_IMAGE142
为跨符号积分的环 路周期，
Figure 654900DEST_PATH_IMAGE143
为数字归一化鉴频结果。特别的，二阶FLL辅助三阶PLL配置参数是在三阶PLL环 路参数基础上引入二阶FLL的频率扰动项作为三阶PLL环路滤波的可变系数（
Figure 730303DEST_PATH_IMAGE144
）。
表2
Figure 173267DEST_PATH_IMAGE145
根据经典环路参数与环噪声带宽的取值可计算模拟环路参数（
Figure 193176DEST_PATH_IMAGE146
、
Figure 399029DEST_PATH_IMAGE147
、
Figure 578207DEST_PATH_IMAGE148
、
Figure 8051DEST_PATH_IMAGE149
、
Figure 452939DEST_PATH_IMAGE150
）：
Figure 649434DEST_PATH_IMAGE151
式（22）
式中，
Figure 292905DEST_PATH_IMAGE152
与
Figure 96913DEST_PATH_IMAGE153
分别为PLL与FLL对应的自然圆频率。
Figure 216048DEST_PATH_IMAGE154
式（23）
式中，
Figure 826020DEST_PATH_IMAGE155
为PLL噪声带宽，
Figure 261681DEST_PATH_IMAGE156
为FLL噪声带宽。
根据式（19）~式（23）可知，设定环路增益为常量，那么综合环路滤波器的配置参数
Figure 426471DEST_PATH_IMAGE157
只与环路阶数和环路噪声带宽的取值有关，从而实现多种载波 环路工作模式的全参数配置功能。
其中，在一些实施例中，可以通过引入定点计算位宽（具体包括下述鉴相器输出位 宽
Figure 580371DEST_PATH_IMAGE158
、鉴相器缩放位宽
Figure 994035DEST_PATH_IMAGE159
、滤波系数的放大位宽
Figure 736732DEST_PATH_IMAGE160
、输出方程频率控制字计算截 位还原位宽
Figure 882543DEST_PATH_IMAGE161
、环路计算的定点乘法器位宽
Figure 586057DEST_PATH_IMAGE162
），实现综合环路滤波器的综合环路滤 波模型的定点量化，环路定点计算精度与动态适应能力的有效评估。在定点实现中，防溢出 设计只需考虑唯一的反馈计算状态量
Figure 928045DEST_PATH_IMAGE163
，综合环路滤波器的定点状态方程状态量
Figure 338298DEST_PATH_IMAGE164
和
Figure 717327DEST_PATH_IMAGE165
），定点输出方程输出量
Figure 298349DEST_PATH_IMAGE166
，分别为如下所述：
根据定点数字位宽建立量化的状态方程：
Figure 725920DEST_PATH_IMAGE167
式（31）
根据式（20）输出方程建立量化的频率控制字定点输出方程：
Figure 584154DEST_PATH_IMAGE168
式（32）
根据定点数字位宽建立量化的频率控制字输出方程：
Figure 13647DEST_PATH_IMAGE169
式（33）
式（31）~（33）中，约束条件为：
Figure 629436DEST_PATH_IMAGE170
式（34）
式（31）~（34）中，
Figure 923014DEST_PATH_IMAGE158
表示鉴相器输出位宽，
Figure 760389DEST_PATH_IMAGE159
表示鉴相器缩放位宽，
Figure 418903DEST_PATH_IMAGE160
表示滤波系数的放大位宽，其大小取决于环路参数的定点表示范围，
Figure 318726DEST_PATH_IMAGE161
