JPH07115387A - スペクトル拡散受信機とスペクトル拡散受信方法 - Google Patents

スペクトル拡散受信機とスペクトル拡散受信方法

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JPH07115387A
JPH07115387A JP6242414A JP24241494A JPH07115387A JP H07115387 A JPH07115387 A JP H07115387A JP 6242414 A JP6242414 A JP 6242414A JP 24241494 A JP24241494 A JP 24241494A JP H07115387 A JPH07115387 A JP H07115387A
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receiver
spread spectrum
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JP6242414A
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Ravi Subramanian
スブラマニアン ラビ
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American Telephone and Telegraph Co Inc
AT&T Corp
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    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
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    • H04B1/711—Interference-related aspects the interference being multi-path interference
    • H04B1/7115—Constructive combining of multi-path signals, i.e. RAKE receivers
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    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
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    • H04B1/711—Interference-related aspects the interference being multi-path interference
    • H04B1/7115—Constructive combining of multi-path signals, i.e. RAKE receivers
    • H04B1/7117—Selection, re-selection, allocation or re-allocation of paths to fingers, e.g. timing offset control of allocated fingers

Abstract

(57)【要約】 【目的】 スペクトル拡散通信システムで使用されるス
ペクトル拡散受信機（ＳＳＲ）を提供する。 【構成】 前記ＳＳＲはアナログスペクトル拡散信号を
受信し、この受信アナログ信号をデジタル信号に変換す
るＡ／Ｄ変換器を有する。この受信アナログ信号は、変
動信号強度の複数のメイン及びマルチパスリターン信号
（ＭＭＰＳ）を包含する。ＳＳＲはレイク受信機と、Ａ
／Ｄ変換器に結合された周波数オフセット訂正デバイス
も有する。周波数オフセット訂正デバイスは、周波数訂
正項信号に応じてデジタル信号を変更し、受信アナログ
信号における周波数オフセットを訂正する。最強信号強
度を有するＭ個のＭＭＰＳを識別するために、ＳＳＲは
変更されたデジタル信号を探索する。被識別ＭＭＰＳは
所定の最尤技術により処理し、極大比率結合重み係数，
搬送波位相訂正項及び周波数訂正項信号を発生する。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は通信システムに関し、特
に、スペクトル拡散通信方式を用いる受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、ダイレクトシーケンススペクトル
拡散技術は比較的高コストなために、広範に使用される
ことはなかった。しかし、最近のカスタムデジタルＶＬ
ＳＩ（超大規模集積回路）技術の発展及び該技術の使用
はスペクトル拡散信号処理のコストを手頃な値段にし
た。従って、ダイレクトシーケンススペクトル拡散技術
は、商業的な携帯型移動通信システムのような多くの商
業的用途について実行可能な技術的オプションとして、
ここ数年間非常に注目を集めている。
【０００３】通常、スペクトル拡散トランシーバ構成部
品は特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）チップを用いる
安価な方法で実現される。従来、スペクトル拡散通信シ
ステムに付随する相当に独特な信号処理要件のために、
スペクトル拡散トランシーバ構成部品においてＡＳＩＣ
チップを使用しなければならないと見做されてきた。
【０００４】特に、スペクトル拡散受信機では、干渉に
対して耐性を有することが設計上の原理である。干渉に
対して耐性を有する設計は、高品位無線機をもたらし、
ネットワーク容量を増大させることができる。スペクト
ル拡散受信機に伴うこのような設計原理は一般的に、常
用の狭帯域無線機の開発に使用される設計原理とは異な
る。
【０００５】スペクトル拡散通信システムに付随する相
当に独特な信号処理要件のために、従来は、スペクトル
拡散受信機を開発する場合に標準的なデジタル信号処理
技術を使用することはできなかった。デジタル信号処理
技術はローバスト受信機を生じさせる強力な信号調整及
び処理アルゴリズムを使用可能にするので、このデジタ
ル信号処理技術が使用できないということは常用のスペ
クトル拡散受信機の大いなる欠点である。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】従って、本発明の目的
は包括的な汎用スペクトル拡散デジタル信号プロセッサ
（ＤＳＰ）を提供することである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】前記課題は、本発明のス
ペクトル拡散通信システムで使用されるスペクトル拡散
受信機により解決される。本発明の受信機はアナログス
ペクトル拡散信号を受信するための、及び受信したアナ
ログ信号をデジタル信号に変換するためのアナログ／デ
ジタル変換器を有する。受信されたアナログ信号は、変
動性信号強度の複数のメイン及びマルチパスリターン信
号を包含する。
【０００８】スペクトル拡散受信機はレイク(Rake)受信
機と、アナログ／デジタル変換器に結合された周波数オ
