JP2924730B2 - 信号受信方法 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、複素変調入力信
号と、復調信号を判定した判定信号との相互間の計算、
および、判定信号の自己相関の計算を、ＲＬＳアルゴリ
ズムを用いて行う機能を有した受信装置（復調装置）の
信号受信方法に関する。
号と、復調信号を判定した判定信号との相互間の計算、
および、判定信号の自己相関の計算を、ＲＬＳアルゴリ
ズムを用いて行う機能を有した受信装置（復調装置）の
信号受信方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】図５に、通常良く用いられる受信装置の
構成を示す。同図において、１０は復調器、２０は相互
相関器、３０は自己相関器、４０は推定器、５０は判定
器、６０は理論値発生器、７０は切り替え器、８０は受
信レベル演算器、９０は推定誤差演算器である。また、
ｉ（ｎ）は受信信号（複素変調入力信号）、ｏ（ｎ）は
判定信号、θ（ｎ）は相互相関値、φ（ｎ）は自己相関
値、Ｓは受信レベル、Ｉは推定誤差レベルである。
構成を示す。同図において、１０は復調器、２０は相互
相関器、３０は自己相関器、４０は推定器、５０は判定
器、６０は理論値発生器、７０は切り替え器、８０は受
信レベル演算器、９０は推定誤差演算器である。また、
ｉ（ｎ）は受信信号（複素変調入力信号）、ｏ（ｎ）は
判定信号、θ（ｎ）は相互相関値、φ（ｎ）は自己相関
値、Ｓは受信レベル、Ｉは推定誤差レベルである。
【０００３】以下、この装置の動作に関して説明する。
受信信号は推定器４０からの推定信号Ｚ（ｎ）を用い
て、復調器１０において受信信号ｉ（ｎ）と推定信号Ｚ
（ｎ）の共役との乗算を行うことにより復調される。こ
のとき、受信レベルＳは、受信レベル演算器８０におい
て、以下の数１の計算により求められる。
受信信号は推定器４０からの推定信号Ｚ（ｎ）を用い
て、復調器１０において受信信号ｉ（ｎ）と推定信号Ｚ
（ｎ）の共役との乗算を行うことにより復調される。こ
のとき、受信レベルＳは、受信レベル演算器８０におい
て、以下の数１の計算により求められる。
【０００４】
【数１】
【０００５】推定信号Ｚ（ｎ）は、推定誤差ｅ（ｎ）＝
ｉ（ｎ）−Ｚ（ｎ）×ｏ（ｎ）を小さくするように定め
られている。具体的には、まず、以下の数２に示す式に
より、受信信号ｉ（ｎ）と判定信号ｏ（ｎ）の相互相関
の重み付和の計算が、相互相関器２０で行われ、相互相
関値θ（ｎ）が得られる。また、以下の数３に示す式に
より、自己相関器３０により判定信号ｏ（ｎ）の自己相
関の重み付和の計算が、自己相関器３０で行われ、自己
相関値φ（ｎ）が得られる。
ｉ（ｎ）−Ｚ（ｎ）×ｏ（ｎ）を小さくするように定め
られている。具体的には、まず、以下の数２に示す式に
より、受信信号ｉ（ｎ）と判定信号ｏ（ｎ）の相互相関
の重み付和の計算が、相互相関器２０で行われ、相互相
関値θ（ｎ）が得られる。また、以下の数３に示す式に
より、自己相関器３０により判定信号ｏ（ｎ）の自己相
関の重み付和の計算が、自己相関器３０で行われ、自己
相関値φ（ｎ）が得られる。
【０００６】
【数２】
【０００７】
【数３】
【０００８】そして、推定器４０において以下の数４の
計算が行われて、その相互相関値θ（ｎ）と自己相関値
φ（ｎ）により推定値Ｚ（ｎ）が求められる。
計算が行われて、その相互相関値θ（ｎ）と自己相関値
φ（ｎ）により推定値Ｚ（ｎ）が求められる。
【０００９】
【数４】
【００１０】ここで、推定誤差レベルＩを求めるとき
は、これは推定誤差ｅ（ｎ）のノルムであり、まず、推
定誤差演算器９０により、ｅ（ｎ）＝ｉ（ｎ）−Ｚ
（ｎ）×ｏ（ｎ）の計算を行って、推定誤差ｅ（ｎ）を
求める。そして、Ｉ＝Σ｜ｅ（ｌ）｜2 によりその推定
誤差の２乗和を計算することで推定誤差レベルＩが求め
られる。なお、例えば、同期信号など、信号が既知であ
る部分は、理論値発生器６０で発生した理論信号が切り
替え器７０を経て判定信号ｏ（ｎ）となり、そうでない
部分は、復調信号を判定器５０で判定した信号が切り替
え器７０を経て判定信号ｏ（ｎ）となる。
は、これは推定誤差ｅ（ｎ）のノルムであり、まず、推
定誤差演算器９０により、ｅ（ｎ）＝ｉ（ｎ）−Ｚ
（ｎ）×ｏ（ｎ）の計算を行って、推定誤差ｅ（ｎ）を
求める。そして、Ｉ＝Σ｜ｅ（ｌ）｜2 によりその推定
誤差の２乗和を計算することで推定誤差レベルＩが求め
られる。なお、例えば、同期信号など、信号が既知であ
る部分は、理論値発生器６０で発生した理論信号が切り
替え器７０を経て判定信号ｏ（ｎ）となり、そうでない
部分は、復調信号を判定器５０で判定した信号が切り替
え器７０を経て判定信号ｏ（ｎ）となる。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】従来は以上のように構
成されていたので、受信レベルを設定するための処理に
おける計算量が増加してしまい、他の処理を妨げる原因
となるという問題があった。すなわち、従来では、推定
誤差レベルＩを求めるために、推定誤差ｅ（ｎ）の２乗
和を用いるようにしている。推定誤差レベルは、逐次変
化しているものではないので、シンボル周期毎に求める
必要はないにもかかわらず、上述のことにより、従来で
は、１シンボル毎に計算する推定誤差ｅ（ｎ）の値が必