表示输出方程频 率控制字计算截位还原位宽，
Figure 540629DEST_PATH_IMAGE162
为环路计算的定点乘法器位宽。
一个实施例中的信号跟踪系统，还可以包括比特流合成器（图中未示出），其用以 进行跨符号解调，其以即时支路跨符号积分器输出的即时支路的同相积分结果为输入，对 其进行跨符号解调。在跨符号解调过程中，解调出来的信息等效为并行的比特信息，比特流 合成的目的是将每次解调出的并行比特信息转换为比特流输出。首先，定义S为数据块符号 位，
Figure 45560DEST_PATH_IMAGE171
为数据块内符号匹配模值的无符号数据位，D为数据块合成的符号比特位。那么，在 相位锁定与位同步之后，由S和
Figure 202871DEST_PATH_IMAGE172
构成的数据块取值完全决定了当前积分时段 内并行信息数据D的无符号数据类型的取值，将该值转换为二进制即为对应的信息比特流， 它们之间的映射关系可统一表示为：
Figure 714624DEST_PATH_IMAGE173
式（30）
式中，
Figure 615584DEST_PATH_IMAGE174
表示对二进制数
Figure 975021DEST_PATH_IMAGE175
取反操作。
当环路稳定时，符号支路积分结果的值即等效为当前时刻下合成各帧比特流中的符号位信息S，按此式（30）约定合成的比特流与传统积分解调出的数据流完全一致。特别的，当跨符号积分及其环路参数配置成整符号积分环路时，合成比特流与传统整符号积分解调出的数据流一致。
如图2、3所示，信号跟踪系统还可以包括位同步环（也可称为位同步环路、位同步控制环路）26，位同步环是本申请的信号跟踪系统的一个部分，用于针对非相参信道，采用位同步环进行实时调整，并从环路中提取位同步时钟进行信息的解调；针对相参信道，采用位同步环解跟踪起始阶段环路符号积分下的伪码整周模糊度，并在其达到稳定状态时通过触发控制环路积分清零脉冲的方式实现同步符号积分，并关闭位同步环控制量。具体在本实施例中，可以采用基于能量估计法实现全参数化的位同步环，利用半符号积分下的短时积分特性，通过检测估计方法实现符号跳变的检测，并设置位同步调整触发门限，能够适用多种调制信息的符号发送模式。
一个实施例中，位同步环确定位同步环调整量的方式包括如下步骤。
步骤1，基于即时支路积分结果，计算即时支路的奇数合成值，即时支路的偶数合成值，以及用以表征是否存在符号跳变的归一化即时判决量。
步骤2，基于奇数合成值和偶数合成值计算符号跳变基准判决量。
步骤3，通过比较归一化即时判决量和符号跳变基准判决量判定是否进行位同步调整。
步骤4，在确定进行位同步调整时，利用相位锁定后的奇数合成值和偶数合成值，确定当前环路状态下的位同步调整方向，确定位同步环调整量。
图7描述了本申请方案中，基于能量估计法的位同步环104的处理流程图，其处理步骤如下所述：
步骤1：缓存半符号积分值，定义为：
Figure 165219DEST_PATH_IMAGE176
式（35）
其中，缓存值与跨符号积分同步，等效积分的符号数为
Figure 977317DEST_PATH_IMAGE031
个，相应的半符号积分值 为
Figure 416389DEST_PATH_IMAGE177
个。
步骤2：计算基础判决量，定义为：
Figure 817283DEST_PATH_IMAGE178
式（36）
式中，
Figure 988501DEST_PATH_IMAGE179
为奇数合成值（即奇数序列的积分能量值），
Figure 350212DEST_PATH_IMAGE180
为偶数合成值（即偶数序列 的积分能量值），
Figure 717609DEST_PATH_IMAGE181
为N个检测符号数据内是否存在符号跳变的归一化即时判决量，即上述 用以表征是否存在符号跳变的归一化即时判决量。为了判决启动调整时刻和调整方向，
Figure 786059DEST_PATH_IMAGE179
