JP2004215022A - スペクトル拡散受信装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】高精度な符号同期追従特性を実現可能なスペクトル拡散受信装置を得ること。
【解決手段】本発明のスペクトル拡散受信装置は、送信側における拡散符号の繰返し周期に同期した再生シンボルクロックに同期した所定数分の複素相関信号（ＣＵＲＲＥＮＴ，ＬＡＴＥ，ＥＡＲＬＹ）を生成する構成（４，６，７，８，９）と、ＣＵＲＲＥＮＴ複素相関信号に関する復号データを再符号化した信号から第１の直交符号系列番号を推定するビタビ復号部１０と、相関電力が最大となるＣＵＲＲＥＮＴ複素相関信号に対応する第２の直交符号系列番号を検出する最大電力検出部１１と、適切に選択された直交符号系列番号に対応するＬＡＴＥ複素相関信号およびＥＡＲＬＹ複素相関信号に基づいて再生シンボルクロックを調整するＤＬＬ１２およびシンボル同期回路５と、を備える構成とした。
【選択図】 図１
【解決手段】本発明のスペクトル拡散受信装置は、送信側における拡散符号の繰返し周期に同期した再生シンボルクロックに同期した所定数分の複素相関信号（ＣＵＲＲＥＮＴ，ＬＡＴＥ，ＥＡＲＬＹ）を生成する構成（４，６，７，８，９）と、ＣＵＲＲＥＮＴ複素相関信号に関する復号データを再符号化した信号から第１の直交符号系列番号を推定するビタビ復号部１０と、相関電力が最大となるＣＵＲＲＥＮＴ複素相関信号に対応する第２の直交符号系列番号を検出する最大電力検出部１１と、適切に選択された直交符号系列番号に対応するＬＡＴＥ複素相関信号およびＥＡＲＬＹ複素相関信号に基づいて再生シンボルクロックを調整するＤＬＬ１２およびシンボル同期回路５と、を備える構成とした。
【選択図】 図１
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、スペクトル拡散方式の無線通信システムで用いるスペクトル拡散受信装置に関するものであり、特に、Ｍ−ａｒｙ／ＳＳ方式において、高精度なクロック同期追従、キャリア周波数同期およびキャリア位相同期を実現可能なスペクトル拡散受信装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
以下、従来のスペクトル拡散受信装置について説明する。近年、移動体通信システムや衛星通信システムでは、画像、音声やデータ等の伝送方式の一つとしてスペクトラム拡散方式（以下、ＳＳ方式と呼ぶ。ＳＳ：Ｓｐｒｅａｄ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ）が注目されている。そして、ＳＳ方式のうち、伝送速度の高速化に適した伝送方式である「Ｍ−ａｒｙ／ＳＳ方式」が盛んに検討されている。
【０００３】
Ｍ−ａｒｙ／ＳＳ方式では、２Ｋ個の互いに直交する符号系列（以下、直交符号系列と呼ぶ）を送信装置と受信装置の双方に予め記憶しておく。このとき、送信装置では、情報信号よりＫビット単位（Ｋ≧２）のデータ系列を順次生成し、各データ系列を予め対応付けられた所定の直交符号系列に各々置換して無線伝送を行う。このＭ−ａｒｙ／ＳＳ方式では、直交符号系列の１周期で、Ｋビットの情報信号を伝送することができる。
【０００４】
ここで、Ｍ−ａｒｙ／ＳＳ方式を採用する従来の送信装置について説明を行う。従来のＭ−ａｒｙ／ＳＳ方式の送信装置では、まず、２値情報データを発生し、発生した２値情報データをＫ（Ｋは２以上の自然数）ビットの並列２値情報データに変換する。なお、ここでは、２値情報データの発生速度を情報レートと呼び、２値情報データの発生速度の値をＲｉと表記する。また、Ｋビットの並列２値情報データの発生速度をシンボルレートと呼び、シンボルレートの値をＲｓ（＝Ｒｉ／Ｋ）と表記する。そして、シンボルレートＲｓを持つクロックの周期をシンボル周期Ｔｓ（＝１／Ｒｓ）と表記する。
【０００５】
その後、送信装置では、Ｔｓ毎に、上記並列２値情報データ（Ｋビット）に対応する長さＪビットの直交符号系列を、上記２Ｋ個の中から送信する。そのため、送信信号は、１／（Ｒｓ×Ｊ）の周期で信号変化点を有する信号となる。以下では、この信号変化点を有する速度をチップレートＲｃ（＝Ｒｓ×Ｊ）と呼び、この信号変化点を有する周期をチップ周期Ｔｃ（＝１／（Ｒｓ×Ｊ））と呼ぶ。
【０００６】
このように、従来の送信装置は、Ｊビットの直交符号系列を用いてスペクトル拡散伝送を行うことにより、１シンボル当りＫビットのデータ送信を行うことができる。
【０００７】
一方、従来の受信装置では、遅延ロックループ（ＤＬＬ：Ｄｅｌａｙ Ｌｏｃｋ Ｌｏｏｐ）を用いて、受信信号に乗算されている直交符号系列に対する符号同期追従を行う（非特許文献１参照）。
【０００８】
従来のＭ−ａｒｙ／ＳＳ方式の遅延ロックループでは、所定の再生シンボルクロックを基準にして、上記予め記憶しておいた直交符号系列を１シンボルに１回出力する。このとき、Δ／２およびΔ時間分だけ遅延させた直交符号系列も出力する。なお、Δは、０＜Δ＜２Ｔｃの値を有する。そして、上記直交符号系列および遅延された直交符号系列と受信信号とを乗算する。ここでは、上記Δ／２だけ遅延された直交符号系列と受信信号との乗算結果をＣＵＲＲＥＮＴ信号と呼び、このＣＵＲＲＥＮＴ信号は復調処理を行う際に用いる。また、遅延なしの直交符合系列と受信信号との乗算結果をＬＡＴＥ信号と呼び、上記Δだけ遅延された直交符号系列と受信信号との乗算結果をＥＡＲＬＹ信号と呼び、これらのＬＡＴＥ信号とＥＡＲＬＹ信号は、上記再生シンボルクロックのクロック位相の進みまたは遅れを算出する際に用いる。
【０００９】
つぎに、遅延ロックループでは、各直交符号系列に対するＬＡＴＥ信号の値からＥＡＲＬＹ信号の値を減算する。たとえば、フェージングや熱雑音がないという条件で送信側が直交符号系列を送信した場合、上記減算結果は、０より大きい場合に再生シンボルクロックのクロック位相が直交符号系列周期より進んでいることを表し、また、０より小さい場合にクロック位相が直交符号系列周期より遅れていることを表し、また、０となる場合にクロック位相が受信信号に乗算されている直交符号系列周期に対して完全に同期していることを表す。一方で、ＣＵＲＲＥＮＴ信号を１シンボル毎に積分して逆拡散を行う。
【００１０】
そして、遅延ロックループでは、上記積分結果が所定のしきい値以上の場合に、上記減算結果をそのままクロック誤差信号として出力し、一方、しきい値より小さい場合には０をクロック誤差信号として出力する（受信信号の中に所定の直交符号系列が含まれているかどうかを判定する処理）。これにより、信号成分が含まれているＬＡＴＥ信号とＥＡＲＬＹ信号を用いて、再生シンボルクロックの位相制御を行うことができる。
【００１１】
【非特許文献１】
電子通信学会論文誌 ８４／５ Ｖｏｌ．Ｊ６７−Ｂ Ｎｏ．５ ｐｐ．５５９−５６５、「コードシフトキーイング変調したスペクトル拡散通信のための同期ループ」
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来のＭ−ａｒｙ／ＳＳ方式の遅延ロックループにおいては、受信信号が低Ｓ／Ｎ比の場合、上記「受信信号の中に所定の直交符号系列が含まれているかどうかを判定する処理」において、誤判定確率が高くなるため、同期追従特性が劣化する、という問題があった。
【００１３】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、「受信信号の中に所定の直交符号系列が含まれているかどうかを判定する処理」の誤判定確率を低減させることによって、高精度な同期追従特性を実現することが可能なスペクトル拡散受信装置を得ることを目的とする。
【００１４】
また、高精度な同期追従特性を実現するとともに、さらに高精度なキャリア周波数同期特性およびキャリア位相同期特性を実現することが可能なスペクトル拡散受信装置を得ることを目的とする。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明にかかるスペクトル拡散受信装置にあっては、規定数の直交符号系列に、拡散符号を所定ビット数で分割した各部分拡散符号と複素べースバンド信号との相関値を乗じて、前記規定数分の第１の直交相関値を算出する相関値算出手段と、前記第１の直交相関値に対して、それぞれ同一の遅延量を付加した第２の直交相関値とその半分の遅延量を付加した第３の直交相関値とを生成し、その後、前記規定数分の第１、第２および第３の直交相関値を、送信側における拡散符号の繰返し周期に同期した再生シンボルクロックを用いて標本化する標本化手段と、前記標本化後の第３の直交相関値に対する復号処理を実行し、さらに、復号データを再符号化した信号に基づいて、受信信号に乗算されている直交符号系列の系列番号（第１の直交符号系列番号）を推定する系列番号推定手段と、相関電力が最大となる標本化後の第３の直交相関値に対応する直交符号系列の系列番号（第２の直交符号系列番号）を検出する系列番号検出手段と、前記第１または第２の直交符号系列番号のいずれか一方を選択し、当該選択結果に対応する前記標本化後の第１および第２の直交相関値に基づいて前記再生シンボルクロックを調整するクロック調整手段と、を備えることを特徴とする。
【００１６】
この発明によれば、たとえば、復号データを送信側で用いた生成多項式により再符号化した信号に基づいて推定された第１の直交符号系列番号と、相関電力が最大となる標本化後の第３の直交相関値に対応する第２の直交符号系列番号と、のいずれか一方を適切に選択して、符号同期追従処理を行うことによって、高精度な同期追従特性を実現する。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下に、本発明にかかるスペクトル拡散受信装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
【００１８】
実施の形態１．
本実施の形態では、ビタビ復号により得られるデータ系列を再符号化（送信側で用いた生成多項式による）した信号に基づいて推定された直交符号系列の系列番号（後述する第１の直交符号系列番号）と、相関電力が最大となるＣＵＲＲＥＮＴ複素相関信号に対応する直交符号系列の系列番号（後述する第２の直交符号系列番号）と、のいずれか一方を用いて、高精度な同期追従特性、高精度なキャリア周波数同期特性および高精度なキャリア位相同期特性を実現する。
【００１９】
図１は、本発明にかかるスペクトル拡散受信装置の構成を示す図である。本実施の形態のスペクトル拡散受信装置は、受信アンテナ１と、同期検波部２と、遅延器３−１〜３−（Ｊ−１），７−１〜７−Ｐ，８−１〜８−Ｐと、部分相関器４−１〜４−Ｊと、シンボル同期回路５と、行列乗算部６と、ラッチ９と、ビタビ復号部１０と、最大電力検出部１１と、遅延ロックループ（ＤＬＬ）１２と、自動周波数制御回路（ＡＦＣ）１３と、キャリア再生回路（ＣＲ）１４と、で構成される。なお、上記Ｊは、直交符号系列の符号長を表す。
【００２０】
ここで、本発明にかかるスペクトル拡散送信装置について説明を行う前に、スペクトル拡散送信装置側の動作を説明する。図２は、スペクトル拡散送信装置の構成を示す図である。スペクトル拡散送信装置では、まず、データ発生部２１が、２値情報データを発生する。ここでは、２値情報データの発生速度を情報レートと呼び、２値情報データの発生速度の値をＲｉと表記する。そして、畳込み符号化部２２が、上記２値情報データに対して符号化率ｒ（０＜ｒ＜１）の畳込み符号化を行い、発生速度Ｒｂ（＝Ｒｉ／ｒ）で２値データを出力する。
【００２１】