要となっていた。これらの計算には、シンボル周期毎
に、乗算２回の計算量がかかり、推定誤差レベルの計算
には複素数の減算１回，乗算２回の計算量がかかる。そ
して、ＣＤＭＡのＲＡＫＥ受信では、パス毎にその計算
が必要であり、パスが増加するにつれて、計算量が増大
していくことになる。
成されていたので、受信レベルを設定するための処理に
おける計算量が増加してしまい、他の処理を妨げる原因
となるという問題があった。すなわち、従来では、推定
誤差レベルＩを求めるために、推定誤差ｅ（ｎ）の２乗
和を用いるようにしている。推定誤差レベルは、逐次変
化しているものではないので、シンボル周期毎に求める
必要はないにもかかわらず、上述のことにより、従来で
は、１シンボル毎に計算する推定誤差ｅ（ｎ）の値が必
要となっていた。これらの計算には、シンボル周期毎
に、乗算２回の計算量がかかり、推定誤差レベルの計算
には複素数の減算１回，乗算２回の計算量がかかる。そ
して、ＣＤＭＡのＲＡＫＥ受信では、パス毎にその計算
が必要であり、パスが増加するにつれて、計算量が増大
していくことになる。
【００１２】この発明は、以上のような問題点を解消す
るためになされたものであり、より少ない計算数で、信
号を受信できるようにすることを目的とする。
るためになされたものであり、より少ない計算数で、信
号を受信できるようにすることを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】この発明の信号受信方法
は、現在のシンボルにおける複素変調入力信号と判定信
号を用いて入力信号の相互相関値を求め、判定信号を用
いて判定信号の自己相関値を求め、入力信号の相互相関
値と判定信号の自己相関値とを用いてフェージング状態
を推定してフェージングベクトルを求め、現在のシンボ
ルにおける複素変調入力信号を用いて入力信号の自己相
関値を求め、入力信号の相互相関値，自己相関値，およ
び，フェージングベクトルを用いて推定誤差レベルを求
めることを特徴とする。このため、推定誤差レベルは、
シンボル毎に計算する推定誤差を用いることなく求めら
れる。
は、現在のシンボルにおける複素変調入力信号と判定信
号を用いて入力信号の相互相関値を求め、判定信号を用
いて判定信号の自己相関値を求め、入力信号の相互相関
値と判定信号の自己相関値とを用いてフェージング状態
を推定してフェージングベクトルを求め、現在のシンボ
ルにおける複素変調入力信号を用いて入力信号の自己相
関値を求め、入力信号の相互相関値，自己相関値，およ
び，フェージングベクトルを用いて推定誤差レベルを求
めることを特徴とする。このため、推定誤差レベルは、
シンボル毎に計算する推定誤差を用いることなく求めら
れる。
【００１４】
【発明の実施の形態】以下この発明の実施の形態を図を
参照して説明する。図１は、この発明の実施の形態の１
つにおける受信装置の構成を示す構成図であり、１は自
己相関器、２は受信レベル演算器、３は推定誤差演算
器、１０は復調器、２０は相互相関器、３０は自己相関
器、４０は推定器、５０は判定器、６０は理論値発生
器、７０は切り替え器である。また、ｉ（ｎ）は受信信
号、ｏ（ｎ）は判定信号、θ（ｎ）は受信信号ｉ（ｎ）
の相互相関値、φ（ｎ）は判定信号ｏ（ｎ）の自己相関
値、Ｓは受信レベル、Ｉは推定誤差レベルである。
参照して説明する。図１は、この発明の実施の形態の１
つにおける受信装置の構成を示す構成図であり、１は自
己相関器、２は受信レベル演算器、３は推定誤差演算
器、１０は復調器、２０は相互相関器、３０は自己相関
器、４０は推定器、５０は判定器、６０は理論値発生
器、７０は切り替え器である。また、ｉ（ｎ）は受信信
号、ｏ（ｎ）は判定信号、θ（ｎ）は受信信号ｉ（ｎ）
の相互相関値、φ（ｎ）は判定信号ｏ（ｎ）の自己相関
値、Ｓは受信レベル、Ｉは推定誤差レベルである。
【００１５】この受信装置においては、新たに入力信号
の自己相関を求める自己相関器１を設け、受信レベル演
算器２と推定誤差演算器３の演算方法を変更している。
以下、動作について説明する。まず、受信信号ｉ（ｎ）
は、推定器４０からの推定信号Ｚ（フェージングベクト
ル）を用いて、復調器１０において受信信号ｉ（ｎ）と
推定信号Ｚ（ｎ）の共役との乗算を行うことにより復調
される。また、自己相関器１において、以下の数５の計
算により、受信信号ｉ（ｎ）の自己相関である自己相関
値Ｅｄを得る。
の自己相関を求める自己相関器１を設け、受信レベル演
算器２と推定誤差演算器３の演算方法を変更している。
以下、動作について説明する。まず、受信信号ｉ（ｎ）
は、推定器４０からの推定信号Ｚ（フェージングベクト
ル）を用いて、復調器１０において受信信号ｉ（ｎ）と
推定信号Ｚ（ｎ）の共役との乗算を行うことにより復調
される。また、自己相関器１において、以下の数５の計
算により、受信信号ｉ（ｎ）の自己相関である自己相関
値Ｅｄを得る。
【００１６】
【数５】
【００１７】そして、受信レベルＳを、受信レベル演算
器２により以下の数６の計算を行うことにより求める。
器２により以下の数６の計算を行うことにより求める。
【００１８】
【数６】
【００１９】また、受信信号ｉ（ｎ）と判定信号ｏ
（ｎ）の相互相関の重み付和の計算を、相互相関器２０
で、以下の数７に示す式により行い、判定信号ｏ（ｎ）
