JP3610401B2 - 相関エネルギー検出器 - Google Patents

Description

本発明は相関エネルギー検出器に関し、更に詳しくは、Ｉ−Ｑ直交成分で表される第１の信号系列（Ｉ_ｉ ，Ｑ_ｉ ）と所定の第２の信号系列（Ｈ_Ｊ ）との間の相関の大きさを検出する相関エネルギー検出器に関する。

次世代の移動通信システムとして符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）方式が注目されており、既に米国ではＩＳ−９５と言う標準システム（Ｎ−ＣＤＭＡ）が実用化されている。また、インフラ構築の一手段としてＷＬＬ(Wireless Local Loop) と言う半固定移動通信システムにもこのＣＤＭＡ方式が適用される可能性がある。これは米国のＱｕａｌｃｏｍｍ社が提案したチップレート１．２２８８ＭｃｐｓのＣＤＭＡ方式であり、その下り回線にはパイロット外挿信号を用いた同期検波方式が採用され、また上り回線（リバースリンク）にはＭ系列直交変調を用いた非同期検波方式が採用される。この非同期検波方式では振幅信号を電力に変換することでフェージング等による位相誤差を除去し、またＲＡＫＥ受信方式を採用することで通信品質の向上を図っている。本発明はこの種の無線通信装置（リバースリンク）に適用して好適なるものである。

図１７〜図２３は従来技術（ＩＳ−９５の標準システム，特許文献１等）を説明する図（１）〜（７）で、図１７は移動局における送信部のブロック図、図１８は該送信部の信号シーケンスを夫々示している。以下、図１７を中心に送信部を説明するが、図中に信号符号（Ａ）〜（Ｅ）を付すので、併せて図１８を参照されたい。

入力の情報信号はＣＲＣ演算部１１で巡回符号化されて後、畳込符号部（ＥＮＣ）１２で誤り訂正符号に変換される。更にこの誤り訂正符号はシンボル繰返し部１３で１．２ｋｂｐｓ〜９．６ｋｂｐｓの入力信号を９．６ｋｐｓの信号（Ａ）に統一すべく同一シンボルの繰返し処理が行われる。更にこの信号（Ａ）はインタリーバ１４でインタリーブされ、ここから２８．８ｋｂｐｓの信号列（Ｂ）となるように読み出され、Ｍ（６４）系列直交変調部１５に入力する。

この６４系列直交変調部１５では、入力の各６ビットデータを対応する６４ビットのウォルシュ(walsh) コード信号（Ｃ）に変換（即ち、６４／６倍にコード拡散）する。例えば入力の６ビットデータ「００００００」は６４ビットのウォルシュコード信号「００００００００…００００００００」に、また入力の６ビットデータ「０００００１」は６４ビットのウォルシュコード信号「０１０１０１０１…０１０１０１０１」に夫々変換され、これらは最終的に３０７．２ｋｃｐｓの信号（Ｄ）となる。

更にこの信号（Ｄ）には乗算器１７でロングコード発生部１６からのユーザ毎のＰＮ系列（ロングコードＬＣＤ）が乗算され、これにより１．２２８８Ｍｃｐｓのコード拡散符号系列（Ｅ）となる。またこの信号（Ｅ）にはＩｃｈ用，Ｑｃｈ用の各乗算器２０1 ，２０2 でショートコード発生部１８からの基地局識別用ＰＮ系列（ショートコードＳＣＤ）が夫々乗算され、更にその各出力はフィルタ２２₁ ，２２₂ を通り、Ｄ／Ａ変換器２３₁ ，２３₂ でアナログ信号に変換され、ＱＰＳＫ変調部２４に入力する。

この時、１／２ｃｈｉｐ遅延部２１により、ＩｃｈとＱｃｈとの信号位相が１／２チップシフトされている為、ＱＰＳＫ変調部２４の出力は、オフセットＱＰＳＫ（以下、ＯＱＰＳＫと言う）変調された信号となる。このＯＱＰＳＫ変調により、πの位相変化はなく、最大でもπ／２の位相変化となるので、厳しい帯域制限を受けても、信号の包絡線がわ
ずかに落ち込むだけで、零点を生じない。更にこのＯＱＰＳＫ変調信号ＩＦは、送信ＲＦ部（Ｔx ）２５で無線周波信号に変換され、アンテナＡ₀ より基地局に送信される。

図１９は基地局における受信部（リバースリンク復調部）のブロック図、図２０は該受信部を構成するフィンガのブロック図、図２１は受信部の信号シーケンスを夫々示している。以下、これらの図を参照して受信部の動作を説明する。

図１９の挿入図（ａ）に基地局ＢＳのサービスエリアの概要を示す。ここでは、１セルが３セクタ１〜３に分割され、１セクタ当たり２本の受信（ダイバーシチ）アンテナを備える。任意の位置にある移動局ＭＳと同時に通信可能なアンテナの数は最大４本程度（図の例ではＡ₁₁，Ａ₁₂，Ａ₂₁，Ａ₂₂）であり、図１９にはこれらに対応する４本分のアンテナＡ₁ 〜Ａ₄ が示されている。

図１９において、アンテナＡ₁ 〜Ａ₄ からの受信信号は受信ＲＦ部（Ｒx ）３１₁ 〜３１₄ で増幅かつ所定の中間周波信号ＩＦに変換され、更にＱＰＳＫ復調部（ＤＥＭ）３２₁ 〜３２₄ で直交復調データ（Ｉ₁ ，Ｑ₁ ）〜（Ｉ₄ ，Ｑ₄ ）に復調される。該復調データはサーチャ４０の制御下で動作する信号選択部３３で選択され、フィンガ３４₁ 〜３４₄ に入力する。この時、各フィンガ３４₁ 〜３４₄ では常に受信波が満たされるとは限らず、またサーチャ４０の制御（アンテナ選択，遅延時間ＰＮ_offset）の下で動作し、かつ実際上ＤＥＭ３２₁ 〜３２₄ とフィンガ３４₁ 〜３４₄ との間の接続にはあらゆる組み合わせが許されている。