直並列変換部２３では、発生速度Ｒｂで出力される２値データをＫ（Ｋは２以上の自然数）ビットの並列２値データに変換する。ここでは、Ｋビットの並列２値データの発生速度をシンボルレートと呼び、シンボルレートの値をＲｓ´（＝Ｒｂ／Ｋ）と表記する。そして、シンボルレートＲｓ´を持つクロックの周期をシンボル周期Ｔｓ´（＝１／Ｒｓ´）と表記する。
【００２２】
直交関数符号化部２４では、Ｔｓ´毎に、上記並列２値データに対応する長さＪビットの直交符号系列を、２Ｋ個の中から出力する。一方、ＰＮ符号発生部２６では、クロック発生部２５で作成されたＲｓ´×Ｌのクロック速度を持つクロックの周期で、繰返し周期ＬチップのＰＮ符号を生成する。ここでは、クロック発生部２５で作成されるクロックの速度をチップレートＲｃ´（＝ＬＲｓ´）と呼び、チップレートＲｃ´を持つクロックの周期をチップ周期Ｔｃ´（＝１／Ｒｃ´）と呼ぶ。なお、ここでは、説明の簡略化のため、ＰＮ符号の繰返し周期Ｌチップが、直交符号系列の繰返し周期Ｊビットの整数倍であると仮定して説明を行う。
【００２３】
拡散変調部２７では、直交関数符号化部２４から出力される直交符号系列とＰＮ符号発生部２６から出力されるＰＮ符号とを乗算することにより、送信ＳＳ信号を生成する。そして、周波数変換部２８では、拡散変調部２７の出力である送信ＳＳ信号と搬送波（キャリア）とを乗算することにより周波数変換を行い、電力増幅部２９では、周波数変換後の送信ＳＳ信号の電力を増幅することにより生成した送信信号を、送信アンテナ３０から送信する。
【００２４】
このように、上記スペクトル拡散送信装置では、直交符号系列を用いてスペクトル拡散伝送を行うことにより、情報レートＲｉの２値情報データを受信側の装置に対して送信する。
【００２５】
つぎに、本発明の特徴となるスペクトル拡散受信装置の動作について説明する。本実施の形態のスペクトル拡散受信装置では、まず、同期検波部２が、後述するＡＦＣ１３から出力されるキャリア周波数誤差信号を打ち消すような周波数補正と、後述するＣＲ１４から出力されるキャリア位相誤差信号を打ち消すような位相補正と、を実行することにより、受信アンテナ１で受信した信号に対して同期検波を行い、複素ベースバンド信号を出力する。
【００２６】
遅延器３−１〜３−（Ｊ−１）では、複素数の値を持つ入力信号に対してＬ／Ｊチップ周期時間だけ遅延を付加して出力する。すなわち、遅延器３−１から出力される複素ベースバンド信号の遅延量はＬ／Ｊチップ周期時間であり、遅延器３−（Ｊ−１）から出力される複素ベースバンド信号の遅延量は（Ｊ−１）×Ｌ／Ｊチップ周期時間である。
【００２７】
部分相関器４−ｊ（ｊ∈｛１，２，…，Ｊ｝）では、複素数の値を有する入力信号と、上記スペクトル拡散送信装置で用いられたＰＮ符号の１繰返し周期をＪ等分した場合のｊ番目の各部分拡散符号と、の相関を算出し、それぞれ部分相関複素信号ｅｊを出力する。
【００２８】
行列乗算部６には、上記スペクトル拡散送信装置の直交関数符号化部２４で用いられた全Ｐ個の直交符号系列ｄ１〜ｄＰが、所定の行列形式で保存されている。なお、Ｐ＝２Ｋである。具体的には、下記（１）式で示すとおり、直交符号系列ｄ１〜ｄＰを行要素とする直交符合行列Ｄ（Ｐ行Ｊ列）が予め保存されている。
【００２９】
【数１】
【００３０】
そして、行列乗算部６では、上記部分相関複素信号ｅｊと上記行列Ｄとを、下記（２）式に従い乗算し、直交符号系列ｄ１〜ｄＰに関する直交相関複素信号ｉｐ（ｉ１〜ｉＰ）を算出する。
【００３１】
【数２】
【００３２】
遅延器７−ｐ（ｐ∈｛１，２，…，Ｐ｝）では、上記直交相関複素信号ｉｐに対してΔ時間だけ遅延を付加する。なお、Δは、０＜Δ＜２Ｔｃ´の値を有する。また、遅延器８−ｐ（ｐ∈｛１，２，…，Ｐ｝）では、上記直交相関複素信号ｉｐに対してΔ／２時間だけ遅延を付加する。
【００３３】
一方、シンボル同期回路５では、部分相関器４−ｊから出力される部分相関複素信号ｅ１〜ｅＪに基づいて、上記スペクトル拡散送信装置で用いたＰＮ符号との符号同期を行い、ＰＮ符号の発生周期に同期した再生シンボルクロックを出力する。
【００３４】
そして、ラッチ９では、行列乗算部６から出力された遅延が付加されていない直交相関複素信号ｉ１〜ｉＰ，遅延器７−ｐから出力されたΔ時間だけ遅延が付加された直交相関複素信号ｉ１〜ｉＰ，遅延器８−ｐから出力されたΔ／２時間だけ遅延が付加された直交相関複素信号ｉ１〜ｉＰを、それぞれ上記再生シンボルクロックの立ち上がりエッジでラッチする。このとき、ＬＡＴＥ複素相関信号ＬＡ１〜ＬＡＰ，ＥＡＲＬＹ複素相関信号ＥＡ１〜ＥＡＰ，ＣＵＲＲＥＮＴ複素相関信号ＣＵ１〜ＣＵＰを出力する。
【００３５】
ビタビ復号部１０では、上記ＣＵＲＲＥＮＴ複素相関信号ＣＵ１〜ＣＵＰの実数成分を枝メトリックとして用いてビタビ復号を行い、その復号結果を復号データとして出力する。また、ビタビ復号部１０では、最尤状態および最尤状態から１シンボルトレースバックした時の状態から再符号化を行うことにより、受信信号に乗算されている直交符号系列の系列番号を推定し、その推定結果を第１の直交符号系列番号として出力する。なお、ここでいう直交符号系列番号は、直交符号系列ｄ１〜ｄＰの添え字の数字を意味する。
【００３６】
最大電力検出部１１では、上記ＣＵＲＲＥＮＴ複素相関信号ＣＵ１〜ＣＵＰの中から、絶対値の二乗値が最大となるものを選択し、選択したＣＵＲＲＥＮＴ複素相関信号の添え字の数字を第２の直交符号系列番号として出力する。
【００３７】
ＤＬＬ１２では、上記第１の直交符号系列番号または上記第２の直交符号系列番号のいずれかに対応するＬＡＴＥ複素相関信号とＥＡＲＬＹ複素相関信号とを用いて再生２倍チップクロックの進み／遅れを判定する。そして、その判定結果に基づいてクロック位相制御実施後の再生２倍チップクロックを出力する。
【００３８】
また、ＡＦＣ１３では、上記第１の直交符号系列番号または上記第２の直交符号系列番号のいずれかに対応するＣＵＲＲＥＮＴ複素相関信号を用いてキャリア周波数偏差を推定する。そして、その推定結果に基づいてキャリア周波数誤差信号を更新する。
【００３９】
また、ＣＲ１４では、上記第１の直交符号系列番号または上記第２の直交符号系列番号のいずれかに対応するＣＵＲＲＥＮＴ複素相関信号を用いてキャリア位相を推定する。そして、その推定結果に基づいてキャリア位相誤差信号を更新する。
【００４０】
つぎに、上記スペクトル拡散受信装置を構成する各回路の動作を、図面を用いて詳細に説明する。
【００４１】
図３は、上記同期検波部２の一構成例を示す図である。本実施の形態の同期検波部２は、搬送波発生器３１と、移相器（π／２）３２と、乗算器３３，３４と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）３５，３６と、アナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）３７，３８と、位相回転部３９から構成される。
【００４２】
図３に示す同期検波部２では、搬送波発生器３１が、前述したスペクトル拡散送信装置の周波数変換部２８にて用いた搬送波とほぼ等しい周波数を有する正弦波を発生する。そして、乗算器３３にて搬送波発生器３１から出力される正弦波とアンテナ１で受信した信号とを乗算し、ＬＰＦ３５にてこの乗算により生成された信号の高調波成分を除去し、さらに、Ａ／Ｄ３７にてサンプリングする。これにより、複素スペクトル拡散信号の同相成分を生成する。同様に、乗算器３４にて、移相器３２でπ／２だけ移相された搬送波発生器３１出力の正弦波とアンテナ１で受信した信号とを乗算し、ＬＰＦ３６にてこの乗算により生成された信号の高調波成分を除去し、さらに、Ａ／Ｄ３８にてサンプリングする。これにより、複素スペクトル拡散信号の直交成分を生成する。
【００４３】
最後に、位相回転部３９が、複素スペクトル拡散信号に対する位相回転処理として、後述する高精度に生成されたキャリア周波数誤差信号に基づく周波数補正と、後述する高精度に生成されたキャリア位相誤差信号に基づく位相補正と、を行うことにより、複素ベースバンド信号を生成する。
【００４４】
このように、本実施の形態の同期検波部２では、ＡＦＣ１３から出力されたキャリア周波数誤差信号およびＣＲ１４から出力されたキャリア位相誤差信号を用いて同期検波を行うこととした。これにより、高精度なキャリア周波数同期特性およびキャリア位相同期特性を実現できる。
【００４５】
図４は、上記シンボル同期回路５の一構成例を示す図である。本実施の形態のシンボル同期回路５は、ラッチ４１と、電力算出回路（｜・｜２）４２−１〜４２−Ｊと、第１の加算器（Σ）４３と、第２の加算器４４と、フレームメモリ４５と、ピーク検出部４６と、遅延器（Δ／２）４７から構成される。
【００４６】
図４に示すシンボル同期回路５では、まず、ラッチ４１が、後述するＤＬＬ１２から出力される再生２倍チップクロックの立ち上がりエッジで、部分相関器４−１〜４−Ｊから出力される信号をラッチする。そして、電力算出回路４２−１〜４２−Ｊが、ラッチ４１から出力されるＪ個の信号の絶対値の二乗値を算出し、その算出結果として部分相関電力信号を出力する。
【００４７】
つぎに、第１の加算器４３が、上記部分相関電力信号の総和として相関電力信号を算出し、出力する。そして、第２の加算器４４とフレームメモリ４５が、相関電力信号に対して、受信側で用いたＰＮ符号の１繰返し周期で累積加算（巡回加算）を行う。
【００４８】
つぎに、ピーク検出部４６が、巡回加算結果がＰＮ符号の１繰返し周期内で最大となる位置に立ち上がりエッジを持つクロックを生成する。そして、遅延器４７が、受け取ったクロックに対してΔ／２だけ遅延を付加する。これにより、ＰＮ符号の１繰り返し周期と同じ周期を持ち、かつＣＵＲＲＥＮＴ複素相関信号のピークタイミングで立ち上がりエッジを有する、再生シンボルクロックを生成する。
【００４９】
このように、本実施の形態のシンボル同期回路５では、部分相関器４−１〜４−Ｊから出力される部分相関信号を、ＤＬＬ１２から出力される再生２倍チップクロックの立ち上がりエッジでラッチした信号を用いて、スペクトル拡散送信装置で用いたＰＮ符号との符号同期を行うこととした。これにより、ＣＵＲＲＥＮＴ複素相関信号のピークタイミングに高精度に同期した再生シンボルクロックを生成できる。
【００５０】
図５は、上記ビタビ復号部１０の一構成例を示す図である。本実施の形態のビタビ復号部１０は、実数成分抽出部（Ｒｅ（・））５１−１〜５１−Ｐと、パスメトリック算出部５２と、パスメモリ５３と、パスメトリックメモリ５４と、最尤状態検出部５５と、トレースバック部５６と、再符号化部５７から構成される。
【００５１】
図５に示すビタビ復号部１０では、まず、実数成分抽出部５１−１〜５１−Ｐが、ラッチ９から出力されるＣＵＲＲＥＮＴ複素相関信号ＣＵ１〜ＣＵＰの実数成分である枝メトリック値をそれぞれ出力する。
【００５２】
つぎに、パスメトリック算出部５２が、各状態遷移における１シンボル前のパスメトリック値と各状態遷移に対応する枝メトリック値とを加算し、１シンボル前の状態から遷移するパスの中から最尤パスを選択し、その最尤パスの各状態のパスメトリック値をパスメトリックメモリ５４に格納する。また、各々の状態で選択された最尤パスへ到達するためのパス情報をパスメモリ５３に格納する。
【００５３】
つぎに、最尤状態検出部５５が、全状態に対するパスメトリック値に基づいて最尤状態を検出する。そして、トレースバック部５６が、最尤状態検出部５５にて検出された最尤状態を起点として、パスメモリ５３内のパス情報を用いてＱシンボル分のトレースバックを行い、復号データを出力する。なお、Ｑは、１以上の自然数であり、前述したスペクトル拡散送信装置の畳込み符号化部２２で用いられる拘束長の４〜５倍程度の値である。また、トレースバック部５６は、最尤状態の状態番号と最尤状態から１シンボル分トレースバックした時の状態番号を出力する。
【００５４】