の自己相関の重み付和の計算を、自己相関器３０で、以
下の数８に示す式により行う。
（ｎ）の相互相関の重み付和の計算を、相互相関器２０
で、以下の数７に示す式により行い、判定信号ｏ（ｎ）
の自己相関の重み付和の計算を、自己相関器３０で、以
下の数８に示す式により行う。
【００２０】
【数７】
【００２１】
【数８】
【００２２】そして、それら重み付和の計算結果によ
り、推定器４０において、以下の数９に示す式により、
推定信号Ｚ（ｎ）（フェージングベクトル）を求める。
り、推定器４０において、以下の数９に示す式により、
推定信号Ｚ（ｎ）（フェージングベクトル）を求める。
【００２３】
【数９】
【００２４】また、推定誤差ｅ（ｎ）のノルム、すなわ
ち推定誤差レベルＩは、推定誤差演算器３において、以
下の数１０の計算を行うことにより求める。
ち推定誤差レベルＩは、推定誤差演算器３において、以
下の数１０の計算を行うことにより求める。
【００２５】
【数１０】
【００２６】すなわち、従来とは異なり、本が発明にお
いては、推定誤差レベルＩを推定誤差ｅ（ｎ）の２乗和
による求めるのではなく、受信信号ｉ（ｎ）による自己
相関値Ｅｄと相互相関値θ（ｎ）およびフェージングベ
クトル（推定信号Ｚ（ｎ））を用いて求めるようにし
た。このため、シンボル周期毎に推定誤差レベルＩを求
める必要が無く、所望の段階で得られた自己相関値Ｅｄ
と相互相関値θ（ｎ）および自己相関値φ（ｎ）を用い
ればよく、例えば、１フレーム毎に求めることができ
る。なお、信号が既知である部分では、理論値発生器６
０で発生した理論値信号が切り替え信号７０を経て判定
信号ｏ（ｎ）となり、そうでない部分では、復調信号を
判定器５０で判定した信号が切り替え器７０を経て判定
信号ｏ（ｎ）となる。
いては、推定誤差レベルＩを推定誤差ｅ（ｎ）の２乗和
による求めるのではなく、受信信号ｉ（ｎ）による自己
相関値Ｅｄと相互相関値θ（ｎ）およびフェージングベ
クトル（推定信号Ｚ（ｎ））を用いて求めるようにし
た。このため、シンボル周期毎に推定誤差レベルＩを求
める必要が無く、所望の段階で得られた自己相関値Ｅｄ
と相互相関値θ（ｎ）および自己相関値φ（ｎ）を用い
ればよく、例えば、１フレーム毎に求めることができ
る。なお、信号が既知である部分では、理論値発生器６
０で発生した理論値信号が切り替え信号７０を経て判定
信号ｏ（ｎ）となり、そうでない部分では、復調信号を
判定器５０で判定した信号が切り替え器７０を経て判定
信号ｏ（ｎ）となる。
【００２７】ここで、従来では、図２（ａ）のフローに
示すように、各信号を得る計算が行われている。図２
（ａ）において、一重枠でしめす推定信号Ｚ，推定誤差
ｅ（ｎ）を求める計算や、復調や判定の処理は、シンボ
ル単位の処理となる。また、二重枠で示す受信レベル
Ｓ，相互相関値θ（ｎ），推定誤差レベルＩを求める計
算は、加算累積計算を含むシンボル単位の処理となる。
ここで、従来では、推定誤差レベルＩを得る場合、推定
誤差ｅ（ｎ）を２乗和しているので、１シンボル単位の
処理となる。このため、例えば、１フレーム１００シン
ボルとすると、図２（ａ）に示すフローでは、９００計
算時間単位かかる。
示すように、各信号を得る計算が行われている。図２
（ａ）において、一重枠でしめす推定信号Ｚ，推定誤差
ｅ（ｎ）を求める計算や、復調や判定の処理は、シンボ
ル単位の処理となる。また、二重枠で示す受信レベル
Ｓ，相互相関値θ（ｎ），推定誤差レベルＩを求める計
算は、加算累積計算を含むシンボル単位の処理となる。
ここで、従来では、推定誤差レベルＩを得る場合、推定
誤差ｅ（ｎ）を２乗和しているので、１シンボル単位の
処理となる。このため、例えば、１フレーム１００シン
ボルとすると、図２（ａ）に示すフローでは、９００計
算時間単位かかる。
【００２８】一方、この発明では、図２（ｂ）のフロー
に示すように、各信号を得る計算が行われている。すな
わち、推定誤差レベルＩを求めるにあたって、推定誤差
ｅ（ｎ）を用いることなく、ある段階におけるＥｄとθ
とＺの値をもちいるようにしており、例えば、フレーム
単位で計算することが可能となる。このため、図２
（ｂ）で示すこの発明の場合は、例えば、１フレーム１
００シンボルのとき、１フレーム単位に推定誤差レベル
Ｉを得ようとすると、７０２計算時間単位ですむ。
に示すように、各信号を得る計算が行われている。すな
わち、推定誤差レベルＩを求めるにあたって、推定誤差
ｅ（ｎ）を用いることなく、ある段階におけるＥｄとθ
とＺの値をもちいるようにしており、例えば、フレーム
単位で計算することが可能となる。このため、図２
（ｂ）で示すこの発明の場合は、例えば、１フレーム１
００シンボルのとき、１フレーム単位に推定誤差レベル
Ｉを得ようとすると、７０２計算時間単位ですむ。
【００２９】以下、この発明を逐次追従同期検波に適用
した場合について説明する。図３は、この発明を適用し
た逐次追従同期検波装置の構成を示す構成図であり、１
１０は周波数変換回路、１１１は局部発信器、１１２は
Ａ／Ｄ変換器、１１３は相関器回路、１１４は逐次追従
同期検波回路、１１５は判定回路、１１６は加算合成回
路である。ここでは、送信データのフレーム構成は８ス
ロットからなり、１スロットは７５シンボルで、最初の
５シンボルがパイロット信号であるとする。
した場合について説明する。図３は、この発明を適用し