フセット訂正デバイスも有する。この周波数オフセット
訂正デバイスは、周波数訂正項信号に応じてデジタル信
号を変更し、それにより、受信アナログ信号における周
波数オフセットを訂正する。
【０００９】最強の信号強度を有するＭ個のメイン及び
マルチパスリターン信号を識別するために、スペクトル
拡散受信機は変更されたデジタル信号全体をサーチす
る。識別されたメイン及びマルチパスリターン信号は所
定の最尤技術に従って処理され、これにより、極大比率
結合重み係数，搬送波位相訂正項及び周波数訂正項信号
を発生する。
【００１０】
【実施例】以下、図面を参照しながら本発明を具体的に
説明する。
【００１１】１．本発明の概要 本発明は完全にデジタルの、好ましくはＭＰＳＫ（マル
チプル・フェーズ・シフト・キーイング）ダイレクトシ
ーケンススペクトル拡散受信機に関する。本発明のスペ
クトル拡散受信機はＣＤＭＡ（コード分割マルチアクセ
ス）セルラ及びコードレス電話用途で使用することが好
ましい。しかし、本発明のスペクトル拡散受信機は他の
タイプの通信用途で使用することもできる。
【００１２】好ましくは、本発明のスペクトル拡散受信
機は、最尤（ＭＬ）原理に基づく、位相推定，周波数推
定，レイク分岐結合及びＰＮ（疑似ノイズ）コードトラ
ッキングなどの様々なデジタルアルゴリズムを用いて実
現する。これらのアルゴリズムは数値複雑性が低く、極
めて標準的な受信機アーキテクチャを生じる計算構造を
有する。
【００１３】２．スペクトル拡散受信機により受信され
る信号の説明 本発明のスペクトル拡散受信機により送信され、かつ、
スペクトル拡散受信機により受信される複素数アナログ
信号について説明する。この複素数アナログ信号が発生
され、かつ、スペクトル拡散受信機に送信される方法に
ついても説明する。
【００１４】スペクトル拡散通信システムは多数の公知
文献に記載されている。例えば、プロアキス(Proakis)
著の“デジタル通信”（１９９１年マグローヒル出版発
行）及びシモン(Simon)ら著の”スペクトル拡散通信シ
ステム”（１９８９年コンピュータサイエンス出版発
行）などに開示されている。デジタル情報の伝送用に使
用されるスペクトル拡散通信信号の特徴はその大きな帯
域幅Ｗである。この帯域幅Ｗは情報速度Ｒ（ビット／
秒）よりも遥かに大きい。
【００１５】従って、スペクトル拡散信号に関する帯域
幅拡張係数Ｌ＝Ｗ／Ｒは１よりも遥かに大きい。これら
の信号に固有の大冗長性は、無線及び衛星チャネルによ
るデジタル情報の伝送において遭遇する過酷なレベルの
干渉を克服しなければならない。更に、信号の疑似ラン
ダム構造は、この信号をランダムノイズと同様に出現さ
せ、本発明のスペクトル拡散受信機以外の受信機では復
調させることが困難である。
【００１６】ダイレクトシーケンススペクトル拡散（Ｄ
Ｓ−ＳＳ）変調は一般的に周知である。ＤＳ−ＳＳで
は、搬送波はデータストリームによる変調の前に、先ず
疑似ランダム波形（別名、疑似ノイズ（ＰＮ）波形とも
呼ばれる）により変調される。ＰＮ波形は一連のビット
（チップと呼ばれる）からなる。各継続時間はＴc＜Ｔb
（ここで、Ｔcは或るチップの周期であり、Ｔbは或る記
号またはボーの周期である）である。通常、１ビット周
期は数百チップ以下を包含する。伝送されるダイレクト
シーケンススペクトル拡散信号ｓ（ｔ）は下記の数式１
により記載することができる。
【００１７】
【数１】
【００１８】記号周期がＴb秒の場合、ｄkは｛ｅj2π
m/M｝の値をとる（ここで、０≦ｍ≦Ｍ−１（Ｍに関す
るＰＳＫの場合）である）。ω0は搬送波周波数を示
し、Ｅsは信号エネルギであり、ｃkは±１−評価Ｌチッ
プ長拡散（ＰＮ）コード（但し、チップ時間Ｔc＝Ｔb／
Ｌ秒である）である。従って、元のデータスペクトルは
Ｌ分の１だけ周波数が拡散され、スペクトル拡散信号を
生じる。ＰＮコードによる伝送データの多重化方法は一
般的に、信号拡散と呼ばれる。ｐ1（ｔ）及びｐ2（ｔ）
波形は矩形パルス波形及びチップパルス状波形である。
【００１９】信号はフェージングマルチパスチャネルを
通過する。フェージングマルチパスチャネルは例えば、
ツーリン(Turin)による“スペクトル拡散非マルチパス
技術の紹介及びその市内デジタル無線への応用”（Pro
c.IEEE,６８巻，３２８〜３５３頁，１９８０年発行）
などのような多数の公知文献に記載されている。信号ｒ
（ｔ）は本発明のスペクトル拡散受信機により受信され
る複素数アナログ信号である。復調（位相同期ではな
い）後、信号ｒ（ｔ）は下記の数式２により示される。
【００２０】
【数２】
【００２１】（前記式中、Δｆは周波数オフセットであ
り、φはランダム初期位相であり、ｎ（ｔ）はノイズ
と、チャネルにより導入されたその他の全ての干渉の合
計を示し、ξＴcは任意時間基準に対する受信コードオ
フセットである。）ｉthマルチプルパスに対する複素数
フェージング(fading)処理は複素数フェイザー(phaser)
ｈ（ｔ）＝αiｅjθi（式中、αi及びθiは時間と共に
ゆっくりと変化することができる）により特徴付けられ
る。ｉthチャネルの遅延はτiにより特徴付けられる。
【００２２】３．スペクトル拡散受信機の構造と操作 以下、本発明のスペクトル拡散受信機の構造と操作につ
いて詳細に説明する。
【００２３】図１は、本発明の好ましい実施例によるス
ペクトル拡散受信機１０２のブロック図である。受信機
１０２はアナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換器１０４，
ダウン変換器１０６，レイク受信機１０３及びデータ検
出デバイス（別名、スライサとも呼ばれる）１１２を有
する。スライサ１１２は出力信号１５２を発生する。こ
の出力信号１５２はＭＰＳＫ記号／ビットマッパ１１６
に転送される。ＭＰＳＫ記号／ビットマッパ１１６は本
発明の受信機１０２の一部ではない。レイク受信機１０
３は、Ｍ個のレイクフィンガー１０８（別名、レイクア
ームとも呼ばれる），疑似ノイズ（ＰＮ）発生器１２２
及びマルチパスダイバーシティコンバイナ／位相推定器
１１０を有する。
【００２４】受信機１０２は、デジタルフィードバック
ループ１３０も有する。このデジタルフィードバックル
ープ１３０は周波数訂正項を示す信号１５０を発生する
ように動作する。下記で更に詳細に説明するように、周
波数訂正項信号１５０はダウン変換器１０６に転送され
る。デジタルフィードバックループ１３０は周波数オフ
セット推定器１１４、デジタルフィルタ１１８及びデジ
タル数値制御（ＮＣＯ）発振器１２０を有する。
【００２５】図３は受信機１０２の部分の更に詳細なブ
ロック図である。特に、図３はレイクフィンガー１０
８，マルチパスダイバーシティコンバイナ／位相推定器
１１０及びＰＮコード発生器１２２の構造とデータ流れ
特性を示すブロック図である。図３には、スライサ１１
２，周波数オフセット推定器１１４及びＭＰＳＫ記号／
ビットマッパ１１６も図示されている。
【００２６】本発明のスペクトル拡散受信機１０２の動
作を図８を参照しながら説明する。図８は本発明の動作
を示す流れ図７０２である。流れ図７０２はステップ７
０４で始まる。ステップ７０４の制御は即座にステップ
７０６に移行する。
【００２７】ステップ７０６において、アナログ／デジ
