JP3795984B2 - 無線受信機 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、無線伝送系において、複数のブランチやパスを介して受信された受信波に伝送歪みの補償を施し、かつ合成することにより伝送品質の向上をはかる無線受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、移動通信システムの加入者は市場の自由化と共に急速に増大しつつある。したがって、次世代の移動通信システムについては、無線周波数の利用効率が高い符号分割多元接続方式（以下、単に「ＣＤＭＡ方式」という。）が適用される方向で実用化研究が盛んに行われている。
【０００３】
また、このようなＣＤＭＡ方式が適用された無線基地局や移動局の受信系には、信号帯域の逆数以上の時間に亘って遅延して到来する受信波を分離しつつ逆拡散処理を施し、かつ個別に伝送歪み（振幅の変動および位相回転として生じる。）を補償した後に所定の合成処理を施すことにより高い伝送品質が得られるので、ＲＡＫＥ受信機の適用が極めて有効である。
【０００４】
図４は、従来のＲＡＫＥ受信機の構成例を示す図である。
図において、アンテナ６１-1、６１-2の給電端は、それぞれ復調器６２-1、６２-2を介して逆拡散器６３-11〜６３-13、６３-21〜６３-23の入力に接続される。逆拡散器６３-11〜６３-13、６３-21〜６３-23の出力はそれぞれ伝送歪み補償部６４-11〜６４-13、６４-21〜６４-23を介して合成処理部６５の対応する入力に接続され、その合成処理部６５の出力には信号判定の対象となるベースバンド信号が得られる。
【０００５】
また、伝送歪み補償部６４-11は、入力が逆拡散器６３-11の出力に接続されたチャネル推定部６６-11および遅延部６７-11と、これらのチャネル推定部６６-11および遅延部６７-11の出力に２つ入力がそれぞれ接続され、かつ出力が合成処理部６５の対応する入力に接続された乗算器６８-11とから構成される。
【０００６】
なお、伝送歪み補償部６４-12、６４-13、６４-21〜６４-23の構成については、伝送歪み補償部６４-11 の構成と同じであるから、対応する構成要素に添え番号をそれぞれ「１２」、「１３」、「２１」〜「２３」とする同じ符号を付与して示し、ここではその説明および図示を省略する。
このような構成の従来例では、アンテナ６１-1、６１-2に到来した受信波は、それぞれ復調器６２-1、６２-2によって復調され、かつ逆拡散器６３-11〜６３-13、６３-21〜６３-23によって同一の拡散符号に基づく逆拡散処理が施されることにより、無線伝送路に形成された個々のパスに対応付けられつつ分離される。
【０００７】
なお、以下では、このようにして分離された受信波がとるシンボルについては、時系列ｎと、逆拡散器６３-11〜６３-13、６３-21〜６３-23によって個別に形成されるフィンガの番号ｋ(＝１〜６(＝Ｋ))とに対してＹk,n で示されると仮定する。
伝送歪み補償部６４-11〜６４-13、６４-21〜６４-23では、チャネル推定部６６-11〜６６-13、６６-21〜６６-23は、それぞれ上述したように分離された受信波に予め決められた形式で含まれるパイロット信号を抽出し、そのパイロット信号がとるべき信号点の誤差を検出することにより上述したパスの伝送特性ｇk,n を推定する。
【０００８】
また、乗算器６８-11〜６８-13、６８-21〜６８-23は、それぞれこのようにして推定された伝送特定の複素共役分ｇk,n * に対して
Ｚk,n＝ｇk,n *・Ｙk,n
の式で示される算術演算を行う。
さらに、合成処理部６５は、これらの算術演算の結果Ｚk,nに対して
【数１】
の式で示される算術演算を行って合成処理を行うことにより、ベースバンド信号Ｚnを得る。
【０００９】
したがって、このようなベースバンド信号Ｚn は、上述したパスの単位に伝送歪みの補償が行われることにより、ＳＮ比に適応した重み付けが施されることにより最大比合成の結果として与えられるので、信号判定の対象としてＳＮ比がほぼ最大となる状態で得られる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上述した従来例では、逆拡散器６３-11〜６３-13、６３-21〜６３-23が逆拡散処理に供する拡散符号が受信波に完全に同期していても、その受信波に含まれる成分の内、伝搬損失が著しく大きいパスを介して到来した微弱な成分については、チャネル推定部６６-11〜６６-13、６６-21〜６６-23によって行われる伝送特性ｇk,n の推定処理の精度は著しく低下する可能性が高かった。
【００１１】
また、移動通信システムでは、一般に、移動局の移動に応じて無線伝送路に介在する地形や地物によって伝送特性が絶えず激しく変動し、かつ多様なマルチパスが形成されるので、上述した微弱な成分は頻繁に到来し得る。
したがって、合成処理部６５の出力に得られるベースバンド信号には上述した推定処理の誤差に起因して無用に雑音が重畳され、かつ後段で行われる信号判定の精度も劣化して通信品質が著しく劣化する可能性が高かった。
【００１２】
本発明は、多様な伝送方式の無線伝送路に適応し、かつ構成の大幅な変更を伴うことなく信号判定の確度が高められる無線受信機を提供することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
図１は、本発明の原理ブロック図である。
【００２４】
請求項１に記載の発明にかかわる無線受信機では、復調手段１１-1〜１１-Nは、複数のパスを介して個別に受信された受信波を復調して復調信号を生成する。合成手段１３は、このようにして生成された複数の復調信号の個々について相関をとり、これらの復調信号の内、相関の結果の最大値に対する比率が規定の閾値を下回るとの基準を満たす復調信号を前記合成の対象から除外し、かつ残りの復調信号については、同期をとりつつ合成する。
【００２５】
上述した基準については、一般に、伝送損失や伝搬遅延が顕著に大きいパスを介して得られた復調信号を所望の確度で選択可能なアルゴリズムとして予め設定されるので、その伝送損失や伝搬遅延が過大であることに起因して合成の過程で実効的に雑音源となるパスが切り離されると共に、伝送品質の低下が抑圧される。
請求項２に記載の発明にかかわる無線受信機では、請求項１に記載の無線受信機において、受信波は既知のシンボルからなるパイロット信号で変調され、合成手段１３は、そのシンボルを示す信号点と、復調信号が同様のパイロット信号に対してとる信号空間上の位置の誤差との比に相当するＳＮ比が予め決められた閾値を下回ることが基準に付加されることにより、合成の対象から除外すべき復調信号を決定する。
【００２６】
すなわち、合成の対象がレベルや位相とＳＮ比との間に所望の確度で相関性があると見なされる復調信号に限定されるので、近似的に最大比合成が達成される。
請求項３に記載の発明にかかわる無線受信機では、復調手段２１-1〜２１-Nは、パイロット信号で変調されて複数のブランチに個別に到来した受信波を並行して復調し、これらのブランチにそれぞれ対応した複数の復調信号を得る。伝送特性推定手段２２-1〜２２-Nは、このようにして得られた複数の復調信号から上述たパイロット信号を抽出し、これらのパイロット信号がとるべき信号点の誤差に基づいて複数のブランチを介して個別に形成されたパスの伝送特性を推定する。さらに、等化手段２３-1〜２３-Nは、同様にして得られた複数の復調信号に、伝送特性推定手段２２-1〜２２-Nによって個別に推定された伝送特性に適応する等化処理を施すことにより、上述した複数のブランチに対応した等化復調信号を得る。
【００２７】
また、合成手段２４は、このようにして得られた等化復調信号の相互相関を個別にとり、これらの等化復調信号の内、対応する相互相関の値がこれらの相互相関の最大値、積算値、平均値の何れかに対してとる比率が予め決められた閾値を下回る等化復調信号以外の全てを合成することにより、受信信号を生成する。
すなわち、伝送損失や伝搬遅延が大きいパスを介して得られた等化復調信号が確実に合成の対象から除外されるので、伝送特性推定手段２２-1〜２２-Nによって推定される伝送特性の精度の低下に起因して従来例において生じていた伝送品質の低下は確実に軽減される。
【００２８】
請求項４に記載の発明にかかわる無線受信機では、合成手段２４が前置信号判定手段３１と連係して下記の処理を行う点で、請求項３に記載の発明に対応した無線受信機と異なる。
前置信号判定手段３１は、等化手段２３-1〜２３-Nによって個別に得られた等化復調信号に信号判定処理を施して複数の非合成判定結果を求め、かつ合成手段２４によって生成された受信信号に信号判定処理を施して合成判定結果を求める。さらに、合成手段２４は、このようにして求められた複数の非合成判定結果と合成判定結果とを取り込むと共に、前者の個々について後者との相互相関を個別にとり、等化手段２３-1〜２３-Nによって得られた等化復調信号の内、対応する相互相関の値がこれらの相互相関の最大値と、積算値と、平均値との何れかに対してとる比率が予め決められた閾値を下回る等化復調信号を合成の対象から除外する。
【００２９】
すなわち、等化手段２３-1〜２３-Nによって個別に得られた等化復調信号より一般に伝送品質が高いと見なされ得る合成判定結果を基準として、伝送損失や伝搬遅延が大きいパスを介して得られた等化復調信号が合成の対象から確実に除外されるので、請求項３に記載の発明に対応した実施形態と同様にして、従来例において生じていた伝送品質の低下が確実に軽減される。
【００３０】
請求項５に記載の発明にかかわる無線受信機では、合成手段２４が行う演算の手順が下記の点で請求項４に記載の発明に対応した無線受信機と異なる。
合成手段２４は、前置信号判定手段３１によって求められた複数の非合成定振幅信号と合成定振幅信号とを取り込み、かつ前者の個々の位相成分について後者の位相成分との相互相関をとる。
【００３１】
すなわち、このような相互相関をとる演算が上述した非合成定振幅信号および合成定振幅信号の位相成分のみについて行われるので、請求項４に記載の発明にかかわる無線受信機に比べて演算の簡略化がはかられ、かつ伝搬遅延が過大であるパスやマルチパスを介して得られた等化復調信号が合成の対象から確度高く除外される。
【００３２】
請求項６に記載の発明にかかわる無線受信機では、請求項３に記載の無線受信機において、合成手段２４は、等化手段２３-1〜２３-Nによって得られた等化復調信号の相互相関および自己相関を個別にとり、これらの等化復調信号の内、対応する相互相関および自己相関の値がこれらの値の最大値と、積算値と、平均値との何れかに対してとる比率が予め決められた閾値を下回る等化復調信号を合成の対象から除外する。
【００３３】
すなわち、合成の対象の適否にかかわる判別の基準が、自己相関をとる演算を省略する処理を伴うことなく同様の演算の反復の下で得られるので、請求項３に記載の無線受信機に比べて合成手段２４が行うべき演算の効率が高められる。
請求項７に記載の発明にかかわる無線受信機では、請求項４または請求項５に記載の無線受信機において、合成手段２４は、相互相関に併せて自己相関をとり、かつ等化手段２３-1〜２３-Nによって得られた等化復調信号の内、対応する相互相関あるいは自己相関の値がこれらの値の最大値と、積算値と、平均値との何れかに対してとる比率が予め決められた閾値を下回る等化復調信号を合成の対象から除外する。
【００３４】
すなわち、合成の対象の適否にかかわる判別の基準が、自己相関をとる演算を省略する処理を伴うことなく同様の演算の反復の下で得られるので、請求項４または請求項５に記載の無線受信機に比べて合成手段２４が行うべき演算の効率が高められる。
【００３５】
請求項８に記載の発明にかかわる無線受信機では、合成手段２４が行う演算の手順が下記の点で請求項３に記載の発明に対応した無線受信機と異なる。
【００３６】
合成手段２４は、等化手段２３ -1 〜２３ -N によって得られた等化復調信号の全ての組み合わせについて、自己相関を含む相関をとり、その相関の値から自己相関の値を減じることにより相互相関の値を得る。
すなわち、合成の対象の適否にかかわる判別の基準は、請求項６に記載の発明にかかわる無線受信機と同様にして簡略化された手順に基づいて得られる自己相関および相互相関の和と、自己相関との差分として得られるので、請求項３に記載の無線受信機に比べて合成手段２４が行うべき演算の効率化がはかられる。
【００３７】
請求項９に記載の発明にかかわる無線受信機では、合成手段２４が前置信号判定手段４１、信号レベル算出手段４２および干渉レベル算出手段４３と連係して下記の処理を行う点で、請求項３〜８に記載の発明に対応した無線受信機と異なる。
前置信号判定手段４１は、等化手段２３ -1 〜２３ -N によって得られた等化復調信号の和について信号判定を行い、その和が示す信号点を得る。また、信号レベル算出手段４２は、同様にして得られた個々の等化復調信号を上述した信号点で正規化することにより、信号成分のレベルを求める。さらに、干渉レベル算出手段４３は、同様の等化復調信号について、個別にレベルと上述したように信号レベル算出手段４２によって求められたレベルとの差をとることにより干渉成分のレベルを求める。
【００３８】
一方、合成手段２４は、等化手段２３ -1 〜２３ -N によって得られた個々の等化復調信号について、上述した信号成分のレベルと干渉成分のレベルとの比に等しい重みを乗じて合成する。
【００３９】
すなわち、伝搬損失や伝搬遅延が過大であるパスを介して得られた等化復調信号についても、ＳＮ比に適応した重み付けがなされることにより合成の対象となるので、このような等化復調信号が合成の対象から除外される請求項１〜８に記載の発明にかかわる無線受信機に比べて精度よく最大比合成が行われる。
【００４０】
本発明に関連した第一の発明は、合成手段２４が行う演算の手順が下記の点で請求項３または請求項６に記載の発明に対応した無線受信機と異なる。
合成手段２４は、等化手段２３ -1 〜２３ -N によって得られた等化復調信号のレベルを個別に求め、これらの等化復調信号の内、対応するレベルの値がこれらのレベルの最大値と、積算値と、平均値との何れかに対してとる比率が予め決められた閾値を下回る等化復調信号を合成の対象から除外する。
すなわち、合成の対象の適否にかかわる基準が自乗和や絶対値の自乗和を反復して算出する単純な手順に基づいて得られるので、請求項３、６に記載の発明にかかわる無線受信機に比べて演算の簡略化がはかられ、かつ伝送損失が過大であるパスを介して得られた等化復調信号が合成の対象から確度高く除外される。
【００４１】
本発明に関連した第二の発明は、合成手段２４が行う演算の手順が下記の点で上記の第一の発明と異なる。
合成手段２４は、等化手段２３ -1 〜２３ -N によって得られた等化復調信号の内、瞬時値の平均値またはその瞬時値の絶対値の平均値がこれらの平均値の最大値と、積算値と、平均値との何れかに対してとる比率が予め決められた閾値を下回る等化復調信号を合成の対象から除外する。
すなわち、合成の対象の適否にかかわる判別の基準が自乗和の算出に必要な乗算が省略された単純な手順に基づいて得られるので、上記の第一の発明にかかわる無線受信機に比べて演算の簡略化がはかられる。
【００４２】
【発明の実施の形態】
以下、図面に基づいて本発明の実施形態について詳細に説明する。
【００４３】
図２は、本発明の第一ないし第六の実施形態を示す図である。
図において、図４に示すものと機能および構成が同じものについては、同じ符号を付与して示し、ここではその説明を省略する。
本実施形態と図４に示す従来例との構成の相違点は、合成処理部６５に代えて適応合成処理部５１が備えられた点にある。
【００４４】
なお、後述する各実施形態と図１に示すブロック図との対応関係については、復調器６２-1、６２-2および逆拡散器６３-11〜６３-13、６３-21〜６３-23は復調手段１１-1〜１１-N、２１-1〜２１-Nに対応し、チャネル推定部６６-11〜６６-13、６６-21〜６６-23は伝送特性推定手段２２-1〜２２-Nに対応し、遅延部６７-11〜 ６７-13、６７-21〜６７-23 および乗算器６８-11〜６８-13、６８-21〜６８-23は等化手段２３-1〜２３-Nに対応し、適応合成処理部５１は合成手段１３、２４に対応する。
【００４５】
以下、本発明の第一の実施形態の動作を説明する。
アンテナ６１-1、６１-2、復調器６２-1、６２-2、逆拡散器６３-11〜６３-13、６３-21〜６３-23および伝送歪み補償部６４-11〜６４-13、６４-21〜６４-23の動作については、図４に示す従来例と同様であるから、ここではその説明を省略する。
【００４６】
適応合成処理部５１は、伝送歪み補償部６４-11〜６４-13、６４-21〜６４-23に含まれる乗算器６８-11〜６８-13、６８-21〜６８-23によって行われた乗算の結果Ｚk,nを並行して取り込み、かつフィンガの番号ｋ(＝１〜6(＝Ｋ))の何れかを示す番号ｉと、伝送情報のブロック長Ｎとに対して
【数２】
の式で示される算術演算を行うことにより、乗算器６８-11〜６８-13、６８-21 〜６８-23 によって与えられた乗算の結果について、個別に相互相関をとる。
【００４７】
さらに、適応合成処理部５１は、これらの相互相関の結果θ1〜θKについて、最大値max(θi)を求め、かつその最大値に対する比率が予め決められた閾値θth（例えば、「0.1」)以上である場合には値「１」をとり、反対に未満である場合には値「０」をとる係数Ωk を全てのフィンガ(ｋ＝１〜Ｋ)に対応付けて求める。
また、適応合成処理部５１は、従来例において式(1) に基づいて行われていた算術演算に代えて
【数３】
の式で示される算術演算を行うことにより、合成処理を行う。
【００４８】
このような合成処理の過程では、上式(2) に示される相互相関の結果θk が各フィンガ（ｋ＝1〜Ｋ)を介して得られる乗算の結果の確度（信頼度）を示すので、その確度が閾値θthを下回る程度に小さい場合には、係数Ωk の値が「０」となって合成処理の対象から除外される。
このように本実施形態によれば、従来例において無用に重畳されることにより雑音の源となっていたフィンガの出力が合成されないので、伝送品質が確実に高められる。
【００４９】
なお、本実施形態では、伝送品質の改善効果の具体例が示されていないが、例えば、符号化率が「１／３」の畳み込み符号が適用されて拡散率が「６４」である直接拡散方式が適用され、かつ図３(a) に示す４つのパスが通信路に存在すると共に、２本のアンテナを介して総計８個のフィンガを有するＣＤＭＡ方式の通信システムにおいては、同図(b) に示すように、「１０-3」のビット誤り率で0.32デシベル改善される。
【００５０】
このような改善の効果については、上述した通信システムの送信元（例えば、移動通信システムにアクセスする端末）の送信電力が0.32デシベルに亘って低減可能であることを意味するので、このような端末の数が同じである条件における干渉量は
１０-0.32/10＝0.929＝１／1.076
の式で示されるように７．１パーセント軽減され、かつ加入者の数の増加が７．６パーセント未満であれば干渉量は同等以下に抑えられることを意味する。
【００５１】
以下、図２を参照して本発明の第二の実施形態の動作を説明する。
本実施形態と既述の第一の実施形態との相違点は、上述した相互相関の算出に適用される下記の算術演算の手順にある。
適応合成処理部５１は、乗算器６８-11〜６８-13、６８-21〜６８-23によって個別に行われた乗算の結果Ｚk,n を並行して取り込み、かつ個々のフィンガの番号ｋ(＝１〜6(＝Ｋ)) について、これらの結果Ｚk,n の信号判定を行うことにより信号判定の結果（以下、「個別判定結果」という。）ｆ(Ｚk,n)を求める。
【００５２】
さらに、適応合成処理部５１は、個々のフィンガの番号ｋ(＝１〜6(＝Ｋ)) について個別に得られた乗算の結果Ｚk,n の和をとり、その和の信号判定を行うことにより、
【数４】
で示される信号判定の結果（以下、「合成判定結果」という。）を求める。
【００５３】
また、適応合成処理部５１は、このようにして求められた個別判定結果と合成判定結果とに対して、上式(2) に代わる
【数５】
の式で示される算術演算を行うことにより、両者の相互相関をとる。
【００５４】
さらに、適応合成処理部５１は、既述の第一の実施形態と同様にして、これらの相互相関の結果θ1〜θKに基づいて全てのフィンガ（ｋ＝１〜Ｋ）に対応した係数Ωk を求め、かつ上式(3) の式で示される算術演算を行うことにより合成処理を行う。
上述した相互相関の結果θ1〜θKは、個別判定結果および合成判定結果のように信号判定の結果として与えられた値を演算対象として算出されるので、上式(2) に基づいて算出された場合に比べて精度よく、かつ効率的に得られる。
【００５５】
したがって、本実施形態によれば、既述の第一の実施形態に比べて応答性が高く維持されると共に、安定に高い伝送品質が確保される。
以下、図２を参照して本発明の第三の実施形態の動作を説明する。
本実施形態と既述の第一の実施形態との相違点は、上述した相互相関の算出に適用される下記の算術演算の手順にある。
【００５６】
適応合成処理部５１は、乗算器６８-11〜６８-13、６８-21〜６８-23によって個別に行われた乗算の結果Ｚk,n を並行して取り込み、かつ個々のフィンガの番号ｋ(＝１〜6(＝Ｋ)) について、
【数６】
の式で示される算術演算を行うことにより、位相成分（以下、「個別位相成分」という。）ｇ(Ｚk,n) を求める。
【００５７】
さらに、適応合成処理部５１は、フィンガの番号ｋ(＝１〜6(＝Ｋ)) について個別に得られた乗算の結果Ｚk,n の和をとり、その和についても同様の算術演算を行うことにより、
【数７】
で示される信号判定の結果（以下、「合成位相成分」という。）を求める。
【００５８】
また、適応合成処理部５１は、このようにして求められた個別位相成分と合成位相成分とに対して、上式(2) に代わる
【数８】
の式で示される算術演算を行うことにより、両者の相互相関をとる。
さらに、適応合成処理部５１は、既述の第一の実施形態と同様にして、これらの相互相関の結果θ1〜θKに基づいて全てのフィンガ（ｋ＝１〜Ｋ）に対応した係数Ωk を求め、かつ上式(3) の式で示される算術演算を行うことにより合成処理を行う。
【００５９】
上述した相互相関の結果θ1〜θKは、振幅成分を含まない個別位相成分および合成位相成分の値に基づいて算出されるので、上式(2) に基づいて算出された場合に比べて精度よく、かつ効率的に得られる。
したがって、本実施形態によれば、既述の第一の実施形態に比べて応答性が高く維持されると共に、安定に高い伝送品質が確保される。
【００６０】
以下、図２を参照して本発明の第四の実施形態の動作を説明する。
本実施形態と既述の第一の実施形態との相違点は、上述した相互相関の算出に適用される算術演算の手順にある。
適応合成処理部５１は、上式(2) に代わる
【数９】
の式で示される算術演算を行うことにより相互相関（自己相関を含む。）の結果θ1〜θKを得る。
【００６１】
このような算術演算の過程では、全てのフィンガ(ｋ＝１〜Ｋ)に対応した乗算の結果Ｚk,n について自己相関の値が相互相関の値に併せて算出されるが、その自己相関の値は合成の対象から除外されるべきフィンガを何ら示すことがないので、演算の手順が大幅に簡略化される。
【００６２】
なお、本実施形態では、既述の第一の実施形態に請求項６に記載の発明が適用されているが、例えば、請求項４に記載の発明に対応した実施形態については、上式(4) に代わる
【数１０】
の式に基づいて自己相関および相互相関の和θ1〜θKが求められてもよく、さらに、請求項５に記載の発明に対応した実施形態については、上式(5) に代わる
【数１１】
の式に基づいて同様の和θ1〜θKが求められてもよい。
【００６３】
また、既述の第一の実施形態については、上式(2) に代わる
【数１２】
の式で示されるように、自己相関および相互相関の和を一括して求めた後にその自己相関の値を減じる演算手順が適用された場合には、演算の精度が劣化することなくその演算手順の大幅な簡略化がはかられる。
【００６４】
以下、図２を参照して本発明の第五の実施形態の動作を説明する。
本実施形態と既述の第一の実施形態との相違点は、上述した相互相関の算出に適用される下記の算術演算の手順にある。
適応合成処理部５１は、乗算器６８-11〜６８-13、６８-21〜６８-23によって個別に行われた乗算の結果Ｚk,n を並行して取り込み、かつ個々のフィンガの番号ｋ(＝１〜6(＝Ｋ)) について、
【数１３】
の式で示す算術演算を行う。
【００６５】
このような算術演算に基づいて得られる値θ1〜θKについては、個々のフィンガによって得られた乗算の結果Ｚk,n の平均電力に等しいので、これらの乗算の結果に重畳された雑音のレベルに対して単調に変化する。
【００６６】
すなわち、値θ1〜θKは、既述の第一ないし第四の実施形態で算出される値θ1〜θKと同様に個々のフィンガについて得られた乗算の結果Ｚk,n の信頼度と見なされ得る。
したがって、本実施形態によれば、上式(7) に示すように、絶対値の自乗和をとる単純な算術演算に基づいて合成の対象が精度よく選択されて伝送品質が高められる。
【００６７】
なお、本実施形態では、個々のフィンガによって得られた乗算の結果Ｚk,n の平均電力が上述した絶対値の自乗和をとることにより算出されているが、このような算術演算に限定されず、例えば、上式(7) に代えて
【数１４】
の式で示される近似的な算術演算が適用された場合には、乗算の回数が大幅に低減される。
【００６８】
以下、図２を参照して本発明の第六の実施形態の動作を説明する。
本実施形態と既述の第一の実施形態との相違点は、上述した相互相関の算出に適用される下記の算術演算の手順にある。なお、以下では、簡単のため、変調方式としてＢＰＳＫ方式が適用されていると仮定する。
【００６９】
適応合成処理部５１は、乗算器６８-11〜６８-13、６８-21〜６８-23によって個別に行われた乗算の結果Ｚk,n を並行して取り込み、かつ時系列の単位に合成して信号判定を行うことにより、その信号判定の結果ｄn(「１」または「−１」の値をとる。）を求める。
さらに、適応合成処理部５１は、
【数１５】
【数１６】
の各式で示される算術演算を行うことにより、信号成分の電力（以下、「信号成分電力」という。）Ｓk と干渉成分の電力（以下、「干渉成分電力」という。）Ｉk とを求める。
【００７０】
また、適応合成処理部５１は、
【数１７】
の式で示される算術演算を行うことより、合成処理を行う。
すなわち、既述の第一ないし第五の実施形態のように合成の対象が選択されることなく、かつ上述した信号成分電力と干渉成分電力との比に適応した値の重み付けに基づく合成が行われるので、例えば、ＡＧＣが適用された場合のようにブランチ毎に利得が異なる場合であっても最大比合成が行われた場合とほぼ同様に伝送品質が高められる。
【００７１】
なお、本実施形態および既述の第二の実施形態では、共にＢＰＳＫ変調方式が適用されているが、本発明は、このような変調方式や信号配置の如何にかかわらず同様にして適用可能である。
また、上述した各実施形態では、アンテナ６１-1、６１-2によって個別に形成されるブランチに、逆拡散器６３-11〜６３-13と逆拡散器６３-21〜６３-23とによって３つずつのフィンガが形成されているが、例えば、これらのブランチ毎に形成されるフィンガは単一であってもよく、かつブランチの数は「１」であっても「３」以上の如何なる値であってもよい。
【００７２】
さらに、上述した各実施形態では、適応合成処理部５１のハードウエアの詳細な構成が示されていないが、フィンガの数Ｋと所望の演算精度とに対して既述の演算に要する処理量が達成されるならば単一のＤＳＰで構成されてもよく、反対にその処理量を確保するために専用のハードウエアで構成されてもよい。
また、上述した各実施形態では、直接拡散方式によるＣＤＭＡ通信システムに請求項１〜９に記載の発明が適用されているが、このような多元接続方式は如何なるものであってもよい。
【００７３】
さらに、上述した各実施形態では、チャネル推定部６６-11〜６６-13、６６-21〜６６-23がチャネル推定に供するパイロット信号の形式や伝送方式が具体的に示されていないが、このようなチャネル推定については適用可能な公知の多くの技術があり、かつ本発明は、パス毎に分離された受信波が微弱であることに起因して伝送特性の推定の精度が劣化する場合には、如何なる形式や伝送方式に基づいてパイロット信号が伝送されるシステムにも適用可能である。
【００７４】
また、上述した各実施形態では、閾値が定数となっているが、本発明はこのような構成に限定されず、例えば、その閾値は無線チャネルの設定制御のシーケンスや無線伝送路の状態に適応して更新されてもよい。
さらに、既述の各実施形態では、最大比合成にほぼ等価な合成処理が行われているが、このような合成の方式に限定されず、例えば、無線伝送路の伝送方式（適用された変調方式）に適応しつつレベルを最大としたり帯域特性を最良とすることが要求される場合には、同相合成、最小振幅偏差合成その他の如何なる方式に基づく合成処理が施されてもよい。
【００７５】
【発明の効果】
上述したように請求項１〜４に記載の発明では、伝送損失や伝送遅延が大きいパスを介して受信された受信波が合成の対象から確実に除外されるので、従来例において生じていた伝送品質の劣化が大幅に軽減される。
請求項５に記載の発明では、請求項４に記載の発明に比べて演算の簡略化がはかられ、かつ伝搬遅延が過大であるパスやマルチパスを介して得られた等化復調信号が合成の対象から確度高く除外される。
【００７６】
請求項６に記載の発明では、請求項３に記載の発明に比べて合成手段が行うべき演算の手順が簡略化される。
請求項７に記載の発明では、請求項４または請求項５に記載の発明に比べて合成手段が行うべき演算の手順が簡略化される。
【００７７】
請求項８に記載の発明では、請求項３に記載の発明に比べて合成手段が行うべき演算の効率化がはかられる。
請求項９に記載の発明では、請求項１〜８に記載の発明に比べて、精度よく最大比合成が行われる。
また、上述した発明において行われる合成処理は、復調手段、伝送特性推定手段および等化手段の構成と合成手段の基本的な構成とが変更されることなく、かつ合成の対象について適否の判別とその判別の結果に基づく選択とを行う手段が付加されることによって達成される。
【００７８】
本発明に関連する第一の発明では、請求項３または請求項６に記載の発明に比べて演算の簡略化がはかられ、かつ伝送損失が過大であるパスを介して得られた等化復調信号が合成の対象から確度高く除外される。
本発明に関連する第二の発明では、上述した第一の発明に比べて演算の簡略化がはかられる。
【００７９】
したがって、これらの発明が適用された通信システムでは、ハードウエアの規模やコストが大幅に増加することなくサービス品質および信頼度が高められる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の原理ブロック図である。
【図２】 本発明の第一ないし第六の実施形態を示す図である。
【図３】本実施形態において改善される伝送品質の一例を示す図である。
【図４】従来のＲＡＫＥ受信機の構成例を示す図である。
【符号の説明】
１１，２１ 復調手段
１３，２４ 合成手段
２２ 伝送特性推定手段
２３ 等化手段
３１，４１ 前置信号判定手段
４２ 信号レベル算出手段
４３ 干渉レベル算出手段
５１ 適応合成処理部
６１ アンテナ
６２ 復調器
６３ 逆拡散器
６４ 伝送歪み補償部
６５ 合成処理部
６６ チャネル推定部
６７ 遅延部
６８ 乗算器
【発明の属する技術分野】
本発明は、無線伝送系において、複数のブランチやパスを介して受信された受信波に伝送歪みの補償を施し、かつ合成することにより伝送品質の向上をはかる無線受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、移動通信システムの加入者は市場の自由化と共に急速に増大しつつある。したがって、次世代の移動通信システムについては、無線周波数の利用効率が高い符号分割多元接続方式（以下、単に「ＣＤＭＡ方式」という。）が適用される方向で実用化研究が盛んに行われている。
【０００３】
また、このようなＣＤＭＡ方式が適用された無線基地局や移動局の受信系には、信号帯域の逆数以上の時間に亘って遅延して到来する受信波を分離しつつ逆拡散処理を施し、かつ個別に伝送歪み（振幅の変動および位相回転として生じる。）を補償した後に所定の合成処理を施すことにより高い伝送品質が得られるので、ＲＡＫＥ受信機の適用が極めて有効である。
【０００４】
図４は、従来のＲＡＫＥ受信機の構成例を示す図である。
図において、アンテナ６１-1、６１-2の給電端は、それぞれ復調器６２-1、６２-2を介して逆拡散器６３-11〜６３-13、６３-21〜６３-23の入力に接続される。逆拡散器６３-11〜６３-13、６３-21〜６３-23の出力はそれぞれ伝送歪み補償部６４-11〜６４-13、６４-21〜６４-23を介して合成処理部６５の対応する入力に接続され、その合成処理部６５の出力には信号判定の対象となるベースバンド信号が得られる。
【０００５】
また、伝送歪み補償部６４-11は、入力が逆拡散器６３-11の出力に接続されたチャネル推定部６６-11および遅延部６７-11と、これらのチャネル推定部６６-11および遅延部６７-11の出力に２つ入力がそれぞれ接続され、かつ出力が合成処理部６５の対応する入力に接続された乗算器６８-11とから構成される。
【０００６】
なお、伝送歪み補償部６４-12、６４-13、６４-21〜６４-23の構成については、伝送歪み補償部６４-11 の構成と同じであるから、対応する構成要素に添え番号をそれぞれ「１２」、「１３」、「２１」〜「２３」とする同じ符号を付与して示し、ここではその説明および図示を省略する。
このような構成の従来例では、アンテナ６１-1、６１-2に到来した受信波は、それぞれ復調器６２-1、６２-2によって復調され、かつ逆拡散器６３-11〜６３-13、６３-21〜６３-23によって同一の拡散符号に基づく逆拡散処理が施されることにより、無線伝送路に形成された個々のパスに対応付けられつつ分離される。
【０００７】
なお、以下では、このようにして分離された受信波がとるシンボルについては、時系列ｎと、逆拡散器６３-11〜６３-13、６３-21〜６３-23によって個別に形成されるフィンガの番号ｋ(＝１〜６(＝Ｋ))とに対してＹk,n で示されると仮定する。
伝送歪み補償部６４-11〜６４-13、６４-21〜６４-23では、チャネル推定部６６-11〜６６-13、６６-21〜６６-23は、それぞれ上述したように分離された受信波に予め決められた形式で含まれるパイロット信号を抽出し、そのパイロット信号がとるべき信号点の誤差を検出することにより上述したパスの伝送特性ｇk,n を推定する。
【０００８】
また、乗算器６８-11〜６８-13、６８-21〜６８-23は、それぞれこのようにして推定された伝送特定の複素共役分ｇk,n * に対して
Ｚk,n＝ｇk,n *・Ｙk,n
の式で示される算術演算を行う。
さらに、合成処理部６５は、これらの算術演算の結果Ｚk,nに対して
【数１】
【０００９】
したがって、このようなベースバンド信号Ｚn は、上述したパスの単位に伝送歪みの補償が行われることにより、ＳＮ比に適応した重み付けが施されることにより最大比合成の結果として与えられるので、信号判定の対象としてＳＮ比がほぼ最大となる状態で得られる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上述した従来例では、逆拡散器６３-11〜６３-13、６３-21〜６３-23が逆拡散処理に供する拡散符号が受信波に完全に同期していても、その受信波に含まれる成分の内、伝搬損失が著しく大きいパスを介して到来した微弱な成分については、チャネル推定部６６-11〜６６-13、６６-21〜６６-23によって行われる伝送特性ｇk,n の推定処理の精度は著しく低下する可能性が高かった。
【００１１】
また、移動通信システムでは、一般に、移動局の移動に応じて無線伝送路に介在する地形や地物によって伝送特性が絶えず激しく変動し、かつ多様なマルチパスが形成されるので、上述した微弱な成分は頻繁に到来し得る。
したがって、合成処理部６５の出力に得られるベースバンド信号には上述した推定処理の誤差に起因して無用に雑音が重畳され、かつ後段で行われる信号判定の精度も劣化して通信品質が著しく劣化する可能性が高かった。
【００１２】
本発明は、多様な伝送方式の無線伝送路に適応し、かつ構成の大幅な変更を伴うことなく信号判定の確度が高められる無線受信機を提供することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
図１は、本発明の原理ブロック図である。
【００２４】
請求項１に記載の発明にかかわる無線受信機では、復調手段１１-1〜１１-Nは、複数のパスを介して個別に受信された受信波を復調して復調信号を生成する。合成手段１３は、このようにして生成された複数の復調信号の個々について相関をとり、これらの復調信号の内、相関の結果の最大値に対する比率が規定の閾値を下回るとの基準を満たす復調信号を前記合成の対象から除外し、かつ残りの復調信号については、同期をとりつつ合成する。
【００２５】
上述した基準については、一般に、伝送損失や伝搬遅延が顕著に大きいパスを介して得られた復調信号を所望の確度で選択可能なアルゴリズムとして予め設定されるので、その伝送損失や伝搬遅延が過大であることに起因して合成の過程で実効的に雑音源となるパスが切り離されると共に、伝送品質の低下が抑圧される。
請求項２に記載の発明にかかわる無線受信機では、請求項１に記載の無線受信機において、受信波は既知のシンボルからなるパイロット信号で変調され、合成手段１３は、そのシンボルを示す信号点と、復調信号が同様のパイロット信号に対してとる信号空間上の位置の誤差との比に相当するＳＮ比が予め決められた閾値を下回ることが基準に付加されることにより、合成の対象から除外すべき復調信号を決定する。
【００２６】
すなわち、合成の対象がレベルや位相とＳＮ比との間に所望の確度で相関性があると見なされる復調信号に限定されるので、近似的に最大比合成が達成される。
請求項３に記載の発明にかかわる無線受信機では、復調手段２１-1〜２１-Nは、パイロット信号で変調されて複数のブランチに個別に到来した受信波を並行して復調し、これらのブランチにそれぞれ対応した複数の復調信号を得る。伝送特性推定手段２２-1〜２２-Nは、このようにして得られた複数の復調信号から上述たパイロット信号を抽出し、これらのパイロット信号がとるべき信号点の誤差に基づいて複数のブランチを介して個別に形成されたパスの伝送特性を推定する。さらに、等化手段２３-1〜２３-Nは、同様にして得られた複数の復調信号に、伝送特性推定手段２２-1〜２２-Nによって個別に推定された伝送特性に適応する等化処理を施すことにより、上述した複数のブランチに対応した等化復調信号を得る。
【００２７】
また、合成手段２４は、このようにして得られた等化復調信号の相互相関を個別にとり、これらの等化復調信号の内、対応する相互相関の値がこれらの相互相関の最大値、積算値、平均値の何れかに対してとる比率が予め決められた閾値を下回る等化復調信号以外の全てを合成することにより、受信信号を生成する。
すなわち、伝送損失や伝搬遅延が大きいパスを介して得られた等化復調信号が確実に合成の対象から除外されるので、伝送特性推定手段２２-1〜２２-Nによって推定される伝送特性の精度の低下に起因して従来例において生じていた伝送品質の低下は確実に軽減される。
【００２８】
請求項４に記載の発明にかかわる無線受信機では、合成手段２４が前置信号判定手段３１と連係して下記の処理を行う点で、請求項３に記載の発明に対応した無線受信機と異なる。
前置信号判定手段３１は、等化手段２３-1〜２３-Nによって個別に得られた等化復調信号に信号判定処理を施して複数の非合成判定結果を求め、かつ合成手段２４によって生成された受信信号に信号判定処理を施して合成判定結果を求める。さらに、合成手段２４は、このようにして求められた複数の非合成判定結果と合成判定結果とを取り込むと共に、前者の個々について後者との相互相関を個別にとり、等化手段２３-1〜２３-Nによって得られた等化復調信号の内、対応する相互相関の値がこれらの相互相関の最大値と、積算値と、平均値との何れかに対してとる比率が予め決められた閾値を下回る等化復調信号を合成の対象から除外する。
【００２９】
すなわち、等化手段２３-1〜２３-Nによって個別に得られた等化復調信号より一般に伝送品質が高いと見なされ得る合成判定結果を基準として、伝送損失や伝搬遅延が大きいパスを介して得られた等化復調信号が合成の対象から確実に除外されるので、請求項３に記載の発明に対応した実施形態と同様にして、従来例において生じていた伝送品質の低下が確実に軽減される。
【００３０】
請求項５に記載の発明にかかわる無線受信機では、合成手段２４が行う演算の手順が下記の点で請求項４に記載の発明に対応した無線受信機と異なる。
合成手段２４は、前置信号判定手段３１によって求められた複数の非合成定振幅信号と合成定振幅信号とを取り込み、かつ前者の個々の位相成分について後者の位相成分との相互相関をとる。
【００３１】
すなわち、このような相互相関をとる演算が上述した非合成定振幅信号および合成定振幅信号の位相成分のみについて行われるので、請求項４に記載の発明にかかわる無線受信機に比べて演算の簡略化がはかられ、かつ伝搬遅延が過大であるパスやマルチパスを介して得られた等化復調信号が合成の対象から確度高く除外される。
【００３２】
請求項６に記載の発明にかかわる無線受信機では、請求項３に記載の無線受信機において、合成手段２４は、等化手段２３-1〜２３-Nによって得られた等化復調信号の相互相関および自己相関を個別にとり、これらの等化復調信号の内、対応する相互相関および自己相関の値がこれらの値の最大値と、積算値と、平均値との何れかに対してとる比率が予め決められた閾値を下回る等化復調信号を合成の対象から除外する。
【００３３】
すなわち、合成の対象の適否にかかわる判別の基準が、自己相関をとる演算を省略する処理を伴うことなく同様の演算の反復の下で得られるので、請求項３に記載の無線受信機に比べて合成手段２４が行うべき演算の効率が高められる。
請求項７に記載の発明にかかわる無線受信機では、請求項４または請求項５に記載の無線受信機において、合成手段２４は、相互相関に併せて自己相関をとり、かつ等化手段２３-1〜２３-Nによって得られた等化復調信号の内、対応する相互相関あるいは自己相関の値がこれらの値の最大値と、積算値と、平均値との何れかに対してとる比率が予め決められた閾値を下回る等化復調信号を合成の対象から除外する。
【００３４】
すなわち、合成の対象の適否にかかわる判別の基準が、自己相関をとる演算を省略する処理を伴うことなく同様の演算の反復の下で得られるので、請求項４または請求項５に記載の無線受信機に比べて合成手段２４が行うべき演算の効率が高められる。
【００３５】
請求項８に記載の発明にかかわる無線受信機では、合成手段２４が行う演算の手順が下記の点で請求項３に記載の発明に対応した無線受信機と異なる。
【００３６】
合成手段２４は、等化手段２３ -1 〜２３ -N によって得られた等化復調信号の全ての組み合わせについて、自己相関を含む相関をとり、その相関の値から自己相関の値を減じることにより相互相関の値を得る。
すなわち、合成の対象の適否にかかわる判別の基準は、請求項６に記載の発明にかかわる無線受信機と同様にして簡略化された手順に基づいて得られる自己相関および相互相関の和と、自己相関との差分として得られるので、請求項３に記載の無線受信機に比べて合成手段２４が行うべき演算の効率化がはかられる。
【００３７】
請求項９に記載の発明にかかわる無線受信機では、合成手段２４が前置信号判定手段４１、信号レベル算出手段４２および干渉レベル算出手段４３と連係して下記の処理を行う点で、請求項３〜８に記載の発明に対応した無線受信機と異なる。
前置信号判定手段４１は、等化手段２３ -1 〜２３ -N によって得られた等化復調信号の和について信号判定を行い、その和が示す信号点を得る。また、信号レベル算出手段４２は、同様にして得られた個々の等化復調信号を上述した信号点で正規化することにより、信号成分のレベルを求める。さらに、干渉レベル算出手段４３は、同様の等化復調信号について、個別にレベルと上述したように信号レベル算出手段４２によって求められたレベルとの差をとることにより干渉成分のレベルを求める。
【００３８】
一方、合成手段２４は、等化手段２３ -1 〜２３ -N によって得られた個々の等化復調信号について、上述した信号成分のレベルと干渉成分のレベルとの比に等しい重みを乗じて合成する。
【００３９】
すなわち、伝搬損失や伝搬遅延が過大であるパスを介して得られた等化復調信号についても、ＳＮ比に適応した重み付けがなされることにより合成の対象となるので、このような等化復調信号が合成の対象から除外される請求項１〜８に記載の発明にかかわる無線受信機に比べて精度よく最大比合成が行われる。
【００４０】
本発明に関連した第一の発明は、合成手段２４が行う演算の手順が下記の点で請求項３または請求項６に記載の発明に対応した無線受信機と異なる。
合成手段２４は、等化手段２３ -1 〜２３ -N によって得られた等化復調信号のレベルを個別に求め、これらの等化復調信号の内、対応するレベルの値がこれらのレベルの最大値と、積算値と、平均値との何れかに対してとる比率が予め決められた閾値を下回る等化復調信号を合成の対象から除外する。
すなわち、合成の対象の適否にかかわる基準が自乗和や絶対値の自乗和を反復して算出する単純な手順に基づいて得られるので、請求項３、６に記載の発明にかかわる無線受信機に比べて演算の簡略化がはかられ、かつ伝送損失が過大であるパスを介して得られた等化復調信号が合成の対象から確度高く除外される。
【００４１】
本発明に関連した第二の発明は、合成手段２４が行う演算の手順が下記の点で上記の第一の発明と異なる。
合成手段２４は、等化手段２３ -1 〜２３ -N によって得られた等化復調信号の内、瞬時値の平均値またはその瞬時値の絶対値の平均値がこれらの平均値の最大値と、積算値と、平均値との何れかに対してとる比率が予め決められた閾値を下回る等化復調信号を合成の対象から除外する。
すなわち、合成の対象の適否にかかわる判別の基準が自乗和の算出に必要な乗算が省略された単純な手順に基づいて得られるので、上記の第一の発明にかかわる無線受信機に比べて演算の簡略化がはかられる。
【００４２】
【発明の実施の形態】
以下、図面に基づいて本発明の実施形態について詳細に説明する。
【００４３】
図２は、本発明の第一ないし第六の実施形態を示す図である。
図において、図４に示すものと機能および構成が同じものについては、同じ符号を付与して示し、ここではその説明を省略する。
本実施形態と図４に示す従来例との構成の相違点は、合成処理部６５に代えて適応合成処理部５１が備えられた点にある。
【００４４】
なお、後述する各実施形態と図１に示すブロック図との対応関係については、復調器６２-1、６２-2および逆拡散器６３-11〜６３-13、６３-21〜６３-23は復調手段１１-1〜１１-N、２１-1〜２１-Nに対応し、チャネル推定部６６-11〜６６-13、６６-21〜６６-23は伝送特性推定手段２２-1〜２２-Nに対応し、遅延部６７-11〜 ６７-13、６７-21〜６７-23 および乗算器６８-11〜６８-13、６８-21〜６８-23は等化手段２３-1〜２３-Nに対応し、適応合成処理部５１は合成手段１３、２４に対応する。
【００４５】
以下、本発明の第一の実施形態の動作を説明する。
アンテナ６１-1、６１-2、復調器６２-1、６２-2、逆拡散器６３-11〜６３-13、６３-21〜６３-23および伝送歪み補償部６４-11〜６４-13、６４-21〜６４-23の動作については、図４に示す従来例と同様であるから、ここではその説明を省略する。
【００４６】
適応合成処理部５１は、伝送歪み補償部６４-11〜６４-13、６４-21〜６４-23に含まれる乗算器６８-11〜６８-13、６８-21〜６８-23によって行われた乗算の結果Ｚk,nを並行して取り込み、かつフィンガの番号ｋ(＝１〜6(＝Ｋ))の何れかを示す番号ｉと、伝送情報のブロック長Ｎとに対して
【数２】
【００４７】
さらに、適応合成処理部５１は、これらの相互相関の結果θ1〜θKについて、最大値max(θi)を求め、かつその最大値に対する比率が予め決められた閾値θth（例えば、「0.1」)以上である場合には値「１」をとり、反対に未満である場合には値「０」をとる係数Ωk を全てのフィンガ(ｋ＝１〜Ｋ)に対応付けて求める。
また、適応合成処理部５１は、従来例において式(1) に基づいて行われていた算術演算に代えて
【数３】
【００４８】
このような合成処理の過程では、上式(2) に示される相互相関の結果θk が各フィンガ（ｋ＝1〜Ｋ)を介して得られる乗算の結果の確度（信頼度）を示すので、その確度が閾値θthを下回る程度に小さい場合には、係数Ωk の値が「０」となって合成処理の対象から除外される。
このように本実施形態によれば、従来例において無用に重畳されることにより雑音の源となっていたフィンガの出力が合成されないので、伝送品質が確実に高められる。
【００４９】
なお、本実施形態では、伝送品質の改善効果の具体例が示されていないが、例えば、符号化率が「１／３」の畳み込み符号が適用されて拡散率が「６４」である直接拡散方式が適用され、かつ図３(a) に示す４つのパスが通信路に存在すると共に、２本のアンテナを介して総計８個のフィンガを有するＣＤＭＡ方式の通信システムにおいては、同図(b) に示すように、「１０-3」のビット誤り率で0.32デシベル改善される。
【００５０】
このような改善の効果については、上述した通信システムの送信元（例えば、移動通信システムにアクセスする端末）の送信電力が0.32デシベルに亘って低減可能であることを意味するので、このような端末の数が同じである条件における干渉量は
１０-0.32/10＝0.929＝１／1.076
の式で示されるように７．１パーセント軽減され、かつ加入者の数の増加が７．６パーセント未満であれば干渉量は同等以下に抑えられることを意味する。
【００５１】
以下、図２を参照して本発明の第二の実施形態の動作を説明する。
本実施形態と既述の第一の実施形態との相違点は、上述した相互相関の算出に適用される下記の算術演算の手順にある。
適応合成処理部５１は、乗算器６８-11〜６８-13、６８-21〜６８-23によって個別に行われた乗算の結果Ｚk,n を並行して取り込み、かつ個々のフィンガの番号ｋ(＝１〜6(＝Ｋ)) について、これらの結果Ｚk,n の信号判定を行うことにより信号判定の結果（以下、「個別判定結果」という。）ｆ(Ｚk,n)を求める。
【００５２】
さらに、適応合成処理部５１は、個々のフィンガの番号ｋ(＝１〜6(＝Ｋ)) について個別に得られた乗算の結果Ｚk,n の和をとり、その和の信号判定を行うことにより、
【数４】
【００５３】
また、適応合成処理部５１は、このようにして求められた個別判定結果と合成判定結果とに対して、上式(2) に代わる
【数５】
【００５４】
さらに、適応合成処理部５１は、既述の第一の実施形態と同様にして、これらの相互相関の結果θ1〜θKに基づいて全てのフィンガ（ｋ＝１〜Ｋ）に対応した係数Ωk を求め、かつ上式(3) の式で示される算術演算を行うことにより合成処理を行う。
上述した相互相関の結果θ1〜θKは、個別判定結果および合成判定結果のように信号判定の結果として与えられた値を演算対象として算出されるので、上式(2) に基づいて算出された場合に比べて精度よく、かつ効率的に得られる。
【００５５】
したがって、本実施形態によれば、既述の第一の実施形態に比べて応答性が高く維持されると共に、安定に高い伝送品質が確保される。
以下、図２を参照して本発明の第三の実施形態の動作を説明する。
本実施形態と既述の第一の実施形態との相違点は、上述した相互相関の算出に適用される下記の算術演算の手順にある。
【００５６】
適応合成処理部５１は、乗算器６８-11〜６８-13、６８-21〜６８-23によって個別に行われた乗算の結果Ｚk,n を並行して取り込み、かつ個々のフィンガの番号ｋ(＝１〜6(＝Ｋ)) について、
【数６】
【００５７】
さらに、適応合成処理部５１は、フィンガの番号ｋ(＝１〜6(＝Ｋ)) について個別に得られた乗算の結果Ｚk,n の和をとり、その和についても同様の算術演算を行うことにより、
【数７】
【００５８】
また、適応合成処理部５１は、このようにして求められた個別位相成分と合成位相成分とに対して、上式(2) に代わる
【数８】
さらに、適応合成処理部５１は、既述の第一の実施形態と同様にして、これらの相互相関の結果θ1〜θKに基づいて全てのフィンガ（ｋ＝１〜Ｋ）に対応した係数Ωk を求め、かつ上式(3) の式で示される算術演算を行うことにより合成処理を行う。
【００５９】
上述した相互相関の結果θ1〜θKは、振幅成分を含まない個別位相成分および合成位相成分の値に基づいて算出されるので、上式(2) に基づいて算出された場合に比べて精度よく、かつ効率的に得られる。
したがって、本実施形態によれば、既述の第一の実施形態に比べて応答性が高く維持されると共に、安定に高い伝送品質が確保される。
【００６０】
以下、図２を参照して本発明の第四の実施形態の動作を説明する。
本実施形態と既述の第一の実施形態との相違点は、上述した相互相関の算出に適用される算術演算の手順にある。
適応合成処理部５１は、上式(2) に代わる
【数９】
【００６１】
このような算術演算の過程では、全てのフィンガ(ｋ＝１〜Ｋ)に対応した乗算の結果Ｚk,n について自己相関の値が相互相関の値に併せて算出されるが、その自己相関の値は合成の対象から除外されるべきフィンガを何ら示すことがないので、演算の手順が大幅に簡略化される。
【００６２】
なお、本実施形態では、既述の第一の実施形態に請求項６に記載の発明が適用されているが、例えば、請求項４に記載の発明に対応した実施形態については、上式(4) に代わる
【数１０】
【数１１】
【００６３】
また、既述の第一の実施形態については、上式(2) に代わる
【数１２】
【００６４】
以下、図２を参照して本発明の第五の実施形態の動作を説明する。
本実施形態と既述の第一の実施形態との相違点は、上述した相互相関の算出に適用される下記の算術演算の手順にある。
適応合成処理部５１は、乗算器６８-11〜６８-13、６８-21〜６８-23によって個別に行われた乗算の結果Ｚk,n を並行して取り込み、かつ個々のフィンガの番号ｋ(＝１〜6(＝Ｋ)) について、
【数１３】
【００６５】
このような算術演算に基づいて得られる値θ1〜θKについては、個々のフィンガによって得られた乗算の結果Ｚk,n の平均電力に等しいので、これらの乗算の結果に重畳された雑音のレベルに対して単調に変化する。
【００６６】
すなわち、値θ1〜θKは、既述の第一ないし第四の実施形態で算出される値θ1〜θKと同様に個々のフィンガについて得られた乗算の結果Ｚk,n の信頼度と見なされ得る。
したがって、本実施形態によれば、上式(7) に示すように、絶対値の自乗和をとる単純な算術演算に基づいて合成の対象が精度よく選択されて伝送品質が高められる。
【００６７】
なお、本実施形態では、個々のフィンガによって得られた乗算の結果Ｚk,n の平均電力が上述した絶対値の自乗和をとることにより算出されているが、このような算術演算に限定されず、例えば、上式(7) に代えて
【数１４】
【００６８】
以下、図２を参照して本発明の第六の実施形態の動作を説明する。
本実施形態と既述の第一の実施形態との相違点は、上述した相互相関の算出に適用される下記の算術演算の手順にある。なお、以下では、簡単のため、変調方式としてＢＰＳＫ方式が適用されていると仮定する。
【００６９】
適応合成処理部５１は、乗算器６８-11〜６８-13、６８-21〜６８-23によって個別に行われた乗算の結果Ｚk,n を並行して取り込み、かつ時系列の単位に合成して信号判定を行うことにより、その信号判定の結果ｄn(「１」または「−１」の値をとる。）を求める。
さらに、適応合成処理部５１は、
【数１５】
【００７０】
また、適応合成処理部５１は、
【数１７】
すなわち、既述の第一ないし第五の実施形態のように合成の対象が選択されることなく、かつ上述した信号成分電力と干渉成分電力との比に適応した値の重み付けに基づく合成が行われるので、例えば、ＡＧＣが適用された場合のようにブランチ毎に利得が異なる場合であっても最大比合成が行われた場合とほぼ同様に伝送品質が高められる。
【００７１】
なお、本実施形態および既述の第二の実施形態では、共にＢＰＳＫ変調方式が適用されているが、本発明は、このような変調方式や信号配置の如何にかかわらず同様にして適用可能である。
また、上述した各実施形態では、アンテナ６１-1、６１-2によって個別に形成されるブランチに、逆拡散器６３-11〜６３-13と逆拡散器６３-21〜６３-23とによって３つずつのフィンガが形成されているが、例えば、これらのブランチ毎に形成されるフィンガは単一であってもよく、かつブランチの数は「１」であっても「３」以上の如何なる値であってもよい。
【００７２】
さらに、上述した各実施形態では、適応合成処理部５１のハードウエアの詳細な構成が示されていないが、フィンガの数Ｋと所望の演算精度とに対して既述の演算に要する処理量が達成されるならば単一のＤＳＰで構成されてもよく、反対にその処理量を確保するために専用のハードウエアで構成されてもよい。
また、上述した各実施形態では、直接拡散方式によるＣＤＭＡ通信システムに請求項１〜９に記載の発明が適用されているが、このような多元接続方式は如何なるものであってもよい。
【００７３】
さらに、上述した各実施形態では、チャネル推定部６６-11〜６６-13、６６-21〜６６-23がチャネル推定に供するパイロット信号の形式や伝送方式が具体的に示されていないが、このようなチャネル推定については適用可能な公知の多くの技術があり、かつ本発明は、パス毎に分離された受信波が微弱であることに起因して伝送特性の推定の精度が劣化する場合には、如何なる形式や伝送方式に基づいてパイロット信号が伝送されるシステムにも適用可能である。
【００７４】
また、上述した各実施形態では、閾値が定数となっているが、本発明はこのような構成に限定されず、例えば、その閾値は無線チャネルの設定制御のシーケンスや無線伝送路の状態に適応して更新されてもよい。
さらに、既述の各実施形態では、最大比合成にほぼ等価な合成処理が行われているが、このような合成の方式に限定されず、例えば、無線伝送路の伝送方式（適用された変調方式）に適応しつつレベルを最大としたり帯域特性を最良とすることが要求される場合には、同相合成、最小振幅偏差合成その他の如何なる方式に基づく合成処理が施されてもよい。
【００７５】
【発明の効果】
上述したように請求項１〜４に記載の発明では、伝送損失や伝送遅延が大きいパスを介して受信された受信波が合成の対象から確実に除外されるので、従来例において生じていた伝送品質の劣化が大幅に軽減される。
請求項５に記載の発明では、請求項４に記載の発明に比べて演算の簡略化がはかられ、かつ伝搬遅延が過大であるパスやマルチパスを介して得られた等化復調信号が合成の対象から確度高く除外される。
【００７６】
請求項６に記載の発明では、請求項３に記載の発明に比べて合成手段が行うべき演算の手順が簡略化される。
請求項７に記載の発明では、請求項４または請求項５に記載の発明に比べて合成手段が行うべき演算の手順が簡略化される。
【００７７】
請求項８に記載の発明では、請求項３に記載の発明に比べて合成手段が行うべき演算の効率化がはかられる。
請求項９に記載の発明では、請求項１〜８に記載の発明に比べて、精度よく最大比合成が行われる。
また、上述した発明において行われる合成処理は、復調手段、伝送特性推定手段および等化手段の構成と合成手段の基本的な構成とが変更されることなく、かつ合成の対象について適否の判別とその判別の結果に基づく選択とを行う手段が付加されることによって達成される。
【００７８】
本発明に関連する第一の発明では、請求項３または請求項６に記載の発明に比べて演算の簡略化がはかられ、かつ伝送損失が過大であるパスを介して得られた等化復調信号が合成の対象から確度高く除外される。
本発明に関連する第二の発明では、上述した第一の発明に比べて演算の簡略化がはかられる。
【００７９】
したがって、これらの発明が適用された通信システムでは、ハードウエアの規模やコストが大幅に増加することなくサービス品質および信頼度が高められる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の原理ブロック図である。
【図２】 本発明の第一ないし第六の実施形態を示す図である。
【図３】本実施形態において改善される伝送品質の一例を示す図である。
【図４】従来のＲＡＫＥ受信機の構成例を示す図である。
【符号の説明】
１１，２１ 復調手段
１３，２４ 合成手段
２２ 伝送特性推定手段
２３ 等化手段
３１，４１ 前置信号判定手段
４２ 信号レベル算出手段
４３ 干渉レベル算出手段
５１ 適応合成処理部
６１ アンテナ
６２ 復調器
６３ 逆拡散器
６４ 伝送歪み補償部
６５ 合成処理部
６６ チャネル推定部
６７ 遅延部
６８ 乗算器
Claims (9)
- 複数のパスを介して個別に受信された受信波を復調して復調信号を生成する複数の復調手段と、
前記複数の復調手段によって生成された復調信号の同期をとりつつこれらの復調信号を合成する合成手段と
を備えた無線受信機において、
前記合成手段は、
前記複数の復調手段によって生成された複数の復調信号の個々について相関をとり、前記複数の復調信号の内、これらの相関の結果の最大値に対する比率が既定の閾値を下回るとの基準を満たす復調信号を前記合成の対象から除外する手段を含む
ことを特徴とする無線受信機。 - 請求項１に記載の無線受信機において、
前記受信波は、
既知のシンボルからなるパイロット信号で変調され、
前記合成手段には、
前記既知のシンボルを示す信号点と、前記復調信号が前記パイロット信号に対してとる信号空間上の位置の誤差との比に相当するＳＮ比が予め決められた閾値を下回ることが前記基準に付加された
ことを特徴とする無線受信機。 - 予め決められた形式のパイロット信号で変調され、かつ複数のブランチに個別に到来した受信波を並行して復調し、これらのブランチにそれぞれ対応した複数の復調信号を得る複数の復調手段と、
前記複数のブランチを介して個別に形成されるパスについて、前記複数の復調手段によって得られた複数の復調信号から前記形式に基づいて前記パイロット信号を抽出し、これらのパイロット信号がとるべき信号点の誤差に基づいて伝送特性を推定する複数の伝送特性推定手段と、
前記複数の復調手段によって得られた複数の復調信号に、前記複数の伝送特性推定手段によって個別に推定された伝送特性に適応した等化処理を施すことにより、前記複数のブランチに対応した等化復調信号を得る複数の等化手段と、
前記複数の等化手段によって得られた等化復調信号を合成して受信信号を生成する合成手段と
を備えた無線受信機において、
前記合成手段は、
前記複数の等化手段によって得られた等化復調信号の相互相関を個別にとり、これらの等化復調信号の内、対応する相互相関の値がこれらの相互相関の最大値と、積算値と、平均値との何れかに対してとる比率が予め決められた閾値を下回る等化復調信号を前記合成の対象から除外する手段を有する
ことを特徴とする無線受信機。 - 予め決められた形式のパイロット信号で変調され、かつ複数のブランチに個別に到来した受信波を並行して復調し、これらのブランチにそれぞれ対応した複数の復調信号を得る複数の復調手段と、
前記複数のブランチを介して個別に形成されるパスについて、前記複数の復調手段によって得られた複数の復調信号から前記形式に基づいて前記パイロット信号を抽出し、これらのパイロット信号がとるべき信号点の誤差に基づいて伝送特性を推定する複数の伝送特性推定手段と、
前記複数の復調手段によって得られた複数の復調信号に、前記複数の伝送特性推定手段によって個別に推定された伝送特性に適応した等化処理を施すことにより、前記複数のブランチに対応した等化復調信号を得る複数の等化手段と、
前記複数の等化手段によって得られた等化復調信号を合成して受信信号を生成する合成手段と
を備えた無線受信機において、
前記複数の等化手段によって個別に得られた等化復調信号に信号判定処理を施して複数の非合成判定結果を求め、かつ前記合成手段によって生成された受信信号に信号判定処理を施して合成判定結果を求める前置信号判定手段を備え、
前記合成手段は、
前記前置信号判定手段によって求められた複数の非合成判定結果と合成判定結果とを取り込み、かつ前者の個々について後者との相互相関を個別にとり、前記複数の等化手段によって得られた等化復調信号の内、対応する相互相関の値がこれらの相互相関の最大値と、積算値と、平均値との何れかに対してとる比率が予め決められた閾値を下回る等化復調信号を前記合成の対象から除外する手段を有する
ことを特徴とする無線受信機。 - 予め決められた形式のパイロット信号で変調され、かつ複数のブランチに個別に到来した受信波を並行して復調し、これらのブランチにそれぞれ対応した複数の復調信号を得る複数の復調手段と、
前記複数のブランチを介して個別に形成されるパスについて、前記複数の復調手段によって得られた複数の復調信号から前記形式に基づいて前記パイロット信号を抽出し、これらのパイロット信号がとるべき信号点の誤差に基づいて伝送特性を推定する複数の伝送特性推定手段と、
前記複数の復調手段によって得られた複数の復調信号に、前記複数の伝送特性推定手段によって個別に推定された伝送特性に適応した等化処理を施すことにより、前記複数のブランチに対応した等化復調信号を得る複数の等化手段と、
前記複数の等化手段によって得られた等化復調信号を合成して受信信号を生成する合成手段と
を備えた無線受信機において、
前記複数の等化手段によって個別に得られた等化復調信号にリミッタ関数処理を施して複数の非合成定振幅信号を求め、かつ前記合成手段によって生成された受信信号にリミッタ関数処理を施して合成定振幅信号を求める前置信号判定手段を備え、
前記合成手段は、
前記前置信号判定手段によって求められた複数の非合成定振幅信号と合成定振幅信号とを取り込み、かつ前者の個々の位相成分について後者の位相成分との相互相関をとり、前記複数の等化手段によって得られた等化復調信号の内、対応する相互相関の値がこれらの相互相関の最大値と、積算値と、平均値との何れかに対してとる比率が予め決められた閾値を下回る等化復調信号を前記合成の対象から除外する手段を有する
ことを特徴とする無線受信機。 - 請求項３に記載の無線受信機において、
前記合成手段は、
前記複数の等化手段によって得られた等化復調信号について相互相関に併せて自己相関をとり、これらの等化復調信号の内、対応する相互相関および自己相関の値がこれらの値の最大値と、積算値と、平均値との何れかに対してとる比率が予め決められた閾値を下回る等化復調信号を合成の対象から除外する
ことを特徴とする無線受信機。 - 請求項４または請求項５に記載の無線受信機において、
前記合成手段は、
前記相互相関に併せて自己相関をとり、前記複数の等化手段によって得られた等化復調信号の内、対応する相互相関あるいは自己相関の値がこれらの値の最大値と、積算値と、平均値との何れかに対してとる比率が予め決められた閾値を下回る等化復調信号を前記合成の対象から除外する
ことを特徴とする無線受信機。 - 請求項３に記載の無線受信機において、
前記合成手段は、
前記複数の等化手段によって得られた等化復調信号の全ての組み合わせについて、自己相関を含む相関をとり、その相関の値から自己相関の値を減じることにより相互相関の値を得る
ことを特徴とする無線受信機。 - 予め決められた形式のパイロット信号で変調され、かつ複数のブランチに個別に到来した受信波を並行して復調し、これらのブランチにそれぞれ対応した複数の復調信号を得る複数の復調手段と、
前記複数のブランチを介して個別に形成されるパスについて、前記複数の復調手段によって得られた複数の復調信号から前記形式に基づいて前記パイロット信号を抽出し、これらのパイロット信号がとるべき信号点の誤差に基づいて伝送特性を推定する複数の伝送特性推定手段と、
前記複数の復調手段によって得られた複数の復調信号に、前記複数の伝送特性推定手段によって個別に推定された伝送特性に適応した等化処理を施すことにより、前記複数のブランチに対応した等化復調信号を得る複数の等化手段と、
前記複数の等化手段によって得られた等化復調信号を合成して受信信号を生成する合成手段と
を備えた無線受信機において、
前記複数の等化手段によって得られた等化復調信号の和について信号判定を行い、その和が示す信号点を得る前置信号判定手段と、
前記複数の等化手段によって得られた個々の等化復調信号について、前記前置信号判定手段によって得られた信号点で正規化して信号成分のレベルを求める信号レベル算出手段と、
前記複数の等化手段によって得られた個々の等化復調信号について、レベルと前記信号レベル算出手段によって求められたレベルとの差をとることにより干渉成分のレベルを求める干渉レベル算出手段とを備え、
前記合成手段は、
前記複数の等化手段によって得られた個々の等化復調信号について、前記信号レベル算出手段によって求められた信号成分のレベルと前記干渉レベル算出手段によって求められた干渉成分のレベルとの比に等しい重みを乗じて合成する
ことを特徴とする無線受信機。
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