た逐次追従同期検波装置の構成を示す構成図であり、１
１０は周波数変換回路、１１１は局部発信器、１１２は
Ａ／Ｄ変換器、１１３は相関器回路、１１４は逐次追従
同期検波回路、１１５は判定回路、１１６は加算合成回
路である。ここでは、送信データのフレーム構成は８ス
ロットからなり、１スロットは７５シンボルで、最初の
５シンボルがパイロット信号であるとする。
【００３０】入力信号は、アンテナ（図示せず）で受信
した受信ＲＦ信号であり、周波数変換回路１１０により
局部発信器１１１で発生される固定主波数だけ周波数が
下げられ、受信ベースバンド信号となる。受信ベースバ
ンド信号は、Ａ／Ｄ変換器１１２によりアナログ信号か
らデジタル信号に変換される。そして、この信号は、相
関器回路１１３に送られ、時間的にずらした拡散符号で
逆拡散され、相関値信号として出力される。
した受信ＲＦ信号であり、周波数変換回路１１０により
局部発信器１１１で発生される固定主波数だけ周波数が
下げられ、受信ベースバンド信号となる。受信ベースバ
ンド信号は、Ａ／Ｄ変換器１１２によりアナログ信号か
らデジタル信号に変換される。そして、この信号は、相
関器回路１１３に送られ、時間的にずらした拡散符号で
逆拡散され、相関値信号として出力される。
【００３１】この逐次追従同期検波は、ＲＬＳアルゴリ
ズムを用いて、逐次的にフェージング状態を推定して同
期検波を行うものであり、より詳しくは、図４の信号線
の状態で表すことができる。同図において、４は加算合
成回路、１１は遅延部、１２は複素共役変換部、１３は
乗算部であり、遅延部１１，複素共役変換部１２，乗算
部１３で図１の復調器１０を構成している。
ズムを用いて、逐次的にフェージング状態を推定して同
期検波を行うものであり、より詳しくは、図４の信号線
の状態で表すことができる。同図において、４は加算合
成回路、１１は遅延部、１２は複素共役変換部、１３は
乗算部であり、遅延部１１，複素共役変換部１２，乗算
部１３で図１の復調器１０を構成している。
【００３２】また、２１は複素共役変換部、２２，２５
は乗算部、２３は加算部、２４は遅延部であり、これら
で図１の相互相関器２０が構成されている。また、３１
は複素共役変換部、３２，３５は乗算部、３３は加算
部、３４は遅延部であり、これらで図１の自己相関器３
０が構成されている。そして、１０１は複素共役変換
部、１０２，１０５は乗算部、１０３は加算部、１０４
は遅延部であり、これらで図１の自己相関器１が構成さ
れている。なお、４１は図１における推定器４０を構成
する除算部であり、他は図１と同様である。
は乗算部、２３は加算部、２４は遅延部であり、これら
で図１の相互相関器２０が構成されている。また、３１
は複素共役変換部、３２，３５は乗算部、３３は加算
部、３４は遅延部であり、これらで図１の自己相関器３
０が構成されている。そして、１０１は複素共役変換
部、１０２，１０５は乗算部、１０３は加算部、１０４
は遅延部であり、これらで図１の自己相関器１が構成さ
れている。なお、４１は図１における推定器４０を構成
する除算部であり、他は図１と同様である。
【００３３】以下、信号の流れについて説明する。検波
合成後の信号ｙ（ｎ）から、送信されたと予想される信
号ｏ（ｎ）を判定して、その判定信号ｏ（ｎ）と受信信
号ｉ（ｎ）との相関を相互相関器（図１における符号２
０）でとって相互相関値θ（ｎ）を得、これより逐次的
にフェージング信号Ｚ（ｎ）を推定する。そして、この
推定信号Ｚ（ｎ）と相互相関値θ（ｎ）を掛け合わせる
ことにより検波が行われる。
合成後の信号ｙ（ｎ）から、送信されたと予想される信
号ｏ（ｎ）を判定して、その判定信号ｏ（ｎ）と受信信
号ｉ（ｎ）との相関を相互相関器（図１における符号２
０）でとって相互相関値θ（ｎ）を得、これより逐次的
にフェージング信号Ｚ（ｎ）を推定する。そして、この
推定信号Ｚ（ｎ）と相互相関値θ（ｎ）を掛け合わせる
ことにより検波が行われる。
【００３４】具体的には、以下に示すように行われる。
まず、受信信号ｉ（ｎ）と判定信号ｏ（ｎ）の相関を求
めるために、受信値信号ｉ（ｎ）と、判定信号ｏ（ｎ）
を複素共役変換部２１により複素共役変換した信号とを
乗算部２２で掛け合わせる。ついで、これを、前のシン
ボルまでのｉ（ｎ）とｏ（ｎ）との重み相関の和θ（ｎ
−１）を乗算部２５でλ倍したものに、加算部２３で加
算して、これを相互相関値θ（ｎ）とする。このθ
（ｎ）は、遅延部２４を経て次のシンボルの計算時に、
θ（ｎ−１）として用いられる。
まず、受信信号ｉ（ｎ）と判定信号ｏ（ｎ）の相関を求
めるために、受信値信号ｉ（ｎ）と、判定信号ｏ（ｎ）
を複素共役変換部２１により複素共役変換した信号とを
乗算部２２で掛け合わせる。ついで、これを、前のシン
ボルまでのｉ（ｎ）とｏ（ｎ）との重み相関の和θ（ｎ
−１）を乗算部２５でλ倍したものに、加算部２３で加
算して、これを相互相関値θ（ｎ）とする。このθ
（ｎ）は、遅延部２４を経て次のシンボルの計算時に、
θ（ｎ−１）として用いられる。
【００３５】また、判定信号ｏ（ｎ）の自己相関値φ
（ｎ）を求めるために、判定信号ｏ（ｎ）と、判定信号
ｏ（ｎ）を複素共役変換部３１により複素共役変換した
信号とを乗算部３２で掛け合わせる。そして、その結果
を、加算部３３で、前シンボルまでのｏ（ｎ）のノルム