タル（Ａ／Ｄ）変換器１０４は複素数アナログ信号１５
４を受信する。Ａ／Ｄ変換器１０４は複素数アナログ信
号１５４を複素数デジタル信号１５６に変換する。ステ
ップ７０６は図４及び図５のステップ４０６に関連して
下記において更に詳細に説明する。
【００２８】受信機１０２で受信された信号の周波数は
元々の伝送信号の周波数からずれている。この周波数オ
フセットは様々な原因により生じる。例えば、周波数オ
フセットは、受信機１０２における基準周波数が送信機
（図示されていない）における周波数と異なる場合に生
じる。また、周波数オフセットは、受信機１０２又は送
信機（図示されていない）が空間中を移動し、それによ
りドップラ周波数オフセットが発生する場合に生じる。
更に、周波数オフセットは受信機１０２の基準周波数発
振器（図示されていない）におけるドリフトによっても
生じる。
【００２９】ステップ７０８において、ダウン変換器１
０６は複素数デジタル信号１５６を受信し、この複素数
デジタル信号１５６を変更し、受信機１０２で受信され
た信号内の周波数オフセットを訂正する。ダウン変換器
（コンバータ）１０６は、デジタルフィードバックルー
プ１３０（下記で説明する）により発生された周波数訂
正項信号１５０を用いて複素数デジタル信号１５６を変
更することにより周波数オフセット訂正を行う。ステッ
プ７０８は、図４及び図５のステップ４０８に関連して
下記において更に詳細に説明する。
【００３０】ローカルＰＮコード発生器１２２は着信コ
ードの位相と同期されなければならない。このような同
期は、未知コード位相を即座に捕捉し、次いで、このコ
ード位相を数分の１のチップ範囲内で追跡するために、
捕捉システム及び追跡システムの両方を必要とする。捕
捉は、マルチパス探索アルゴリズム（下記で説明する）
を用いて行うことが好ましい。マルチパス探索アルゴリ
ズムはレイクフィンガー１０８のうちの一つを用いて実
現することが好ましい。レイクフィンガー３０９を用い
ることが好ましい。レイクフィンガー３０９は以下、捕
捉レイクフィンガー３０９と呼ぶ。
【００３１】従って、ステップ７１０において、受信器
１０２は捕捉モード又は追跡モードの何れを入力するか
決定する。同期及び全ての事後操作は大きな周波数オフ
セットの存在で著しく悪くなる。従って、ステップ７１
０を実行する前に、受信機１０２はステップ７０８を実
行する。ステップ７０８において、ダウン変換器１０６
は受信信号（前記で説明したような信号）中の全ての存
在しうる周波数オフセットを補正する。ステップ７１０
は、図４及び図５のステップ４１２に関連して下記にお
いて更に詳細に説明する。
【００３２】ステップ７１０において、受信機１０２が
捕捉モードの入力を決定すると、その後ステップ７１２
が実行される。ステップ７１２において、ＰＮコード発
生器１２２と共に捕捉レイクフィンガー３０９は、受信
信号のＭ個の最強メイン及びマルチパスリターンを探索
することにより、受信信号のコード位相を探索する。ス
テップ７１０を実行するために、相関操作を使用するこ
とが好ましい。
【００３３】更に詳細には、ステップ７１０において、
受信機１０２は受信信号のＭ個の最強メイン及びマルチ
パスリターンを推定する。これは、受信信号を或る期間
中（好ましくはＷチップ期間の継続時間中）観察し、そ
して、信号強度に基づいてＭ個の信号経路を選択するこ
とを含む。この推定手順の結果は、実際のマルチパス遅
延τi及びこれらの相対重みαi（ここでｉ＝１，
２，．．．Ｍである）の受信機の推定値に対応する順序
付対＾τi及び＾αiのリストである。その後、受信機１
０２はこれらの＾τを使用し、Ｍ個のコード発生器を駆
動するために推定する。Ｍ個のコード発生器はレイクフ
ィンガー１０８を供給し、これにより集合体受信信号を
Ｍ回デスプレッディング(despreading)する。各レイク
デスプレッディングアーム（又はフィンガー）は別々の
コード位相に対応する。ステップ７１２は、図４及び図
５のステップ４１４−４１８に関連して下記において更
に詳細に説明する。
【００３４】ステップ７１０において、受信機１０２が
追跡モードの入力を決定する場合、ステップ７１４から
始まる一連のステップが実行される。これらのステップ
は、ステップ７１２が実行された後でも実行される。
【００３５】コード追跡はステップ７１４で行われる。
特に、ステップ７１４において、レイクフィンガー１０
８は閉ループ操作により最適な可能波形同期を連続的に
維持する。特に、各Ｍ個のレイクフィンガー１０８は数
分の１のチップ範囲内で各コードを追跡する。ステップ
７１４は、図４及び図５のステップ４２０に関連して下
記において更に詳細に説明する。
【００３６】ステップ７１６及び７１８において、受信
機１０２は、スライサ１１２が記号決定を行うことがで
きるように、受信信号を変更する。受信機１０２は最尤
技法を用いる方法で受信信号を変更することが好まし
い。特に、ステップ７１６において、コンバイナ／位相
推定器１１０は、搬送波位相推定値及び極大比率結合重
み係数推定値を推定するために、最尤技法を使用する。
ステップ７１８において、コンバイナ／位相推定器１１
０は、スライサ１１２が記号決定を行うことができるよ
うに受信信号を変更するために、搬送波位相推定値及び
重み係数推定値を使用する。ステップ７１６及び７１８
は、図４及び図５のステップ４２６及び４２８に関連し
て下記において更に詳細に説明する。
【００３７】ステップ７２０において、スライサ１１２
はコンバイナ／位相推定器１１０により発生された信号
を処理し、記号決定を行う。ステップ７２０は、図４及
び図５のステップ４３０及び４３８に関連して下記にお
いて更に詳細に説明する。
【００３８】ステップ７２２において、周波数オフセッ
ト推定器１１４は最尤技法を使用し、コンバイナ／位相
推定器１１０により発生された信号を用いて搬送波周波
数オフセット推定値を生成する。この搬送波周波数オフ
セット推定値はデジタルフィルタ１１８及びＮＣＯ１２
０により処理され、そして、ダウン変換器１０６に転送
される。ダウン変換器１０６はこの処理された搬送波周
波数オフセット推定値（別名、周波数訂正項信号１５０
とも呼ばれる）を使用し、受信信号の周波数オフセット
を訂正する（これについては前記のステップ７０８で説
明した）。ステップ７２２は、図４及び図５のステップ
４３２−４３６に関連して下記において更に詳細に説明
する。
【００３９】本発明のスペクトル拡散受信機１０２の動
作について、図４及び図５を参照しながら更に詳細に説
明する。図４及び図５は集合的に、本発明のスペクトル
拡散受信機１０２の動作を説明する流れ図４０２を例証
する。
【００４０】流れ図４０２はステップ４０４で開始さ
れ、制御は即座にステップ４０６に移行する。
【００４１】ステップ４０６において、アナログ／デジ
タル（Ａ／Ｄ）変換器１０４は複素数アナログ信号１５
４（前記で説明した）を受信する。複素数信号は同相及
び直交成分として、あるいは振幅及び／又は位相成分と
してデジタル領域で示すことができる。特定の機能を実
行しながらこれら成分間で変換することが有用でること
を証明する。（ビテルビ(Viterbi)らの“ＰＳＫ変調搬
送波位相の非線形推定とバーストデジタル伝送への応