和
Figure 190495DEST_PATH_IMAGE171
分别作为调制方向的归一化能量判决量，为了使奇偶能量判决量
Figure 429716DEST_PATH_IMAGE179
、
Figure 148273DEST_PATH_IMAGE171
达到与等效 积分值一样的增益甚至更高，也可以采取缓积分数大于
Figure 399126DEST_PATH_IMAGE182
的方式获得等效
Figure 96168DEST_PATH_IMAGE183
个甚至 等效
Figure 370154DEST_PATH_IMAGE182
个符号积分下的基准判决量。在非相参体制下，由于调制钟差较小，符号边沿的滑 动较慢，因此这种处理有利于提升位同步环积分调整的灵敏度且不易产生错误判决。
步骤3：计算符号跳变基准判决量，定义为：
Figure 689140DEST_PATH_IMAGE184
式（37）
采用1阶IIR滤波器（又称惯性滤波）对进行平滑，获得平滑后的符号跳变基准 判决量
Figure 868635DEST_PATH_IMAGE186
；
Figure 957813DEST_PATH_IMAGE187
式（38）
式中，
Figure 939545DEST_PATH_IMAGE188
为固定的抽头系数。
步骤5：进行跳变检测判决。利用符号跳变的归一化即时判决量
Figure 164990DEST_PATH_IMAGE181
的模值与基准 判决量
Figure 285392DEST_PATH_IMAGE186
进行比较判决是否进行位同步调整。如果存在符号跳变则进行位同步调整的方 向判决，否则保持当前调整量，即将位同步调整量置零。
步骤6：进行调整方向判决。利用相位锁定后
Figure 720922DEST_PATH_IMAGE179
和
Figure 381710DEST_PATH_IMAGE180
呈现的高低能量特性来判定当 前环路状态下的位同步调整方向，采用脉冲触发方式实现位同步调整量及调整周期的灵活 设置，
Figure 399345DEST_PATH_IMAGE189
表示参数可设的每次脉冲触发的积分调整点数。
本申请的信号跟踪方法中的各步骤的具体实现方式，可以与上述信号跟踪系统中的实施例中的相同，信号跟踪系统中的状态转换过程，可以与信号跟踪方法的各实施例中的相同。
基于如上所述的本实施例的方案，在获得环路积分结果并进入可变阶DLL计算状态，基于滤波配置参数，进入不同应用对象的伪码环路滤波工作状态，从而可据此实现不同滤波参数下的可变阶DLL滤波配置功能，并进行可变阶DLL环路或载波辅助可变阶DLL环路工作状态下的处理。在完成可变阶DLL计算状态之后，基于环路配置参数，进入不同的载波环路工作状态，从而可据此实现不同环路配置参数下的载波环路配置功能，并进行不同载波环路工作状态下的处理，从而实现了闭环控制的信号跟踪系统，实现了多模跟踪系统的全参数化在线配置功能，能同时满足不同应用对象、不同信道参数、不同信号调制体制对跟踪环路的要求，大大增强了信号跟踪系统的灵活性和可扩展性。
基于如上所述的各实施例中的方法和系统，可以达到如下各有益效果：通过采用基于格雷码排序的跨符号积分器提升跟踪环路的抗噪声能力，通过编码增益有效提高了解调灵敏度，并在跨符号积分基础上利用噪声通道法完成实时载波比分贝估计值的计算。采用基于反正切的统一鉴别器，同时完成载波鉴频与鉴相，分时完成伪码归一化鉴相计算，在精简环路计算单元降低资源消耗的同时，保证了鉴别器在任意信噪比条件下具备最佳的环路性能。采用基于状态方程的统一环路滤波器，通过配置参数实现一阶、二阶、三阶以及二阶辅助三阶的环路滤波功能，结合环路定时切换和触发切换能够实现多种跟踪环路组合的工作模式。采用基于能量估计法的位同步环路，通过脉冲调节实现积分起始时刻的精细调整，并从环路中直接提取位同步时钟，简单高效。采用模块化设计实现了多模跟踪系统的全参数化在线配置功能，能够同时满足不同应用对象、不同信道参数、不同信号调制体制对跟踪环路的要求，大大增强了跟踪系统的灵活性和可扩展性。