の重み付け和φ（ｎ−１）を乗算部３５でλ倍したもの
に加算して、これを自己相関値φ（ｎ）とする。このφ
（ｎ）も、遅延部３４を経て、次のシンボルの計算時
に、φ（ｎ−１）として用いられる。
（ｎ）を求めるために、判定信号ｏ（ｎ）と、判定信号
ｏ（ｎ）を複素共役変換部３１により複素共役変換した
信号とを乗算部３２で掛け合わせる。そして、その結果
を、加算部３３で、前シンボルまでのｏ（ｎ）のノルム
の重み付け和φ（ｎ−１）を乗算部３５でλ倍したもの
に加算して、これを自己相関値φ（ｎ）とする。このφ
（ｎ）も、遅延部３４を経て、次のシンボルの計算時
に、φ（ｎ−１）として用いられる。
【００３６】同様にして、受信信号ｉ（ｎ）と、これを
複素共役変換部１０１により複素共役変換した信号とを
乗算部１０２に掛け合わせ、前のシンボルまでのｉ
（ｎ）のノルムの重み付け和Ｅｄ（ｎ）を乗算部１０５
でβ倍したものに加算部１０３で加算し、これを受信信
号ｉ（ｎ）の自己相関値Ｅｄ（ｎ）とする。このＥｄ
（ｎ）は、遅延部１０４を経て、次のシンボルの計算時
にＥｄ（ｎ−１）として使用される。
複素共役変換部１０１により複素共役変換した信号とを
乗算部１０２に掛け合わせ、前のシンボルまでのｉ
（ｎ）のノルムの重み付け和Ｅｄ（ｎ）を乗算部１０５
でβ倍したものに加算部１０３で加算し、これを受信信
号ｉ（ｎ）の自己相関値Ｅｄ（ｎ）とする。このＥｄ
（ｎ）は、遅延部１０４を経て、次のシンボルの計算時
にＥｄ（ｎ−１）として使用される。
【００３７】そして、数９にも示したように、除算器４
１でθ（ｎ）をφ（ｎ）により除したものを推定信号Ｚ
（ｎ）とする。ここで、ｉ（ｎ）とｏ（ｎ）の相関や、
ｏ（ｎ）のノルムは、指数重み付けされて加算されてい
くので、過去の数シンボルのデータにより推定信号Ｚ
（ｎ）が作成されることになる。この推定信号Ｚ（ｎ）
が、推定されたフェージングベクトルであり、遅延部１
１で１シンボル分遅延され、複素共役変換部１２により
複素共役変換された後、受信信号ｉ（ｎ）と乗算器１３
で掛け合わされて検波が行われる。
１でθ（ｎ）をφ（ｎ）により除したものを推定信号Ｚ
（ｎ）とする。ここで、ｉ（ｎ）とｏ（ｎ）の相関や、
ｏ（ｎ）のノルムは、指数重み付けされて加算されてい
くので、過去の数シンボルのデータにより推定信号Ｚ
（ｎ）が作成されることになる。この推定信号Ｚ（ｎ）
が、推定されたフェージングベクトルであり、遅延部１
１で１シンボル分遅延され、複素共役変換部１２により
複素共役変換された後、受信信号ｉ（ｎ）と乗算器１３
で掛け合わされて検波が行われる。
【００３８】逐次追従同期検波の場合、検波後の信号を
判定した判定信号ｏ（ｎ）が必要になるが、スロットの
最初の５シンボルのパイロット信号など、既知の信号の
部分では既知信号の理論値を、そうでない場合には、出
力信号を判定した信号を、判定信号ｏ（ｎ）とする。具
体的には、信号判定部１１５で、パイロット信号など既
知信号部分では、理論値発生器６０で発生される既知信
号の理論値を判定信号ｏ（ｎ）とする。既知信号以外で
は、各パスの検波下信号を加算合成回路４で加算合成し
た信号を、判定器５０で正負判定する。これが判定信号
ｏ（ｎ）となる。
判定した判定信号ｏ（ｎ）が必要になるが、スロットの
最初の５シンボルのパイロット信号など、既知の信号の
部分では既知信号の理論値を、そうでない場合には、出
力信号を判定した信号を、判定信号ｏ（ｎ）とする。具
体的には、信号判定部１１５で、パイロット信号など既
知信号部分では、理論値発生器６０で発生される既知信
号の理論値を判定信号ｏ（ｎ）とする。既知信号以外で
は、各パスの検波下信号を加算合成回路４で加算合成し
た信号を、判定器５０で正負判定する。これが判定信号
ｏ（ｎ）となる。
【００３９】そして、受信レベルＳ，推定誤差レベルＩ
を検出したいとき、例えば、１スロット７５シンボル毎
にこれらを検出したいとき、７５シンボル（１スロッ
ト）毎に、Ｅｄ（ｎ）から受信レベルＳを求め、Ｅｄ
（ｎ），θ（ｎ），および，θ（ｎ）とφ（ｎ）から得
られるＺ（ｎ）を用いて推定誤差レベルＩを求める。具
体的には、受信レベル演算器２において、上記数６の計
算が行われて受信レベルＳが求められ、推定誤差演算器
３において、上記数１０の計算が行われて推定誤差レベ
ルＩが求められる。
を検出したいとき、例えば、１スロット７５シンボル毎
にこれらを検出したいとき、７５シンボル（１スロッ
ト）毎に、Ｅｄ（ｎ）から受信レベルＳを求め、Ｅｄ
（ｎ），θ（ｎ），および，θ（ｎ）とφ（ｎ）から得
られるＺ（ｎ）を用いて推定誤差レベルＩを求める。具
体的には、受信レベル演算器２において、上記数６の計
算が行われて受信レベルＳが求められ、推定誤差演算器
３において、上記数１０の計算が行われて推定誤差レベ
ルＩが求められる。
【００４０】
【発明の効果】以上説明したように、この発明によれ
ば、推定誤差レベルを、複素変調入力信号（受信信号）
による自己相関値と相互相関値およびフェージングベク
トルを用いて求めるようにした。なお、フェージングベ
クトルは、受信信号による自己相関値と判定信号の自己
相関値とにより求められる。このため、シンボル周期毎
に推定誤差レベルＩを求める必要が無く、より少ない計
算数で、信号を受信できるという効果がある。
ば、推定誤差レベルを、複素変調入力信号（受信信号）