用”，IEEE Trans. on Info. Theory, ５４３〜５５１
頁（１９８３年）参照）説明の便宜上、ここで述べる複
素数信号は、特に断らない限り、Ｉ／Ｑ（同相／直交）
信号表示を使用するものと見做す。
【００４２】Ａ／Ｄ変換器１０４は複素数アナログ信号
１５４を複素数デジタル信号１５６に変換する。特に、
Ａ／Ｄ変換器１０４は、好ましくは数倍のチップ速度で
Ｉ／Ｑ信号１５４を過剰サンプリングする。ナイキスト
理論によれば、アナログスペクトル拡散信号１５４をデ
ジタル領域に正確に導入するのに必要な最小サンプリン
グ速度は２／Ｔc（すなわち、チップ周期当たり２サン
プル）である。
【００４３】Ａ／Ｄ変換器１０４により発生され、か
つ、（ダウン変換器１０６により処理された後）最後に
レイクフィンガー１０８により受信される、複素数デジ
タル信号１５６は下記の数式３により表すことができ
る。
【００４４】
【数３】
【００４５】好ましくは、記号決定は記号速度Ｔｂとし
て、レイクフィンガー１０８の出力について決定する。
Ａ／Ｄ変換器１０４からレイクフィンガー１０８の出力
まで、サンプル速度は好ましくは、Ｍ／Ｔcである。し
かし、レイクフィンガー１０８以後のサンプル速度は１
／Ｔb（記号速度）であることが好ましい。
【００４６】ステップ４０８において、ダウン変換器１
０６は複素数デジタル信号１５６を受信する。ダウン変
換器１０６は複素数デジタル信号１５６の周波数を自動
的に制御することができる。換言すれば、ダウン変換器
１０６は周波数オフセット訂正を行う。好ましくは、ダ
ウン変換器１０６は、デジタルフィードバックループ１
３０（下記で説明する）により発生された周波数訂正項
信号１５０を用いて複素数デジタル信号１５６を変更す
ることにより周波数オフセット訂正を行う。好ましく
は、ダウン変換器１０６は、周波数オフセット訂正を行
うために、複素数デジタル信号１５６を複素数乗算す
る。
【００４７】ステップ４１０において、ダウン変換器１
０６からの出力信号は各レイクフィンガー１０８に転送
される。図３に示されるように、各レイクフィンガー１
０８は乗算器３１２と積分器３０６からなる。これらの
組合せは相関器とも呼ばれる。
【００４８】レイク通信システム及び構成部品は一般的
に周知であり、ツーリンの前掲書の“スペクトル拡散非
マルチパス技術の紹介及びその市内デジタル無線への応
用”と題する論文など多数の公知文献に開示されてい
る。本発明のレイク受信機１０３は常用のレイク受信機
と同様なものであるが、本発明のレイク受信機１０３は
フィードフォーワード及びフィードバック推定器１１４
及び３１０と共に動作する。また、レイク受信機１０３
は全てデジタル部品で構成することが好ましい。前記の
ように、乗算器３１４と相関器３０８からなる、レイク
受信機１０３のうちの一つのフィンガー３０９はコード
同期操作用に使用される。特に、この捕捉レイクフィン
ガー３０９はマルチパス探索及び捕捉操作を行う。レイ
クフィンガー１０３の動作はステップ４１２を先に検討
してから、下記で詳細に説明する。
【００４９】ステップ４１２は、ダウン変換器１０６か
らの出力信号がステップ４１０でレイクフィンガー１０
８に転送された後に行われる。ステップ４１２におい
て、同期モードが入力される。本発明の好ましい実施例
によれば、同期処理はコード捕捉段階とコード追跡段階
の２段階で行われる。
【００５０】最初に電力が受信機１０２に印加される
と、コントローラは、受信機がコード捕捉段階へ入るべ
きことを決定する。受信されたＰＮシーケンスが、小さ
な相対的タイミングオフセットの範囲内で、ローカルＰ
Ｎシーケンスと同期されると（この同期については下記
で詳細に説明する）、コントローラは、選択されたコー
ド位相に対応するレイクフィンガーがコード追跡段階へ
入るべきことを決定する。この同期がＭ個のフィンガー
まで維持される限り、全受信機１０２はコード追跡段階
に止まる。このような同期が失われると、コントローラ
は、受信機１０２がコード捕捉段階に再度入るべきこと
を決定する。
【００５１】捕捉モード又は追跡モードの何れに入るか
決定するシステム及び方法は周知であり、これらの周知
のシステム及び方法の何れも本発明の受信機１０２と併
用することができる。好ましくは、コントローラは捕捉
モード又は追跡モードの何れに入るか次のように決定す
る。
【００５２】受信機１０２が通電されると、一つの相関
器３０９を探索アルゴリズムと共に併用し、別のマルチ
パスに対応するコード位相を探索する。相関器による閾
値試験出力に基づき、コントローラはレイクフィンガー
を捕捉モード又は追跡モードの何れかにセットする。追
跡モードに設定される場合、平均化処理と共に第２の閾
値試験を使用し、追跡モードのまま止まるか、又は捕捉
モードに戻るか何れか決定する。
【００５３】ステップ４１２において、コントローラ
が、受信機１０２が捕捉モードに入るべきことを決定す
ると、ステップ４１４〜４１８が実行される。捕捉モー
ド中（すなわち、ステップ４１４〜４１８の処理中）、
捕捉レイクフィンガー３０９は、受信ＰＮシーケンス
（すなわち、複素数アナログ信号１５４に元々含まれて
いたＰＮシーケンス）を、ＰＮコード発生器３０２によ
り発生されたローカルＰＮシーケンスと同期させる。受
信ＰＮシーケンスは小さな相対的タイミングオフセット
内、好ましくは、数分の１のコードチップ未満内に、ロ
ーカルＰＮシーケンスと同期される。
【００５４】更に詳細には、捕捉モード中に、捕捉レイ
クフィンガー３０９はＰＮコード発生器１２２と相互作
用し、Ｍ個の最強パスを推定する。これは、所定期間
（好ましくは、継続期間中のＷチップ期間）中、（Ａ／
Ｄ変換器１０４及びダウン変換器１０６により処理され
るような）受信信号ｒ（ｔ）１５４の観察と、信号強度
に基づくＭ個の信号パスの選択を含む。推定処理の結果
は、実際のマルチパス遅延τi及びこれらの相対重みαi
（ここでｉ＝１，２，．．．Ｍである）の捕捉レイクフ
ィンガー３０９の推定値に対応する順序付対（＾τi，
＾αi）のリストである。この処理中、捕捉レイクフィ
ンガー３０９はマルチパス探索モード及び停止(freeze)
モードで動作する。
【００５５】次に、ステップ４１４〜４１８について詳
細に説明する。
【００５６】ステップ４１４において、コントローラ
（図示されていない）はマルチパス探索アルゴリズム
（下記で説明する）を使用し、Ｍ個のコード位相オフセ
ットを発生する。これらのＭ個のオフセットはＭＰＮコ
ード発生器３０２に入力される。特に、ステップ４１４
中は、捕捉レイクフィンガー３０９はマルチパス探索モ
ードで動作する。マルチパス探索モード中は、レイクフ
ィンガー３０９に付属されるＰＮコード発生器３０２は
基準位相τ0（すなわち、主受信パスに対応するコード
位相）を選択し、コード位相τ0＋ｋΔτを試験する。
ｋは１，２，．．．ＷＴc／Δτに亙って変化する。
【００５７】従って、Ｗチップ期間の試験の継続期間ま
での遅延ウィンドウがカバーされる。試験された各遅延
値について、捕捉レイクフィンガー３０９は数チップ期
間にわたってこの位相に止まる。捕捉レイクフィンガー
３０９により発生された値は最初に閾値と比較され、そ
の後、Ｍ個の最大信号を発生した遅延と比較される。Ｍ
個の最大遅延＾τiは図示されていないランダムアクセ