図２０にフィンガ３４₁ 〜３４₄ のブロック図を示す。フィンガ３４₁ の逆拡散部４１において、入力の復調データＩ₁ ，Ｑ₁ は相関器４２でサーチャ４０より提供されるショートコードＰＮ_offset（ＰＮＩ₁ ，ＰＮＱ₁ ）により夫々に逆拡散される。このショートコードＰＮＩ₁ ，ＰＮＱ₁ は送信側のショートコードＳＣＤに対応しており、この内のＰＮＩ₁ は復調データＩ₁ に位相（チップ）同期し、またＰＮＱ₁ は復調データＱ₁ に位相（チップ）同期している。更に相関器４２の出力データＩ₁ ，Ｑ₁ は乗算器４３₁ ，４３₂ で送信側のユーザコードＬＣＤに対応するロングコードＬＣＤにより逆拡散され、更に加算部４４₁ ，４４₂ では連続する４つ分の逆拡散データＩ₁ ，Ｑ₁ が夫々に加算される。

ところで、こうして得られた逆拡散データＩ₁ ，Ｑ₁ ｛図２１の信号（Ａ）｝は、もし伝送中にチップ誤りが無ければ送信側における６４系列直交変調部１５の出力のウォルシュコードに一致する。但し、実際は伝送中のチップ誤り等により必ずしも送信時のウォルシュコードと同一では無い。更に加算部４４₁ ，４４₂ の出力データＩ₁ ，Ｑ₁ は高速アダマール変換部（ＦＨＴ）４５₁ ，４５₂ で夫々にアダマール変換される。即ち、ここでは入力データＩ₁ ，Ｑ₁ と６４種のウォルシュコード列とが夫々に行列演算されて符号間の相関に応じた相関値（Ｉ₀₀〜Ｉ₆₃），（Ｑ₀₀〜Ｑ₆₃）が夫々に生成される。２乗和相関エネルギー演算部４６₀₀〜４６₆₃は各相関値毎の電力（Ｉ₀₀ ² ＋Ｑ₀₀ ² ）〜（Ｉ₆₃ ² ＋Ｑ₆₃ ² ）を求めてウォルシュコード番号０〜６３に各対応する相関エネルギーＥ₀₀〜Ｅ₆₃を出力する。

相関エネルギーＥ₀₀〜Ｅ₆₃はゲート回路（ＧＡＴＥ）４７に入力すると共に、最大値選択部（ＭＸＳ）４８にも入力される。最大値選択部４８は相関エネルギーＥ₀₀〜Ｅ₆₃から最大の相関エネルギーＭＸＥを選択する。比較器（ＣＭＰ）４９は最大エネルギーＭＸＥと所定閾値ＴＨとを比較し、ＭＸＥ＞ＴＨの時はゲート回路４７を閉成し、それ以外の場合はゲート回路４７を開放にする。即ち、各相関エネルギーＥ₀₀〜Ｅ₆₃は、その内の最大エネルギーＭＸＥが所定閾値ＴＨを超えている時のみ、フィンガ３４₁ から出力され、後段のＲＡＫＥ（熊手）合成に寄与する。他のフィンガ３４₂ 〜３４₄ についても同様であ
る。ＲＡＫＥ受信方式の下では、マルチパス（図１９では最大４パス）の各相関値出力（相関エネルギー）の内の有為なフィンガのみを合成することで相関値レベルを大きくし、相関値の確からしさを高めている。

図１９に戻り、フィンガ３４₁ 〜３４₄ の出力の各相関エネルギーＥ₀₀〜Ｅ₆₃は合成部３５₀₀〜３５₆₃で各エネルギーＥ₀₀〜Ｅ₆₃毎に合成（加算）され、合成エネルギーＧ₀₀〜Ｇ₆₃となる。最大値選択部３６は各合成エネルギーＧ₀₀〜Ｇ₆₃の内から最大の合成エネルギーＭＸＧを検出すると共に、該最大エネルギーＭＸＧに対応するウォルシュコード（番号）ＭＸＷを復調（非同期検波）する。

挿入図（ｂ）に非同期検波方式の原理を示す。非同期検波方式の下では、復調信号Ｉ，Ｑを電力（Ｉ² ＋Ｑ² ）に変換することで位相成分を除去し、フェージングによる位相雑音、ローカル信号の周波数誤差による劣化等を防いでいる。今、タイミングｔ₁ とｔ₂ との間で復調位相が△φだけ変化（回転）していても、タイミングｔ₁ ではその時点の送信符号に対応する最大合成エネルギーＭＸＧ＝Ｇ₁₅が得られ、またタイミングｔ₂ ではその時点の送信符号に対応する最大合成エネルギーＭＸＧ＝Ｇ₃₂が得られる。

そして、最大値選択部３６の出力のウォルシュコードＭＸＷ｛図２１の信号（Ｃ）｝はコード変換部３７で対応する６ビットデータ｛信号（Ｄ）｝に変換され、更にデインタリーバ３８でデインタリーブされ、更にビタビ復号部３９でビタビ復号（誤り訂正復号）され、受信データＲＤとなる。

図２２（Ａ）は相関エネルギーｖｓＥ_b ／Ｎo 特性の一例を示しており、縦軸は相関エネルギー、横軸はＥb ／Ｎo （１ビット当たりのＳ／Ｎ比）である。図において、一般にＥb ／Ｎo （受信品質）が高い時は相関エネルギー（ＭＸＥ）も高く、またＥb ／Ｎo が低下すると相関エネルギー（ＭＸＥ）も低下する。以下、この状況を具体的に説明する。

図２２（Ｂ）はＥb ／Ｎo が十分に高い場合の一例を示しており、縦軸は相関エネルギー、横軸はエネルギー種別Ｅ₀₀〜Ｅ₆₃（即ち、ウォルシュコード番号Ｗ₀₀〜Ｗ₆₃に対応）である。今、Ｅb ／Ｎo （通信品質）が十分に高く、もし送信側で送ったウォルシュコード信号Ｗ₁₅が受信側でも正しくウォルシュコード信号Ｗ₁₅と復調されると、相関エネルギーＥ₁₅は最大値ＭＸＥとなり、その他の相関エネルギーは全て「０」となる。