以上实施例的各技术特征可以进行任意的组合，为使描述简洁，未对上述实施例中的各个技术特征所有可能的组合都进行描述，然而，只要这些技术特征的组合不存在矛盾，都应当认为是本说明书记载的范围。
以上所述实施例仅为本申请的几种实施方式，其描述较具体和详细，但并不能因此而理解为对发明专利范围的限制。应当指出的是，对本领域普通技术人员来说，在不脱离本申请构思的前提下，还可做出若干变形和改进，这些都属于本申请的保护范围。故，本申请专利的保护范围应以所附权利要求为准。

Claims (20)

1.一种适用于多模调制体制的信号跟踪方法，所述方法包括：
在等待环路启动状态下，在初始积分时间下，对数字混频与解扩后的输入信号进行综合积分处理，获得环路积分结果，并进入可变阶DLL计算状态；
在所述可变阶DLL计算状态下，基于所述环路积分结果进行归一化伪码鉴相处理，基于滤波配置参数，进行对应的环路滤波处理，输出伪码多普勒频率控制字，并基于环路配置参数，进入对应的载波环路工作状态；
在进入的载波环路工作状态是2阶FLL计算状态时，基于所述环路积分结果进行归一化载波鉴频处理和环路滤波处理，输出载波多普勒频率控制字，并进入跟踪判决输出状态；
在进入的载波环路工作状态是2阶FLL辅助3阶PLL计算状态时，基于所述环路积分结果完成归一化载波鉴频鉴相处理以及环路滤波处理，输出载波多普勒频率控制字，并进入跟踪判决输出状态；
在进入的载波环路工作状态是3阶PLL计算状态时，基于所述环路积分结果完成归一化载波鉴相处理以及环路滤波处理，输出载波多普勒频率控制字，进入跟踪判决输出状态；
在跟踪判决输出状态下，确定环路锁定失锁状态以及位同步环调整量，基于所述位同步环调整量对所述初始积分时间进行调整，从环路中提取符号信息合成比特流输出，并返回所述等待环路启动状态；
所述在初始积分时间下，对数字混频与解扩后的输入信号进行综合积分处理，获得环路积分结果，包括：
在数字混频与解扩后的输入信号的符号边沿位置启动即时支路、超前支路和滞后支路的整符号积分器，进行整符号分段相关积分，并在整符号分段相关积累的同时获取位同步半符号奇偶积分值，获得积分数据并缓存，所述积分数据包括：即时支路整符号积分序列、超前支路整符号积分序列以及滞后支路整符号积分序列；
采用基于格雷码排序的快速迭代搜索算法对缓存的所述即时支路整符号积分序列进行符号组合遍历，输出匹配峰值，并将输出的所述匹配峰值作为即时支路积分结果；
提取所述匹配峰值对应的匹配模值，并将所述超前支路整符号积分序列按照所述匹配模值进行积分合成，获得超前支路积分结果，将所述滞后支路整符号积分序列按照所述匹配模值进行积分合成，获得滞后支路积分结果；
所述环路积分结果包括所述即时支路积分结果、所述超前支路积分结果以及所述滞后支路积分结果。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，在所述可变阶DLL计算状态下，基于所述环路积分结果进行归一化伪码鉴相处理，并基于滤波配置参数，进行对应的环路滤波处理，输出伪码多普勒频率控制字，并基于环路配置参数，进入对应的载波环路工作状态，包括：
通过采用四象限反正切运算单元近似伪码环除法的方式，对所述超前支路积分结果以及所述滞后支路积分结果进行伪码环的伪码鉴相归一化计算，获得伪码鉴相结果，进入对应的环路滤波工作状态；
在进入的环路滤波工作状态是N阶DLL计算状态时，基于所述伪码鉴相结果，进行N-1阶环路滤波处理，输出伪码多普勒频率控制字，并进入对应的载波环路工作状态；
在进入的环路滤波工作状态是载波辅助N阶DLL计算状态时，基于所述伪码鉴相结果，进行N-1阶环路滤波处理和载波辅助合成计算，输出伪码多普勒频率控制字，并进入对应的载波环路工作状态。
3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，在进入的载波环路工作状态是2阶FLL计算状态时，基于所述环路积分结果完成归一化载波鉴频处理和环路滤波处理，输出载波多普勒频率控制字，包括：