スメモリ（ＲＡＭ）に記憶される。これはｋの全てのＷ
Ｔc／Δτ値について続けられる。ステップ４１６及び
４１８はｋの可能な値の始めから終わりまでのステップ
に関する。
【００５８】ステップ４１６において、マルチパス探索
論理／ＰＮ発生器３０４，３０２は異なるオフセットを
有するコードを発生し、その後、このコードを使用し、
捕捉レイクフィンガー３０９の出力からの強力な信号リ
ターンを探索する。可能性のあるコード位相位置を試験
するために、正確なＤＴc秒が必要である。Ｄは所定
の、処理系依存性の整数値である。ＤＴc秒の最後の時
点で、捕捉レイクフィンガー３０９内の結果はレジスタ
６０８（図７参照）にダンプされる。この時点で、受信
信号のＤＴc秒は受信機１０２に対して喪失される。
【００５９】試験される遅延＾τiの次の値は信号の次
のＤＴｃ秒を使用する。＾τiのどの値が試験されるか
は探索戦略（前記に説明した）により左右される。好ま
しくは、マイクロコード化されたものである。ステップ
４１６を実行するのに必要な唯一の信号処理装置は捕捉
レイクフィンガー３０９であり、探索戦略を実行するた
めに若干の付属制御論理を伴う。最強の相関を発生した
Ｍ個の遅延＾τiだけがＲＡＭに記憶される。ステップ
４１６の結果として、各レイクアームに関するＰＮコー
ド発生器３０２は適正なコード位相と共にローカルコー
ドを発生するのに必要なコードタイミング情報を有す
る。このため、Ｍ個の分岐処理及びマルチパス結合を行
うことができる。
【００６０】ステップ４１８において、Ｍ個の最大マル
チパス遅延が選択され、そして、Ｍ個のコード発生器３
０２はこの時点で停止される（すなわち、停止モードに
置かれる）。停止モードでは、探索回路は電力を節約す
るために閉鎖される。特に、ステップ４１８中に、ステ
ップ４１６からの遅延＾τiを使用してＭ個のコード発
生器３０２を駆動し、ローカルＰＮコードシーケンスを
発生する。これらのローカルＰＮコードシーケンスはレ
イクフィンガー１０８に入力される。これにより、集合
体受信信号をＭ回デスプレッディングする。各レイクデ
スプレッディングフィンガー１０８は別のマルチパス遅
延に対応する。
【００６１】ステップ４１２において、受信機４２０が
追跡モードに入るべきことをコントローラが決定する場
合、ステップ４２０から始まる一連のステップが行われ
る。ステップ４１８が行われた後でも、これらのステッ
プは実行される。
【００６２】コード追跡はステップ４２０において行わ
れる。特に、ステップ４２０において、レイクフィンガ
ー１０８は閉ループ操作により最適可能性波形同期を継
続的に維持する。特に、各Ｍ個のレイクフィンガー１０
８は数分の１のチップ内に各コードを追跡する。
【００６３】本発明のステップ４２０を実行するため
に、周知の任意のコード追跡システム及び／又は方法を
使用できる。しかし、好ましくは、ステップ４２０にお
けるコード追跡は非コヒーレントピーク検出器５０２と
追跡回路を併用して行う。追跡回路は各レイクフィンガ
ー１０８内の閾値検出器３０７からなる。
【００６４】図６はピーク検出器５０２のブロック図で
ある。ピーク検出器５０２は非コヒーレントＩ／Ｑ相関
器５２２を含む。このＩ／Ｑ相関器５２２は３個の入力
端を有する。Ｉ／Ｑ相関器５２２は捕捉レイクフィンガ
ー３０９に結合された乗算器３１４／積分器３０８を示
す。ローカルコード信号はコード発生器３０２により発
生され、厳密にＴc／２のうちに局所的に発生された受
信コードのレプリカを示す。ローカルコードはＴｃ間隔
で離隔された１−ビットサンプルを有する。
【００６５】ＲＸ＿ＳＩＧ信号は受信信号を示す。この
信号はＩ／Ｔc間隔で離隔された２個のＢ−ビットサン
プル（Ｉ，Ｑ）としてＲＡＭ（図示されていない）に記
憶される。ＩＮＴ＿ＤＵＭＰ信号は２進波形であり、集
積操作を開始する時点及び結果（ラッチ）をレジスタ
（図示されていない）にダンプする時点に関するタイミ
ング情報を供給する。
【００６６】ピーク検出器５０２の出力は統計的なＳｉ
2＋Ｓｑ2であり、これは同相及び直交相関器出力の２乗
値の合計である。追跡モードにおいて、レイク受信機１
０３は、非コヒーレントピーク検出器５０２からのピー
クに対応する受信信号のＭ個の可能性分数−Ｔc位相の
うちの一つを選取する。このピークは全ての記号周期に
出現する。
【００６７】追跡回路が相関器出力ピークに対してロッ
クされる場合、ウインドウは検出器５０２により使用さ
れ、決定サンプルが選択され、そして、必要ならば、コ
ードシーケンス発生器クロック（図示されていない）に
対して微小なトラッキング訂正を行うためにコードシー
ケンスタイミングを導出する。ウインドウ内で、適応閾
値コントロールを用いて閾値検出器３０７により閾値試
験が行われる。閾値試験の結果は、別のタイミング位相
を選択するか、又はタイミング位相を変化させないまま
保持するために使用される。
【００６８】非コヒーレントピーク検出器を使用する追
跡回路はサブラマニアン(Subramanian)の“スペクトル
拡散受信機用の同期システム”（１９９１年に米国バー
クレイに所在のカリフォルニア大学ＥＥＣＳ学部に提出
された理学博士論文）に詳細に開示されている。
【００６９】図４及び図５を再び参照する。ステップ４
２２において、レイクフィンガー１０８からの出力信号
は記号速度離隔サンプルに対してサンプラー３５０によ
り分割される（すなわち、サンプリング速度が変更され
る）。
【００７０】ステップ４２４において、サンプラー３５
０からの出力信号は最尤（ＭＬ）位相及び重み係数推定
器３１０に転送される。サンプラー３５０からの出力信
号は乗算器３１６へも転送される。
【００７１】ステップ４２６において、ＭＬ位相推定器
３１０は各々、Ｍ個のレイクフィンガー１０８のうちの
一つについて搬送波位相と重み係数を生成する。ステッ
プ４２６中において、本発明の受信機１０２は各デスプ
レッド(despread)レイクフィンガー１０８を計量し、コ
ヒーレント的に結合する。コヒーレント的に結合するた
めに、受信機１０２は、ｉthマルチプルパス内のθi受
信信号の位相を推定し、搬送波位相を示す＾θiを生成
する。信号を計量するために、最大比率結合ルールが使
用される。各レイクチャネルアーム１０８（又はフィン
ガー）はこのチャネル内の利得αiに応じて計量され
る。ここで、チャネルｉは＾αiにより計量される。
【００７２】ステップ４２６における受信機１０２の動
作を以下詳細に説明する。
【００７３】信号をコヒーレント的に受信するために、
搬送波位相は、結合前に各レイクフィンガー１０８につ
いて推定されなければならない。位相ベクトル，バーθ
＝（θ1，θ2，．．．θL）及び減衰ベクトル、バーα
＝（α1，α2，．．．αL）を検討する。最適受信機は
条件付き確率密度関数（ｐ（バーｒ｜ａk，バーα，バ
ーθ，Δｆ）を最大化する。この条件付き確率密度関数
（ｐ（バーｒ｜ａk，バーα，バーθ，Δｆ）は観察間
隔中の、特定の観察バーｒ＝（ｒ1（ｔ），ｒ
2（ｔ），．．．，ｒL（ｔ））に関する最尤関数である
（プロアキスの前掲書の“デジタル通信”参照）。観察
間隔中の受信信号のＮ観察（すなわちＮサンプル）を検
討する。本発明は、幾つかの記号周期にまたがる観察間
隔中、チャネルは時間不変性であり、位相ベクトルθi