最後に、再符号化部５７が、トレースバック部５６から出力される最尤状態の状態番号と最尤状態から１シンボル分トレースバックした時の状態の状態番号から得られるデータ系列を、上記畳込み符号化部２２で畳込み符号化を行う際に用いた生成多項式で再符号化することにより、受信信号に乗算されている直交符号系列番号を推定し、その推定結果として第１の直交符号系列番号を出力する。
【００５５】
このように、本実施の形態のビタビ復号部１０は、ＣＵＲＲＥＮＴ複素相関信号ＣＵ１〜ＣＵＰを用いて、Ｋビット毎にブロック化したビタビ復号を行うこととした。これにより、復号データとともに、受信信号に乗算されている直交符号系列の系列番号を得ることができる。
【００５６】
図６は、上記最大電力検出部１１の一構成例を示す図である。本実施の形態の最大電力検出部１１は、電力算出回路（｜・｜２）６１−１〜６１−Ｐと、最大状態番号検出部６２から構成される。
【００５７】
図６に示す最大電力検出部１１では、まず、電力算出回路６１−１〜６１−Ｐが、ラッチ９から出力されるＣＵＲＲＥＮＴ複素相関信号（ＣＵ１〜ＣＵＰのいずれか）の絶対値の二乗値を算出し、その算出結果としてＣＵＲＲＥＮＴ相関電力信号を出力する。
【００５８】
つぎに、最大状態番号検出部６２が、電力算出回路６１−１〜６１−Ｐにて算出されたＰ個のＣＵＲＲＥＮＴ相関電力信号から相関電力が最大となる信号を検出し、その最大信号に対応する直交符号系列の系列番号を第２の直交符号系列番号として出力する。
【００５９】
このように、本実施の形態の最大電力検出部１１では、ＣＵＲＲＥＮＴ複素相関信号ＣＵ１〜ＣＵＰから相関電力が最大となる信号を検出し、その信号に対応する直交符号系列の系列番号を出力することとした。これにより、前述のビタビ復号部１０とは異なる処理で、受信信号に乗算されている直交符号系列の系列番号を得ることができる。
【００６０】
図７は、遅延ロックループ（ＤＬＬ）１２の一構成例を示す図である。本実施の形態の遅延ロックループ１２は、直交符号系列番号選択部７１と、電力算出回路（｜・｜）７２−１〜７２−Ｐ，７３−１〜７３−Ｐと、セレクタ７４，７５と、減算器７６と、ループフィルタ７７と、電圧制御発振器（ＶＣＯ）７８から構成される。
【００６１】
図７に示すＤＬＬ１２では、まず、直交符号系列番号選択部７１が、ビタビ復号部１０から出力される第１の直交符号系列番号、または最大電力検出部１１から出力される第２の直交符号系列番号、のいずれか一方を適切に選択し、選択した番号を選択直交符号系列番号として出力する。
【００６２】
一方、電力算出回路７２−１〜７２−Ｐが、ラッチ９から出力されるＬＡＴＥ複素相関信号（ＬＡ１〜ＬＡＰのいずれか）の絶対値の二乗値を算出し、その算出結果としてＬＡＴＥ相関電力信号を出力する。同様に、電力算出回路７３−１〜７３−Ｐが、ラッチ９から出力されるＥＡＲＬＹ複素相関信号（ＥＡ１〜ＥＡＰのいずれか）の絶対値の二乗値を算出し、その算出結果としてＥＡＲＬＹ相関電力信号を出力する。
【００６３】
つぎに、セレクタ７４が、直交符号系列番号選択部７１から出力される選択直交符号系列番号に対応するＬＡＴＥ相関電力信号を選択して出力する。同様に、セレクタ７５が、上記選択直交符号系列番号に対応するＥＡＲＬＹ相関電力信号を選択して出力する。
【００６４】
つぎに、減算器７６が、セレクタ７４出力のＬＡＴＥ相関電力信号からセレクタ７５出力のＥＡＲＬＹ相関電力信号を減算し、その結果としてクロック誤差信号を生成する。たとえば、フェージングや熱雑音が無いという条件において、クロック誤差信号の値が０より大きい場合は、ＶＣＯ７８が出力している再生２倍チップクロックのクロック位相が進んでいることを表し、また、クロック誤差信号の値が０より大きい場合は、再生２倍チップクロックのクロック位相が進んでいることを表し、また、クロック誤差信号の値が０の場合は、再生２倍チップクロックのクロック位相が受信信号に乗算されている直交符号系列周期に対して完全に同期していることを表す。
【００６５】
つぎに、ループフィルタ７７が、上記のような特性を有するクロック誤差信号の平均化を行い、上記再生２倍チップクロックのクロック位相の進みまたは遅れを高精度に求める。つぎに、ＶＣＯ７８が、高精度に求められたクロック位相の進みまたは遅れに基づいて、再生２倍チップクロックが受信信号に乗算されている直交符号系列周期に同期するようにクロック位相制御を行う。そして、その結果として、チップクロックの２倍のクロック速度を有する再生２倍チップクロックを出力する。
【００６６】
このように、本実施の形態のＤＬＬ１２では、適切に選択された選択直交符号系列番号のＬＡＴＥ相関電力信号とＥＡＲＬＹ相関電力信号とを用いて再生２倍チップクロックのクロック位相の進みまたは遅れを算出することとした。これにより、高精度に符号同期追従を行うことができる。また、高精度な符号同期追従を実現できるため、良好な復号特性を得ることができる。
【００６７】
図８は、上記直交符号系列番号選択部７１の一構成例を示す図である。本実施の形態の直交符号系列番号選択部７１は、カウンタ８１と、しきい値比較部８２と、セレクタ８３から構成される。
【００６８】
図８に示す直交符号系列番号選択部７１では、まず、カウンタ８１が、シンボル同期回路５における拡散符号初期同期完了時からの時間をカウントする。
【００６９】
つぎに、しきい値比較部８２は、カウンタ値がしきい値Ｔｔｈより小さい場合、最大電力検出部１１から出力される第２の直交符号系列番号を選択するための選択信号を出力し、一方、カウンタ値がしきい値Ｔｔｈ以上の場合は、ビタビ復号部１０から出力される第１の直交符号系列番号を選択するための選択信号を出力する。すなわち、第１の直交符号系列番号は、キャリア位相同期が確立されるまで正しい出力結果が得られないため、キャリア位相非同期時は、キャリア位相の同期／非同期に関係なく直交符号系列の推定が可能な第２の直交符号系列番号を選択する。また、キャリア位相同期時は、第１の直交符号系列番号の方が第２の直交符号系列番号よりも、符号化利得により誤判定確率が小さくなるため、第１の直交符号系列番号を選択する。したがって、しきい値Ｔｔｈは、シンボル同期回路５における拡散符号初期同期完了からＣＲ１４におけるキャリア位相同期成立までに要する時間程度が適切である。
【００７０】
最後に、セレクタ８３が、しきい値比較部８２から出力される選択信号に従い、第１の直交符号系列番号または第２の直交符号系列番号のいずれか一方を選択して出力する。
【００７１】
図９は、直交符号系列番号選択部７１の動作を示すタイミングチャートである。図９で示されるように、直交符号系列番号選択部７１は、拡散符号初期同期完了時を起点としたしきい値Ｔｔｈを用いて、第１の直交符号系列番号と第２の直交符号系列番号の出力を切り換える。
【００７２】
このように、本実施の形態の直交符号系列番号選択部７１では、拡散符号初期同期完了からキャリア位相同期成立までに要する時間を所定のしきい値とし、このしきい値に基づいて第１の直交符号系列番号と第２の直交符号系列番号の出力を切り換えることとした。これにより、常に適切な直交符号系列番号を選択することができる。
【００７３】
図１０は、上記自動周波数制御回路（ＡＦＣ）１３の一構成例を示す図である。本実施の形態のＡＦＣ１３は、先に説明した直交符号系列番号選択部７１と、セレクタ１０１と、遅延器（Ｔｓ´）１０２と、複素共役算出部（＊）１０３と、複素乗算器１０４と、ループフィルタ１０５と、逆正接部（Ｔａｎ−１）１０６から構成される。
【００７４】
図１０に示すＡＦＣ１３では、まず、直交符号系列番号選択部７１が、ビタビ復号部１０から出力される第１の直交符号系列番号、または最大電力検出部１１から出力される第２の直交符号系列番号、のいずれか一方を適切に選択し、選択した番号を選択直交符号系列番号として出力する。
【００７５】
つぎに、セレクタ１０１が、ＣＵＲＲＥＮＴ複素相関信号ＣＵ１〜ＣＵＰの中から、直交符号系列番号選択部７１から出力される選択直交符号系列番号に対応するＣＵＲＲＥＮＴ複素相関信号を選択して出力する。
【００７６】
つぎに、遅延器１０２が、セレクタ１０１から出力される信号に対して１シンボルに相当する遅延を付加する。そして、複素共役算出部１０３が、１シンボル遅延付加後の信号の複素共役を出力する。
【００７７】
つぎに、複素乗算器１０４が、セレクタ１０１から出力される現在の信号と、１シンボル前の信号の複素共役値と、を複素乗算することにより、１シンボル遅延検波を行う。なお、１シンボル遅延検波結果である遅延検波複素信号の位相は、周波数偏差による１シンボル当りの位相回転量を意味する。
【００７８】
つぎに、ループフィルタ１０５が、複素乗算器１０４から出力される遅延検波複素信号の平均化を行い、さらに、逆正接部１０６が、平均化後の遅延検波複素信号の位相を算出することにより、周波数偏差による１シンボル当りの位相回転量を示すキャリア周波数誤差信号を高精度に求める。
【００７９】
このように、本実施の形態のＡＦＣ１３では、適切に選択された選択直交符号系列番号に対応するＣＵＲＲＥＮＴ複素相関信号を用いて周波数誤差推定を行うこととした。これにより、高精度にキャリア周波数誤差信号を算出することができる。また、同期検波部２がこの高精度なキャリア周波数誤差信号を用いて周波数同期制御を行っているため、良好な周波数同期特性を得ることができる。さらに、同期検波部２において良好な周波数同期特性を実現できるため、さらに良好な復号特性を得ることができる。
【００８０】
図１１は、キャリア再生回路（ＣＲ）１４の一構成例を示す図である。本実施の形態のＣＲ１４は、先に説明した直交符号系列番号選択部７１およびセレクタ１０１と、ループフィルタ１１１と、逆正接部（Ｔａｎ−１）１１２から構成される。
【００８１】
図１１に示すＣＲ１４では、まず、直交符号系列番号選択部７１が、ビタビ復号部１０から出力される第１の直交符号系列番号、または最大電力検出部１１から出力される第２の直交符号系列番号、のいずれか一方を適切に選択し、選択した番号を選択直交符号系列番号として出力する。
【００８２】
つぎに、セレクタ１０１が、ＣＵＲＲＥＮＴ複素相関信号ＣＵ１〜ＣＵＰの中から、直交符号系列番号選択部７１から出力される選択直交符号系列番号に対応するＣＵＲＲＥＮＴ複素相関信号を選択して出力する。なお、このセレクタ１０１から出力される複素信号の位相は、同期検波部２で用いているキャリア位相に対する位相誤差を意味する。
【００８３】
つぎに、ループフィルタ１１１が、セレクタ１０１から出力される複素信号の平均化を行い、逆正接部１１２が、平均化後の複素信号の位相を算出することにより、キャリア位相誤差を示すキャリア位相誤差信号を高精度に求める。
【００８４】
このように、本実施の形態のＣＲ１４では、適切に選択された選択直交符号系列番号に対応するＣＵＲＲＥＮＴ複素相関信号を用いてキャリア位相推定を行う。これにより、高精度にキャリア位相誤差信号を算出することができる。また、同期検波部２がこの高精度なキャリア位相誤差信号を用いてキャリア位相同期を行っているため、良好なキャリア位相同期特性を得ることができる。さらに、同期検波部２において良好なキャリア位相同期特性を実現できるため、さらに良好な復号特性を得ることができる。
【００８５】
以上、本実施の形態においては、ビタビ復号により得られるデータ系列を送信側で用いた生成多項式により再符号化した信号に基づいて推定された直交符号系列の系列番号（第１の直交符号系列番号）と、相関電力が最大となるＣＵＲＲＥＮＴ複素相関信号に対応する直交符号系列の系列番号（第２の直交符号系列番号）と、のいずれか一方を適切に選択して、符号同期追従処理，周波数同期制御，キャリア位相同期制御を行うこととした。これにより、高精度な同期追従特性、高精度なキャリア周波数同期特性および高精度なキャリア位相同期特性を実現できる。