図２２（Ｃ）はＥb ／Ｎo が低下した場合の一例を示している。今、Ｅb ／Ｎo （通信品質）が低下すると、送信側で送ったウォルシュコード信号Ｗ₁₅には雑音等が重畳する結果、この誤りを含む受信符号Ｗ₁₅´との関係では、相関エネルギーＥ₁₅が相対的に低下すると共に、他の符号との間の相関エネルギーＥ₄₃等が相対的に増大し、このためにＥ₁₅＞ＴＨ（即ち、フィンガロック）を検出できなくなる。

図２３は従来のサーチャ４０のブロック図を示している。図において、サーチ制御部７３は、不図示の信号選択部３３を制御して所望パスの復調データ（Ｉｉ ，Ｑｉ ）を選択すると共に、遅延時間調整部７１及びＰＮ発生部７４に所望の遅延時間やＰＮ_offsetを指示し、その際における最大の相関エネルギーＭＸＥを検出し、こうして所要の要件を満たす様なパスを検出（モニタ）する。なお、逆拡散部４１及び相関エネルギー検出部７２の各構成は上記フィンガ３４について述べたものと同様で良い。但し、サーチャ４０ではＲＡＫＥ合成を行わないため、フィンガ出力の合成は行わない。
特開平１１−０８８２９３（要約，図）

上記従来方式ではフィンガの相関エネルギーを２乗和相関エネルギ−（Ｉ² ＋Ｑ² ）により扱っていた。しかし、２乗和演算を実現するための乗算器の回路規模が極めて大きい。また２乗和相関エネルギ−のビット数が２倍必要となるため、後段の回路規模が非常に大きくなる。しかも、ＦＨＴ出力の相関値は大きなダイナミックレンジをもつため、まるめやリミットの方法でＢＩＴ数を減らすと直接精度に影響し、この方法ではビット数を減らし難い。以上の事は、主信号処理系（フィンガ３４等）のみならず、サーチャ４０でも同様である。

本発明は上記従来技術の問題点に鑑み成されたもので、その目的とする所は、簡単な構成で適正な相関エネルギーの検出及びフィンガ（ＲＡＫＥ）合成等が得られる相関エネルギー検出器を提供することにある。

上記の課題は例えば図１の構成により解決される。即ち、本発明（１）の相関エネルギ
ー検出器は、Ｉ−Ｑ直交成分で表される第１の信号系列（Ｉ_ｉ，Ｑ_ｉ）と所定の第２の信号系列（Ｈ_Ｊ）との間の相関値（Ｉ_ｉｊ，Ｑ_ｉｊ）を求め、更に、該求めた各相関値（Ｉ_ｉｊ，Ｑ_ｉｊ）の２乗和ルート値｛√（Ｉ_ｉｊ ^２＋Ｑ_ｉｊ ^２）｝を算出し、該算出した値に基づいて第２の信号系列を特定する特定部を備えた相関エネルギー検出器であって、前記各相関値のうち、最大の相関値についての２乗和ルート値を閾値ＴＨと比較する比較手段と、該比較手段により閾値を超える２乗和ルート値がないことが確認された場合に、閾値ＴＨを下回る２乗和ルート値を前記特定部における特定に用いない選択手段と、を備えたものである。

本発明（１）によれば、閾値ＴＨと各相関値のうち、最大の相関値についての２乗和ルート値との比較を行うこととしたので、比較のための比較回路の小型化が図られる。また、雑音除去のため、閾値ＴＨを高めの値に設定する場合でも、閾値ＴＨ自体のビット数を削減することができる。

また、本発明（２）の相関エネルギー検出器は、Ｉ−Ｑ直交成分で表される第１の信号系列（Ｉ_ｉ，Ｑ_ｉ）と所定の第２の信号系列（Ｈ_Ｊ）との間の相関値（Ｉ_ｉｊ，Ｑ_ｉｊ）を求め、更に、該求めた各相関値（Ｉ_ｉｊ，Ｑ_ｉｊ）の絶対値和（｜Ｉ_ｉｊ｜＋｜Ｑ_ｉｊ｜）を算出し、該算出した値に基づいて第２の信号系列を特定する特定部を備えた相関エネルギー検出器であって、前記各相関値のうち、最大の相関値についての絶対値和の値を閾値ＴＨと比較する比較手段と、該比較手段により閾値を超える絶対値和の値がないことが確認された場合に、閾値ＴＨを下回る絶対値和の値を前記特定部における特定に用いない選択手段と、を備えたものである。

本発明（２）によれば、閾値ＴＨと各相関値のうち、最大の相関値についての絶対値和との比較を行うこととしたので、比較のための比較回路の小型化が図られる。また、雑音除去のため、閾値ＴＨを高めの値に設定する場合でも、閾値ＴＨ自体のビット数を削減することができる。

本発明（３）では、上記本発明（１）又は（２）において、前記相関値（Ｉ_ｉｊ，Ｑ_ｉｊ）はアダマール変換により求めるものである。

以上述べた如く本発明によれば、各相関値のうち、最大の相関値についての２乗和ルート値又は各相関値のうち、最大の相関値についての絶対値和の値と閾値ＴＨとを比較する構成により、回路規模の大幅な削減が可能となり、この種の相関エネルギー検出器及び無線通信装置を小型かつ低価格で提供できる。

以下、添付図面に従って本発明に好適なる実施の形態を詳細に説明する。なお、全図を通して同一符号は同一又は相当部分を示すものとする。

図２は第１の実施の形態による無線通信装置の一部構成を示す図で、２乗和相関エネルギー演算部４６₀₀〜４６₆₃の後段にルート演算部（Ｒ００Ｔ）５０を設けた場合を示している。その他の構成については上記図１９，図２０で述べたものと同様で良い。このルート演算部５０は、例えば各２乗和相関エネルギー演算部４６₀₀〜４６₆₃の各相関エネルギー出力Ｅ´（＝Ｉ² ＋Ｑ² ）をアドレス入力として対応する平方根データＥ｛＝√（Ｉ² ＋Ｑ² ）｝を読み出せる様なＲＯＭを設けることで実現できる。従って、各ＲＯＭ出力の２乗和ルート相関エネルギーＥ₀₀〜Ｅ₆₃のビット数が減少し、これに伴い後段の配線規模及び回路規模が大幅に減少する。