の成分は相互に独立しているものと仮定する。
【００７４】これらの仮定の下で、各ＭＬ位相推定器３
１０は、Ｌ（バー＾θ）＝ｍａｘ｛Ｌ（バー＾θ）｝
（ここで、前記式中の（バー＾θ）は獲得することがで
きる全ての可能値（バーθ）の集合を示す）を解くこと
により（バーθ）の（バー＾θ）を得る。
【００７５】これは、時間ｋにおけるｃｏｓ（）及びｓ
ｉｎ（）について次の数式４及び数式５で示されるよう
な解を与える。
【００７６】
【数４】 及び
【数５】
【００７７】定数Ａは、推定値がｃｏｓ（＾θi）及び
ｓｉｎ（＾θi）に比例することを示す。
【００７８】ステップ４３０におけるスライサ１１２に
より行われる判断指向スキームを使用し、ｄ（ｋ）に関
する値を得る。これにより、時間ｋにおける推定値は先
行のＮ記号に基づくことができる。これは、下記の数式
６を読み出すために及び同様に虚数項について、前記の
合計の引数を変更する。
【００７９】
【数６】
【００８０】ここで、前記数式６において＾ｄ（ｋ−
ｍ）はｍ記号前のスライサ１１２の出力を示す。
【００８１】従って、各位相推定器３１０は時間ｋにお
ける数式７の搬送波位相訂正項ｖi（ｋ）の推定値を発
生する。
【００８２】
【数７】
【００８３】ステップ４２８において、ＭＬ訂正サンプ
ルは計量のために、乗算器３１６のような極大比率コン
バイナーに入力される。すなわち、受信拡散信号に適用
される位相訂正及び計量は、下記の数式８に従って乗算
器３１６を用いて信号ｒi（ｋ）と信号ｖi *（ｋ）を複
素数乗算することにより行われる複素数プレーンの回転
を必要とする。
【００８４】
【数８】
【００８５】信号ｙi（ｋ）は乗算器の出力を示す。ま
た、ステップ４２８において、信号ｙi（ｋ）は下記の
数式９で示されるように、極大比率ダイバーシティーコ
ンバイナーのような加算デバイスで加算される。
【００８６】
【数９】
【００８７】次に、ステップ４２８について詳細に説明
する。
【００８８】レイク受信機１０８の根元をなす原理は、
出力統計量の信号対ノイズ（Ｓ／Ｎ）比を最大にするた
めに、結合前のｉthマルチパスの極大比率計量である。
これは、例えば、プロアキスの前掲書の“デジタル通
信”に詳述されている。これを行うために、ｉthレイク
分岐はパスαiの強度に応じて計量されなければならな
い。複素数ベクトルが生成される場合、本発明の位相推
定器３１０は各々、桁移動子としてαiを与える。（ス
ライサ１１２から位相推定器３１０までのフィードバッ
クラインで示されるように）位相推定器３１０の計算は
決定指向スタイルで行われるので、このαiの値は、ス
ライサ１１２による決定＾ｄ（ｋ）に誤りがない限りに
おいてのみ正確である。
【００８９】従って、ステップ４２８において、ｉthレ
イクアーム１０８は回転されるだけでなく、その強度に
応じて計量もされる。これは正に最大比率結合に必要な
ものである。本発明のＭＬ位相推定器３１０は各レイク
アーム１０８について結合係数を生成する。従って、チ
ャネル利得推定器としても機能する。これは平面（すな
わち、Ｉ／Ｑ）技法を使用するためにのみ可能であっ
た。
【００９０】ステップ４３０において、加算器３１８の
出力はスライサ１１２のような決定デバイスに入力され
る。加算器３１８のこの出力は、Ａ／Ｄ変換器１０４，
ダウン変換器１０６，レイクフィンガー１０８及びコン
バイナ／位相推定器１１０（前記に説明した通りのもの
である）により処理されるような、送信機（図示されて
いない）から送信され、受信機１０２により受信される
信号を示す。送信機から受信機１０２に送信される信号
はノイズにより或る程度まで悪化される。従って、受信
信号は送信機により送信された信号の悪化表示である。
【００９１】ステップ４３８において、スライサ１１２
は加算器３１８から受信した信号を処理し、記号決定を
行う。前記のように、受信信号は送信機により送信され
た信号の悪化表示である。ステップ４３８において、ス
ライサ１１２は基本的に、受信信号の記号内容に関する
推定を行う。スライサの構造及び動作は周知であり、任
意の周知のスライサを本発明の受信機１０２で使用でき
る。ステップ４３８を行った後、制御はステップ４０６
に戻る。
【００９２】ステップ４３２で始まる一連のステップは
ステップ４３０を実行した後からも処理される。（これ
らのステップはステップ４３８の処理と同時に処理され
ることが好ましい。）これらのステップにおいて、受信
機１０２は受信信号における全ての起こり得る周波数オ
フセットを補償する。周波数オフセットはＭ個の分岐信
号分割の前に“導入”されるので、全ての周波数オフセ
ットは各レイクアーム１０８において等しくそれ自体を
明示する。
【００９３】従って、受信機１０２は全ての周波数オフ
セットΔｆを推定し、周波数追跡システムにより、緩慢
に変化する周波数ドリフトを追跡しなければならない。
ステップ４３２において、受信機１０２は周波数オフセ
ットΔｆを推定する。ステップ４３４及び４３６におい
て、受信機１０２は推定周波数オフセットを処理し、こ
れらの処理推定周波数オフセットをダウン変換器１０６
へ転送する。前記のように、ステップ４０８においてダ
ウン変換器は受信信号の周波数オフセットを補償するた
めに、処理された推定周波数オフセットを使用する。次
に、ステップ４３２〜４３６を詳細に説明する。
【００９４】ステップ４３２において、スライサ１１２
の出力を受信するＭＬ周波数オフセット推定器１１４は
周波数オフセットエラー推定値を生成する。このステッ
プ４３２について下記で詳細に説明する。
【００９５】周波数オフセット推定器１１４は最尤（Ｍ
Ｌ）推定値を決定し、その後、最尤推定器を用いことに
より動作し、周波数オフセットを訂正することが好まし
い。ＭＬ推定値＾Δｆは下記の数式１０を解くことによ
り得られる。
【００９６】
【数１０】
【００９７】前記数式１０において、バーΔｆはΔｆが
とることができる全ての可能値の集合を示す。
【００９８】本発明ではΔｆＴs≪１と仮定する。
（１）充分に大きなＳ／Ｎ比の信号が必要であり、また
（２）周波数オフセットΔｆの効果が全てのアームで同
一なので、極大比率結合レイク出力信号について観察が
行われる。ＮＦサンプルが推定観察周期内に観察され
る。
【００９９】対数最尤の導関数をとり、位相推定器３１
０について述べた様式と同じ様式で処理すると、推定値
＾Δｆは下記の数式１１により与えられる。
【０１００】
【数１１】
【０１０１】前記数式１１は下記の数式１２のように記
載することができる。
【０１０２】
【数１２】
【０１０３】この計算はアキュムレータを必要とする。
【０１０４】この結果は下記の数式１３のように記載す
ることもできる。
【０１０５】
【数１３】
【０１０６】この数式１３ではアキュムレータ，割算及
びアークタンジェント処理と、これに続く別の割算を含
む。アークタンジェント０に関する可能な領域は−∞〜
∞の範囲に及び、その範囲は（−π／２，π／２）に限
定されるので、高精度がΔｆＴs≪１の範囲に限定され
れば、アークタンジェントに関するテーブル検索は実行
可能であろう。これは、周波数オフセット推定器１１４
が正確な推定値を生成する或る範囲の周波数オフセット
を意味する。
【０１０７】前記のように、ステップ４３４及び４３６
において、受信機１０２は推定周波数オフセットを処理