【００８６】
なお、本実施の形態のスペクトル拡散受信装置においては、各直交符号系列ｄ１〜ｄＰについて特定していないが、たとえば、Ｗａｌｓｈ関数によって特定されるＷａｌｓｈ系列を適用することとしてもよい。これにより、行列乗算部６における行列演算に高速アダマール変換を適用することが可能となり、スペクトル拡散受信装置の回路規模を削減することができる。
【００８７】
また、本実施の形態のスペクトル拡散受信装置においては、符号同期追従を行うクロックとして、チップクロックの２倍のクロック速度を有する再生２倍チップクロックを用いたが、これに限らず、チップレートの２倍以上のクロック速度であれば、他のクロックを用いてもよい。
【００８８】
また、本実施の形態のスペクトル拡散受信装置の遅延ロックループ１２においては、ＬＡＴＥ複素相関信号ＬＡ１〜ＬＡＰとＥＡＲＬＹ複素相関信号ＥＡ１〜ＥＡＰの絶対値の二乗値を算出後に、選択直交符号系列番号に対応したＬＡＴＥ相関電力信号とＥＡＲＬＹ相関電力信号を選択しているが、これに限らず、選択直交符号系列番号に対応するＬＡＴＥ複素相関信号とＥＡＲＬＹ複素相関信号を選択した後に、選択された信号の絶対値の二乗値を算出することとしてもよい。
【００８９】
また、本実施の形態のスペクトル拡散受信装置のＡＦＣ１３においては、遅延器１０２の遅延量を１シンボルとしたが、これに限らず、たとえば、遅延量をｈシンボル（ｈは２以上の自然数）としてもよい。この場合は、ｈシンボル遅延検波を行った結果からキャリア周波数誤差信号を生成する。
【００９０】
また、本実施の形態のスペクトル拡散受信装置のビタビ復号部１０においては、最尤状態からＵシンボル分トレースバックした時の状態番号と、最尤状態から（Ｕ＋１）シンボル分トレースバックした時の状態番号と、からＵシンボル前の受信信号に乗算されている直行符号系列番号を推定することとしてもよい。ただし、Ｕは１以上の自然数とする。
【００９１】
実施の形態２．
図１２は、実施の形態２の同期検波部２の一構成例を示す図である。なお、本実施の形態では、先に説明した実施の形態１とは動作の異なる、同期検波部２の動作についてのみ説明する。その他の構成については、実施の形態１と同様であるため同一の符号を付してその説明を省略する。
【００９２】
図１２に示す同期検波部２では、まず、搬送波発生器１２１が、ＡＦＣ１３から出力されるキャリア周波数誤差信号を打ち消す周波数補正と、ＣＲ１４から出力されるキャリア位相誤差信号を打ち消す位相補正と、が行われた後の正弦波を出力する。
【００９３】
そして、乗算器３３にて搬送波発生器１２１から出力される正弦波とアンテナ１で受信した信号とを乗算し、ＬＰＦ３５にてこの乗算により生成された信号の高調波成分を除去し、さらに、Ａ／Ｄ３７にてサンプリングする。これにより、複素スペクトル拡散信号の同相成分を生成する。同様に、乗算器３４にて、移相器３２でπ／２だけ移相された搬送波発生器１２１出力の正弦波とアンテナ１で受信した信号とを乗算し、ＬＰＦ３６にてこの乗算により生成された信号の高調波成分を除去し、さらに、Ａ／Ｄ３８にてサンプリングする。これにより、複素スペクトル拡散信号の直交成分を生成する。そして、同期検波部２では、上記同相成分と直交成分からなる複素ベースバンド信号を出力する。
【００９４】
このように、本実施の形態の同期検波部２では、ＡＦＣ１３から出力されたキャリア周波数誤差信号およびＣＲ１４から出力されたキャリア位相誤差信号を用いて同期検波を行うこととした。これにより、実施の形態１と同様に、高精度なキャリア周波数同期特性およびキャリア位相同期特性を実現できる。
【００９５】
実施の形態３．
図１３は、実施の形態３の直交符号系列番号選択部７１の一構成例を示す図である。本実施の形態の直交符号系列番号選択部７１は、実数成分抽出部１３１−１〜１３１−Ｐと、セレクタ１３２，１３５と、平均化部１３３と、しきい値比較部１３４から構成される。なお、本実施の形態では、先に説明した実施の形態１および２とは動作の異なる、直交符号系列番号選択部７１の動作についてのみ説明する。その他の構成については、実施の形態１または２と同様であるため同一の符号を付してその説明を省略する。
【００９６】
図１３に示す直交符号系列番号選択部７１では、まず、実数成分抽出部１３１−１〜１３１−Ｐが、ラッチ９から出力されるＣＵＲＲＥＮＴ複素相関信号（ＣＵ１〜ＣＵＰのいずれか）の実数成分を出力する。
【００９７】
つぎに、セレクタ１３２が、ビタビ復号部１０から出力される第１の直交符号系列番号に対応するＣＵＲＲＥＮＴ複素相関信号の実数成分を出力する。そして、平均化部１３３が、セレクタ１３２の出力信号に対して平均化を行い、平均結果として平均ＣＵＲＲＥＮＴ実数信号ＡＣｒを出力する。この平均ＣＵＲＲＥＮＴ実数信号は、キャリア位相同期成立前のときに小さい値を有し、キャリア位相同期成立後には大きい値を有する。
【００９８】
つぎに、しきい値比較部１３４が、上記平均ＣＵＲＲＥＮＴ実数信号値ＡＣｒと所定の閾値ＡＣｔｈとを比較する。たとえば、「ＡＣｒ＜ＡＣｔｈ（キャリア位相非同期）」の場合には、キャリア位相の同期／非同期に関係なく直交符号系列の推定が可能な第２の直交符号系列番号を選択するための選択信号を出力する。一方、ＡＣｒ≧ＡＣｔｈ（キャリア位相同期）」の場合には、第１の直交符号系列番号の方が第２の直交符号系列番号よりも、符号化利得により誤判定確率が小さくなるため、第１の直交符号系列番号を選択するための選択信号を出力する。
【００９９】
最後に、セレクタ１３５が、しきい値比較部１３４から出力される選択信号に従い、第１の直交符号系列番号または第２の直交符号系列番号のいずれか一方を選択して出力する。
【０１００】
図１４は、上記直交符号系列番号選択部７１の動作を示すタイミングチャートである。図１４で示されるように、キャリア位相の同期／非同期を判定し、その判定結果に基づいて第１の直交符号系列番号と第２の直交符号系列番号を切り換える。
【０１０１】
このように、本実施の形態における直交符号系列番号選択部７１では、キャリア位相の同期／非同期を判定し、この判定結果に基づいて第１の直交符号系列番号と第２の直交符号系列番号の出力を切り換えることとした。これにより、常に適切な直交符号系列番号を選択することができる。
【０１０２】
なお、本実施の形態のスペクトル拡散受信装置の直交符号系列番号選択部７１においては、ＣＵＲＲＥＮＴ複素相関信号ＣＵ１〜ＣＵＰの実数成分抽出後に、選択直交符号系列番号に対応するＣＵＲＲＥＮＴ複素相関信号の実数成分を選択したが、これに限らず、選択直交符号系列番号に対応するＣＵＲＲＥＮＴ複素相関信号を選択した後に、選択したＣＵＲＲＥＮＴ複素相関信号の実数成分を抽出することとしてもよい。
【０１０３】
【発明の効果】
以上、説明したとおり、本発明によれば、復号データを送信側で用いた生成多項式により再符号化した信号に基づいて推定された直交符号系列の系列番号と、相関電力が最大となる標本化後の第３の直交相関値（ＣＵＲＲＥＮＴ複素相関信号）に対応する直交符号系列の系列番号と、のいずれか一方を適切に選択し、その選択結果に基づいて符号同期追従処理、周波数同期制御、キャリア位相同期制御を行うこととした。これにより、高精度な同期追従特性、高精度なキャリア周波数同期特性および高精度なキャリア位相同期特性を実現できる、という効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明にかかるスペクトル拡散受信装置の構成を示す図である。
【図２】スペクトル拡散送信装置の構成を示す図である。
【図３】実施の形態１の同期検波部の一構成例を示す図である。
【図４】シンボル同期回路の一構成例を示す図である。
【図５】ビタビ復号部の一構成例を示す図である。
【図６】最大電力検出部の一構成例を示す図である。
【図７】遅延ロックループ（ＤＬＬ）の一構成例を示す図である。
【図８】実施の形態１の直交符号系列番号選択部の一構成例を示す図である。
【図９】直交符号系列番号選択部の動作を示すタイミングチャートである。
【図１０】自動周波数制御回路（ＡＦＣ）の一構成例を示す図である。
【図１１】キャリア再生回路（ＣＲ）の一構成例を示す図である。
【図１２】実施の形態２の同期検波部の一構成例を示す図である。
【図１３】実施の形態３の直交符号系列番号選択部の一構成例を示す図である。
【図１４】直交符号系列番号選択部の動作を示すタイミングチャートである。
【符号の説明】
１ 受信アンテナ、２ 同期検波部、３−１，３−２，３−（Ｊ−１），７−１，７−２，７−Ｐ，８−１，８−２，８−Ｐ 遅延器、４−１，４−Ｊ 部分相関器、５ シンボル同期回路、６ 行列乗算部、９ ラッチ、１０ ビタビ復号部、１１ 最大電力検出部、１２ 遅延ロックループ（ＤＬＬ）、１３ 自動周波数制御回路（ＡＦＣ）、１４ キャリア再生回路（ＣＲ）、３１ 搬送波発生器、３２ 移相器（π／２）、３３，３４ 乗算器、３５，３６ ローパスフィルタ（ＬＰＦ）、３７，３８ アナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）、３９位相回転部、４１ ラッチ、４２−１，４２−２，４２−Ｊ 電力算出回路（｜・｜２）、４３ 第１の加算器（Σ）、４４ 第２の加算器、４５ フレームメモリ、４６ ピーク検出部、４７ 遅延器（Δ／２）、５１−１，５１−２，５１−Ｐ 実数成分抽出部（Ｒｅ（・））、５２ パスメトリック算出部、５３パスメモリ、５４ パスメトリックメモリ、５５ 最尤状態検出部、５６ トレースバック部、５７ 再符号化部、６１−１，６１−２，６１−Ｐ 電力算出回路（｜・｜２）、６２ 最大状態番号検出部、７１ 直交符号系列番号選択部、７２−１，７２−２，７２−Ｐ，７３−１，７３−２，７３−Ｐ 電力算出回路（｜・｜）、７４，７５ セレクタ、７６ 減算器、７７ ループフィルタ、７８ 電圧制御発振器（ＶＣＯ）、８１ カウンタ、８２ しきい値比較部、８３ セレクタ、１０１ セレクタ、１０２ 遅延器（Ｔｓ´）、１０３ 複素共役算出部（＊）、１０４ 複素乗算器、１０５ ループフィルタ、１０６ 逆正接部（Ｔａｎ−１）、１１１ ループフィルタ、１１２ 逆正接部（Ｔａｎ−１）、１２１ 搬送波発生器、１３１−１，１３１−２，１３１−Ｐ 実数成分抽出部、１３２，１３５ セレクタ、１３３ 平均化部、１３４ しきい値比較部。
【発明の属する技術分野】
本発明は、スペクトル拡散方式の無線通信システムで用いるスペクトル拡散受信装置に関するものであり、特に、Ｍ−ａｒｙ／ＳＳ方式において、高精度なクロック同期追従、キャリア周波数同期およびキャリア位相同期を実現可能なスペクトル拡散受信装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
以下、従来のスペクトル拡散受信装置について説明する。近年、移動体通信システムや衛星通信システムでは、画像、音声やデータ等の伝送方式の一つとしてスペクトラム拡散方式（以下、ＳＳ方式と呼ぶ。ＳＳ：Ｓｐｒｅａｄ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ）が注目されている。そして、ＳＳ方式のうち、伝送速度の高速化に適した伝送方式である「Ｍ−ａｒｙ／ＳＳ方式」が盛んに検討されている。
【０００３】
Ｍ−ａｒｙ／ＳＳ方式では、２Ｋ個の互いに直交する符号系列（以下、直交符号系列と呼ぶ）を送信装置と受信装置の双方に予め記憶しておく。このとき、送信装置では、情報信号よりＫビット単位（Ｋ≧２）のデータ系列を順次生成し、各データ系列を予め対応付けられた所定の直交符号系列に各々置換して無線伝送を行う。このＭ−ａｒｙ／ＳＳ方式では、直交符号系列の１周期で、Ｋビットの情報信号を伝送することができる。