による自己相関値と相互相関値およびフェージングベク
トルを用いて求めるようにした。なお、フェージングベ
クトルは、受信信号による自己相関値と判定信号の自己
相関値とにより求められる。このため、シンボル周期毎
に推定誤差レベルＩを求める必要が無く、より少ない計
算数で、信号を受信できるという効果がある。
【図１】 この発明の実施の形態の１つにおける受信装
置の構成を示す構成図である。
置の構成を示す構成図である。
【図２】 受信レベル，復調信号，推定誤差レベルを求
める流れを示すフロー図である。
める流れを示すフロー図である。
【図３】 この発明を適用した逐次追従同期検波装置の
構成を示す構成図である。
構成を示す構成図である。
【図４】 図３の逐次追従同期検波装置のより詳細な構
成を示す構成図である。
成を示す構成図である。
【図５】 通常良く用いられる受信装置の構成を示す構
成図である。
成図である。
１，３０…自己相関器、２…受信レベル演算器、３…推
定誤差演算器、１０…復調器、２０…相互相関器、４０
…推定器、５０…判定器、６０…理論値発生器、７０…
切り替え器。
定誤差演算器、１０…復調器、２０…相互相関器、４０
…推定器、５０…判定器、６０…理論値発生器、７０…
切り替え器。
Claims (3)
- 【請求項１】 現在のシンボルにおける複素変調入力信
号と、フェージングベクトルとを用いて復調して複素復
調信号を得る同期検波手段を有する信号受信方法におい
て、 現在のシンボルにおける複素変調入力信号と判定信号を
用いて、入力信号の相互相関値を求め、 前記判定信号を用いて前記判定信号の自己相関値を求
め、 前記入力信号の相互相関値と判定信号の自己相関値とを
用いてフェージング状態を推定して前記フェージングベ
クトルを求め、 現在のシンボルにおける複素変調入力信号を用いて入力
信号の自己相関値を求め、 前記入力信号の相互相関値，自己相関値，およびフェー
ジングベクトルを用いて推定誤差レベルを求めることを
特徴とする信号受信方法。 - 【請求項２】 請求項１記載の信号受信方法において、 前記判定信号は、既知シンボルでは理論値を用い、それ
以外では前記復調信号を判定したものを用いることを特
徴とする信号受信方法。 - 【請求項３】 請求項１または２記載の信号受信方法に
おいて、 前記入力信号の自己相関値を用いて、受信レベルを求め
ることを特徴とする信号受信方法。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23512895A JP2924730B2 (ja) | 1995-09-13 | 1995-09-13 | 信号受信方法 |
| US08/715,390 US5881057A (en) | 1995-09-13 | 1996-09-13 | Synchronous detector with reduced error computation for maximal-ratio combining |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23512895A JP2924730B2 (ja) | 1995-09-13 | 1995-09-13 | 信号受信方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0983591A JPH0983591A (ja) | 1997-03-28 |
| JP2924730B2 true JP2924730B2 (ja) | 1999-07-26 |
Family
ID=16981473
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP23512895A Expired - Fee Related JP2924730B2 (ja) | 1995-09-13 | 1995-09-13 | 信号受信方法 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5881057A (ja) |
| JP (1) | JP2924730B2 (ja) |
Families Citing this family (34)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5598429A (en) * | 1994-07-15 | 1997-01-28 | Marshall; Kenneth E. | Multi-level correlation system for synchronization detection in high noise and multi-path environments |
| US6026115A (en) * | 1996-08-23 | 2000-02-15 | Ntt Mobile Communications Network, Inc. | Rake receiver |
| JP3795984B2 (ja) * | 1996-12-20 | 2006-07-12 | 富士通株式会社 | 無線受信機 |
| JP3967452B2 (ja) * | 1998-03-13 | 2007-08-29 | 株式会社東芝 | スペクトラム拡散無線伝送受信装置 |