し、これら処理された推定周波数オフセットをダウン変
換器１０６へ転送する。次に、ステップ４３４及び４３
６について詳細に説明する。
【０１０８】ステップ４３４において、周波数エラー推
定を示す信号はデジタルフィルタ１１８に転送される。
デジタルフィルタ１１８を使用し、ノイズにより過度に
悪化されていない推定値を供給するために、周波数エラ
ー信号をローパスフィルタで濾波する。
【０１０９】ステップ４３６において、濾波された周波
数エラー推定値を示す信号はデジタルフィルタ１１８か
らＮＣＯ１２０へ転送される。ＮＣＯ１２０は濾波され
た周波数エラー推定値を使用し、周波数訂正項を生成す
る。ＮＣＯ１２０はフィルタ１１８の出力から周波数制
御ワード(word)を受信する。このワードは下記の数式１
４により記載される。
【０１１０】
【数１４】
【０１１１】前記数式１４において、ｆ（）は処理系依
存数学関数である。ｆ（）の結果はＮＣＯ１２０へ入力
され、ｅ-j2π＾Δf(k)を生成する。ダウン変換器１０
６は一つの入力としてこの信号と、受信入力信号をと
り、そしてこれらを複素数乗算し、訂正された周波数オ
フセットを有する出力信号を生成する。
【０１１２】周波数訂正項を示す信号１５０はダウン変
換器１０６へ転送される。前記のように、ステップ４０
８において、ダウン変換器１０６は、ＮＣＯ１２０によ
り発生された周波数訂正項信号１５０を使用して複素数
デジタル信号１５６を変更することにより周波数オフセ
ット訂正を行う。好ましくは、ダウン変換器１０６は周
波数訂正項を使用して複素数デジタル信号１５６を複素
数乗算し、周波数オフセット訂正を行う。
【０１１３】ステップ４３６を実行した後、制御はステ
ップ４０６に戻る。
【０１１４】４．相関器 前記のように、各レイクフィンガー１０８は、乗算器３
１２，３１４及び積分器３０６，３０８からなる相関器
を有する。これらの相関器について以下詳細に説明す
る。
【０１１５】受信機のローカルコードははチップの１−
ビットシーケンス（＋１及び−１を示す）として記憶さ
れるので、制御信号として機能するローカルコードビッ
トと共に受信Ｂ−ビットＡ／Ｄサンプル（速度Ｍ／Ｔc
における）が累算され、Ａ／Ｄ出力ワードのサインビッ
トをトグルする。これは図７に示されている。図７は、
本発明の好ましい実施例による相関器６０２のブロック
図である。相関器６０２はサイン制御回路６０４（乗算
器３１２，３１４を示す），アキュムレータ６０６（積
分器３０６，３０８を示す）及びレジスタ６０８を含
む。
【０１１６】Ｂ＝１及びＭ＝２を使用し、Ｉ／Ｑ相関器
ブロック（すなわち２個の相関器）についてＧｃゲート
が必要である場合、チップ毎にＭ個のサンプルを使用す
るＢ−ビット幅信号についてＧcＢＭゲートが必要であ
る。これについては、サブラマニアンの前掲書の“スペ
クトル拡散受信機用の同期システム”に詳述されてい
る。
【０１１７】様々な種類のデータ転送速度にまたがるこ
とができるようにするため、ビット−パラレル法を使用
することが好ましい。ビットパラレル構造は入力サンプ
ル速度でクロックすることができる。これにより、高デ
ータ転送速度が可能になる。低転送速度音声のような低
データ転送速度用途の場合、ビットパラレル法を使用す
る必要はない。結局、ビットパラレル構造は受信機が相
関と累算を連続的に実行できるようにし、ハードウエア
構成が若干複雑な場合、乗算器はＷ（ここで、Ｗは処理
利得である）倍速くクロックされなければならない。こ
れは電力消費量を増大させる。この正確な増加量はデー
タ転送速度，チッピング速度及び受信機の各セクション
のシステムクロック速度により左右される。
【０１１８】必要な乗算器クロック速度を低下するため
に、また、これにより電力消費量を低下するために、平
行な２個以上の乗算器ユニットを使用することができ
る。この構成は、必要な乗算器クロック速度を低下させ
るが、ゲートカウントを劇的に増大させる。
【０１１９】５．最尤推定器の実現 前記の説明から、位相推定器３１０，コンバイナ３１８
及び周波数オフセット推定器１１４により実行される計
算は主に下記の数式１５又は数式１６の形のものであ
る。
【０１２０】
【数１５】
【０１２１】
【数１６】
【０１２２】ある場合には、計算はデスプレッドｉthア
ームレイク出力ｒi（ｋ）を使用する。全ての場合にお
いて、計算構造は明白である。すなわち、計算は複素数
乗算及びアキュムレイターを含む。
【０１２３】２個の複素数ｇr＋ｊｇi及びｔr＋ｊｔiが
与えられたとすると、２個の複素数の積の実数部分は次
の通りである。 Ｒｅ（ｇｔ）＝ｇrｔr−ｇiｔi また、虚数部分は次の式により示される。 Ｉｍ（ｇｔ）＝ｇrｔi＋ｇiｔr
【０１２４】位相及び重み係数推定器３１０及び周波数
オフセット推定器１１４は積の前記実数又は虚数部分の
Ｎ累算を必要とする。これらは本発明の受信機１０２に
おける計算の大部分を構成する。
【０１２５】図２は、本発明の位相推定器３１０及び周
波数オフセット推定器１１４を実現するのに使用される
好ましい計算ユニット２０２のブロック図である。計算
ユニット２０２は拡散スペクトル受信機で必要な非常に
効率的な計算実行を見込む。推定器３１０，１１４及び
コンバイナ３１８により行われる計算は本質的に規則的
なので、単一の計算ユニット２０２を使用してこれらの
計算を行うことができる。
【０１２６】受信機１０２内の任意の点における複素数
サンプルを処理し、計算ユニット２０２を使用すること
による前記のアルゴリズムにより特定されるような位
相，周波数又はＭＬ分岐重みを生成することができる。
【０１２７】複素数サンプルはＩ／Ｑ対として、ＲＡＭ
記憶場所２０４，２１０に記憶される。マルチプレクサ
２０６、２１２は特定の計測的な瞬間に対応してＩ又は
Ｑサンプルを選択し、そしてサンプルを乗算器２１６
（レジスタ２０８，２１４経由）に供給し、続いて累算
器又は加算器２２２（ラッチ２１８経由）に供給する。
最初の計算サイクルでは、乗算器２１６は２個の実数成
分，２個の虚数成分又はクロス積成分の積の何れかを計
算する。次の計算サイクルでは、計算が完了され、複素
数積の結果Ｒｅ（）又はＩｍ（）を生成する。
【０１２８】最後に、マルチプレクサ２２４及びシフタ
２２０（カウントを保持する）を含むループカウンタを
使用し、累算器２２２は例えば、下記の数式１７を計算
する。
【０１２９】
【数１７】
【０１３０】この計算結果は、アークタンジェント検索
テーブルに対する記入項目を生成するために、累算Ｊサ
ンプルを生じる。
【０１３１】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
標準的なデジタル信号処理技術を使用できるスペクトル
拡散受信機が得られる。特に、本発明によれば包括的な
汎用スペクトル拡散デジタル信号プロセッサが得られ
る。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の好ましい実施例によるスペクトル拡散
受信機の構造を示すブロック図である。
【図２】本発明の好ましい計算ユニットの構造を示すブ
ロック図である。
【図３】図１のスペクトル拡散受信機の一部分の構造を
詳細に示すブロック図である。
【図４】本発明のスペクトル拡散受信機の好ましい詳細