【０００４】
ここで、Ｍ−ａｒｙ／ＳＳ方式を採用する従来の送信装置について説明を行う。従来のＭ−ａｒｙ／ＳＳ方式の送信装置では、まず、２値情報データを発生し、発生した２値情報データをＫ（Ｋは２以上の自然数）ビットの並列２値情報データに変換する。なお、ここでは、２値情報データの発生速度を情報レートと呼び、２値情報データの発生速度の値をＲｉと表記する。また、Ｋビットの並列２値情報データの発生速度をシンボルレートと呼び、シンボルレートの値をＲｓ（＝Ｒｉ／Ｋ）と表記する。そして、シンボルレートＲｓを持つクロックの周期をシンボル周期Ｔｓ（＝１／Ｒｓ）と表記する。
【０００５】
その後、送信装置では、Ｔｓ毎に、上記並列２値情報データ（Ｋビット）に対応する長さＪビットの直交符号系列を、上記２Ｋ個の中から送信する。そのため、送信信号は、１／（Ｒｓ×Ｊ）の周期で信号変化点を有する信号となる。以下では、この信号変化点を有する速度をチップレートＲｃ（＝Ｒｓ×Ｊ）と呼び、この信号変化点を有する周期をチップ周期Ｔｃ（＝１／（Ｒｓ×Ｊ））と呼ぶ。
【０００６】
このように、従来の送信装置は、Ｊビットの直交符号系列を用いてスペクトル拡散伝送を行うことにより、１シンボル当りＫビットのデータ送信を行うことができる。
【０００７】
一方、従来の受信装置では、遅延ロックループ（ＤＬＬ：Ｄｅｌａｙ Ｌｏｃｋ Ｌｏｏｐ）を用いて、受信信号に乗算されている直交符号系列に対する符号同期追従を行う（非特許文献１参照）。
【０００８】
従来のＭ−ａｒｙ／ＳＳ方式の遅延ロックループでは、所定の再生シンボルクロックを基準にして、上記予め記憶しておいた直交符号系列を１シンボルに１回出力する。このとき、Δ／２およびΔ時間分だけ遅延させた直交符号系列も出力する。なお、Δは、０＜Δ＜２Ｔｃの値を有する。そして、上記直交符号系列および遅延された直交符号系列と受信信号とを乗算する。ここでは、上記Δ／２だけ遅延された直交符号系列と受信信号との乗算結果をＣＵＲＲＥＮＴ信号と呼び、このＣＵＲＲＥＮＴ信号は復調処理を行う際に用いる。また、遅延なしの直交符合系列と受信信号との乗算結果をＬＡＴＥ信号と呼び、上記Δだけ遅延された直交符号系列と受信信号との乗算結果をＥＡＲＬＹ信号と呼び、これらのＬＡＴＥ信号とＥＡＲＬＹ信号は、上記再生シンボルクロックのクロック位相の進みまたは遅れを算出する際に用いる。
【０００９】
つぎに、遅延ロックループでは、各直交符号系列に対するＬＡＴＥ信号の値からＥＡＲＬＹ信号の値を減算する。たとえば、フェージングや熱雑音がないという条件で送信側が直交符号系列を送信した場合、上記減算結果は、０より大きい場合に再生シンボルクロックのクロック位相が直交符号系列周期より進んでいることを表し、また、０より小さい場合にクロック位相が直交符号系列周期より遅れていることを表し、また、０となる場合にクロック位相が受信信号に乗算されている直交符号系列周期に対して完全に同期していることを表す。一方で、ＣＵＲＲＥＮＴ信号を１シンボル毎に積分して逆拡散を行う。
【００１０】
そして、遅延ロックループでは、上記積分結果が所定のしきい値以上の場合に、上記減算結果をそのままクロック誤差信号として出力し、一方、しきい値より小さい場合には０をクロック誤差信号として出力する（受信信号の中に所定の直交符号系列が含まれているかどうかを判定する処理）。これにより、信号成分が含まれているＬＡＴＥ信号とＥＡＲＬＹ信号を用いて、再生シンボルクロックの位相制御を行うことができる。
【００１１】
【非特許文献１】
電子通信学会論文誌 ８４／５ Ｖｏｌ．Ｊ６７−Ｂ Ｎｏ．５ ｐｐ．５５９−５６５、「コードシフトキーイング変調したスペクトル拡散通信のための同期ループ」
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来のＭ−ａｒｙ／ＳＳ方式の遅延ロックループにおいては、受信信号が低Ｓ／Ｎ比の場合、上記「受信信号の中に所定の直交符号系列が含まれているかどうかを判定する処理」において、誤判定確率が高くなるため、同期追従特性が劣化する、という問題があった。
【００１３】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、「受信信号の中に所定の直交符号系列が含まれているかどうかを判定する処理」の誤判定確率を低減させることによって、高精度な同期追従特性を実現することが可能なスペクトル拡散受信装置を得ることを目的とする。
【００１４】
また、高精度な同期追従特性を実現するとともに、さらに高精度なキャリア周波数同期特性およびキャリア位相同期特性を実現することが可能なスペクトル拡散受信装置を得ることを目的とする。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明にかかるスペクトル拡散受信装置にあっては、規定数の直交符号系列に、拡散符号を所定ビット数で分割した各部分拡散符号と複素べースバンド信号との相関値を乗じて、前記規定数分の第１の直交相関値を算出する相関値算出手段と、前記第１の直交相関値に対して、それぞれ同一の遅延量を付加した第２の直交相関値とその半分の遅延量を付加した第３の直交相関値とを生成し、その後、前記規定数分の第１、第２および第３の直交相関値を、送信側における拡散符号の繰返し周期に同期した再生シンボルクロックを用いて標本化する標本化手段と、前記標本化後の第３の直交相関値に対する復号処理を実行し、さらに、復号データを再符号化した信号に基づいて、受信信号に乗算されている直交符号系列の系列番号（第１の直交符号系列番号）を推定する系列番号推定手段と、相関電力が最大となる標本化後の第３の直交相関値に対応する直交符号系列の系列番号（第２の直交符号系列番号）を検出する系列番号検出手段と、前記第１または第２の直交符号系列番号のいずれか一方を選択し、当該選択結果に対応する前記標本化後の第１および第２の直交相関値に基づいて前記再生シンボルクロックを調整するクロック調整手段と、を備えることを特徴とする。
【００１６】
この発明によれば、たとえば、復号データを送信側で用いた生成多項式により再符号化した信号に基づいて推定された第１の直交符号系列番号と、相関電力が最大となる標本化後の第３の直交相関値に対応する第２の直交符号系列番号と、のいずれか一方を適切に選択して、符号同期追従処理を行うことによって、高精度な同期追従特性を実現する。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下に、本発明にかかるスペクトル拡散受信装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
【００１８】
実施の形態１．
本実施の形態では、ビタビ復号により得られるデータ系列を再符号化（送信側で用いた生成多項式による）した信号に基づいて推定された直交符号系列の系列番号（後述する第１の直交符号系列番号）と、相関電力が最大となるＣＵＲＲＥＮＴ複素相関信号に対応する直交符号系列の系列番号（後述する第２の直交符号系列番号）と、のいずれか一方を用いて、高精度な同期追従特性、高精度なキャリア周波数同期特性および高精度なキャリア位相同期特性を実現する。
【００１９】
図１は、本発明にかかるスペクトル拡散受信装置の構成を示す図である。本実施の形態のスペクトル拡散受信装置は、受信アンテナ１と、同期検波部２と、遅延器３−１〜３−（Ｊ−１），７−１〜７−Ｐ，８−１〜８−Ｐと、部分相関器４−１〜４−Ｊと、シンボル同期回路５と、行列乗算部６と、ラッチ９と、ビタビ復号部１０と、最大電力検出部１１と、遅延ロックループ（ＤＬＬ）１２と、自動周波数制御回路（ＡＦＣ）１３と、キャリア再生回路（ＣＲ）１４と、で構成される。なお、上記Ｊは、直交符号系列の符号長を表す。
【００２０】
ここで、本発明にかかるスペクトル拡散送信装置について説明を行う前に、スペクトル拡散送信装置側の動作を説明する。図２は、スペクトル拡散送信装置の構成を示す図である。スペクトル拡散送信装置では、まず、データ発生部２１が、２値情報データを発生する。ここでは、２値情報データの発生速度を情報レートと呼び、２値情報データの発生速度の値をＲｉと表記する。そして、畳込み符号化部２２が、上記２値情報データに対して符号化率ｒ（０＜ｒ＜１）の畳込み符号化を行い、発生速度Ｒｂ（＝Ｒｉ／ｒ）で２値データを出力する。
【００２１】
直並列変換部２３では、発生速度Ｒｂで出力される２値データをＫ（Ｋは２以上の自然数）ビットの並列２値データに変換する。ここでは、Ｋビットの並列２値データの発生速度をシンボルレートと呼び、シンボルレートの値をＲｓ´（＝Ｒｂ／Ｋ）と表記する。そして、シンボルレートＲｓ´を持つクロックの周期をシンボル周期Ｔｓ´（＝１／Ｒｓ´）と表記する。
【００２２】
直交関数符号化部２４では、Ｔｓ´毎に、上記並列２値データに対応する長さＪビットの直交符号系列を、２Ｋ個の中から出力する。一方、ＰＮ符号発生部２６では、クロック発生部２５で作成されたＲｓ´×Ｌのクロック速度を持つクロックの周期で、繰返し周期ＬチップのＰＮ符号を生成する。ここでは、クロック発生部２５で作成されるクロックの速度をチップレートＲｃ´（＝ＬＲｓ´）と呼び、チップレートＲｃ´を持つクロックの周期をチップ周期Ｔｃ´（＝１／Ｒｃ´）と呼ぶ。なお、ここでは、説明の簡略化のため、ＰＮ符号の繰返し周期Ｌチップが、直交符号系列の繰返し周期Ｊビットの整数倍であると仮定して説明を行う。
【００２３】
拡散変調部２７では、直交関数符号化部２４から出力される直交符号系列とＰＮ符号発生部２６から出力されるＰＮ符号とを乗算することにより、送信ＳＳ信号を生成する。そして、周波数変換部２８では、拡散変調部２７の出力である送信ＳＳ信号と搬送波（キャリア）とを乗算することにより周波数変換を行い、電力増幅部２９では、周波数変換後の送信ＳＳ信号の電力を増幅することにより生成した送信信号を、送信アンテナ３０から送信する。
【００２４】
このように、上記スペクトル拡散送信装置では、直交符号系列を用いてスペクトル拡散伝送を行うことにより、情報レートＲｉの２値情報データを受信側の装置に対して送信する。
【００２５】
つぎに、本発明の特徴となるスペクトル拡散受信装置の動作について説明する。本実施の形態のスペクトル拡散受信装置では、まず、同期検波部２が、後述するＡＦＣ１３から出力されるキャリア周波数誤差信号を打ち消すような周波数補正と、後述するＣＲ１４から出力されるキャリア位相誤差信号を打ち消すような位相補正と、を実行することにより、受信アンテナ１で受信した信号に対して同期検波を行い、複素ベースバンド信号を出力する。
【００２６】
遅延器３−１〜３−（Ｊ−１）では、複素数の値を持つ入力信号に対してＬ／Ｊチップ周期時間だけ遅延を付加して出力する。すなわち、遅延器３−１から出力される複素ベースバンド信号の遅延量はＬ／Ｊチップ周期時間であり、遅延器３−（Ｊ−１）から出力される複素ベースバンド信号の遅延量は（Ｊ−１）×Ｌ／Ｊチップ周期時間である。
【００２７】
部分相関器４−ｊ（ｊ∈｛１，２，…，Ｊ｝）では、複素数の値を有する入力信号と、上記スペクトル拡散送信装置で用いられたＰＮ符号の１繰返し周期をＪ等分した場合のｊ番目の各部分拡散符号と、の相関を算出し、それぞれ部分相関複素信号ｅｊを出力する。
【００２８】
行列乗算部６には、上記スペクトル拡散送信装置の直交関数符号化部２４で用いられた全Ｐ個の直交符号系列ｄ１〜ｄＰが、所定の行列形式で保存されている。なお、Ｐ＝２Ｋである。具体的には、下記（１）式で示すとおり、直交符号系列ｄ１〜ｄＰを行要素とする直交符合行列Ｄ（Ｐ行Ｊ列）が予め保存されている。
【００２９】
【数１】
そして、行列乗算部６では、上記部分相関複素信号ｅｊと上記行列Ｄとを、下記（２）式に従い乗算し、直交符号系列ｄ１〜ｄＰに関する直交相関複素信号ｉｐ（ｉ１〜ｉＰ）を算出する。