| JP2973416B1 (ja) * | 1998-06-15 | 1999-11-08 | 日本電気株式会社 | Ｒａｋｅ受信回路 |
| JP3321419B2 (ja) * | 1998-09-17 | 2002-09-03 | 松下電器産業株式会社 | 通信端末装置および無線通信方法 |
| EP1011281A3 (en) * | 1998-12-18 | 2000-07-05 | TELEFONAKTIEBOLAGET L M ERICSSON (publ) | Flexible CDMA combiner |
| JP3335953B2 (ja) * | 1999-02-05 | 2002-10-21 | 埼玉日本電気株式会社 | 符号分割多元接続システムにおける基地局 |
| US6229839B1 (en) * | 1999-02-08 | 2001-05-08 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus for time tracking |
| US6721299B1 (en) | 1999-03-15 | 2004-04-13 | Lg Information & Communications, Ltd. | Pilot signals for synchronization and/or channel estimation |
| KR100606673B1 (ko) * | 1999-06-24 | 2006-08-01 | 엘지전자 주식회사 | 파일럿 패턴을 이용한 프레임 동기 방법 |
| US6891815B1 (en) * | 1999-03-15 | 2005-05-10 | Young-Joon Song | Pilot signals for synchronization and/or channel estimation |
| KR100294711B1 (ko) | 1999-03-15 | 2001-07-12 | 서평원 | 최적의 파일럿 심볼을 이용한 프레임 동기 방법 |
| US7643540B2 (en) | 1999-03-15 | 2010-01-05 | Lg Electronics Inc. | Pilot signals for synchronization and/or channel estimation |
| US7496132B2 (en) | 1999-03-15 | 2009-02-24 | Kg Electronics Inc. | Pilot signals for synchronization and/or channel estimation |
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| US6285861B1 (en) * | 1999-06-14 | 2001-09-04 | Qualcomm Incorporated | Receiving station with interference signal suppression |
| KR100710344B1 (ko) * | 1999-06-24 | 2007-04-23 | 엘지전자 주식회사 | 이동통신 시스템에서의 무선 프레임 구조 및 파일롯 패턴전송 방법 |
| JP2001024555A (ja) | 1999-07-02 | 2001-01-26 | Nec Mobile Commun Ltd | Ｃｄｍａ通信装置および送信電力制御方法 |
| EP1484845B1 (en) * | 1999-09-14 | 2010-12-08 | Fujitsu Limited | CDMA receiver |
| US6282231B1 (en) * | 1999-12-14 | 2001-08-28 | Sirf Technology, Inc. | Strong signal cancellation to enhance processing of weak spread spectrum signal |
| JP3419726B2 (ja) * | 2000-02-03 | 2003-06-23 | 松下電器産業株式会社 | メモリ回路および同期検波回路 |
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| US7170924B2 (en) * | 2001-05-17 | 2007-01-30 | Qualcomm, Inc. | System and method for adjusting combiner weights using an adaptive algorithm in wireless communications system |
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| US7366246B2 (en) * | 2003-12-09 | 2008-04-29 | Delphi Technologies, Inc. | Method to maximize receiver performance in a multi-stream system |