通过采用四象限反正切运算单元计算频率的方式，对所述即时支路积分结果进行锁频环的载波频率归一化计算，获得载波鉴频归一化值，获得载波鉴频处理结果；
对所述载波鉴频处理结果进行2阶FLL环路滤波处理，输出载波多普勒频率控制字。
4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，在进入的载波环路工作状态是2阶FLL辅助3阶PLL计算状态时，基于所述环路积分结果完成归一化载波鉴频鉴相处理以及环路滤波处理，输出载波多普勒频率控制字，包括：
基于四象限反正切运算单元，对所述即时支路环路积分结果进行归一化载波鉴频鉴相处理，获得鉴频鉴相处理结果；
对所述鉴频鉴相处理结果进行2阶FLL辅助3阶PLL环路滤波处理，输出载波多普勒频率控制字。
5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，基于四象限反正切运算单元，对所述即时支路环路积分结果进行归一化载波鉴频鉴相处理，获得鉴频鉴相处理结果，包括：
基于四象限反正切运算单元，对所述即时支路环路积分结果进行载波鉴相处理，获得载波鉴相处理结果；
基于所述载波鉴相处理结果，采用每两个积分值完成一次相位差分鉴频计算的方式，进行载波鉴频处理，获得载波鉴频处理结果。
6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，在获得载波鉴相处理结果之后，基于所述载波鉴相处理结果，采用每两个积分值完成一次相位差分鉴频计算的方式，进行载波鉴频处理之前，还包括步骤：
通过鉴相限符门限以及基于符号函数确定的校正函数，对所述载波鉴相处理结果进行修正。
7.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，基于所述载波鉴相处理结果，采用每两个积分值完成一次相位差分鉴频计算的方式，进行载波鉴频处理，获得载波鉴频处理结果之后，还包括：
通过鉴频限符门限以及基于符号函数确定的校正函数，对所述载波鉴频处理结果进行修正。
8.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，在进入的载波环路工作状态是3阶PLL计算状态时，基于所述环路积分结果完成归一化载波鉴相处理以及环路滤波处理，输出载波多普勒频率控制字，包括：
基于四象限反正切运算单元，对所述即时支路环路积分结果进行归一化鉴相处理，获得载波鉴相处理结果；
对所述载波鉴相处理结果进行3阶PLL环路滤波处理，输出载波多普勒频率控制字。
9.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，在进入的载波环路工作状态是2阶FLL辅助3阶PLL计算状态时，基于所述环路积分结果完成归一化载波鉴频鉴相处理以及环路滤波处理，输出载波多普勒频率控制字，包括：
基于四象限反正切运算单元，对所述即时支路环路积分结果进行归一化载波鉴相处理，获得载波鉴相处理结果；
对所述载波鉴相处理结果进行3阶PLL环路滤波处理，并在3阶PLL环路滤波处理的过程中引入关联归一化鉴频处理结果的可变系数，输出载波多普勒频率控制字。
10.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，确定位同步环调整量包括：
基于所述即时支路积分结果，计算所述即时支路的奇数合成值，所述即时支路的偶数合成值，以及用以表征是否存在符号跳变的归一化即时判决量；
基于所述奇数合成值和所述偶数合成值计算符号跳变基准判决量；
通过比较所述归一化即时判决量和所述符号跳变基准判决量判定是否进行位同步调整；
在确定进行位同步调整时，利用相位锁定后的所述奇数合成值和所述偶数合成值，确定当前环路状态下的位同步调整方向，确定所述位同步环调整量。