【００３１】
【数２】
遅延器７−ｐ（ｐ∈｛１，２，…，Ｐ｝）では、上記直交相関複素信号ｉｐに対してΔ時間だけ遅延を付加する。なお、Δは、０＜Δ＜２Ｔｃ´の値を有する。また、遅延器８−ｐ（ｐ∈｛１，２，…，Ｐ｝）では、上記直交相関複素信号ｉｐに対してΔ／２時間だけ遅延を付加する。
【００３３】
一方、シンボル同期回路５では、部分相関器４−ｊから出力される部分相関複素信号ｅ１〜ｅＪに基づいて、上記スペクトル拡散送信装置で用いたＰＮ符号との符号同期を行い、ＰＮ符号の発生周期に同期した再生シンボルクロックを出力する。
【００３４】
そして、ラッチ９では、行列乗算部６から出力された遅延が付加されていない直交相関複素信号ｉ１〜ｉＰ，遅延器７−ｐから出力されたΔ時間だけ遅延が付加された直交相関複素信号ｉ１〜ｉＰ，遅延器８−ｐから出力されたΔ／２時間だけ遅延が付加された直交相関複素信号ｉ１〜ｉＰを、それぞれ上記再生シンボルクロックの立ち上がりエッジでラッチする。このとき、ＬＡＴＥ複素相関信号ＬＡ１〜ＬＡＰ，ＥＡＲＬＹ複素相関信号ＥＡ１〜ＥＡＰ，ＣＵＲＲＥＮＴ複素相関信号ＣＵ１〜ＣＵＰを出力する。
【００３５】
ビタビ復号部１０では、上記ＣＵＲＲＥＮＴ複素相関信号ＣＵ１〜ＣＵＰの実数成分を枝メトリックとして用いてビタビ復号を行い、その復号結果を復号データとして出力する。また、ビタビ復号部１０では、最尤状態および最尤状態から１シンボルトレースバックした時の状態から再符号化を行うことにより、受信信号に乗算されている直交符号系列の系列番号を推定し、その推定結果を第１の直交符号系列番号として出力する。なお、ここでいう直交符号系列番号は、直交符号系列ｄ１〜ｄＰの添え字の数字を意味する。
【００３６】
最大電力検出部１１では、上記ＣＵＲＲＥＮＴ複素相関信号ＣＵ１〜ＣＵＰの中から、絶対値の二乗値が最大となるものを選択し、選択したＣＵＲＲＥＮＴ複素相関信号の添え字の数字を第２の直交符号系列番号として出力する。
【００３７】
ＤＬＬ１２では、上記第１の直交符号系列番号または上記第２の直交符号系列番号のいずれかに対応するＬＡＴＥ複素相関信号とＥＡＲＬＹ複素相関信号とを用いて再生２倍チップクロックの進み／遅れを判定する。そして、その判定結果に基づいてクロック位相制御実施後の再生２倍チップクロックを出力する。
【００３８】
また、ＡＦＣ１３では、上記第１の直交符号系列番号または上記第２の直交符号系列番号のいずれかに対応するＣＵＲＲＥＮＴ複素相関信号を用いてキャリア周波数偏差を推定する。そして、その推定結果に基づいてキャリア周波数誤差信号を更新する。
【００３９】
また、ＣＲ１４では、上記第１の直交符号系列番号または上記第２の直交符号系列番号のいずれかに対応するＣＵＲＲＥＮＴ複素相関信号を用いてキャリア位相を推定する。そして、その推定結果に基づいてキャリア位相誤差信号を更新する。
【００４０】
つぎに、上記スペクトル拡散受信装置を構成する各回路の動作を、図面を用いて詳細に説明する。
【００４１】
図３は、上記同期検波部２の一構成例を示す図である。本実施の形態の同期検波部２は、搬送波発生器３１と、移相器（π／２）３２と、乗算器３３，３４と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）３５，３６と、アナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）３７，３８と、位相回転部３９から構成される。
【００４２】
図３に示す同期検波部２では、搬送波発生器３１が、前述したスペクトル拡散送信装置の周波数変換部２８にて用いた搬送波とほぼ等しい周波数を有する正弦波を発生する。そして、乗算器３３にて搬送波発生器３１から出力される正弦波とアンテナ１で受信した信号とを乗算し、ＬＰＦ３５にてこの乗算により生成された信号の高調波成分を除去し、さらに、Ａ／Ｄ３７にてサンプリングする。これにより、複素スペクトル拡散信号の同相成分を生成する。同様に、乗算器３４にて、移相器３２でπ／２だけ移相された搬送波発生器３１出力の正弦波とアンテナ１で受信した信号とを乗算し、ＬＰＦ３６にてこの乗算により生成された信号の高調波成分を除去し、さらに、Ａ／Ｄ３８にてサンプリングする。これにより、複素スペクトル拡散信号の直交成分を生成する。
【００４３】
最後に、位相回転部３９が、複素スペクトル拡散信号に対する位相回転処理として、後述する高精度に生成されたキャリア周波数誤差信号に基づく周波数補正と、後述する高精度に生成されたキャリア位相誤差信号に基づく位相補正と、を行うことにより、複素ベースバンド信号を生成する。
【００４４】
このように、本実施の形態の同期検波部２では、ＡＦＣ１３から出力されたキャリア周波数誤差信号およびＣＲ１４から出力されたキャリア位相誤差信号を用いて同期検波を行うこととした。これにより、高精度なキャリア周波数同期特性およびキャリア位相同期特性を実現できる。
【００４５】
図４は、上記シンボル同期回路５の一構成例を示す図である。本実施の形態のシンボル同期回路５は、ラッチ４１と、電力算出回路（｜・｜２）４２−１〜４２−Ｊと、第１の加算器（Σ）４３と、第２の加算器４４と、フレームメモリ４５と、ピーク検出部４６と、遅延器（Δ／２）４７から構成される。
【００４６】
図４に示すシンボル同期回路５では、まず、ラッチ４１が、後述するＤＬＬ１２から出力される再生２倍チップクロックの立ち上がりエッジで、部分相関器４−１〜４−Ｊから出力される信号をラッチする。そして、電力算出回路４２−１〜４２−Ｊが、ラッチ４１から出力されるＪ個の信号の絶対値の二乗値を算出し、その算出結果として部分相関電力信号を出力する。
【００４７】
つぎに、第１の加算器４３が、上記部分相関電力信号の総和として相関電力信号を算出し、出力する。そして、第２の加算器４４とフレームメモリ４５が、相関電力信号に対して、受信側で用いたＰＮ符号の１繰返し周期で累積加算（巡回加算）を行う。
【００４８】
つぎに、ピーク検出部４６が、巡回加算結果がＰＮ符号の１繰返し周期内で最大となる位置に立ち上がりエッジを持つクロックを生成する。そして、遅延器４７が、受け取ったクロックに対してΔ／２だけ遅延を付加する。これにより、ＰＮ符号の１繰り返し周期と同じ周期を持ち、かつＣＵＲＲＥＮＴ複素相関信号のピークタイミングで立ち上がりエッジを有する、再生シンボルクロックを生成する。
【００４９】
このように、本実施の形態のシンボル同期回路５では、部分相関器４−１〜４−Ｊから出力される部分相関信号を、ＤＬＬ１２から出力される再生２倍チップクロックの立ち上がりエッジでラッチした信号を用いて、スペクトル拡散送信装置で用いたＰＮ符号との符号同期を行うこととした。これにより、ＣＵＲＲＥＮＴ複素相関信号のピークタイミングに高精度に同期した再生シンボルクロックを生成できる。
【００５０】
図５は、上記ビタビ復号部１０の一構成例を示す図である。本実施の形態のビタビ復号部１０は、実数成分抽出部（Ｒｅ（・））５１−１〜５１−Ｐと、パスメトリック算出部５２と、パスメモリ５３と、パスメトリックメモリ５４と、最尤状態検出部５５と、トレースバック部５６と、再符号化部５７から構成される。
【００５１】
図５に示すビタビ復号部１０では、まず、実数成分抽出部５１−１〜５１−Ｐが、ラッチ９から出力されるＣＵＲＲＥＮＴ複素相関信号ＣＵ１〜ＣＵＰの実数成分である枝メトリック値をそれぞれ出力する。
【００５２】
つぎに、パスメトリック算出部５２が、各状態遷移における１シンボル前のパスメトリック値と各状態遷移に対応する枝メトリック値とを加算し、１シンボル前の状態から遷移するパスの中から最尤パスを選択し、その最尤パスの各状態のパスメトリック値をパスメトリックメモリ５４に格納する。また、各々の状態で選択された最尤パスへ到達するためのパス情報をパスメモリ５３に格納する。
【００５３】
つぎに、最尤状態検出部５５が、全状態に対するパスメトリック値に基づいて最尤状態を検出する。そして、トレースバック部５６が、最尤状態検出部５５にて検出された最尤状態を起点として、パスメモリ５３内のパス情報を用いてＱシンボル分のトレースバックを行い、復号データを出力する。なお、Ｑは、１以上の自然数であり、前述したスペクトル拡散送信装置の畳込み符号化部２２で用いられる拘束長の４〜５倍程度の値である。また、トレースバック部５６は、最尤状態の状態番号と最尤状態から１シンボル分トレースバックした時の状態番号を出力する。
【００５４】
最後に、再符号化部５７が、トレースバック部５６から出力される最尤状態の状態番号と最尤状態から１シンボル分トレースバックした時の状態の状態番号から得られるデータ系列を、上記畳込み符号化部２２で畳込み符号化を行う際に用いた生成多項式で再符号化することにより、受信信号に乗算されている直交符号系列番号を推定し、その推定結果として第１の直交符号系列番号を出力する。
【００５５】
このように、本実施の形態のビタビ復号部１０は、ＣＵＲＲＥＮＴ複素相関信号ＣＵ１〜ＣＵＰを用いて、Ｋビット毎にブロック化したビタビ復号を行うこととした。これにより、復号データとともに、受信信号に乗算されている直交符号系列の系列番号を得ることができる。
【００５６】
図６は、上記最大電力検出部１１の一構成例を示す図である。本実施の形態の最大電力検出部１１は、電力算出回路（｜・｜２）６１−１〜６１−Ｐと、最大状態番号検出部６２から構成される。
【００５７】
図６に示す最大電力検出部１１では、まず、電力算出回路６１−１〜６１−Ｐが、ラッチ９から出力されるＣＵＲＲＥＮＴ複素相関信号（ＣＵ１〜ＣＵＰのいずれか）の絶対値の二乗値を算出し、その算出結果としてＣＵＲＲＥＮＴ相関電力信号を出力する。
【００５８】
つぎに、最大状態番号検出部６２が、電力算出回路６１−１〜６１−Ｐにて算出されたＰ個のＣＵＲＲＥＮＴ相関電力信号から相関電力が最大となる信号を検出し、その最大信号に対応する直交符号系列の系列番号を第２の直交符号系列番号として出力する。
【００５９】
このように、本実施の形態の最大電力検出部１１では、ＣＵＲＲＥＮＴ複素相関信号ＣＵ１〜ＣＵＰから相関電力が最大となる信号を検出し、その信号に対応する直交符号系列の系列番号を出力することとした。これにより、前述のビタビ復号部１０とは異なる処理で、受信信号に乗算されている直交符号系列の系列番号を得ることができる。
【００６０】
図７は、遅延ロックループ（ＤＬＬ）１２の一構成例を示す図である。本実施の形態の遅延ロックループ１２は、直交符号系列番号選択部７１と、電力算出回路（｜・｜）７２−１〜７２−Ｐ，７３−１〜７３−Ｐと、セレクタ７４，７５と、減算器７６と、ループフィルタ７７と、電圧制御発振器（ＶＣＯ）７８から構成される。
【００６１】
図７に示すＤＬＬ１２では、まず、直交符号系列番号選択部７１が、ビタビ復号部１０から出力される第１の直交符号系列番号、または最大電力検出部１１から出力される第２の直交符号系列番号、のいずれか一方を適切に選択し、選択した番号を選択直交符号系列番号として出力する。
【００６２】
一方、電力算出回路７２−１〜７２−Ｐが、ラッチ９から出力されるＬＡＴＥ複素相関信号（ＬＡ１〜ＬＡＰのいずれか）の絶対値の二乗値を算出し、その算出結果としてＬＡＴＥ相関電力信号を出力する。同様に、電力算出回路７３−１〜７３−Ｐが、ラッチ９から出力されるＥＡＲＬＹ複素相関信号（ＥＡ１〜ＥＡＰのいずれか）の絶対値の二乗値を算出し、その算出結果としてＥＡＲＬＹ相関電力信号を出力する。
【００６３】
つぎに、セレクタ７４が、直交符号系列番号選択部７１から出力される選択直交符号系列番号に対応するＬＡＴＥ相関電力信号を選択して出力する。同様に、セレクタ７５が、上記選択直交符号系列番号に対応するＥＡＲＬＹ相関電力信号を選択して出力する。