な動作を説明する下記の図５と一体的に構成される流れ
図である。
【図５】本発明のスペクトル拡散受信機の好ましい詳細
な動作を説明する前記の図４と一体的に構成される流れ
図である。
【図６】本発明の好ましい実施例による非コヒーレント
ピーク検出器の構造を示すブロック図である。
【図７】本発明の好ましい実施例による相関器の構造を
示すブロック図である。
【図８】本発明のスペクトル拡散受信機の好ましい一般
的動作を説明する流れ図である。
【符号の説明】
１０２ スペクトル拡散受信機 １０３ レイク受信機 １０４ Ａ／Ｄ変換器 １０６ ダウン変換器 １０８ レイクフィンガ １１０ コンバイナ／位相推定器 １１２ データ検出器（スライサ） １１４ 周波数オフセット推定器 １１６ ＭＰＳＫ記号ビットマッパ １１８ デジタルフィルタ １２０ 数値制御発振器 １２２ 疑似ノイズ（ＰＮ）コード発生器 １３０ デジタルフィードバックループ ２０２ 計算ユニット ２０４，２１０ ＲＡＭ記憶場所 ２０６，２１２ マルチプレクサ ２０８，２１４ レジスタ ２１６ Ｎ-ビット乗算器 ２１８ ラッチ ２２０ シフタ ２２２ 加算機 ２２４ マルチプレクサ ３０９ 捕捉レイクフィンガ

Claims (10)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 アナログスペクトル拡散信号を受信し、
    前記受信アナログ信号をデジタル信号に変換するアナロ
    グ／デジタル変換器（１０４）と，前記受信アナログ信
    号は変動信号強度の複数のメイン及びマルチパスリター
    ン信号を有する，周波数訂正項信号（１５０）に応じて
    前記デジタル信号を変更し、それにより前記受信アナロ
    グ信号内の周波数オフセットを訂正する、前記アナログ
    ／デジタル変換器に結合された、周波数オフセット訂正
    デバイス（１０６）と，前記変更デジタル信号を受信
    し、かつ、最強の信号強度を有するＭ個の前記メイン及
    びマルチパスリターン信号を識別するために前記変更デ
    ジタル信号を探索する探索手段（１０３）と，所定の最
    尤技術により前記識別メイン及びマルチパスリターン信
    号を処理し、これにより前記周波数訂正項信号を発生す
    る、前記探索手段及び前記周波数オフセット訂正デバイ
    スに結合された、処理手段（１２０，１１８，１１４）
    とからなるスペクトル拡散受信機。
  2. 【請求項２】 前記探索手段は、複数の相関器からな
    り、各相関器は前記受信アナログ信号の前記メイン及び
    マルチパスリターン信号のうちの或る信号に関する信号
    強度情報を累算し，前記スペクトル拡散受信機は、複数
    の疑似ノイズ（ＰＮ）コード発生器も包含し、各ＰＮコ
    ード発生器は前記相関器のうちの一つに結合されてい
    る，前記ＰＮコード発生器は、異なるオフセットを有す
    るＰＮコードを発生する手段からなり、前記ＰＮコード
    は前記相関器により累算された値を比較され、それによ
    り、最強の信号強度を有するＭ個の前記メイン及びマル
    チパスリターン信号を識別することからなる請求項１の
    スペクトル拡散受信機。
  3. 【請求項３】 前記処理手段は、所定の最尤技術により
    前記識別メイン及びマルチパスリターン信号を処理し、
    それにより前記識別メイン及びマルチパスリターン信号
    に関する搬送波位相訂正推定値及び重み係数を発生す
    る、前記探索手段に結合された、複数の位相推定器から
    なる請求項１のスペクトル拡散受信機。
  4. 【請求項４】 前記処理手段は、前記識別メイン及びマ
    ルチパスリターン信号を前記搬送波位相訂正推定値の関
    数として変更することにより前記識別メイン及びマルチ
    パスリターン信号内の各位相オフセットを訂正する、前
    記位相推定器に結合された、複数の位相訂正手段も有す
    る請求項３のスペクトル拡散受信機。
  5. 【請求項５】 前記処理手段は、信号強度に応じて前記
    位相訂正されたメイン及びマルチパスリターン信号を計
    量するために前記重み係数を使用する、前記位相訂正回
    路に結合された、計量手段も有し、 前記処理手段は更に、前記計量されたメイン及びマルチ
    パスリターン信号を結合し、それにより極大比率の結合
    リターン信号を生成する、前記計量手段に結合された極
    大比率ダイバーシティコンバイナも有する請求項４のス
    ペクトル拡散受信機。
  6. 【請求項６】 前記処理手段は、所定の最尤技術により
    前記極大比率結合リターン信号を処理し、それにより前
    記周波数訂正項信号を発生する、前記極大比率ダイバー
    シティコンバイナに結合された、周波数オフセット推定
    器も有する請求項５のスペクトル拡散受信機。
  7. 【請求項７】 前記極大比率結合リターン信号の記号内
    容を推定する、前記極大比率ダイバーシティコンバイナ
    に結合された、スライサを更に有する請求項５のスペク
    トル拡散受信機。
  8. 【請求項８】 （ａ）変動信号強度の複数のメイン及び
    マルチパスリターン信号を有するアナログスペクトル拡
    散信号を受信するステップと，（ｂ）前記受信アナログ
    信号をデジタル信号に変換するステップと，（ｃ）周波
    数訂正項信号に応じて前記デジタル信号を変更し、それ
    により前記受信アナログ信号内の周波数オフセットを訂
    正するステップと，（ｄ）最強の信号強度を有するＭ個
    の前記メイン及びマルチパスリターン信号を識別するた
    めに前記変更デジタル信号を探索するステップと，
    （ｅ）所定の最尤技術により前記被識別メイン及びマル
    チパスリターン信号を処理し、それにより前記周波数訂
    正項信号を発生するステップとからなる、スペクトル拡
    散信号の受信方法。
  9. 【請求項９】 ステップ（ｅ）は、 所定の最尤技術により前記被識別メイン及びマルチパス
    リターン信号を処理し、それにより前記被識別メイン及
    びマルチパスリターン信号に関する搬送波位相訂正推定
    値と重み係数を発生するステップと，前記被識別メイン
    及びマルチパスリターン信号を前記搬送波位相訂正推定
    値の関数として変更することにより、前記被識別メイン
    及びマルチパスリターン信号内の各位相オフセットを訂
    正するステップと，信号強度に応じて前記位相訂正メイ
    ン及びマルチパスリターン信号を計量するために前記重
    み係数を使用するステップと，前記計量されたメイン及
    びマルチパスリターン信号を結合し、それにより極大比
    率結合リターン信号を生成するステップとからなる請求
    項８の方法。
  10. 【請求項１０】 ステップ（ｅ）は、所定の最尤技術に
    より前記極大比率結合リターン信号を処理し、それによ
    り前記周波数訂正項信号を発生するステップを更に有す
    る請求項９の方法。
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