一方、これによって後段における２乗和ルート相関エネルギ−Ｅ（又はその合成エネルギーＧ）の最大値検出精度が劣化することは無い。これを説明の簡単のために２乗和ルート相関エネルギ−Ｅの最大値検出精度で説明する。即ち、今、ＦＨＴ４５からの最大の相関出力をＩ₀₀＝１０，Ｑ₀₀＝１０とすると、その２乗和相関エネルギ−Ｅ´₀₀＝１００＋１００＝２００，２乗和ルート相関エネルギ−Ｅ₀₀＝√（２００）＝１４（但し、小数点以下切り捨てとする）となる。またＦＨＴ４５からの２番目に大きい相関出力をＩ₀₁＝１０，Ｑ₀₁＝９とすると、Ｅ´₀₁＝１００＋８１＝１８１，Ｅ₀₁＝√（１８１）＝１３となる。これを従来の様に２乗和出力で比較をすればＥ´₀₀（＝２００）＞Ｅ´₀₁（＝１８１）の比較結果が得られるが、一方、本第１の実施の形態により平方根出力で比較をしても同様にＥ₀₀（＝１４）＞Ｅ₀₁（＝１３）の比較結果が得られる。またこの例では各相関出力につき１よりも小さい差は生じ得ないから、上記比較関係は常に成り立つ。

図３，図４は第１の実施の形態における最大値選択部を説明する図（１），（２）であり、ここでは、相関エネルギーＥ´／Ｅ（合成エネルギーＧ）が利用される最大値選択部４８／３６の具体例を説明しておく。

図３は回路規模の小さいシリアル演算方式の構成例を示しており、図３（Ａ）はそのブロック図、図３（Ｂ）は動作タイミングチャートである。図において、カウンタＣＴ１は、リセット信号ＲＳによるリセットの後、所定数の高速クロックＨＣＫにより０〜６４までカウントアップする。これによりデータマルチプレクサＤＭＸは入力の各相関エネルギーＥ´₀₀〜Ｅ´₆₃（又は合成エネルギーＧ₀₀〜Ｇ₆₃）を高速でスキャンする。この状態で、比較器ＣＭ１はＤＭＸの出力ａと最大値記憶レジスタＲＧ１の出力ｂとを比較しており、もしａ≧ｂであると、比較出力信号（ａ≧ｂ）＝１とする。これによりレジスタＲＧ１その時のＤＭＸの出力エネルギーを保持し、またレジスタＲＧ２はその時のカウンタＣＴ１のカウント値ＣＴＱを保持する。こうして、やがてカウンタＣＴ１が６４をカウントした時は、ＲＧ１は相関エネルギーＥ₀₀〜Ｅ₆₃の内の最大値ＭＸＥ（ＭＸＧ）を保持し、またＲＧ２は最大値ＭＸＥ（ＭＸＧ）に対応するカウント値（即ち、ウォルシュコード番号）ＭＸＷを保持している。

図４は処理速度の速いパラレル演算方式の構成例を示している。但し、ここでは説明の簡単のため、入力の相関エネルギーがＥ₀₀〜Ｅ₀₃の４つの場合を説明する。図において、下位の比較器ＣＭ１は入力のＥ₀₀とＥ₀₁とを比較しており、もしａ≦ｂの場合は、比較出
力信号（ａ≦ｂ）＝１を出力し、これによりセレクタＳＬ１は大きい側のＥ₀₁を選択出力する。同様にして、下位の比較器ＣＭ２は入力のＥ₀₂とＥ₀₃とを比較しており、もしａ≦ｂの場合は、比較出力信号（ａ≦ｂ）＝１を出力し、これによりセレクタＳＬ２は大きい側のＥ₀₃を選択出力する。一方、上位の比較器ＣＭ３はＳＬ１の大きい方Ｅ₀₁とＳＬ２の大きい方Ｅ₀₃とを比較しており、もしａ≦ｂの場合は、比較出力信号（ａ≦ｂ）＝１を出力し、これによりセレクタＳＬ３は大きい側のＥ₀₃を選択出力する。

この状態で、比較器ＣＭ３の出力信号Ｓ２は比較結果の上位ビットを表しており、該信号Ｓ２＝０の時はＥ₀₀，Ｅ₀₁の入力グループが大きいこと、また信号Ｓ２＝１の時はＥ₀₂，Ｅ₀₃の入力グループが大きいことを表している。また、この信号Ｓ２はセレクタＳＬ４に入力しており、これによりセレクタＳＬ４は信号Ｓ２＝０の時は比較器ＣＭ１の出力信号Ｓ１１を選択出力し、また信号Ｓ２＝１の時は比較器ＣＭ２の出力信号Ｓ１２を選択出力する。

従って、もし入力のＥ₀₃が最大の時は、Ｓ２＝１，Ｓ１＝１となり、これは最大値Ｅ₀₃の入力ポートがポート３であることを表している。同様にして、Ｅ₀₂が最大の時は、Ｓ２＝１，Ｓ１＝０となり、これは最大値Ｅ₀₂の入力ポートがポート２であること、またＥ₀₁が最大の時は、Ｓ２＝０，Ｓ１＝１となり、これは最大値Ｅ₀₁の入力ポートがポート１であることを、そしてＥ₀₀が最大の時は、Ｓ２＝０，Ｓ１＝０となり、これは最大値Ｅ₀₀の入力ポートがポート０であることを夫々表している。この比較が完了したタイミングにはパルス信号ＳＰが発生し、これにより、レジスタＲＧ１は相関エネルギーＥ₀₀〜Ｅ₀₃の内の最大値ＭＸＥ（＝Ｅ₀₃）を保持し、またレジスタＲＧ２は最大値ＭＸＥに対応する入力ポートのポート番号（即ち、ウォルシュコード番号）ＭＸＷを保持する。

実際上は相関エネルギーＥ₀₀〜Ｅ₆₃（合成エネルギーＧ00〜Ｇ₆₃）は６４回路分を必要としており、よって本発明により個々のエネルギービットが減少することは、後段の配線規模や回路規模の減少に大きく寄与する。