【００６４】
つぎに、減算器７６が、セレクタ７４出力のＬＡＴＥ相関電力信号からセレクタ７５出力のＥＡＲＬＹ相関電力信号を減算し、その結果としてクロック誤差信号を生成する。たとえば、フェージングや熱雑音が無いという条件において、クロック誤差信号の値が０より大きい場合は、ＶＣＯ７８が出力している再生２倍チップクロックのクロック位相が進んでいることを表し、また、クロック誤差信号の値が０より大きい場合は、再生２倍チップクロックのクロック位相が進んでいることを表し、また、クロック誤差信号の値が０の場合は、再生２倍チップクロックのクロック位相が受信信号に乗算されている直交符号系列周期に対して完全に同期していることを表す。
【００６５】
つぎに、ループフィルタ７７が、上記のような特性を有するクロック誤差信号の平均化を行い、上記再生２倍チップクロックのクロック位相の進みまたは遅れを高精度に求める。つぎに、ＶＣＯ７８が、高精度に求められたクロック位相の進みまたは遅れに基づいて、再生２倍チップクロックが受信信号に乗算されている直交符号系列周期に同期するようにクロック位相制御を行う。そして、その結果として、チップクロックの２倍のクロック速度を有する再生２倍チップクロックを出力する。
【００６６】
このように、本実施の形態のＤＬＬ１２では、適切に選択された選択直交符号系列番号のＬＡＴＥ相関電力信号とＥＡＲＬＹ相関電力信号とを用いて再生２倍チップクロックのクロック位相の進みまたは遅れを算出することとした。これにより、高精度に符号同期追従を行うことができる。また、高精度な符号同期追従を実現できるため、良好な復号特性を得ることができる。
【００６７】
図８は、上記直交符号系列番号選択部７１の一構成例を示す図である。本実施の形態の直交符号系列番号選択部７１は、カウンタ８１と、しきい値比較部８２と、セレクタ８３から構成される。
【００６８】
図８に示す直交符号系列番号選択部７１では、まず、カウンタ８１が、シンボル同期回路５における拡散符号初期同期完了時からの時間をカウントする。
【００６９】
つぎに、しきい値比較部８２は、カウンタ値がしきい値Ｔｔｈより小さい場合、最大電力検出部１１から出力される第２の直交符号系列番号を選択するための選択信号を出力し、一方、カウンタ値がしきい値Ｔｔｈ以上の場合は、ビタビ復号部１０から出力される第１の直交符号系列番号を選択するための選択信号を出力する。すなわち、第１の直交符号系列番号は、キャリア位相同期が確立されるまで正しい出力結果が得られないため、キャリア位相非同期時は、キャリア位相の同期／非同期に関係なく直交符号系列の推定が可能な第２の直交符号系列番号を選択する。また、キャリア位相同期時は、第１の直交符号系列番号の方が第２の直交符号系列番号よりも、符号化利得により誤判定確率が小さくなるため、第１の直交符号系列番号を選択する。したがって、しきい値Ｔｔｈは、シンボル同期回路５における拡散符号初期同期完了からＣＲ１４におけるキャリア位相同期成立までに要する時間程度が適切である。
【００７０】
最後に、セレクタ８３が、しきい値比較部８２から出力される選択信号に従い、第１の直交符号系列番号または第２の直交符号系列番号のいずれか一方を選択して出力する。
【００７１】
図９は、直交符号系列番号選択部７１の動作を示すタイミングチャートである。図９で示されるように、直交符号系列番号選択部７１は、拡散符号初期同期完了時を起点としたしきい値Ｔｔｈを用いて、第１の直交符号系列番号と第２の直交符号系列番号の出力を切り換える。
【００７２】
このように、本実施の形態の直交符号系列番号選択部７１では、拡散符号初期同期完了からキャリア位相同期成立までに要する時間を所定のしきい値とし、このしきい値に基づいて第１の直交符号系列番号と第２の直交符号系列番号の出力を切り換えることとした。これにより、常に適切な直交符号系列番号を選択することができる。
【００７３】
図１０は、上記自動周波数制御回路（ＡＦＣ）１３の一構成例を示す図である。本実施の形態のＡＦＣ１３は、先に説明した直交符号系列番号選択部７１と、セレクタ１０１と、遅延器（Ｔｓ´）１０２と、複素共役算出部（＊）１０３と、複素乗算器１０４と、ループフィルタ１０５と、逆正接部（Ｔａｎ−１）１０６から構成される。
【００７４】
図１０に示すＡＦＣ１３では、まず、直交符号系列番号選択部７１が、ビタビ復号部１０から出力される第１の直交符号系列番号、または最大電力検出部１１から出力される第２の直交符号系列番号、のいずれか一方を適切に選択し、選択した番号を選択直交符号系列番号として出力する。
【００７５】
つぎに、セレクタ１０１が、ＣＵＲＲＥＮＴ複素相関信号ＣＵ１〜ＣＵＰの中から、直交符号系列番号選択部７１から出力される選択直交符号系列番号に対応するＣＵＲＲＥＮＴ複素相関信号を選択して出力する。
【００７６】
つぎに、遅延器１０２が、セレクタ１０１から出力される信号に対して１シンボルに相当する遅延を付加する。そして、複素共役算出部１０３が、１シンボル遅延付加後の信号の複素共役を出力する。
【００７７】
つぎに、複素乗算器１０４が、セレクタ１０１から出力される現在の信号と、１シンボル前の信号の複素共役値と、を複素乗算することにより、１シンボル遅延検波を行う。なお、１シンボル遅延検波結果である遅延検波複素信号の位相は、周波数偏差による１シンボル当りの位相回転量を意味する。
【００７８】
つぎに、ループフィルタ１０５が、複素乗算器１０４から出力される遅延検波複素信号の平均化を行い、さらに、逆正接部１０６が、平均化後の遅延検波複素信号の位相を算出することにより、周波数偏差による１シンボル当りの位相回転量を示すキャリア周波数誤差信号を高精度に求める。
【００７９】
このように、本実施の形態のＡＦＣ１３では、適切に選択された選択直交符号系列番号に対応するＣＵＲＲＥＮＴ複素相関信号を用いて周波数誤差推定を行うこととした。これにより、高精度にキャリア周波数誤差信号を算出することができる。また、同期検波部２がこの高精度なキャリア周波数誤差信号を用いて周波数同期制御を行っているため、良好な周波数同期特性を得ることができる。さらに、同期検波部２において良好な周波数同期特性を実現できるため、さらに良好な復号特性を得ることができる。
【００８０】
図１１は、キャリア再生回路（ＣＲ）１４の一構成例を示す図である。本実施の形態のＣＲ１４は、先に説明した直交符号系列番号選択部７１およびセレクタ１０１と、ループフィルタ１１１と、逆正接部（Ｔａｎ−１）１１２から構成される。
【００８１】
図１１に示すＣＲ１４では、まず、直交符号系列番号選択部７１が、ビタビ復号部１０から出力される第１の直交符号系列番号、または最大電力検出部１１から出力される第２の直交符号系列番号、のいずれか一方を適切に選択し、選択した番号を選択直交符号系列番号として出力する。
【００８２】
つぎに、セレクタ１０１が、ＣＵＲＲＥＮＴ複素相関信号ＣＵ１〜ＣＵＰの中から、直交符号系列番号選択部７１から出力される選択直交符号系列番号に対応するＣＵＲＲＥＮＴ複素相関信号を選択して出力する。なお、このセレクタ１０１から出力される複素信号の位相は、同期検波部２で用いているキャリア位相に対する位相誤差を意味する。
【００８３】
つぎに、ループフィルタ１１１が、セレクタ１０１から出力される複素信号の平均化を行い、逆正接部１１２が、平均化後の複素信号の位相を算出することにより、キャリア位相誤差を示すキャリア位相誤差信号を高精度に求める。
【００８４】
このように、本実施の形態のＣＲ１４では、適切に選択された選択直交符号系列番号に対応するＣＵＲＲＥＮＴ複素相関信号を用いてキャリア位相推定を行う。これにより、高精度にキャリア位相誤差信号を算出することができる。また、同期検波部２がこの高精度なキャリア位相誤差信号を用いてキャリア位相同期を行っているため、良好なキャリア位相同期特性を得ることができる。さらに、同期検波部２において良好なキャリア位相同期特性を実現できるため、さらに良好な復号特性を得ることができる。
【００８５】
以上、本実施の形態においては、ビタビ復号により得られるデータ系列を送信側で用いた生成多項式により再符号化した信号に基づいて推定された直交符号系列の系列番号（第１の直交符号系列番号）と、相関電力が最大となるＣＵＲＲＥＮＴ複素相関信号に対応する直交符号系列の系列番号（第２の直交符号系列番号）と、のいずれか一方を適切に選択して、符号同期追従処理，周波数同期制御，キャリア位相同期制御を行うこととした。これにより、高精度な同期追従特性、高精度なキャリア周波数同期特性および高精度なキャリア位相同期特性を実現できる。
【００８６】
なお、本実施の形態のスペクトル拡散受信装置においては、各直交符号系列ｄ１〜ｄＰについて特定していないが、たとえば、Ｗａｌｓｈ関数によって特定されるＷａｌｓｈ系列を適用することとしてもよい。これにより、行列乗算部６における行列演算に高速アダマール変換を適用することが可能となり、スペクトル拡散受信装置の回路規模を削減することができる。
【００８７】
また、本実施の形態のスペクトル拡散受信装置においては、符号同期追従を行うクロックとして、チップクロックの２倍のクロック速度を有する再生２倍チップクロックを用いたが、これに限らず、チップレートの２倍以上のクロック速度であれば、他のクロックを用いてもよい。
【００８８】
また、本実施の形態のスペクトル拡散受信装置の遅延ロックループ１２においては、ＬＡＴＥ複素相関信号ＬＡ１〜ＬＡＰとＥＡＲＬＹ複素相関信号ＥＡ１〜ＥＡＰの絶対値の二乗値を算出後に、選択直交符号系列番号に対応したＬＡＴＥ相関電力信号とＥＡＲＬＹ相関電力信号を選択しているが、これに限らず、選択直交符号系列番号に対応するＬＡＴＥ複素相関信号とＥＡＲＬＹ複素相関信号を選択した後に、選択された信号の絶対値の二乗値を算出することとしてもよい。
【００８９】
また、本実施の形態のスペクトル拡散受信装置のＡＦＣ１３においては、遅延器１０２の遅延量を１シンボルとしたが、これに限らず、たとえば、遅延量をｈシンボル（ｈは２以上の自然数）としてもよい。この場合は、ｈシンボル遅延検波を行った結果からキャリア周波数誤差信号を生成する。
【００９０】
また、本実施の形態のスペクトル拡散受信装置のビタビ復号部１０においては、最尤状態からＵシンボル分トレースバックした時の状態番号と、最尤状態から（Ｕ＋１）シンボル分トレースバックした時の状態番号と、からＵシンボル前の受信信号に乗算されている直行符号系列番号を推定することとしてもよい。ただし、Ｕは１以上の自然数とする。
【００９１】
実施の形態２．
図１２は、実施の形態２の同期検波部２の一構成例を示す図である。なお、本実施の形態では、先に説明した実施の形態１とは動作の異なる、同期検波部２の動作についてのみ説明する。その他の構成については、実施の形態１と同様であるため同一の符号を付してその説明を省略する。
【００９２】
図１２に示す同期検波部２では、まず、搬送波発生器１２１が、ＡＦＣ１３から出力されるキャリア周波数誤差信号を打ち消す周波数補正と、ＣＲ１４から出力されるキャリア位相誤差信号を打ち消す位相補正と、が行われた後の正弦波を出力する。
【００９３】
そして、乗算器３３にて搬送波発生器１２１から出力される正弦波とアンテナ１で受信した信号とを乗算し、ＬＰＦ３５にてこの乗算により生成された信号の高調波成分を除去し、さらに、Ａ／Ｄ３７にてサンプリングする。これにより、複素スペクトル拡散信号の同相成分を生成する。同様に、乗算器３４にて、移相器３２でπ／２だけ移相された搬送波発生器１２１出力の正弦波とアンテナ１で受信した信号とを乗算し、ＬＰＦ３６にてこの乗算により生成された信号の高調波成分を除去し、さらに、Ａ／Ｄ３８にてサンプリングする。これにより、複素スペクトル拡散信号の直交成分を生成する。そして、同期検波部２では、上記同相成分と直交成分からなる複素ベースバンド信号を出力する。