11.一种适用于多模调制体制的信号跟踪系统，所述系统包括：依次连接的综合环路积分器、综合环路鉴别器以及综合环路滤波器，其中，所述综合环路积分器和所述综合环路滤波器还与本地载波与伪码控制发生器连接；
所述本地载波与伪码控制发生器对原始输入信号进行数字混频与解扩处理，获得数字混频与解扩后的输入信号；
所述综合环路积分器，在等待环路启动状态下，在初始积分时间下，对所述数字混频与解扩后的输入信号进行综合积分处理，获得环路积分结果，所述环路积分结果包括即时支路积分结果、超前支路积分结果以及滞后支路积分结果；
所述综合环路鉴别器，在当前环路状态为可变阶DLL计算状态时，基于所述超前支路积分结果以及滞后支路积分结果进行归一化伪码鉴相处理，在当前环路状态为2阶FLL计算状态时，基于所述即时支路积分结果进行归一化载波鉴频处理，在当前环路状态为2阶FLL辅助3阶PLL计算状态时，基于所述即时支路积分结果完成归一化载波鉴频鉴相处理，在当前环路状态为3阶PLL计算状态时，基于所述即时支路积分结果完成归一化载波鉴相处理；
所述综合环路滤波器，对所述综合环路鉴别器的输出结果进行环路滤波处理，输出伪码多普勒频率控制字和载波多普勒频率控制字，所述本地载波与伪码控制发生器基于所述伪码多普勒频率控制字和载波多普勒频率控制字对原始输入信号进行数字混频与解扩处理。
12.根据权利要求11所述的系统，其特征在于，所述系统还包括：连接于所述综合环路积分器与本地载波与伪码控制发生器之间的数字混频与解扩器，用于对所述输入信号进行载波剥离和伪码剥离处理。
13.根据权利要求11所述的系统，其特征在于，所述综合环路积分器包括：依次连接的整符号积分器组、乒乓处理器、即时支路符号组合快速迭代搜索器以及超前与滞后支路合成积分器；
所述整符号积分器组通过积分触发脉冲和计数器控制实现整符号积分计算，获得积分结果并锁存，所述积分结果包括即时支路整符号积分序列、超前支路整符号积分序列以及滞后支路整符号积分序列；
所述乒乓处理器写入所述积分结果，并在写入当前环路的积分结果的同时，启动上次环路的迭代搜索处理；
所述即时支路符号组合快速迭代搜索器，采用基于格雷码排序的快速迭代搜索算法对缓存的即时支路整符号积分序列进行符号组合遍历，输出匹配峰值，并将输出的所述匹配峰值作为即时支路的环路积分值；
所述超前与滞后支路合成积分器，提取所述匹配峰值对应的匹配模值，并将所述超前支路整符号积分序列按照所述匹配模值进行积分合成，获得超前支路的环路积分值，将所述滞后支路整符号积分序列按照所述匹配模值进行积分合成，获得滞后支路的环路积分值。
14.根据权利要求13所述的系统，其特征在于：
所述综合环路积分器还包括：连接于所述整符号积分器组与所述乒乓处理器之间的并转串处理器，以及与所述超前与滞后支路合成积分器连接的串转并处理器；
所述整符号积分器组包括并行积分支路，所述并行积分支路包括超前信号支路、即时信号支路、以及滞后信号支路；所述即时信号支路对即时信号进行整符号积分计算，获得即时支路整符号积分序列，所述超前信号支路对超前信号进行整符号积分计算，获得超前支路整符号积分序列，所述滞后信号支路对滞后信号进行整符号积分计算，获得滞后支路整符号积分序列；
所述并转串处理器在所述整符号积分器组锁存所述积分结果时刻启动，将各所述并行积分支路的结果转换成串行数据流后，进行积分归一化计算，并将获得的积分归一化计算结果进行缓存；
所述串转并处理器将各时刻锁存的即时支路的环路积分值、超前支路的环路积分值以及滞后支路的环路积分值转换成并行数据流后输出。
15.根据权利要求14所述的系统，其特征在于：所述系统还包括：与所述综合环路积分器连接的实时载噪比估计器；所述整符号积分器组还包括噪声支路，所述噪声支路用以对噪声信号进行积分计算，获得噪声积分结果；
所述实时载噪比估计器，基于所述即时支路的环路积分值以及所述噪声积分结果估计实时载噪比。
16.根据权利要求15所述的系统，其特征在于：所述实时载噪比估计器，基于所述即时支路的环路积分值以及所述噪声积分结果估计实时载噪比，包括：