図５は第１の実施の形態における他のルート演算部のブロック図で、上記図２のルート演算部５０と比べて回路規模の小さいシリアル演算方式の構成例を示している。図において、カウンタＣＴ１は、リセット信号ＲＳによるリセットの後、所定数の高速クロックＨＣＫにより０〜６４までカウントアップする。これによりデータマルチプレクサＤＭＸは入力の各２乗和相関エネルギーＥ´₀₀〜Ｅ´₆₃を高速でスキャンする。この時、ＤＭＸの各出力Ｅ´₀₀〜Ｅ´₆₃はＲＯＭのアドレス入力端子ＡＤに入力しており、該ＲＯＭのデータ出力端子ＤＴ（データバスＤＢ）には２乗和相関エネルギーＥ´₀₀〜Ｅ´₆₃に各対応する２乗和ルート相関エネルギーＥ₀₀〜Ｅ₆₃が順次読み出される。

一方、デコーダＤＥＣはカウンタＣＴ１のカウント出力ＣＴＱをデコードしており、その出力端子０〜６３にはＣＴＱ＝０〜６３に各対応してレジスタＲＧ０〜ＲＧ６３のセットイネーブル信号Ｅ＝１が順に出力され、これによりレジスタＲＧ０〜ＲＧ６３はＲＯＭ５１出力の２乗和ルート相関エネルギーＥ₀₀〜Ｅ₆₃を夫々に保持する。

図６は第１の実施の形態における２乗和ルート相関エネルギーのイメージ図である。なお、以下は説明の簡単のためＩｉｊをＩ、ＱｉｊをＱと記す場合がある。ここには、ある受信シンボルに対する最大の２乗和ルート相関エネルギーＥ₁₅＝√（Ｉ₁₅ ² ＋Ｑ₁₅ ² ）＝１０と、２番値の２乗和ルート相関エネルギーＥ₄₃＝√（Ｉ₄₃ ² ＋Ｑ₄₃ ² ）＜１０とが示されている。本第１の実施の形態（即ち、非同期検波方式）の下では、相関復調信号Ｉ，Ｑを２乗和相関エネルギー（Ｉ² ＋Ｑ² ）と同様の性質を有する２乗和ルート相関エネルギ−｛√（Ｉ² ＋Ｑ² ）｝に変換することにより、送受信間のクロック位相差成分を除去できる。しかも、このクロック位相差は１シンボルを受信するような瞬時の区間では殆ど
変動しないから、図の各２乗和ルート相関エネルギーＥ₁₅，Ｅ₄3は受信シンボルに加えられた雑音（ランダムノイズ）の影響を良く反映していることになる。従って、このＥ₁₅，Ｅ₄₃の復号位相によらず、該Ｅ₁₅，Ｅ₄₃の大きさをそのまま比較することで、最大値検出を高精度で行える。

図７は第２の実施の形態による無線通信装置の一部構成を示す図で、フィンガロックを検出するための最大値検出部４８が２乗和ルート相関エネルギーＥ₀₀〜Ｅ₆₃に基づきその最大値ＭＸＥを検出する場合を示している。即ち、ここでは上記図２の２乗和相関エネルギー演算部４６₀₀〜４６₆₃及びルート演算部５０が削除されており、代わりに２乗和ルート演算部５３が設けられている。この２乗和ルート演算部５３は相関復調データ（Ｉ₀₀，Ｑ₀₀）の組をアドレス入力として対応する２乗和ルート相関エネルギーのデータ｛√（Ｉ₀₀ ² ＋Ｑ₀₀ ² ）｝を読み出す様なＲＯＭを備える。他の各相関復調データ（Ｉ₀₁，Ｑ₀₁）〜（Ｉ₆₃，Ｑ₆₃）についても同様のＲＯＭを備える。その他の構成については上記図２で述べたものと同様で良い。

なお、この２乗和ルート演算部５３は、上記相関復調データ（Ｉ，Ｑ）の組毎にＲＯＭを設ける代わりに、上記図５で述べて如く、１つのＲＯＭを時分割で利用する様に構成しても良い。

本第２の実施の形態では、最大値検出部４８が少ないビット数の２乗和ルート相関エネルギーＥ₀₀〜Ｅ₆₃を採用する構成により、更に最大値検出部４８の配線規模及び回路規模が大幅に減少する。またその最大値検出精度も劣化しない。

図８は第３の実施の形態による無線通信装置の一部構成を示す図で、これまでの２乗和ルート相関エネルギー｛√（Ｉ² ＋Ｑ² ）｝を採用する代わりに、更に回路構成が簡単となる絶対値和相関エネルギー（｜Ｉ｜＋｜Ｑ｜）を採用する場合を示している。図において、５５₀₀〜５５₆₃は絶対値和相関エネルギー演算部（ＡＢＳ）であり、その他の構成については上記図２で述べたものと同様で良い。但し、ルート演算部５０は省略されている。

図９は第３の実施の形態における絶対値和相関エネルギー演算部のブロック図で、図において、５５は絶対値和相関エネルギー演算部，５６は絶対値回路、５７は２の補数器、ＡＤは加算器、５８は加算器である。

入力のＩ軸の相関復調データ（例えばＩ₀₀）は正／負を表すサインビットＩＳ₀₀（１ビット）と、大きさを表す複数のマグニチュードビットＩ₀₀とからなる。入力のマグニチュードビットＩ₀₀はセレクタＳＬ１の端子０側に入力している。またこのマグニチュードビットＩ₀₀は２の補数器５７にも入力され、ここでインバータ回路Ｉ１によりまず全ビットが論理反転され（即ち１の補数がとられ）、更に加算器ＡＤ１でその最下位ビットに＋１されて２の補数値に変換され、その出力はセレクタＳＬ１の端子１側に入力している。一方、入力のサインビットＩＳ₀₀はセレクタＳＬ１の選択制御端子Ｓに入力しており、これによりＩＳ₀₀＝０（正）の時は、入力のマグニチュードビットＩ₀₀がそのまま出力され、またＩＳ₀₀＝１（負）の時は、入力のマグニチュードビットＩ₀₀の２の補数が出力される。こうして、入力の相関復調データＩ₀₀はその絶対値｜Ｉ₀₀｜に変換される。入力の相関復調データＱ₀₀についても同様である。更に加算器５８は絶対値｜Ｉ₀₀｜と｜Ｑ₀₀｜とを加算し、絶対値和相関エネルギーＥ₀₀（＝｜Ｉ₀₀｜＋｜Ｑ₀₀｜）を出力する。

図１０は第３の実施の形態における絶対値和相関エネルギーのイメージ図であり、該図は２乗和ルート相関エネルギーＥ＝√（Ｉ² ＋Ｑ² ）＝１０（一定）を満足する様な各相関復調データＩ，Ｑの組を絶対値和相関エネルギーＥ＝｜Ｉ｜＋｜Ｑ｜で表した場合を示
している。具体的には、Ｑ＝√（１００−Ｉ² ）をＩ＝０〜７について夫々に求め、得られた絶対値和相関エネルギーＥ＝｜Ｉ｜＋｜Ｑ｜の値をＩ−Ｑ平面上にプロットしている。その数値データを以下に示す。

Ｉ Ｑ Ｅ＝｜Ｉ｜＋｜Ｑ｜
０ １０．０ １０．０
１ ９．９ １０．９
２ ９．８ １１．８
３ ９．５ １２．５
４ ９．２ １３．２
５ ８．７ １３．７
６ ８．０ １４．０
７ ７．１ １４．１
なお、Ｉ＝√（１００−Ｑ² ）の対称性からＱ＝０〜７についても上記同様の結果が得られる。

図１０を参照すると、もし２乗和ルート相関エネルギーＥ＝√（Ｉ² ＋Ｑ² ）で表せばＥ＝１０（一定）となる様な各相関復調データ（Ｉ，Ｑ）の組でも、これを絶対値和相関エネルギーＥ＝｜Ｉ｜＋｜Ｑ｜で表すと、例えば（Ｉ，Ｑ）＝（０，１０）の場合は｜Ｉ｜＋｜Ｑ｜＝１０、（Ｉ，Ｑ）＝（４．０，９．２）の場合は｜Ｉ｜＋｜Ｑ｜＝１３．２、（Ｉ，Ｑ）＝（７．０，７．１）の場合は｜Ｉ｜＋｜Ｑ｜＝１４．１等となる如く、一定ではない。即ち、Ｉ−Ｑ平面上の相関復調座標（Ｉ，Ｑ）によってはその絶対値和相関エネルギーＥの大きさに最大４．１の誤差（偏差）が生じ、このことが絶対値和相関エネルギーＥの最大値検出精度やエネルギー合成精度に影響する事が考えられる。

しかし、膨大な回路規模（演算）を必要とする様な２乗和相関エネルギー演算部４６₀₀〜４６₆₃を上記簡単な絶対値和相関エネルギー演算部５５₀₀〜５５₆₃で置き換え得ることは、小型の無線通信装置を安価に提供する上で極めて魅力的な事である。しかも、通信品質（Ｅb ／Ｎo ）が比較的良好であれば、ある受信シンボル（ウォルシュコード信号）に最も近い様な相関復調データ（Ｉm ，Ｑm ）と２番目に近い様な相関復調データ（Ｉn ，Ｑn ）とはＩ−Ｑ平面上の極端に離れた座標（位相）には現れないと考えられるから、上記絶対値和相関エネルギー上における実質的な誤差は４．１よりも十分に小さいと考えられる。従って、無線機器の使用環境等によっては、絶対値和相関エネルギーをこのまま使用しても実用可能な程度の最大値検出精度等が得られる。

ところで、この絶対値和相関エネルギーＥのカーブを円形（即ち、軌跡上の誤差＝０）に近づけることが出来れば、最大値検出やエネルギー合成の精度は更に改善される。以下、これを説明する。

図１１は第４の実施の形態による無線通信装置の一部構成を示す図で、上記絶対値和相関エネルギー（ここでは改めてＥ´₀₀〜Ｅ´₆₃と称す）上に現れる誤差（偏差）を補正する場合を示している。図において、各絶対値和相関エネルギー演算部５５₀₀〜５５₆₃の後段には補正回路部（ＣＯＭＰ）６０₀₀〜６０₆₃が夫々設けられている。その他の構成については上記図８で述べたものと同様で良い。但し、この最大値選択部４８は補正後の絶対値和相関エネルギーＥ₀₀〜Ｅ₆₃を最大値検出に採用している。

図１２，図１３は第４の実施の形態における幾つかの補正回路部を説明する図（１），（２）であり、また図１４．図１５は第４の実施の形態における補正後の絶対値和相関エネルギーのイメージ図（１），（２）である。図１４は絶対値和相関エネルギー（｜Ｉ｜＋｜Ｑ｜）のカーブを２乗和ルート相関エネルギ−｛√（Ｉ² ＋Ｑ² ）｝のカーブ（円）
に近づける場合を示している。図において、２乗和ルート相関エネルギ−｛√（Ｉ² ＋Ｑ² ）｝と絶対値和相関エネルギー（｜Ｉ｜＋｜Ｑ｜）との間の誤差は相関復調座標（Ｉ，Ｑ）が４５度の傾き（即ち、｜Ｉ｜＝｜Ｑ｜）の時に最も大きい。そこで、これを補正するため入力の絶対値和相関エネルギーＥ´から上記誤差に対する近似分を差し引くこととする。即ち、補正後の絶対値和相関エネルギーＥを以下の（１）式によって求める。

Ｅ＝｜Ｉ｜＋｜Ｑ｜−（｜Ｉ｜＋｜Ｑ｜−｜｜Ｉ｜ー｜Ｑ｜｜）／４…（１）
上記（１）式によれば、｜Ｉ｜＝｜Ｑ｜の場合は、
Ｅ＝｜Ｉ｜＋｜Ｑ｜−（｜Ｉ｜＋｜Ｑ｜）／４
の関係となり、更にＥ＝３（｜Ｉ｜＋｜Ｑ｜）／４＝１．５｜Ｉ｜（又は＝１．５｜Ｑ｜）≒√２｜Ｉ｜（又は≒√２｜Ｑ｜）の関係となる。これは２乗和ルート相関エネルギーの値と略一致する。一方、Ｉ＝０又はＱ＝０の場合は、上記（１）式はＥ＝｜Ｑ｜又はＥ＝｜Ｉ｜の関係となり、これは２乗和ルート相関エネルギーの値と完全に一致する。

図１４には上記（１）式で得られた補正後の絶対値和相関エネルギーＥの値をプロットしている。図によれば補正後の絶対値和相関エネルギーＥの誤差は最大でも僅かに１．２（＝１１．２−１０）である。なお、本発明における補正の目的は、必ずしも絶対値和相関エネルギーＥを２乗和ルート相関エネルギーに一致させるのでは無く、絶対値和相関エネルギー自身の軌跡の誤差（即ち、円形から離れている度合い）を０（円形）に近づけることにあることに注意されたい。こうして、補正をしない場合よりも高い最大値検出精度及びエネルギー合成精度が得られる。

図１２（Ａ）は上記（１）式に従う補正回路部６０のブロック図を示している。加算器ＡＤ１では入力の｜Ｉ｜から｜Ｑ｜を差し引いて｜Ｉ｜−｜Ｑ｜を生成し、更にその出力の絶対値を取り｜｜Ｉ｜−｜Ｑ｜｜を生成する。更に加算器ＡＤ２では入力の絶対値和相関エネルギーＥ´＝｜Ｉ｜＋｜Ｑ｜から｜｜Ｉ｜−｜Ｑ｜｜を差し引いて｜Ｉ｜＋｜Ｑ｜−｜｜Ｉ｜−｜Ｑ｜｜を生成し、更にその出力を割算器６１により４で割って（｜Ｉ｜＋｜Ｑ｜−｜｜Ｉ｜−｜Ｑ｜｜）／４を生成する。なお、この割算器６１は加算器ＡＤ２の出力データを下位方向に２ビット分シフトさせるだけの簡単な回路（配線）で構成できる。そして、加算器ＡＤ３では入力のＥ´＝｜Ｉ｜＋｜Ｑ｜から補正分（｜Ｉ｜＋｜Ｑ｜−｜｜Ｉ｜−｜Ｑ｜｜）／４を差し引き、最終的に補正後の絶対値和相関エネルギーＥが得られる。

ところで、上記（１）式を展開すると、以下の（２）式の関係が得られる。

Ｅ＝３（｜Ｉ｜＋｜Ｑ｜）／４＋（｜｜Ｉ｜−｜Ｑ｜｜）／４ …（２）
これは上記図１４の補正後のカーブを実現する補正回路部６０が他の構成でも実現出来ることを意味する。図１２（Ｂ）は上記（２）式に従う補正回路部６０のブロック図を示している。同様にして、加算器ＡＤ１では｜Ｉ｜−｜Ｑ｜を生成し、更にその絶対値を取り｜｜Ｉ｜−｜Ｑ｜｜を生成する。更にその出力を４で割って（｜｜Ｉ｜−｜Ｑ｜｜）／４を生成する。一方、×３／４演算器６２では、入力の絶対値和相関エネルギーＥ´＝｜Ｉ｜＋｜Ｑ｜から（｜Ｉ｜＋｜Ｑ｜）／２と（｜Ｉ｜＋｜Ｑ｜）／４とを生成し、かつこれらを加算して３（｜Ｉ｜＋｜Ｑ｜）／４を生成する。そして、加算器ＡＤ３では３（｜Ｉ｜＋｜Ｑ｜）／４に（｜｜Ｉ｜−｜Ｑ｜｜）／４を加算し、最終的に補正後の絶対値和相関エネルギーＥが得られる。

図１５は入力の絶対値和相関エネルギーＥ´（＝｜Ｉ｜＋｜Ｑ｜）を、上記図１４とは逆の方向（即ち、略円の半径を傾き４５度の大きさに合わせる方向）に補正する場合を示している。なお、補正後の絶対値和相関エネルギーのカーブが円に近づけば、その半径によらず、補正の目的を達成できる事は上記した通りである。そこで、ここでは入力の絶対
値和相関エネルギーＥ´に対して誤差に対する近似分を加算することとする。即ち、補正後の絶対値和相関エネルギーＥを以下の（３）式によって求める。

Ｅ＝｜Ｉ｜＋｜Ｑ｜＋（｜｜Ｉ｜−｜Ｑ｜｜）／２ …（３）
上記（３）式によれば、もし｜Ｉ｜＝｜Ｑ｜の場合は、Ｅ＝｜Ｉ｜＋｜Ｑ｜の関係となり、また｜Ｉ｜＝０又は｜Ｑ｜＝０の場合は、Ｅ＝３｜Ｉ｜／２（又は＝３｜Ｑ｜／２）＝１．５｜Ｉ｜（又は＝１．５｜Ｑ｜）≒√２｜Ｉ｜（又は≒√２｜Ｑ｜）の関係となる。図１５では上記（３）式で得られる補正後の絶対値和相関エネルギーＥをプロットしている。図によれば、補正後の絶対値和相関エネルギーＥの誤差（偏差）は最大でも僅かに１．５（＝１５．７−１４．２）である。こうして、補正をしない場合よりも高い最大値検出精度及びエネルギー合成精度が得られる。

図１３は上記（３）式に従う補正回路部６０のブロック図を示している。上記同様にして加算器ＡＤ１では｜Ｉ｜−｜Ｑ｜を生成し、更にその絶対値を取り｜｜Ｉ｜−｜Ｑ｜｜を生成する。更にその出力を２で割って（｜｜Ｉ｜−｜Ｑ｜｜）／２を生成する。そして、加算器ＡＤ３では入力の絶対値和相関エネルギーＥ´（＝｜Ｉ｜＋｜Ｑ｜）に補正分（｜｜Ｉ｜−｜Ｑ｜｜）／２を加算し、最終的に補正後の絶対値和相関エネルギーＥが得られる。

図１６は実施の形態によるサーチャのブロック図で、本発明による相関エネルギー検出方式のサーチャ４０への適用例を示している。図において、本実施の形態による相関エネルギー検出部７２では、従来の２乗和相関エネルギー演算部４６₀₀〜４６₆₃に代えて、上記各実施の形態で述べた様な２乗和ルート相関エネルギー、絶対値和相関エネルギー、又は補正付き絶対値和相関エネルギーを検出するためのエネルギー検出部（ＥＤＴ）８０₀₀〜８０₆₃が設けられている。一般に、サーチャ４０ではフィンガ３４に対する程の精度を要求されないので、例えば上記第３の実施の形態における絶対値和相関エネルギー演算部５５のみを使用する様な簡単な構成であっても、良好なサーチ制御を行える。