【００９４】
このように、本実施の形態の同期検波部２では、ＡＦＣ１３から出力されたキャリア周波数誤差信号およびＣＲ１４から出力されたキャリア位相誤差信号を用いて同期検波を行うこととした。これにより、実施の形態１と同様に、高精度なキャリア周波数同期特性およびキャリア位相同期特性を実現できる。
【００９５】
実施の形態３．
図１３は、実施の形態３の直交符号系列番号選択部７１の一構成例を示す図である。本実施の形態の直交符号系列番号選択部７１は、実数成分抽出部１３１−１〜１３１−Ｐと、セレクタ１３２，１３５と、平均化部１３３と、しきい値比較部１３４から構成される。なお、本実施の形態では、先に説明した実施の形態１および２とは動作の異なる、直交符号系列番号選択部７１の動作についてのみ説明する。その他の構成については、実施の形態１または２と同様であるため同一の符号を付してその説明を省略する。
【００９６】
図１３に示す直交符号系列番号選択部７１では、まず、実数成分抽出部１３１−１〜１３１−Ｐが、ラッチ９から出力されるＣＵＲＲＥＮＴ複素相関信号（ＣＵ１〜ＣＵＰのいずれか）の実数成分を出力する。
【００９７】
つぎに、セレクタ１３２が、ビタビ復号部１０から出力される第１の直交符号系列番号に対応するＣＵＲＲＥＮＴ複素相関信号の実数成分を出力する。そして、平均化部１３３が、セレクタ１３２の出力信号に対して平均化を行い、平均結果として平均ＣＵＲＲＥＮＴ実数信号ＡＣｒを出力する。この平均ＣＵＲＲＥＮＴ実数信号は、キャリア位相同期成立前のときに小さい値を有し、キャリア位相同期成立後には大きい値を有する。
【００９８】
つぎに、しきい値比較部１３４が、上記平均ＣＵＲＲＥＮＴ実数信号値ＡＣｒと所定の閾値ＡＣｔｈとを比較する。たとえば、「ＡＣｒ＜ＡＣｔｈ（キャリア位相非同期）」の場合には、キャリア位相の同期／非同期に関係なく直交符号系列の推定が可能な第２の直交符号系列番号を選択するための選択信号を出力する。一方、ＡＣｒ≧ＡＣｔｈ（キャリア位相同期）」の場合には、第１の直交符号系列番号の方が第２の直交符号系列番号よりも、符号化利得により誤判定確率が小さくなるため、第１の直交符号系列番号を選択するための選択信号を出力する。
【００９９】
最後に、セレクタ１３５が、しきい値比較部１３４から出力される選択信号に従い、第１の直交符号系列番号または第２の直交符号系列番号のいずれか一方を選択して出力する。
【０１００】
図１４は、上記直交符号系列番号選択部７１の動作を示すタイミングチャートである。図１４で示されるように、キャリア位相の同期／非同期を判定し、その判定結果に基づいて第１の直交符号系列番号と第２の直交符号系列番号を切り換える。
【０１０１】
このように、本実施の形態における直交符号系列番号選択部７１では、キャリア位相の同期／非同期を判定し、この判定結果に基づいて第１の直交符号系列番号と第２の直交符号系列番号の出力を切り換えることとした。これにより、常に適切な直交符号系列番号を選択することができる。
【０１０２】
なお、本実施の形態のスペクトル拡散受信装置の直交符号系列番号選択部７１においては、ＣＵＲＲＥＮＴ複素相関信号ＣＵ１〜ＣＵＰの実数成分抽出後に、選択直交符号系列番号に対応するＣＵＲＲＥＮＴ複素相関信号の実数成分を選択したが、これに限らず、選択直交符号系列番号に対応するＣＵＲＲＥＮＴ複素相関信号を選択した後に、選択したＣＵＲＲＥＮＴ複素相関信号の実数成分を抽出することとしてもよい。
【０１０３】
【発明の効果】
以上、説明したとおり、本発明によれば、復号データを送信側で用いた生成多項式により再符号化した信号に基づいて推定された直交符号系列の系列番号と、相関電力が最大となる標本化後の第３の直交相関値（ＣＵＲＲＥＮＴ複素相関信号）に対応する直交符号系列の系列番号と、のいずれか一方を適切に選択し、その選択結果に基づいて符号同期追従処理、周波数同期制御、キャリア位相同期制御を行うこととした。これにより、高精度な同期追従特性、高精度なキャリア周波数同期特性および高精度なキャリア位相同期特性を実現できる、という効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明にかかるスペクトル拡散受信装置の構成を示す図である。
【図２】スペクトル拡散送信装置の構成を示す図である。
【図３】実施の形態１の同期検波部の一構成例を示す図である。
【図４】シンボル同期回路の一構成例を示す図である。
【図５】ビタビ復号部の一構成例を示す図である。
【図６】最大電力検出部の一構成例を示す図である。
【図７】遅延ロックループ（ＤＬＬ）の一構成例を示す図である。
【図８】実施の形態１の直交符号系列番号選択部の一構成例を示す図である。
【図９】直交符号系列番号選択部の動作を示すタイミングチャートである。
【図１０】自動周波数制御回路（ＡＦＣ）の一構成例を示す図である。
【図１１】キャリア再生回路（ＣＲ）の一構成例を示す図である。
【図１２】実施の形態２の同期検波部の一構成例を示す図である。
【図１３】実施の形態３の直交符号系列番号選択部の一構成例を示す図である。
【図１４】直交符号系列番号選択部の動作を示すタイミングチャートである。
【符号の説明】
１ 受信アンテナ、２ 同期検波部、３−１，３−２，３−（Ｊ−１），７−１，７−２，７−Ｐ，８−１，８−２，８−Ｐ 遅延器、４−１，４−Ｊ 部分相関器、５ シンボル同期回路、６ 行列乗算部、９ ラッチ、１０ ビタビ復号部、１１ 最大電力検出部、１２ 遅延ロックループ（ＤＬＬ）、１３ 自動周波数制御回路（ＡＦＣ）、１４ キャリア再生回路（ＣＲ）、３１ 搬送波発生器、３２ 移相器（π／２）、３３，３４ 乗算器、３５，３６ ローパスフィルタ（ＬＰＦ）、３７，３８ アナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）、３９位相回転部、４１ ラッチ、４２−１，４２−２，４２−Ｊ 電力算出回路（｜・｜２）、４３ 第１の加算器（Σ）、４４ 第２の加算器、４５ フレームメモリ、４６ ピーク検出部、４７ 遅延器（Δ／２）、５１−１，５１−２，５１−Ｐ 実数成分抽出部（Ｒｅ（・））、５２ パスメトリック算出部、５３パスメモリ、５４ パスメトリックメモリ、５５ 最尤状態検出部、５６ トレースバック部、５７ 再符号化部、６１−１，６１−２，６１−Ｐ 電力算出回路（｜・｜２）、６２ 最大状態番号検出部、７１ 直交符号系列番号選択部、７２−１，７２−２，７２−Ｐ，７３−１，７３−２，７３−Ｐ 電力算出回路（｜・｜）、７４，７５ セレクタ、７６ 減算器、７７ ループフィルタ、７８ 電圧制御発振器（ＶＣＯ）、８１ カウンタ、８２ しきい値比較部、８３ セレクタ、１０１ セレクタ、１０２ 遅延器（Ｔｓ´）、１０３ 複素共役算出部（＊）、１０４ 複素乗算器、１０５ ループフィルタ、１０６ 逆正接部（Ｔａｎ−１）、１１１ ループフィルタ、１１２ 逆正接部（Ｔａｎ−１）、１２１ 搬送波発生器、１３１−１，１３１−２，１３１−Ｐ 実数成分抽出部、１３２，１３５ セレクタ、１３３ 平均化部、１３４ しきい値比較部。
Claims (9)
- 規定数の直交符号系列に、拡散符号を所定ビット数で分割した各部分拡散符号と複素ベースバンド信号との相関値を乗じて、前記規定数分の第１の直交相関値を算出する相関値算出手段と、
前記第１の直交相関値に対して、それぞれ同一の遅延量を付加した第２の直交相関値とその半分の遅延量を付加した第３の直交相関値とを生成し、その後、前記規定数分の第１、第２および第３の直交相関値を、送信側における拡散符号の繰返し周期に同期した再生シンボルクロックを用いて標本化する標本化手段と、
前記標本化後の第３の直交相関値に対する復号処理を実行し、さらに、復号データを再符号化した信号に基づいて、受信信号に乗算されている直交符号系列の系列番号（第１の直交符号系列番号）を推定する系列番号推定手段と、
相関電力が最大となる標本化後の第３の直交相関値に対応する直交符号系列の系列番号（第２の直交符号系列番号）を検出する系列番号検出手段と、
前記第１または第２の直交符号系列番号のいずれか一方を選択し、当該選択結果に対応する前記標本化後の第１および第２の直交相関値に基づいて前記再生シンボルクロックを調整するクロック調整手段と、
を備えることを特徴とするスペクトル拡散受信装置。 - さらに、前記第１または第２の直交符号系列番号のいずれか一方を選択し、当該選択結果に対応する前記標本化後の第３の直交相関値を用いてキャリア周波数偏差を推定し、その推定結果に基づいてキャリア周波数同期制御を行う周波数制御手段、
を備えることを特徴とする請求項１に記載のスペクトル拡散受信装置。 - さらに、前記第１または第２の直交符号系列番号のいずれか一方を選択し、当該選択結果に対応する前記標本化後の第３の直交相関値を用いてキャリア位相誤差を推定し、その推定結果に基づいてキャリア位相同期制御を行う位相制御手段、
を備えることを特徴とする請求項２に記載のスペクトル拡散受信装置。 - さらに、受信信号と送信側で用いた搬送波とほぼ等しい周波数の正弦波とを用いて複素スペクトル拡散信号の同相成分を生成し、一方で、前記受信信号と前記正弦波をπ／２だけ移相させた正弦波とを用いて複素スペクトル拡散信号の直交成分を生成し、その後、前記各複素スペクトル拡散信号に対して、前記キャリア周波数同期制御に基づく周波数補正と前記キャリア位相同期制御に基づく位相補正とを実行することにより、前記複素ベースバンド信号を生成する同期検波手段、
を備えることを特徴とする請求項３に記載のスペクトル拡散受信装置。 - さらに、受信信号と、前記キャリア周波数同期制御に基づく周波数補正と前記キャリア位相同期制御に基づく位相補正が実行された後の正弦波と、を用いて複素スペクトル拡散信号の同相成分を生成し、一方で、前記受信信号と前記正弦波をπ／２だけ移相させた正弦波とを用いて複素スペクトル拡散信号の直交成分を生成することにより、前記複素ベースバンド信号を生成する同期検波手段、
を備えることを特徴とする請求項３に記載のスペクトル拡散受信装置。 - 前記クロック調整手段、前記周波数制御手段および前記位相制御手段は、
拡散符号の初期同期完了時からの時間をカウントし、カウンタ値が拡散符号初期同期完了からキャリア位相同期成立までに要する時間より短い場合、前記第２の直交符号系列番号を選択し、一方、カウンタ値が拡散符号初期同期完了からキャリア位相同期成立までに要する時間以上の場合、前記第１の直交符号系列番号を選択することを特徴とする請求項３、４または５に記載のスペクトル拡散受信装置。 - 前記クロック調整手段、前記周波数制御手段および前記位相制御手段は、
前記第１の直交符号系列番号に対応する前記標本化後の第３の直交相関値の実数成分を平均化し、当該平均化結果が、キャリア位相同期が成立したかどうかを判断するための所定のしきい値より小さい値の場合、前記第２の直交符号系列番号を選択し、一方、前記平均結果が前記しきい値以上の値の場合、前記第１の直交符号系列番号を選択することを特徴とする請求項３、４または５に記載のスペクトル拡散受信装置。 - 前記クロック調整手段は、
前記選択結果に対応する前記標本化後の第１の直交相関値の絶対値の二乗値から、前記選択結果に対応する前記標本化後の第２の直交相関値の絶対値の二乗値を減算し、当該減算結果に基づいて前記再生シンボルクロックを調整することを特徴とする請求項１〜７のいずれか一つに記載のスペクトル拡散受信装置。 - 前記直交符号系列として、Ｗａｌｓｈ関数によって特定されるＷａｌｓｈ系列を適用することを特徴とする請求項１〜８のいずれか一つに記載のスペクトル拡散受信装置。
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