获取所述即时支路的环路积分值中的同相积分结果和正交积分结果；
基于所述同相积分结果和所述正交积分结果，计算积分等效信号功率的样本均值，获得信号样本均值；
基于所述噪声积分结果，计算积分等效噪声功率的样本均值，获得噪声样本均值；
基于定点分贝单位计算式，结合所述信号样本均值和所述噪声样本均值完成计算获得实时载噪比估计值；所述定点分贝单位计算式通过下述方式确定 ：基于反双曲正切函数确定的计算因子的自然对数计算公式，根据基于坐标旋转法实现的反双曲正切运算器的输入输出约束条件确定计算因子的定义域，对目标因子整数进行缩放预处理，获得目标因子定点m的自然对数；利用换底公式将目标因子的自然对数转换为分贝单位式，获得定点分贝单位计算式。
17.根据权利要求11所述的系统，其特征在于，所述综合环路鉴别器包括：四象限反正切运算单元，输入端与所述四象限反正切运算单元的输出端连接的相位校正单元和控制模式选择单元，输入端与所述控制模式选择单元的输出端连接的差值计算单元，以及与所述差值计算单元的输出端连接的频率模糊修正单元；
所述四象限反正切运算单元，对所述综合环路积分器输出的环路积分结果，进行载波鉴相处理，获得载波鉴相处理结果；
所述相位校正单元根据设定的鉴相限幅门限，对所述载波鉴相处理结果进行修正后输出归一化载波鉴相处理结果；
所述控制模式选择单元接收输入的模式选择信号，基于模式选择信号切换所述综合环路鉴别器的工作模式；
所述差值计算单元，在基于所述控制模式选择单元确定所述综合环路鉴别器的工作模式为鉴频鉴相模式时，计算前后两次所述载波鉴相处理结果的差值；
所述频率模糊修正单元，对前后两次所述载波鉴相处理结果的差值进行频率模糊修正，获得载波鉴频处理结果。
18.根据权利要求11所述的系统，其特征在于，所述综合环路滤波器包括：第一加法器，第一延时器，第二延时器，第二加法器，第一参数可配乘法器，第二参数可配乘法器，第三参数可配乘法器，第四参数可配乘法器，以及第五参数可配乘法器，
其中，综合环路鉴别器与第一加法器的输入端、第三参数可配乘法器的输入端连接，第一加法器的输出端与第一延时器的输入端连接，第一延时器的输出端与第四参数可配乘法器的输入端、第二延时器的输入端以及第一参数可配乘法器的输入端连接，第二延时器的输出端与第五参数可配乘法器的输入端、第二参数可配乘法器的输入端连接，第一参数可配乘法器的输出端、第二参数可配乘法器的输出端与第一加法器连接，第三参数可配乘法器的输出端、第四参数可配乘法器的输出端、以及第五参数可配乘法器的输出端与第二加法器的输入端连接，第二加法器的输出端输出伪码多普勒频率控制字或者载波多普勒频率控制字；
其中，通过配置第一参数可配乘法器、第二参数可配乘法器、第三参数可配乘法器、第四参数可配乘法器、以及第五参数可配乘法器的参数值，实现所述综合环路滤波器在可变阶DLL计算状态、2阶FLL计算状态、2阶FLL辅助3阶PLL计算状态以及3阶PLL计算状态的切换。
19.根据权利要求11所述的系统，其特征在于，所述系统还包括位同步环；
所述位同步环，用于针对非相参信道，采用位同步环进行实时调整，并从环路中提取位同步时钟进行信息的解调；针对相参信道，采用位同步环解跟踪起始阶段环路符号积分下的伪码整周模糊度，并在其达到稳定状态时通过触发控制环路积分清零脉冲的方式实现同步符号积分，并关闭位同步环控制量。
20.根据权利要求19所述的系统，其特征在于，所述位同步环确定位同步环调整量的方式包括：
基于所述即时支路积分结果，计算所述即时支路的奇数合成值，所述即时支路的偶数合成值，以及用以表征是否存在符号跳变的归一化即时判决量；
基于所述奇数合成值和所述偶数合成值计算符号跳变基准判决量；
通过比较所述归一化即时判决量和所述符号跳变基准判决量判定是否进行位同步调整；
在确定进行位同步调整时，利用相位锁定后的所述奇数合成值和所述偶数合成值，确定当前环路状态下的位同步调整方向，确定所述位同步环调整量。
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