| US7346116B2 (en) * | 2004-07-01 | 2008-03-18 | Zarbana Digital Fund Llc | Systems and methods for rapid signal detection and identification |
| KR100634449B1 (ko) * | 2005-01-03 | 2006-10-16 | 삼성전자주식회사 | 가변 길이의 보호구간을 사용하는 오에프디엠 기반에서의보호구간의 길이 검출 방법 및 그 장치 |
| TWI378692B (en) * | 2007-07-06 | 2012-12-01 | Princeton Technology Corp | Device for determining pn code automatically and related method |
| CN101951288A (zh) * | 2010-09-16 | 2011-01-19 | 华亚微电子（上海）有限公司 | 多径信号的同步误差处理方法以及处理装置 |
| US9009503B2 (en) | 2012-07-05 | 2015-04-14 | International Business Machines Corporation | Branch circuit determination without external synchronization |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH07118671B2 (ja) * | 1991-07-04 | 1995-12-18 | 郵政省通信総合研究所長 | 検波後合成型ダイバーシチ受信装置 |
| JPH05103030A (ja) * | 1991-10-07 | 1993-04-23 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 位相検波回路 |
| US5287067A (en) * | 1991-10-07 | 1994-02-15 | Nippon Telegraph And Telephone Corporation | Method and apparatus for demodulation with adaptive phase control in quasi-coherent detection |
| US5237586A (en) * | 1992-03-25 | 1993-08-17 | Ericsson-Ge Mobile Communications Holding, Inc. | Rake receiver with selective ray combining |
| US5361276A (en) * | 1993-09-13 | 1994-11-01 | At&T Bell Laboratories | All digital maximum likelihood based spread spectrum receiver |
| JP2605615B2 (ja) * | 1993-12-30 | 1997-04-30 | 日本電気株式会社 | スペクトラム拡散受信機 |
| EP0696398A1 (en) * | 1994-02-25 | 1996-02-14 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | A multiple access digital transmission system and a radio base station and a receiver for use in such a system |
| WO1996000471A1 (fr) * | 1994-06-23 | 1996-01-04 | Ntt Mobile Communications Network Inc. | Circuit de demodulation de type cdma et procede de demodulation associe |
| US5691974A (en) * | 1995-01-04 | 1997-11-25 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus for using full spectrum transmitted power in a spread spectrum communication system for tracking individual recipient phase, time and energy |
-
1995
- 1995-09-13 JP JP23512895A patent/JP2924730B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1996
- 1996-09-13 US US08/715,390 patent/US5881057A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5881057A (en) | 1999-03-09 |
| JPH0983591A (ja) | 1997-03-28 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |