JP3747395B2 - 無線通信装置 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は無線通信装置に関し、更に詳しくはマルチパスを介して受信復調した各信号を各フィンガでＭ系列直交符号列によりアダマール変換して夫々に符号間の相関値を求め、有為な相関値が得られたフィンガの各相関値出力を夫々に合成してその最大相関値に基づき受信信号を復調する無線通信装置に関する。
【０００２】
次世代の移動通信システムとして符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）方式が注目されており、既に米国ではＩＳ−９５と言う標準システム（Ｎ−ＣＤＭＡ）が実用化されている。また、インフラ構築の一手段としてＷＬＬ(Wireless Local Loop) と言う半固定移動通信システムにもこのＣＤＭＡ方式が適用される可能性がある。これは米国のＱｕａｌｃｏｍｍ社が提案したチップレート１．２２８８ＭｃｐｓのＣＤＭＡ方式であり、その下り回線にはパイロット外挿信号を用いた同期検波方式が採用され、また上り回線にはＭ系列直交変調を用いた非同期検波方式が採用される。この非同期検波方式では振幅信号を電力に変換することでフェージング等による位相誤差を除去し、またＲＡＫＥ受信方式を採用するすことで通信品質の向上を図っている。本発明はこの種の無線通信装置に適用して好適なるものである。
【０００３】
【従来の技術】
図２１〜図２６は従来技術（ＩＳ−９５の標準システム）を説明する図（１）〜（６）で、図２１は移動局における送信部のブロック図、図２２は送信部の信号シーケンスを示している。以下、図２１を中心に説明するが、図中に信号符号（Ａ）〜（Ｅ）を付すので、併せて図２２を参照されたい。
【０００４】
入力の情報信号はＣＲＣ演算部１１で巡回符号化され、更に畳込符号部（ＥＮＣ）１２で誤り訂正符号に変換される。この誤り訂正符号はシンボル繰返し部１３で１．２ｋｂｐｓ〜９．６ｋｂｐｓの入力信号を９．６ｋｐｓの信号（Ａ）に統一すべく同一シンボルの繰返し処理が行われる。更にこの信号はインタリーバ１４でバッファリングされ、ここから２８．８ｋｂｐｓの信号列（Ｂ）となるように読み出され、Ｍ（６４）系列直交変調部１５に入力する。
【０００５】
６４系列直交変調部１５では入力の６ビットデータを対応する６４ビットのウォルシュ（ｗａｌｓｈ）コード（Ｃ）に変換（６４／６倍に拡散）する。例えば入力の６ビットデータ「００００００」は６４ビットのウォルシュコード「００００００００…００００００００」に、また入力の６ビットデータ「０００００１」は６４ビットのウォルシュコード「０１０１０１０１…０１０１０１０１」に夫々変換される。そしてこれらは最終的に３０７．２ｋｃｐｓの信号（Ｄ）となる。
【０００６】
この信号Ｄには乗算器１７でロングコード発生部１６からのユーザ毎の ＰＮ符号（ロングコードＬＣＤ）が乗算され、これにより１．２２８８Ｍｃｐｓの拡散符号系列（Ｅ）となる。またこの信号ＥにはＩｃｈ用，Ｑｃｈ用の各乗算器２０₁ ，２０₂ でショートコード発生部１８からの基地局識別用ＰＮ符号（ショートコード）が夫々乗算され、更に、各出力はフィルタ２２₁ ，２２₂ を通り、Ｄ／Ａ変換器２３₁ ，２３₂ でアナログ信号に変換され、ＱＰＳＫ変調部２４に入力する。ここで、１／２ｃｈｉｐ遅延部２１により、ＩｃｈとＱｃｈの信号間が１／２チップシフトされているのでＱＰＳＫ変調部２４の出力は、オフセットＱＰＳＫ（以下、ＯＱＰＳＫと言う）変調された信号となる。このＯＱＰＳＫ変調により、πの位相変化はなく、最大でもπ／２の位相変化となるので、厳しい帯域制限を受けても、信号の包絡線がわずかに落ち込むだけで、零点を生じない。このＯＱＰＳＫ変調信号は、送信ＲＦ部（Ｔ_x ）２５で無線周波信号に変換され、アンテナＡ₀ より基地局に送信される。
【０００７】
図２３は基地局における受信部（リバースリンク復調部）のブロック図、図２４は受信部を構成するフィンガのブロック図、図２５は受信部の信号シーケンスを夫々示している。図２２の挿入図（ａ）に基地局ＢＳのサービスエリアの概要を示す。ここでは、１セルが３セクタに分割され、１セクタ当たり２本の受信（ダイバーシチ）アンテナを備える。任意の位置にある移動局ＭＳと同時に通信可能なアンテナの数は最大４本（図ではＡ₁₁，Ａ₁₂，Ａ₂₁，Ａ₂₂）であり、図２２にはこれらに対応する４本分のアンテナＡ₁ 〜Ａ₄ が示されている。
【０００８】
図２２において、アンテナＡ₁ 〜Ａ₄ からの受信信号は受信ＲＦ部（Ｒ_x ）３１₁ 〜３１₄ で増幅かつ中間周波信号ＩＦに変換され、ＱＰＳＫ復調部（ＤＥＭ）３２₁ 〜３２₄ で直交復調データ（Ｉ₁ ，Ｑ₁ ）〜（Ｉ₄ ，Ｑ₄ ）に復調される。復調データ（Ｉ₁ ，Ｑ₁ ）〜（Ｉ₄ ，Ｑ₄ ）は、サーチャ４０の制御下で動作する信号選択部３３で選択され、フィンガ３４₁ 〜３４₄ に入力する。この時、各フィンガでは常に受信波が満たされるとは限らず、サーチャ４０により指定された条件（アンテナ選択や遅延時間ＰＮ_offset）の下で動作し、実際上ＤＥＭ３２₁ 〜３２₄ とフィンガ３４₁ 〜３４₄ との間の接続にはあらゆる組み合わせが許されている。
【０００９】
図２４にフィンガ３４₁ 〜３４₄ のブロック構成を示す。フィンガ３４₁ の逆拡散部４１において、入力の復調データＩ₁ ，Ｑ₁ は相関器４２でサーチャ４０より提供されるショートコードＰＮ_offset（ＰＮＩ₁ ，ＰＮＱ₁ ）により夫々逆拡散される。このショートコードＰＮＩ₁ ，ＰＮＱ₁ は送信側のショートコードＳＣＤに対応しており、この内のＰＮＩ₁ は復調データＩ₁ に位相（チップ）同期し、またＰＮＱ₁ は復調データＱ₁ に位相（チップ）同期している。
【００１０】
更に、相関器４０の出力データＩ₁ ，Ｑ₁ は乗算器４３₁ ，４３₂ で送信側のユーザコードＬＣＤに対応するロングコードＬＣＤにより逆拡散され、更に加算部４４₁ ，４４₂ では連続する４つ分の逆拡散コードＩ₁ ，Ｑ₁ が夫々に加算される。その出力データＩ₁ ，Ｑ₁ （Ａ）は、伝送中にチップ誤りが無ければ、送信側における６４系列直交変調部１５の出力のウォルシュコードに対応する。但し、実際は伝送中のチップ誤り等により必ずしも送信時のウォルシュコードと同一では無い。
【００１１】
加算部４４₁ ，４４₂ の出力データＩ₁ ，Ｑ₁ は高速アダマール変換部（ＦＨＴ）４５₁ ，４５₂ で夫々にアダマール変換される。即ち、入力データＩ₁ ，Ｑ₁ と６４種のウォルシュコード列とが夫々に行列演算されて符号間の相関に応じた相関値（Ｉ₀₀〜Ｉ₆₃），（Ｑ₀₀〜Ｑ₆₃）が生成される。エネルギー算出部４６₀₀〜４６₆₃は相関値毎の電力（Ｉ₀₀ ² ＋Ｑ₀₀ ² ）〜（Ｉ₆₃ ² ＋Ｑ₆₃ ² ）を求めてウォルシュコード番号０〜６３に各対応する相関エネルギーＥ₀₀〜Ｅ₆₃を出力する。
【００１２】
相関エネルギーＥ₀₀〜Ｅ₆₃はゲート回路（ＧＡＴＥ）４７に入力すると共に、最大値選択部（ＭＸＳ）４８にも入力される。最大値選択部４８は相関エネルギーＥ₀₀〜Ｅ₆₃から最大の相関エネルギーＭＸＥを選択する。比較器（ＣＭＰ）４９は最大エネルギーＭＸＥと所定閾値ＴＨとを比較し、ＭＸＥ＞ＴＨの時はゲート回路４７を閉成し、それ以外の場合はゲート回路４７を開放にする。即ち、エネルギー算出部４６₀₀〜４６₆₃の出力の相関エネルギーＥ₀₀〜Ｅ₆₃は、その最大エネルギーＭＸＥが所定閾値ＴＨを超えている時のみ、フィンガ３４₁ から出力され、後段のＲＡＫＥ（熊手）合成に寄与する。他のフィンガ３４₂ 〜３４₄ についても同様である。ＲＡＫＥ受信方式の下では、マルチパス（図２３では最大４パス）の各相関値出力（エネルギー）の内の有為なフィンガのみを合成することで相関値レベルを大きくし、相関値の確からしさを高めている。
【００１３】
図２３に戻り、フィンガ３４₁ 〜３４₄ の出力の各相関エネルギーＥ₀₀〜Ｅ₆₃は合成部３５₀₀〜３５₆₃でエネルギーＥ₀₀〜Ｅ₆₃毎に合成（加算）され、合成エネルギーＧ₀₀〜Ｇ₆₃となる。最大値選択部３６は合成エネルギーＧ₀₀〜Ｇ₆₃の内から最大合成エネルギーＭＸＧを選択すると共に、該最大エネルギーＭＸＧに対応するウォルシュコード（番号）ＭＸＷを復調する。非同期検波方式の下では、復調信号Ｉ，Ｑを電力（Ｉ² ＋Ｑ² ）に変換することで位相成分を除去し、フェージングによる位相雑音、ローカル信号の周波数誤差による劣化を防いでいる。挿入図（ｂ）にこの状態を示す。今、タイミングｔ₁ とｔ₂ との間で復調位相が△φだけ変化（回転）していても、タイミングｔ₁ では最大合成エネルギーＭＸＧ＝Ｇ₁₅が得られ、またタイミングｔ₂ では最大合成エネルギーＭＸＧ＝Ｇ₃₂が得られる。そして、ウォルシュコードＭＸＷはコード変換部３７で対応する６ビットデータに変換され、デインタリーバ３８でデインタリーブされ、ビタビ復号部３９でビタビ復号され、受信データＲＤとなる。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来方式では、相関エネルギーＥ₀₀〜Ｅ₆₃の最大値ＭＸＥと所定閾値ＴＨとの比較により、ＭＸＥ＞ＴＨの場合は、フィンガロック状態としていた。
【００１５】
図２６（Ａ）に相関エネルギーｖｓＥ_b ／Ｎ_o 特性の一例を示す。縦軸は相関エネルギー、横軸はＥ_b ／Ｎ_o （１ビット当たりのＳ／Ｎ比）である。一般に、Ｅ_b ／Ｎ_o （受信品質）が高い時は相関エネルギーも高く、またＥ_b ／Ｎ_o が低下すると相関エネルギーも低下する。以下、この状況を具体的に説明する。
【００１６】
図２６（Ｂ）はＥ_b ／Ｎ_o が十分に高い場合の一例を示している。縦軸は相関エネルギー、横軸はエネルギー種別Ｅ₀₀〜Ｅ₆₃（ウォルシュコード番号Ｗ₀₀〜Ｗ₆₃に対応）である。今、Ｅ_b ／Ｎ_o （通信品質）が十分に高く、もし送信側で送ったウォルシュコードＷ₁₅が受信側でも正しく符号Ｗ₁₅と復調されると、相関エネルギーＥ₁₅は最大ＭＸＥとなり、その他の相関エネルギーは全て「０」となる。従って、上記従来方式でもＭＸＥ＞ＴＨ₁ か否かを的確に判別できる。
【００１７】
図２６（Ｃ）はＥ_b ／Ｎ_o が低下した場合の一例を示している。今、Ｅ_b ／Ｎ_o （通信品質）が低下すると、送信側で送ったウォルシュコードＷ₁₅にはバースト誤り等が重畳する結果、この誤りを含む受信符号Ｗ₁₅´との関係では、相関エネルギーＥ₁₅が低下すると共に、他の符号との間の相関エネルギーが相対的に増大し、このために上記従来方式ではＥ₁₅＞ＴＨ₁ （即ち、フィンガロック）を検出できなくなる。
【００１８】
この場合でも、もし閾値ＴＨ₁ を閾値ＴＨ₂ に下げればフィンガロックを検出できるが、図示の如く、Ｅ₁₅とＥ₄₃とでどちらが大きいか十分に峻別できない様なフィンガを出力（ロック）しても、正しいＲＡＫＥ合成を期待出来ない。この様に、上記従来方式では、Ｅ_b ／Ｎ_o が低下すると、必要なフィンガを消勢したり、不要なフィンガを付勢する場合があり、受信品質が劣化していた。また受信品質を向上させるための閾値ＴＨの設定が困難であった。
【００１９】
しかも、一般に移動通信システムでは、フィンガ合成後のＥ_b ／Ｎ_o が所要値となるように移動局ＭＳの送信電力が遠隔制御されるため、合成するフィンガ数が多くなると、その分１フィンガ当たりのＥ_b ／Ｎ_o が低下する場合があり、このことがフィンガ毎のロック検出を一層困難なものにさせていた。
【００２０】
また、この種の通信システムではサーチャ４０からの指示によりフィンガを配置するが、上記従来方式によると、移動局ＭＳとの位置関係等により、もし複数のフィンガが同一又は非常に類似した信号を受信してしまった様な場合でも、これらのフィンガが共にロックし、フィンガ合成されることとなる。
【００２１】
しかし、同一の信号を合成してもＲＡＫＥ受信のゲインはほとんど無く、フィンガを無駄に使用してしまう。また、この状態では実際に合成しているフィンガ数とＲＡＫＥ合成に実質的に寄与しているフィンガ数とが一致しないため、上記移動局ＭＳに対て送信電力を下げる遠隔制御が行われる等、他の制御部にも良くない影響を与え得る。
【００２２】
本発明は上記従来技術の問題点に鑑み成されたもので、その目的とする所は、通信環境や端末局の在圏位置に応じて常に適正なフィンガ（ＲＡＫＥ）合成が得られる無線通信装置を提供することにある。
【００２３】
【課題を解決するための手段】
上記の課題は例えば図１の構成により解決される。即ち、本発明（１）の無線通信装置は、マルチパスを介して受信復調した各信号を各フィンガでＭ系列直交符号列によりアダマール変換して夫々に符号間の相関値Ｅ_１１〜Ｅ_１ｎ等を求め、有為な相関値が得られたフィンガの各相関値出力を夫々に合成してその最大相関値Ｅ_１，Ｅ_２，…又はＥ_ｎに基づき受信信号を復調する無線通信装置において、フィンガにおける入力の相関値から最大値ＭＸＥを検出する最大値検出部と、前記検出した最大値に対応する相関値の入力ポートをデコードするデコーダと、１回目で検出した最大値を保持すると共に、２回目の検出ではデコーダが指す入力ポートの相関値入力を消勢する検出制御部と、２回目の検出で検出した最大値を２番値ＮＸＥとする２番値検出部と、前記検出した最大値ＭＸＥと２番値ＮＸＥとの差（ＭＸＥ−ＮＸＥ）が所定ｔｈ以上であることにより当該フィンガの各相関値出力Ｅ_１１〜Ｅ_１ｎ等を付勢するロック制御部とを備えるものである。
【００２４】
ところで、この種の相関値は、フィンガの受信品質（Ｅ_ｂ／Ｎ_ｏ）が良好であると、最大値ＭＸＥと２番値ＮＸＥとの差が大きく、またフィンガの受信品質（Ｅ_ｂ／Ｎ_ｏ）が低下すると、最大値ＭＸＥと２番値ＮＸＥとの差が小さくなり、いずれが最大値であるのか区別出来なくなる。即ち、上記相関値はこの種の無線通信装置における受信（復調）限界を良く表している。
【００２５】
本発明（１）においては、１回目で検出した最大値を保持すると共に、２回目の検出では前記検出した最大値に対応する相関値入力を消勢しつつ、最大値（２番値）を検出する簡単な構成により、相関値の最大値及び２番値を効率よく検出できる。
【００２６】
また本発明（２）の無線通信装置は、上記前提となる無線通信装置において、フィンガの最大相関値を求める最大値検出部と、フィンガの最大相関値とフィンガ合成後の最大相関値とを各所定の割合で合成する合成部と、合成部の出力が所定以上であることにより当該フィンガの各相関値出力を付勢（ロック）するロック制御部とを備えるものである。
【００２７】
ところで、例えば移動通信システムの基地局ＢＳにおいて、複数のフィンガが合成されている場合には、フィンガ合成後のＥb ／ＮO が改善されることで、ＢＳは移動局ＭＳの送信出力を下げる様にリモート制御する結果、ＢＳにおけるフィンガ当たりの相関値（絶対レベル）が低下し、このためにロック検出又はロック維持が困難となるフィンガが出て来る。フィンガロックが外れれば、ＢＳにおけるフィンガ合成後のＥb ／ＮO が低下し、再度移動局ＭＳの送信出力を上げる様にリモート制御する等、ＢＳのＭＳに対する送信出力制御が不安定なものとも成り得る。この点、本発明（２）によれば、フィンガの相関値（エネルギー）にフィンガ合成後の相関値（エネルギー）を加味（合成）する構成により、ロック検出／維持に関しては、フィンガ毎の相関値（エネルギー）が低下していても、各フィンガは有効なロック検出／維持を行える。
【００２８】
好ましくは、本発明（３）においては、上記本発明（２）において、合成部は、ロック制御部がロックしていることを条件にフィンガ合成後の最大相関値を所定の割合で合成する。従って、自力でロックできない様なフィンガには下駄を履かせず、また自力でロックでした様な良好なフィンガに対してのみフィンガ合成後の最大相関値を加味することが可能となり、こうして良好なフィンガのロック維持が安定化する。
【００２９】
また好ましくは、本発明（４）においては、上記本発明（２）において、フィンガの最大相関値に対応するＭ系列直交符号を生成する符号生成部と、符号生成部が生成したＭ系列直交符号とフィンガ合成後の最大相関値に対応するＭ系列直交符号とを比較する比較部とを備え、合成部は、比較部の比較一致を条件にフィンガ合成後の最大相関値を所定の割合で合成する。
【００３０】
ところで、フィンガにおける最大相関値が自力でロックするのに十分な絶対レベルを有していなくても、フィンガ自体の受信特性は良好であり、その最大相関値と２番相関値との間に十分な差が有る場合がある。この様なフィンガを合成すれば、フィンガ合成後の最大相関値に良好に寄与することは明らかである。本発明（４）においては、フィンガの最大相関値に対応するＭ系列直交符号と、フィンガ合成後の最大相関値に対応するＭ系列直交符号との比較一致を条件に、フィンガ合成後の最大相関値を加味する構成により、自力ではロックできない様な良好なフィンガに対しても下駄を履かせることが可能となる。
【００３１】
また好ましくは、本発明（５）においては、上記本発明（４）において、比較部の比較一致／不一致出力の移動平均を求める移動平均部を備え、合成部は、移動平均部の出力が所定以上であることを条件にフィンガ合成後の最大相関値を所定の割合で合成する。
【００３２】
移動通信システムの様に、雑音やフェージングの影響が大きい受信環境では、比較部の比較一致／不一致の検出出力がランダムに発生する場合もあるが、本発明（５）によれば、比較出力の移動平均を求める構成により、フィンガロック／アンロックの制御が安定化する。
【００３３】
また好ましくは、本発明（６）においては、上記本発明（４）又は（５）において、合成部は、ロック制御部がロックしていることを条件にフィンガ合成後の最大相関値を所定の割合で合成する。従って、自力でロックしたフィンガが優遇される。
【００３４】
また本発明（７）の無線通信装置は、上記前提となる無線通信装置において、フィンガの最大相関値を求める最大値検出部と、フィンガの最大相関値に対応するＭ系列直交符号を生成する符号生成部と、符号生成部が生成したＭ系列直交符号とフィンガ合成後の最大相関値に対応するＭ系列直交符号とを比較する比較部と、比較部の不一致検出によりフィンガの最大相関値又はこれに所定係数を掛けたものを選択し、かつ比較部の一致検出によりフィンガ合成後の最大相関値又はこれに所定係数を掛けたものを選択する選択部と、選択部の出力が所定以上であることにより当該フィンガの各相関値出力を付勢（ロック）するロック制御部とを備えるものである。
【００３５】
本発明（７）においては、フィンガのＭ系列直交符号とフィンガ合成後のＭ系列直交符号との比較が、一致した場合は、フィンガ合成後の最大相関値をロック検出対象レベルとして使用し、また一致しなかった場合は、フィンガの最大相関値をロック検出対象レベルとして使用する簡単な構成により、良質なフィンガを的確に合成できる。
【００３６】
好ましくは、本発明（８）においては、上記本発明（７）において、比較部の比較一致／不一致出力の移動平均を求める移動平均部を備え、選択部は、移動平均部の出力が所定以上であることを条件にフィンガ合成後の最大相関値又はこれに所定係数を掛けたものを選択する。従って、フィンガロック／アンロックの制御が安定化する。
【００３７】
また好ましくは、本発明（９）においては、上記本発明（７）又は（８）において、選択部は、ロック制御部がロックしていることを条件にフィンガ合成後の最大相関値又はこれに所定係数を掛けたものを選択する。従って、自力でロックしたフィンガが優遇される。
【００３８】
また本発明（１０）の無線通信装置は、上記前提となる無線通信装置において、任意組合せの２パスにつき各復調データを比較する比較部と、比較部の比較一致又は略一致の検出により対応する何れか一方のフィンガの相関値出力を消勢するロック制御部とを備えるものである。従って、略同一となるような信号を重複して受信しており、フィンガ合成後のＥb ／Ｎo を不必要に上昇させるに過ぎない様な何れか一方のフィンガのフィンガ合成を有効に阻止できる。なお、この様な状況は移動局ＭＳの様々な在圏位置によて生じ得るものであり、本発明（１１）によれば、端末局の在圏位置に応じて常に適正なフィンガ（ＲＡＫＥ）合成が得られる。
【００３９】
また本発明（１１）の無線通信装置は、上記前提となる無線通信装置において、任意組合せの２フィンガにつき求めた各最大相関値に対応する各Ｍ系列直交符号を比較する比較部と、比較部の比較一致の検出により何れか一方のフィンガの相関値出力を消勢するロック制御部とを備えるものである。
【００４０】
本発明（１１）においては、復調後のＭ系列直交符号を比較する構成により、この様な比較は比較的簡単な構成及び制御で実現できる。
【００４１】
好ましくは、本発明（１２）においては、上記本発明（１１）において、比較部は、任意組合せの２フィンガにつき求めた各最大相関値及び２番相関値に各対応するＭ系列直交符号を比較する。
【００４２】
本発明（１２）においては、フィンガとフィンガ合成後の最大相関値及び２番相関値に各対応するＭ系列直交符号を比較する構成により、より厳密な比較一致の検出が行える。
【００４３】
また、複数のＭ系列直交符号を使用して多様な比較検出を行える。例えば、フィンガ１では最大値コード＝ｗ_０，２番値コード＝ｗ_１が抽出され、またフィンガ２では最大値コード＝ｗ_１，２番値コード＝ｗ_０が抽出される場合がある。これはフィンガ１，２において共に同様のチョップ誤りを含む復調データを受信した結果、相関値の最大値と２番値との間に差が小さく、フィンガ１では最大値コード＝ｗ_１を抽出したが、フィンガ２では最大値コード＝ｗ_０を抽出した場合に他ならない。これも、フィンガ１，２が略同一の信号を受信している一態様に他ならない。本発明（１２）によれば、この様な場合でも、不要な一方のフィンガを有効に除去できる。
【００４４】
また好ましくは、本発明（１３）においては、上記本発明（１０）〜（１２）において、比較部は２入力間の相関を求める手段からなる。相関を求める手段によば、簡単な構成により、同一のみならず、略同一の判断も容易に行える。
【００４５】
また好ましくは、本発明（１４）においては、上記本発明（１）〜（１３）において、相関値は、送信側でＭ系列直交符号をＱＰＳＫ変調したものを、受信側でＱＰＳＫ復調すると共に、得られた各復調信号Ｉ，Ｑを夫々にＭ系列直交符号列によりアダマール変換して求められた符号間の相関値（Ｉ_１〜Ｉ_ｎ），（Ｑ_１〜Ｑ_ｎ）の自乗和（Ｉ_１ ^２ ＋Ｑ_１ ^２ ）〜（Ｉ_ｎ ^２＋Ｑ_ｎ ^２）からなる。
【００４６】
また好ましくは、本発明（１５）においては、上記本発明（１４）において、アダマール変換の対象となる復調信号は、送信側で所定のコードによりコード拡散されたものを、受信側で同一コードにより逆拡散したものである。
【００４７】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面に従って本発明に好適なる複数の実施の形態を詳細に説明する。なお、全図を通して同一符号は同一又は相当部分を示すものとする。
【００４８】
図２〜図４は第１の実施の形態による無線通信装置を説明する図（１）〜（３）で、図２は第１の実施の形態におけるフィンガ３４₁ 〜３４₄ のブロック構成を示している。図において、５０はフィンガロック制御部（ＦＬＣ）であり、フィンガ３４₁ における相関エネルギーＥ₀₀〜Ｅ₆₃の内の最大値ＭＸＥと２番値ＮＸＥとの差（ＭＸＥ−ＮＸＥ）が所定閾値ｔｈを超えているか否かに基づきゲート回路４７をＯＮ／ＯＦＦするフィンガロック制御を行う。フィンガ３４₂ 〜３４₄ についても同様である。その他の構成については上記図２３，図２４で述べたものと同様で良い。
【００４９】
ここで、図５〜図７を参照してエネルギー差をロック判定に用いることの有用性を説明しておく。但し、以下は説明の簡単のためにウォルシュコードｗ₀ 〜ｗ₇ を次の８ビット、
ｗ₀ ＝「００００００００」
ｗ₁ ＝「０１０１０１０１」
ｗ₂ ＝「００１１００１１」
ｗ₃ ＝「０１１００１１０」
ｗ₄ ＝「００００１１１１」
ｗ₅ ＝「０１０１１０１０」
ｗ₆ ＝「００１１１１００」
ｗ₇ ＝「０１１０１００１」
とする。また、受信符号ｗ_i とウォルシュコードｗ_j （ｊ＝０〜７）との間の相関値λ_ijを、
λ_ij＝｛Ａ（ｎ）−Ｄ（Ｎ）｝／ｎ
但し、Ａ（ｎ）：一致ビット数
Ｄ（Ｎ）：不一致ビット数
ｎ：総ビット数（＝８）
とする。
【００５０】
図５（ａ）〜（ｈ）は、Ｅ_b ／Ｎ_o （受信品質）が十分に高く、受信符号ｗ_i （＝ｗ₀ 〜ｗ₇ ）が夫々に正しく受信された場合を示している。即ち、図（ａ）ではｗ_i ＝ｗ₀ 「００００００００」を受信した結果、λ_i0＝１，λ_ij＝０（ｉ≠ｊ）となり、また図（ｂ）ではｗ_i ＝ｗ₁ 「０１０１０１０１」を受信した結果、λ_i1＝１，λ_ij＝０（ｉ≠ｊ）となっている。ｗ_i ＝ｗ₂ 〜ｗ₇ の場合も同様である。
【００５１】
図６（ａ）〜（ｈ）は、Ｅ_b ／Ｎ_o が幾分低く、ｗ_i ＝ｗ₀ 「００００００００」を受信すべきところ、任意の位置に１ビット誤りが生じた場合を示している。即ち、図（ａ）ではｗ_i ＝「０００００００１」を受信した結果、最大の相関値λ_i0＝０．７５となり、２番目の相関値λ_i1，λ_i2等＝０．２５となっている。また図（ｂ）ではｗ_i ＝「００００００１０」を受信した結果、最大の相関値λ_i0＝０．７５となり、２番目の相関値λ_i2〜λ_i5＝０．２５となっている。以下、同様である。この様に、Ｅ_b ／Ｎ_o が幾分低下し、このために受信符号ｗ_i にどの様な１ビット誤りが生じていても、相関値λ_ijの最大値ＭＸＥと２番値ＮＸＥとの間には常に０．２５以上の差が得られている。
【００５２】
図７（ａ）〜（ｈ）は、Ｅ_b ／Ｎ_o が更に低下し、ｗ_i ＝ｗ₀ 「００００００００」を受信すべきところ、任意の位置で２ビットのバースト誤りが生じた場合を示している。即ち、図（ａ）ではｗ_i ＝「００００００１１」を受信した結果、最大であるべき相関値λ_i0＝０．５に低下し、かつ他の相関値λ_i2，λ_i4＝０．５となっている。また図（ｂ）ではｗ_i ＝「０００００１１０」を受信した結果、最大であるべき相関値λ_i0＝０．５に低下し、かつ他の相関値λ_i3，λ_i4＝０．５となっている。以下、同様である。但し、図７（ｈ）は図６（ｈ）と同じ状況である。この様に、Ｅ_b ／Ｎ_o が低下し、このために受信符号に２ビットのバースト誤りが生じていると、もはやどの符号を受信したのか分からない。
【００５３】
ところで、上記はウォルシュコードが８ビットの場合を述べたが、実際はウォルシュコードが６４ビットであるから、相関エネルギーＥ_ijの最大値ＭＸＥと２番値ＮＸＥとの間には数ビットのバースト誤りまで所要以上のエネルギー差が得られることになる。
【００５４】
因みに、ウォルシュコードｗ₀ ＝「００００００００…００００００００」につき任意の位置に１ビット誤りが生じた場合の相関値λ₀₀は、
λ₀₀＝（６３−１）／６４＝６２／６４＝０．９７
であり、これは上記図５の状況に相当する。また任意の位置に８ビット誤りが生じた場合の相関値λ₀₀は、
λ₀₀＝（５６−８）／６４＝４８／６４＝０．７５
であり、これは上記図６の状況に相当する。また任意の位置に１６ビット誤りが生じた場合の相関値λ₀₀は、
λ₀₀＝（４８−１６）／６４＝３２／６４＝０．５
であり、これは上記図７の状況に相当する。従って、実際上は８ビット程度のバースト誤りまで相関エネルギーＥ_ijの最大値ＭＸＥと２番値ＮＸＥとを的確に峻別できる。しかも、相関エネルギーの差分は、相関エネルギーの絶対値の大小によらず、フィンガにおけるＥ_b ／Ｎ₀ （受信品質）を良く反映している。従って、このエネルギー差（ＭＸＥ−ＮＸＥ）をフィンガ出力のロック／アンロックの判断に使用することは有用である。
【００５５】
図３はフィンガロック制御部５０を説明する図で、回路規模の小さいシリアル演算方式による構成例を示している。図３（Ａ）はフィンガロック制御部５０のブロック図、図３（Ｂ）はその動作タイミングチャートである。図において、Ｔ１の区間ではカウンタＣＴ１が高速クロックＨＣＫにより０〜６３までカウントアップし、これによりデータマルチプレクサＤＭＸは入力の相関エネルギーＥ₀₀〜Ｅ₆₃をスキャンする。比較器ＣＭ１はＤＭＸの出力と最大値記憶レジスタＲＧ１の出力とを比較しており、もしａ≧ｂであると、出力信号（ａ≧ｂ）＝１とする。これによりレジスタＲＧ１，ＲＧ３はその時のＤＭＸの出力エネルギーを保持し、またレジスタＲＧ２はその時のカウンタＣＴ１のカウント値ＣＴＱを保持する。こうして、やがてカウンタＣＴ１が６３をカウントした時は、ＲＧ１，ＲＧ３は相関エネルギーＥ₀₀〜Ｅ₆₃の内の最大値ＭＸＥを、またＲＧ２は最大値ＭＸＥに対応するカウント値（即ち、ウォルシュコード番号）ＭＸｗを保持している。
【００５６】
次のＴ２の区間では、レジスタＲＧ１，カウンタＣＴ１が共にリセットされ、再度最大値の検出に利用される。但し、この時、比較器ＣＭ２はカウンタＣＴ１のカウント出力ＣＴＱとレジスタＲＧ２の保持値ＭＸｗとを比較しており、もしａ＝ｂであると、出力信号（ａ＝ｂ）＝１とする。これによりＮＡＮＤゲート回路ＮＡが満足され、その時のＤＭＸの出力を阻止（例えば０に）する。即ち、このＴ２の区間では上記Ｔ１の区間で検出された最大エネルギー値ＭＸＥが比較の対象から取り除かれる。従って、やがてＣＴ１が６３をカウントした時は、レジスタＲＧ１は相関エネルギーＥ₀₀〜Ｅ₆₃の内の２番値ＮＸＥを保持している。
【００５７】
この状態で、加算器５１は相関エネルギーＥ_ijの最大値ＭＸＥと２番値ＮＸＥとの差エネルギー△Ｅを求める。比較器ＣＭ３はこの差エネルギー△Ｅと所定閾値ｔｈとを比較し、ａ＞ｂの場合は、フィンガロック信号ＬＫ＝１（ロック状態）を出力する。
【００５８】
図４は他のフィンガロック制御部５０を説明する図で、処理速度の速いパラレル演算方式による構成例を示している。但し、ここでは説明の簡単のため、入力の相関エネルギーがＥ₀₀〜Ｅ₀₃の４つの場合を説明する。図において、下位の比較器ＣＭ１は入力のＥ₀₀とＥ₀₁とを比較しており、もしａ≦ｂの場合は、出力信号（ａ≦ｂ）＝１を出力し、これによりセレクタＳＬ１は大きい側のＥ₀₁を選択出力する。同様にして、下位の比較器ＣＭ２は入力のＥ₀₂とＥ₀₃とを比較しており、もしａ≦ｂの場合は、出力信号（ａ≦ｂ）＝１を出力し、これによりセレクタＳＬ２は大きい側のＥ₀₃を選択出力する。また、上位の比較器ＣＭ３はＳＬ１の大きい方Ｅ₀₁とＳＬ２の大きい方Ｅ₀₃とを比較しており、もしａ≦ｂの場合は、出力信号（ａ≦ｂ）＝１を出力し、これによりセレクタＳＬ３は大きい側のＥ₀₃を選択出力する。
【００５９】
この状態で、比較器ＣＭ３の出力信号Ｓ２は比較結果の上位ビットを表しており、信号Ｓ２＝０はＥ₀₀，Ｅ₀₁の入力グループが大きいこと、また信号Ｓ２＝１はＥ₀₂，Ｅ₀₃の入力グループが大きいことを表している。また、この信号Ｓ２はセレクタＳＬ４に入力しており、これによりセレクタＳＬ４は信号Ｓ２＝０の時は比較器ＣＭ１の出力信号Ｓ１１を、また信号Ｓ２＝１の時は比較器ＣＭ２の出力信号Ｓ１２を選択出力する。
【００６０】
従って、上記Ｅ₀₃が最大の時は、Ｓ１＝１，Ｓ２＝１となり、これは最大値Ｅ₀₃の入力ポートがポート３であることを表している。同様にして、Ｅ₀₂が最大の時は、Ｓ１＝０，Ｓ２＝１となり、最大値Ｅ₀₂の入力ポートがポート２であること、またＥ₀₁が最大の時は、Ｓ１＝１，Ｓ２＝０となり、最大値Ｅ₀₁の入力ポートがポート１であること、そしてＥ₀₀が最大の時は、Ｓ１＝０，Ｓ２＝０となり、最大値Ｅ₀₀の入力ポートがポート０であること、を夫々表している。
【００６１】
上記最初の比較が完了したタイミングにはパルス信号ＳＰが発生し、これにより、レジスタＲＧ１は相関エネルギーＥ₀₀〜Ｅ₀₃の内の最大値ＭＸＥ（＝Ｅ₀₃）を保持し、またレジスタＲＧ２は最大値ＭＸＥに対応する入力ポートのポート番号（ウォルシュコード番号）ＭＸｗを保持する。またパルス信号ＳＰの入力によりデコーダＤＥＣが付勢され、これによりＤＥＣはポート番号ＭＸｗに対応するラインのゲート信号＝１とする。これにより、次回の比較では、前回の最大値ＭＸＥ（＝Ｅ₀₃）に対応するゲート回路Ｇ４が消勢される。即ち、この次回の比較では、前回検出された最大エネルギー値ＭＸＥ（＝Ｅ₀₃）が比較の対象から取り除かれ、よって今回の比較では２番値ＮＸＥ（例えばＥ₀₁）が検出される。
【００６２】
この状態で、加算器５１は相関エネルギーＥ_ijの最大値ＭＸＥと２番値ＮＸＥとの差エネルギー△Ｅを求める。比較器ＣＭ４はこの差エネルギー△Ｅと所定閾値ｔｈとを比較し、ａ＞ｂの場合は、フィンガロック信号ＬＫ＝１（ロック状態）を出力する。
【００６３】
本第１の実施の形態では、相関エネルギーＥ_ijの最大値ＭＸＥと２番値ＮＸＥとの差エネルギー△Ｅを比較の対象とするため、実際上この値△Ｅは最大値ＭＸＥと２番値ＮＸＥとの間に所要以上の差があることを表せれば十分である。即ち、それ以上の差はクリップ（クランプ）できる。従って、比較部ＣＭ３／ＣＭ４における必要ビットを大幅に削減できる。
【００６４】
図８〜図９は第２の実施の形態による無線通信装置を説明する図（１）〜（３）で、フィンガロック検出に際しては、フィンガにおける相関エネルギーの最大値ＭＸＥに対してフィンガ合成後の相関エナルギーの最大値ＭＸＧを加味する場合を示している。
【００６５】
図９に第２の実施の形態におけるの最大値選択部３６の構成を示す。図において、カウンタＣＴ１は高速クロックＨＣＫにより０〜６３までカウントアップし、これによりデータマルチプレクサＤＭＸはフィンガ合成部３５₀₀〜３５₆₃からの合成エネルギーＧ₀₀〜Ｇ₆₃を高速でスキャンする。比較器ＣＭ１はＤＭＸの出力と最大値記憶レジスタＲＧ１の出力とを比較しており、もしａ≧ｂであると、出力信号（ａ≧ｂ）＝１とする。これによりレジスタＲＧ１はその時のＤＭＸの出力エネルギー値を保持し、またレジスタＲＧ２はその時のカウンタＣＴ１のカウント出力を保持する。こうして、やがてカウンタＣＴ１が６３をカウントした時は、レジスタＲＧ１は合成エネルギーＧ₀₀〜Ｇ₆₃の内の最大値ＭＸＧを、またレジスタＲＧ２は最大値ＭＸＧに対応するカウント値（ウォルシュコード番号）ＭＸＷを保持している。なお、最大値選択部３６を上記図４のパラレル演算方式で構成しても良い。
【００６６】
図８に戻り、最大値選択部３６で検出したフィンガ合成後の相関エネルギーの最大値ＭＸＧはフィンガ３４₁ 〜３４₄ に帰還されている。フィンガ３４₁ において、５２は乗算器、５３は加算器である。その他の構成については上記図２４で述べたフィンガ３４₁ の構成と同様で良い。本第２の実施の形態では、フィンガ３４₁ で検出された相関エナルギーの最大値ＭＸＥに対して、フィンガ合成後の相関エネルギーの最大値ＭＸＧに所定の係数α（例えば０＜α≦１）を掛けたものを加算し、これを閾値ＴＨと比較する構成としている。フィンガ３４₂ 〜３４₄ についても同様である。従って、本第２の実施の形態によれば、ロック検出に関しては、フィンガ毎の相関エネルギーが低下していても、各フィンガは有効なロック検出／維持を行える。
【００６７】
図１０は第２の実施の形態における他の無線通信装置を説明する図で、ロック状態を検出（フィンガ合成に寄与）しているフィンガに対してのみフィンガ合成後の相関エネルギーの最大値ＭＸＧを所定の割合で加味する場合を示している。図において、最大値選択部３６で選択されたフィンガ合成後の相関エネルギーの最大値ＭＸＧはフィンガ３４₁ 〜３４₄ に帰還されている。
【００６８】
フィンガ３４₁ において、ロック検出信号ＬＫ＝０の場合は、ゲート回路５５が開放しており、フィンガ３４₁ の相関エネルギーの最大値ＭＸＥにフィンガ合成後の相関エネルギーの最大値ＭＸＧは加算されない。この場合のフィンガ３４₁ は、まず自力でロック検出状態となる必要があり、フィンガ３４₁ 内で、有為（閾値ＴＨを超える様）な相関エネルギーの最大値ＭＸＥが検出されると、ロック検出信号ＬＫ＝１となり、これによりフィンガ３４₁ はフィンガ合成に寄与する。
【００６９】
ところで、この場合のフィンガ３４₁ における相関エネルギーの最大値ＭＸＥはフィンガ合成後の相関エネルギーの最大値ＭＸＧと同一のエネルギー種別（ウォルシュコード番号）である可能性が高い。そこで、一旦ロック検出信号ＬＫ＝１となった場合には、ゲート回路５５を閉成し、フィンガ３４₁ の相関エネルギーの最大値ＭＸＥに所定の係数β（例えば０＜β≦１）を掛けたものに、フィンガ合成後の相関エネルギーの最大値ＭＸＧに所定の係数α（０＜α≦１）を掛けたものを加算し、これを閾値ＴＨと比較する構成としている。
【００７０】
従って、以後はフィンガ３４₁ における相関エネルギーがある程度低下しても、フィンガ合成に安定に寄与する。但し、その後にフィンガ３４₁ におけるＥ_b ／Ｎ_O （通信環境）が顕著に低下し、これにより相関エネルギーの最大値ＭＸＥが所要以下に下がると、ロック検出信号ＬＫ＝０となり、フィンガ合成から外れる。フィンガ３４₂ 〜３４₄ についても同様である。
【００７１】
この様に本実施の形態では、フィンガがまず自力でロック状態となるトリガ条件を課すことにより、より良いフィンガの合成を図っている。なお、係数α，βは固定でも良いが、好ましくは、閾値ＴＨ等のシステムパラメータと共に、通信環境等に応じて、サーチャ４０により決定される。
【００７２】
図１１〜図１５は第３の実施の形態による無線通信装置を説明する図（１）〜（５）で、フィンガで検出した相関エネルギーの最大値ＭＸＥに対応するウォルシュコード番号ＭＸｗとフィンガ合成後の相関エネルギーの最大値ＭＸＧに対応するウォルシュコード番号ＭＸＷとが一致することを条件にフィンガ合成後の相関エネルギーの最大値ＭＸＧを加味／選択する場合を示している。
【００７３】
図１１は第３の実施の形態によるフィンガ３４₁ 〜３４₄ のブロック構成を示している。図において、６０はフィンガロック制御部（ＦＬＣ）であり、ここでは最大値選択部３６からフィンガ合成後の相関エネルギーの最大値ＭＸＧとこれに対応するウォルシュコード番号ＭＸＷとが帰還されており、フィンガで検出されたウォルシュコード番号ＭＸｗとの比較一致を条件にフィンガ合成後の相関エネルギーの最大値ＭＸＧを加味／選択する制御を行う。フィンガ３４₂ 〜３４₄ についても同様である。
【００７４】
図１２はフィンガロック制御部６０の第１の構成例を示している。図において、６１は最大値検出部であり、フィンガにおける相関エネルギーＥ₀₀〜Ｅ₆₃の内の最大値ＭＸＥ及びこれに対応するウォルシュコード番号ＭＸｗを検出する。なお、この構成は上記図９で述べた最大値選択部３６と同様で良い。
【００７５】
図１２において、今、比較器ＣＭ２の出力信号（ａ＝ｂ）＝０（ａ≠ｂ）により、ゲート回路５５が開放しており、フィンガ合成後の相関エネルギーの最大値ＭＸＧの帰還（加算）分は無いものとする。また、フィンガ３４₁ の受信エネルギーが低いために、相関エネルギーの最大値ＭＸＥの絶対レベルも低く、このためにフィンガ３４₁ の単独ではβ・ＭＸＥ＜ＴＨとなり、ロック検出信号ＬＫ＝０（非合成）とする。
【００７６】
係る場合でも、フィンガ３４₁ の受信状態が良くなると、ＭＸＥの絶対レベルは相変わらずが低くても、フィンガ内部ではＭＸｗ＝ＭＸＷが検出されることとなり、この様なフィンガ３４₁ の相関エネルギーＥ₀₀〜Ｅ₆₃をシステムに合成することが好ましい。即ち、ここで、ウォルシュコード番号を比較する意味は、そのフィンガがフィンガ合成後の最大相関エネルギーＭＸＧに正しく寄与するか否かを判定する目安となるものであり、フィンガにおける最大相関エネルギーＭＸＥの絶対レベルが小さくても、フィンガの品質の善し悪しを的確に示す尺度となる。そこで、比較器ＣＭ２はフィンガ３４₁ のウォルシュコード番号ＭＸｗとフィンガ合成後のウォルシュコード番号ＭＸＷとを比較しており、もしａ＝ｂであると、ゲート回路５５を閉成する。これによりフィンガ３４₁ の最大エネルギー成分β・ＭＸＥにフィンガ合成後の最大エネルギー成分α・ＭＸＧが加算され、フィンガ３４₁ はロック状態となる。その後は、ＭＸｗ＝ＭＸＷの検出が継続する間は、フィンガ３４₁ のロック検出レベルはかさ上げされており、フィンガ３４₁ は安定してフィンガ合成に寄与する。
【００７７】
図１３はフィンガロック制御部６０の第２の構成例を示している。図において、６２は移動平均部であり、比較器ＣＭ２におけるＭＸｗとＭＸＷとの比較結果＝１／０につき所定回数分の移動平均値を求める。他の構成については上記図１２で述べたものと同様で良い。この例は、雑音の大きい伝送系（受信状態）に適用して好適である。即ち、雑音の影響によりＭＸｗ＝ＭＸＷとＭＸｗ≠ＭＸＷの比較結果がとがランダムに発生しても、比較器ＣＭ４における受信品質の良否判定がバタツクことは無く、よってフィンガ合成可／否の制御が安定化する。
【００７８】
図１４はフィンガロック制御部６０の第３の構成例を示している。図において、Ａ１はＡＮＤゲート回路であり、ここでは上記図１３の構成に対して、更に自フィンガのロック検出信号ＬＫ＝１である条件が付加されている。なお、移動平均部６２，比較器ＣＭ４については省略しても良い。以下、動作を具体的に説明する。
【００７９】
今、ゲート回路５５が開放状態であるとすると、フィンガ合成後の最大エネルギー成分α．ＭＸＧの加算分は無く、最初は自フィンガの単独で、最大エネルギー成分β・ＭＸＥ＞ＴＨにより、ロック検出信号ＬＫ＝１（合成）となる必要がある。これは、自フィンガの受信状態（Ｅ_b ／Ｎ₀ ）が良く、単独でも十分な絶対値レベルの最大相関エネルギーＭＸＥを検出した場合をトリガとする構成である。そして、このロック後、比較器ＣＭ４がａ＞ｂ（即ち、ＭＸｗ＝ＭＸＷの状態が継続）を満足すると、ゲート回路５５が閉成されて自フィンガに合成エネルギーの帰還分α・ＭＸＧが加算され、その後はフィンガ合成に安定に寄与することとなる。
【００８０】
また、その後に自フィンガにおける最大エネルギーＭＸＥの絶対レベルが低下し、又は比較器ＣＭ４がａ＞ｂ（ＭＸｗ＝ＭＸＷの状態が継続）を満足しなくなったことによりゲート回路５５が開放した時に、もし自フィンガの最大エネルギーＭＸＥの絶対レベルが所要ＴＨ以下であると、ロック検出信号ＬＫ＝０（非合成）となる。この様に本第３の構成例では、フィンガがまず自力でロック状態となるトリガ条件を課すことにより、より良いフィンガの合成を図っている。
【００８１】
図１５はフィンガロック制御部６０の第４の構成例を示し、これまでのフィンガ合成後の最大エネルギー成分α・ＭＸＥを加算する方法に代えて、自フィンガの最大エネルギー成分β・ＭＸＥとフィンガ合成後の最大エネルギー成分α・ＭＸＥとを切り替える場合を示している。図において、ＳＬ１はセレクタである。なお、移動平均部６２，比較器ＣＭ４は省略しても良い。以下、動作を具体的に説明する。
【００８２】
今、比較器ＣＭ４がａ＞ｂ（ＭＸｗ＝ＭＸＷの状態が継続）を満足していないとすると、セレクタＳＬ１は自フィンガの最大エネルギー成分β・ＭＸＥの側を選択出力する。この状態では、自フィンガの最大エネルギー成分β・ＭＸＥ＞ＴＨであるとロック検出信号ＬＫ＝１（合成）となり、またβ・ＭＸＥ＞ＴＨでないとロック検出信号ＬＫ＝０（非合成）となる。この動作モードは、自フィンガにおける最大エネルギー成分β・ＭＸＥの絶対値レベルの大小に則した通常のロック／アンロックの制御モードである。
【００８３】
一方、比較器ＣＭ４がａ＞ｂ（ＭＸｗ＝ＭＸＷの状態が継続）を満足していると、セレクタＳＬ１はフィンガ合成後の最大エネルギー成分α・ＭＸＧの側を選択出力する。この状態では、フィンガ合成後の最大エネルギー成分α・ＭＸＧ＞ＴＨであるとロック検出信号ＬＫ＝１（合成）となり、またα・ＭＸＧ＞ＴＨでないとロック検出信号ＬＫ＝０（非合成）となる。
【００８４】
この様に、本第４の構成例によれば、自フィンガの最大エネルギー成分β・ＭＸＥがロック検出又はロック状態を維持するのに十分に大きくはない場合でも、自フィンガの受信品質が良い（ＭＸｗ＝ＭＸＷの状態が継続している）ことが考慮される結果、的確かつ安定なロック／アンロックの制御が可能となる。また、加算器５３やゲート回路５５を備えない分、回路が簡単になると共に、α・ＭＸＧ又はβ・ＭＸＥと閾値ＴＨとを直接比較することになるので、α，β，ＴＨ等のパラメータ設定が容易となる。
【００８５】
図１６，図１７は第４の実施の形態による無線通信装置を説明する図（１），（２）で、任意２つのフィンガが同一又は略同一の信号を受信していることを検出した場合に、何れか一方のフィンガの合成を消勢する場合を示している。
【００８６】
挿入図（ａ）に基地局ＢＳのサービスエリアを示す。一般に移動通信システムではサーチャ４０からの指示によりフィンガを配置するが、移動局ＭＳが隣合うアンテナ（例えばＡ１２，Ａ２１）の略中央に在圏する様な場合には、サーチャ４０が配置した隣合うアンテナＡ１，Ａ２で略同一位相かつ同一内容の信号を受信することが考えられる。しかし、同一又は略同一の信号を合成してもＲＡＫＥ受信のゲインは殆ど無く、むしろ、ＢＳにおけるＥ_b ／Ｎ_o が不必要に改善されることにより、逆に移動局ＭＳの送信出力が下がり、このためにＢＳにおけるフィンガ毎のＥ_b ／Ｎ_o が低下してしまう事が問題となる。
【００８７】
図１６は第４の実施の形態による受信系のブロック図を示している。図において、７０は一致検出部であり、信号選択部３３の出力の直交復調信号（Ｉ₁ ，Ｑ₁ ）〜（Ｉ₄ ，Ｑ₄ ）に関する一致検出に基づきフィンガ３４₁ 〜３４₄ に対するフィンガロック消勢信号ＤＳ₁ 〜ＤＳ₄ を生成する。
【００８８】
図１７は一致検出部７０のブロック図を示している。今、４つの復調信号（Ｉ₁ ，Ｑ₁ ）〜（Ｉ₄ ，Ｑ₄ ）の組につき任意２つの復調信号の組が一致するか否かの相関を考えると、以下の６つの組み合わせがある。
【００８９】
（Ｉ₁ ，Ｑ₁ ）−（Ｉ₂ ，Ｑ₂ ）
（Ｉ₁ ，Ｑ₁ ）−（Ｉ₃ ，Ｑ₃ ）
（Ｉ₁ ，Ｑ₁ ）−（Ｉ₄ ，Ｑ₄ ）
（Ｉ₂ ，Ｑ₂ ）−（Ｉ₃ ，Ｑ₃ ）
（Ｉ₂ ，Ｑ₂ ）−（Ｉ₄ ，Ｑ₄ ）
（Ｉ₃ ，Ｑ₃ ）−（Ｉ₄ ，Ｑ₄ ）
図１７において、一致検出部ブロック７１₁ 〜７１₆ は上記各組の一致検出を夫々に行う。例えば一致検出部ブロック７１₁ において、比較器ＣＭ１，ＣＭ２は２信号（Ｉ₁ ，Ｑ₁ ），（Ｉ₂ ，Ｑ₂ ）の組の一致（Ｉ₁ ＝Ｉ₂ ，Ｑ₁ ＝Ｑ₂ ）を検出しており、両者を同時に満足すると、ＡＮＤゲート回路Ａ１の出力信号＝１となる。また比較器ＣＭ３，ＣＭ４は２信号（Ｉ₁ ，Ｑ₁ ），（Ｉ₂ ，Ｑ₂ ）の組の一致（Ｉ₁ ＝Ｑ₂ ，Ｉ₂ ＝Ｑ₁ ）を検出しており、両者を同時に満足すると、ＡＮＤゲート回路Ａ２の出力信号＝１となる。後者はフィンガによって無線ローカル周波数の位相がπ／２ずれている場合があるための比較であり、上記ＡＮＤゲート回路Ａ１又はＡ２を満足すると２信号間の一致検出となる。
【００９０】
移動平均部７２は一致有無検出出力＝１／０の移動平均を求める。比較器ＣＭ５は移動平均部７２の出力と所定閾値ＴＨ３とを比較しており、もしａ＞ｂであると、フィンガ３４₁ ／３４₂ に対するフィンガロック消勢信号ＤＳ₁ ／ＤＳ₂ ＝１とする。従って、この場合はフィンガ３４₁ 又は３４₂ のフィンガ合成が消勢され、無駄なフィンガ合成を阻止できる。また、フィンガ合成後のＥ_b ／Ｎ_o も不必要に上昇せず、よって移動局の送信電力が下げられる事も無い。他の一致検出部ブロック７１₂ 〜７１₆ についても同様である。
【００９１】
なお、上記一致検出ブロック７１₁ は２信号（Ｉ₁ ，Ｑ₁ ），（Ｉ₂ ，Ｑ₂ ）の組の厳密な一致有無を検出するものであったが、これに限らない。一般に移動通信システムは非常にノイズの多いシステムであり、２信号のいずれにもチップ誤りを含む場合が多い。このため比較を厳密に行うのではなく、ある程度の相違まで同一と見なす方が良い場合がある。例えば２信号Ｉ₁ ，Ｉ₂ の間で任意の位置に１ビット程度の相違がある場合に、これらを同一と見なしても本発明の目的を達成できる。この場合は、上記比較器ＣＭ１〜ＣＭ４を使用する代わりに、相関検出器（不図示）を使用できる。例えば６４ビットの各復調信号につき、
Ｉ₁ ＝「００００００００…０００００００」
Ｉ₂ ＝「００００００００…００００００１」
であったとすると、相関値λ₁₂＝（６３−１）／６４≒０．９７となり、これが所定閾値ＴＨ４（例えばＴＨ４＝０．９５）を超えていることで２信号Ｉ₁ ，Ｉ₂ が一致すると判断できる。
【００９２】
図１８，図１９は第５の実施の形態による無線通信装置を説明する図（１），（２）で、任意２つのフィンガが同一又は略同一の信号を受信していることを検出した場合に、何れか一方のフィンガの合成を消勢する他の場合を示している。
【００９３】
図１８は第５の実施の形態における受信系のブロック図を示している。図において、ＭＸＤ１〜ＭＸＤ４はフィンガ３４₁ 〜３４₄ における各相関エネルギーＥ₀₀〜Ｅ₆₃につき夫々の最大値ＭＸＥ₁ 〜ＭＸＥ₄ に各対応するウォルシュコード番号ＭＸｗ₁ 〜ＭＸｗ₄ を抽出する最大符号抽出部、８０は最大符号抽出部ＭＸＤ１〜ＭＸＤ４の出力の各ウォルシュコード番号ＭＸｗ₁ 〜ＭＸｗ₄ に関する一致検出に基づきフィンガ３４₁ 〜３４₄ に対するフィンガロック消勢信号ＤＳ₁ 〜ＤＳ₄ を生成する一致検出部である。本第５の実施の形態では、フィンガ３４₁ 〜３４₄ で抽出されたウォルシュコード番号ＭＸｗ₁ 〜ＭＸｗ₄ の一致有無を比較する構成により、この位置では信号速度が低速であり回路規模を小さくできること等の利点がある。
【００９４】
図１９は第５の実施の形態における一致検出部８０のブロック図を示している。上記同様に、４つのウォルシュコード番号ＭＸｗ₁ 〜ＭＸｗ₄ につき任意２つのウォルシュコード番号が一致するか否かを考えると、６つの組み合わせがある。一致検出部ブロック８１₁ 〜８１₆ は各組の一致検出を夫々に行う。例えば一致検出部ブロック８１₁ において、比較器ＣＭ１はウォルシュコード番号ＭＸｗ₁ とＭＸｗ₂ とを比較しており、もしａ＝ｂであると、一致検出信号（ａ＝ｂ）＝１を出力する。移動平均部８３は一致有無検出出力＝１／０の移動平均を求める。比較器ＣＭ５は移動平均部８３の出力と所定閾値ＴＨ３とを比較しており、もしａ＞ｂであると、フィンガ３４₁ ／３４₂ に対するフィンガロック消勢信号ＤＳ₁ ／ＤＳ₂ ＝１とする。他の一致検出部ブロック８１₂ 〜８１₆ についても同様である。
【００９５】
図２０は第５の実施の形態における一致検出部８０の他の構成例を示している。なお、この場合における上記図１８の最大符号抽出部ＭＸＤ１〜ＭＸＤ４はフィンガ３４₁ 〜３４₄ における各相関エネルギーＥ₀₀〜Ｅ₆₃につき夫々の最大値ＭＸＥ₁ 〜ＭＸＥ₄ 及び２番値ＮＸＥ₁ 〜ＮＸＥ₄ に各対応する最大値ウォルシュコード番号ＭＸｗ₁ 〜ＭＸｗ₄ 及び２番値ウォルシュコード番号ＮＸｗ₁ 〜ＮＸｗ₄ を抽出するものとする。
【００９６】
一致検出ブロック８２₁ において、比較器ＣＭ１はＭＸｗ₁ とＭＸｗ₂ との一致を検出し、かつ比較器ＣＭ２はＮＸｗ₁ とＮＸｗ₂ との一致を検出しており、両者を満足した時はＡＮＤゲート回路Ａ１の出力＝１となる。これは上記図１９の場合よりも厳密な一致状態を検出していることになり、フィンガ３４₁ ，３４₂ の受信状態が共に良い時はこの様な状態が起こる。
【００９７】
一方、上記の如く移動通信システムはノイズの多いシステムであり、２つの復調信号のいずれにもチップ誤りを含む場合が多い。この時、チップ誤りを含む２信号（２つの復調ウォルシュコード）が略同一であるのに、一方のフィンガ３４₁ からはＭＸｗ₁ ＝ｗ₀ ，ＮＸｗ₁ ＝ｗ₁ が抽出され、また他方のフィンガ３４₂ からはＭＸｗ₂ ＝ｗ₁ ，ＮＸｗ₂ ＝ｗ₀ が抽出される場合がある。比較器ＣＭ３はＭＸｗ₁ ＝ｗ₀ とＮＸｗ₂ ＝ｗ₀ との一致を検出し、かつ比較器ＣＭ３はＭＸｗ₂ ＝ｗ₁ とＮＸｗ₁ ＝ｗ₁ との一致を検出しており、両者を満足した時はＡＮＤゲート回路Ａ２の出力＝１となる。これもフィンガ３４₁ ，３４₂ が略同一の信号を受信していることの一態様に他ならない。
【００９８】
移動平均部８３はＯＲゲート回路Ｏ１の出力の一致有無検出出力＝１／０の移動平均を求める。比較器ＣＭ５は移動平均部８３の出力と所定閾値ＴＨ３とを比較しており、もしａ＞ｂであると、フィンガ３４₁ ／３４₂ に対するフィンガロック消勢信号ＤＳ₁ ／ＤＳ₂ ＝１とする。他の一致検出部ブロック８２₂ 〜８２₆ についても同様である。
【００９９】
なお、上記は最大値ウォルシュコード番号ＭＸｗ₁ 〜ＭＸｗ₄ から２番値ウォルシュコード番号ＮＸｗ₁ 〜ＮＸｗ₄ までを比較する場合を述べたが、２番値以降のウォルシュコード番号を比較に含めても良い。
【０１００】
また、上記各実施の形態では、幾つかの特徴的な構成例を述べたが、各実施の形態における特徴的事項を所望に組み合わせることが可能である。
【０１０１】
また、上記本発明に好適なる複数の実施の形態を述べたが、本発明思想を逸脱しない範囲内で各部の構成、制御、及びこれらの組合せの様々な変更が行えることは言うまでも無い。
【０１０２】
【発明の効果】
以上述べた如く本発明によれば、通信環境や端末局の在圏位置に応じて常に適正なフィンガ（ＲＡＫＥ）合成が得られ、この種の無線通信装置の通信品質向上に寄与する所が極めて大きい。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の原理を説明する図である。
【図２】第１の実施の形態による無線通信装置を説明する図（１）である。
【図３】第１の実施の形態による無線通信装置を説明する図（２）である。
【図４】第１の実施の形態による無線通信装置を説明する図（３）である。
【図５】第１の実施の形態における相関値を説明する図（１）である。
【図６】第１の実施の形態における相関値を説明する図（２）である。
【図７】第１の実施の形態における相関値を説明する図（３）である。
【図８】第２の実施の形態による無線通信装置を説明する図（１）である。
【図９】第２の実施の形態による無線通信装置を説明する図（２）である。
【図１０】第２の実施の形態による無線通信装置を説明する図（３）である。
【図１１】第３の実施の形態による無線通信装置を説明する図（１）である。
【図１２】第３の実施の形態による無線通信装置を説明する図（２）である。
【図１３】第３の実施の形態による無線通信装置を説明する図（３）である。
【図１４】第３の実施の形態による無線通信装置を説明する図（４）である。
【図１５】第３の実施の形態による無線通信装置を説明する図（５）である。
【図１６】第４の実施の形態による無線通信装置を説明する図（１）である。
【図１７】第４の実施の形態による無線通信装置を説明する図（２）である。
【図１８】第５の実施の形態による無線通信装置を説明する図（１）である。
【図１９】第５の実施の形態による無線通信装置を説明する図（２）である。
【図２０】第５の実施の形態による無線通信装置を説明する図（３）である。
【図２１】従来技術を説明する図（１）である。
【図２２】従来技術を説明する図（２）である。
【図２３】従来技術を説明する図（３）である。
【図２４】従来技術を説明する図（４）である。
【図２５】従来技術を説明する図（５）である。
【図２６】従来技術を説明する図（６）である。
【符号の説明】
１１ ＣＲＣ演算部（ＣＲＣ）
１２ 畳込符号部（ＥＮＣ）
１３ シンボル繰返し部
１４ インタリーバ
１５ ６４系列直交変調器
１６ ロングコード発生部
１７ 乗算器
１８ ショートコード発生部
２０₁ ，２０₂ 乗算器
２１ １／２ｃｈｉｐ遅延部
２２₁ フィルタ
２３₁ Ｄ／Ａ変換器（Ｄ／Ａ）
２４ ＱＰＳＫ変調部（ＱＰＳＫ−ＭＯＤ）
２５ 送信ＲＦ部
３１ 受信ＲＦ部（Ｒ_x ）
３２ ＱＰＳＫ復調部（ＤＥＭ）
３３ 信号選択部
３４ フィンガ
３５ 合成部
３６ 最大値選択部
３７ コード変換部
３８ デインタリーバ
３９ ビタビ復号部
４０ サーチャ
４１ 逆拡散部
４２ 相関器
４３ 乗算器
４４ 加算部
４５ 高速アダマール変換部（ＦＨＴ）
４６ エネルギー算出部
４７ ゲート回路（ＧＡＴＥ）
４８ 最大値選択部（ＭＸＳ）
４９ 比較器（ＣＭＰ）
５０ フィンガロック制御部（ＦＬＣ）
５１ 加算器
６０ フィンガロック制御部（ＦＬＣ）
６１ 最大値検出部
７０，８０ 一致検出部
７２ 移動平均部
Ａ ＡＮＤゲート回路
ＣＭ 比較器
ＣＴ カウンタ
ＤＥＣ デコーダ
ＤＭＸ データマルチプレクサ
Ｇ ゲート回路
ＭＸＤ 最大符号抽出部
ＮＡ ＮＡＮＤゲート回路
Ｏ ＯＲゲート回路
ＲＧ レジスタ
ＳＬ セレクタ

Claims (15)

1. マルチパスを介して受信復調した各信号を各フィンガでＭ系列直交符号列によりアダマール変換して夫々に符号間の相関値を求め、有為な相関値が得られたフィンガの各相関値出力を夫々に合成してその最大相関値に基づき受信信号を復調する無線通信装置において、
   フィンガにおける入力の相関値から最大値を検出する最大値検出部と、
   前記検出した最大値に対応する相関値の入力ポートをデコードするデコーダと、
   １回目で検出した最大値を保持すると共に、２回目の検出ではデコーダが指す入力ポートの相関値入力を消勢する検出制御部と、
   ２回目の検出で検出した最大値を２番値とする２番値検出部と、
   前記検出した最大値と２番値との差が所定以上であることにより当該フィンガの各相関値出力を付勢するロック制御部とを備えることを特徴とする無線通信装置。
2. マルチパスを介して受信復調した各信号を各フィンガでＭ系列直交符号列によりアダマール変換して夫々に符号間の相関値を求め、有為な相関値が得られたフィンガの各相関値出力を夫々に合成してその最大相関値に基づき受信信号を復調する無線通信装置において、
   フィンガの最大相関値を求める最大値検出部と、
   フィンガの最大相関値とフィンガ合成後の最大相関値とを各所定の割合で合成する合成部と、
   合成部の出力が所定以上であることにより当該フィンガの各相関値出力を付勢（ロック）するロック制御部とを備えることを特徴とする無線通信装置。
3. 合成部は、ロック制御部がロックしていることを条件にフィンガ合成後の最大相関値を所定の割合で合成することを特徴とする請求項２に記載の無線通信装置。
4. フィンガの最大相関値に対応するＭ系列直交符号を生成する符号生成部と、
   符号生成部が生成したＭ系列直交符号とフィンガ合成後の最大相関値に対応するＭ系列直交符号とを比較する比較部とを備え、
   合成部は、比較部の比較一致を条件にフィンガ合成後の最大相関値を所定の割合で合成することを特徴とする請求項２に記載の無線通信装置。
5. 比較部の比較一致／不一致出力の移動平均を求める移動平均部を備え、
   合成部は、移動平均部の出力が所定以上であることを条件にフィンガ合成後の最大相関値を所定の割合で合成することを特徴とする請求項４に記載の無線通信装置。
6. 合成部は、ロック制御部がロックしていることを条件にフィンガ合成後の最大相関値を所定の割合で合成することを特徴とする請求項４又は５に記載の無線通信装置。
7. マルチパスを介して受信復調した各信号を各フィンガでＭ系列直交符号列によりアダマール変換して夫々に符号間の相関値を求め、有為な相関値が得られたフィンガの各相関値出力を夫々に合成してその最大相関値に基づき受信信号を復調する無線通信装置において、
   フィンガの最大相関値を求める最大値検出部と、
   フィンガの最大相関値に対応するＭ系列直交符号を生成する符号生成部と、
   符号生成部が生成したＭ系列直交符号とフィンガ合成後の最大相関値に対応するＭ系列直交符号とを比較する比較部と、
   比較部の不一致検出によりフィンガの最大相関値又はこれに所定係数を掛けたものを選択し、かつ比較部の一致検出によりフィンガ合成後の最大相関値又はこれに所定係数を掛けたものを選択する選択部と、
   選択部の出力が所定以上であることにより当該フィンガの各相関値出力を付勢（ロック）するロック制御部とを備えることを特徴とする無線通信装置。
8. 比較部の比較一致／不一致出力の移動平均を求める移動平均部を備え、
   選択部は、移動平均部の出力が所定以上であることを条件にフィンガ合成後の最大相関値又はこれに所定係数を掛けたものを選択することを特徴とする請求項７に記載の無線通信装置。
9. 選択部は、ロック制御部がロックしていることを条件にフィンガ合成後の最大相関値又はこれに所定係数を掛けたものを選択することをことを特徴とする請求項７又は８に記載の無線通信装置。
10. マルチパスを介して受信復調した各信号を各フィンガでＭ系列直交符号列によりアダマール変換して夫々に符号間の相関値を求め、有為な相関値が得られたフィンガの各相関値出力を夫々に合成してその最大相関値に基づき受信信号を復調する無線通信装置において、
    任意組合せの２パスにつき各復調データを比較する比較部と、
    比較部の比較一致又は略一致の検出により対応する何れか一方のフィンガの相関値出力を消勢するロック制御部とを備えることを特徴とする無線通信装置。
11. マルチパスを介して受信復調した各信号を各フィンガでＭ系列直交符号列によりアダマール変換して夫々に符号間の相関値を求め、有為な相関値が得られたフィンガの各相関値出力を夫々に合成してその最大相関値に基づき受信信号を復調する無線通信装置において、
    任意組合せの２フィンガにつき求めた各最大相関値に対応する各Ｍ系列直交符号を比較する比較部と、
    比較部の比較一致の検出により何れか一方のフィンガの相関値出力を消勢するロック制御部とを備えることを特徴とする無線通信装置。
12. 比較部は、任意組合せの２フィンガにつき求めた各最大相関値及び２番相関値に各対応するＭ系列直交符号を比較することを特徴とする請求項１１に記載の無線通信装置。
13. 比較部は２入力間の相関を求める手段からなることを特徴とする請求項１０乃至１２の何れか一つに記載の無線通信装置。
14. 相関値は、送信側でＭ系列直交符号をＱＰＳＫ変調したものを、受信側でＱＰＳＫ復調すると共に、得られた各復調信号Ｉ，Ｑを夫々にＭ系列直交符号列によりアダマール変換して求められた符号間の相関値（Ｉ_１〜Ｉ_ｎ），（Ｑ_１〜Ｑ_ｎ）の自乗和（Ｉ_１ ^２ ＋Ｑ_１ ^２）〜（Ｉ_ｎ ^２ ＋Ｑ_ｎ ^２）からなることを特徴とする請求項１乃至
    １３の何れか一つに記載の無線通信装置。
15. アダマール変換の対象となる復調信号は、送信側で所定のコードによりコード拡散されたものを、受信側で同一コードにより逆拡散したものであることを特徴とする請求項１４に記載の無線通信装置。

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