なお、上記第４の実施の形態では簡単な構成で実現できる補正回路６０の３例を述べたが、絶対値和相関エネルギー上の誤差を０（円）に近づける様な他の様々な構成が考えられる。

また、上記各実施の形態では具体的数値例を伴って説明をしたが、本発明がこれらの数値例に限定されないことは明らかである。

また、上記本発明に好適なる複数の実施の形態を述べたが、本発明思想を逸脱しない範囲内で各部の構成、制御、及びこれらの組合せの様々な変更が行えることは言うまでも無い。

本発明の原理を説明する図である。 第１の実施の形態による無線通信装置の一部構成を示す図である。 第１の実施の形態における最大値選択部を説明する図（１）である。 第１の実施の形態における最大値選択部を説明する図（２）である。 第１の実施の形態における他のルート演算部のブロック図である。 第１の実施の形態における２乗和ルート相関エネルギーのイメージ図である。 第２の実施の形態による無線通信装置の一部構成を示す図である。 第３の実施の形態による無線通信装置の一部構成を示す図である。 第３の実施の形態における絶対値和相関エネルギー演算部のブロック図である。 第３の実施の形態における絶対値和相関エネルギーのイメージ図である。 第４の実施の形態による無線通信装置の一部構成を示す図である。 第４の実施の形態における幾つかの補正回路部を説明する図（１）である。 第４の実施の形態における幾つかの補正回路部を説明する図（２）である。 第４の実施の形態における補正後の絶対値和相関エネルギーのイメージ図（１）である。 第４の実施の形態における補正後の絶対値和相関エネルギーのイメージ図（２）である。 実施の形態によるサーチャのブロック図である。 従来技術を説明する図（１）である。 従来技術を説明する図（２）である。 従来技術を説明する図（３）である。 従来技術を説明する図（４）である。 従来技術を説明する図（５）である。 従来技術を説明する図（６）である。 従来技術を説明する図（７）である。

符号の説明

１１ ＣＲＣ演算部（ＣＲＣ）
１２ 畳込符号部（ＥＮＣ）
１３ シンボル繰返し部
１４ インタリーバ
１５ ６４系列直交変調器
１６ ロングコード発生部
１７ 乗算器
１８ ショートコード発生部
２０ 乗算器
２１ １／２ｃｈｉｐ遅延部
２２ フィルタ
２３ Ｄ／Ａ変換器（Ｄ／Ａ）
２４ ＱＰＳＫ変調部（ＱＰＳＫ−ＭＯＤ）
２５ 送信ＲＦ部
３１ 受信ＲＦ部（Ｒx ）
３２ ＱＰＳＫ復調部（ＤＥＭ）
３３ 信号選択部
３４ フィンガ
３５ 合成部
３６ 最大値選択部
３７ コード変換部
３８ デインタリーバ
３９ ビタビ復号部
４０ サーチャ
４１ 逆拡散部
４２ 相関器
４３ 乗算器
４４ 加算部
４５ 高速アダマール変換部（ＦＨＴ）
４６ ２乗和相関エネルギー演算部
４７ ゲート回路（ＧＡＴＥ）
４８ 最大値選択部（ＭＸＳ）
４９ 比較器（ＣＭＰ）
５０ ルート演算部（Ｒ００Ｔ）
５３ ２乗和ルート演算部
５５ 絶対値和相関エネルギー演算部（ＡＢＳ）
５６ 絶対値回路
５７ ２の補数器
５８ 加算器
６０ 補正回路部（ＣＯＭＰ）
６１ 割算器
６２ ×３／４演算器
７１ 遅延時間調整部
７２ エネルギー検出部
７３ サーチ制御部
７４ ＰＮ発生部
８０ エネルギー検出部（ＥＤＴ）
Ａ ＡＮＤゲート回路
ＡＤ 加算器
ＣＭ 比較器
ＣＴ カウンタ
ＤＥＣ デコーダ
ＤＭＸ データマルチプレクサ
Ｇ ゲート回路
Ｉ インバータ回路
ＲＧ レジスタ
ＳＬ セレクタ

Claims (3)

1. Ｉ−Ｑ直交成分で表される第１の信号系列（Ｉ_ｉ，Ｑ_ｉ）と所定の第２の信号系列（Ｈ_Ｊ）との間の相関値（Ｉ_ｉｊ，Ｑ_ｉｊ）を求め、更に、該求めた各相関値（Ｉ_ｉｊ，Ｑ_ｉｊ）の２乗和ルート値｛√（Ｉ_ｉｊ ^２＋Ｑ_ｉｊ ^２）｝を算出し、該算出した値に基づいて第２の信号系列を特定する特定部を備えた相関エネルギー検出器であって、
   前記各相関値のうち、最大の相関値についての２乗和ルート値を閾値と比較する比較手段と、
   該比較手段により閾値を超える２乗和ルート値がないことが確認された場合に、閾値を下回る２乗和ルート値を前記特定部における特定に用いない選択手段と、
   を備えたことを特徴とする相関エネルギー検出器。
2. Ｉ−Ｑ直交成分で表される第１の信号系列（Ｉ_ｉ，Ｑ_ｉ）と所定の第２の信号系列（Ｈ_Ｊ）との間の相関値（Ｉ_ｉｊ，Ｑ_ｉｊ）を求め、更に、該求めた各相関値（Ｉ_ｉｊ，Ｑ_ｉｊ）の絶対値和（｜Ｉ_ｉｊ｜＋｜Ｑ_ｉｊ｜）を算出し、該算出した値に基づいて第２の信号系列を特定する特定部を備えた相関エネルギー検出器であって、
   前記各相関値のうち、最大の相関値についての絶対値和の値を閾値と比較する比較手段と、
   該比較手段により閾値を超える絶対値和の値がないことが確認された場合に、閾値を下回る絶対値和の値を前記特定部における特定に用いない選択手段と、
   を備えたことを特徴とする相関エネルギー検出器。
3. 前記相関値（Ｉ_ｉｊ，Ｑ_ｉｊ）はアダマール変換により求めることを特徴とする請求項１又は２記載の相関エネルギー検出器。
   

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