KR20000022721A - Ｍ계열 직교 변조를 이용한 무선 통신 시스템에 있어서의 복조방법 및 장치 - Google Patents

Ｍ계열 직교 변조를 이용한 무선 통신 시스템에 있어서의 복조방법 및 장치 Download PDF

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Abstract

M계열 직교 변조를 이용한 무선 통신 시스템에 있어서의 복조 장치에 있어서, 비동기 방식이면서 동기 방식과 동등한 양호한 오류율 특성을 실현한다.
월시 부호 마다의 상관 에너지에 대하여, 각 상관 에너지의 값의 정확도를 신뢰도 R로서 산출하는 신뢰도 산출 수단(21)과, 상관 에너지에 대해 각각 대응하는 신뢰도 R를 가미해서 보정 상관 에너지를 얻는 보정 수단(22)과, 이렇게 얻은 보정 상관 에너지를 이용하여, 그중에서 최대의 상관 에너지를 선택하는 최대 에너지 선택 수단(19)을 구비하고 있으며, 이 최대의 상관 에너지에 해당하는 월시 부호에 상당하는 신호를 수신 신호로서 복조한다.

Description

Ｍ계열 직교 변조를 이용한 무선 통신 시스템에 있어서의 복조 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR ACHIEVING DEMODULATION IN RADIO COMMUNICATIONS SYSTEM USING M-SEQUENCE ORTHOGONAL MODULATION}
본 발명은, M계열 직교 변조를 이용한 무선 통신 시스템에 있어서의 복조 방법 및 장치, 특히 그 무선 통신 시스템에 있어서의 리버스 링크 복조부에 있어서의 복조 방법 및 장치에 관한 것이다.
차세대의 이동 통신 시스템으로서 부호 분할 다원 접속(CDMA) 방식이 주목받고 있고, 이미 미국에서는 IS-95라는 표준 시스템이 있다. 또한, 인프라 구축의 한 수단으로서, WLL(Wireless Local Loop)이라는 반고정 이동 통신 시스템에 관한 CDMA 방식이 적용될 가능성이 있다.
이것은, 미국의 Qualcomm사가 제안한 칩 레이트 1.2288Mcps의 CDMA 방식으로, 포워드 링크는 파일럿 외부 삽입 신호를 이용한 동기 검파 방식을 채용하고 있다. 한편, 리버스 링크는 M계열 직교 변조를 이용한 비동기 검파 방식이 채용되고 있다.
이러한 IS-95의 표준 시스템에서, 리버스 링크의 M 계열 직교 변조를 이용한 비동기 검파 방식으로는, 수신측에서 진폭 신호를 전력으로 변환함으로써, 페이징등에 의한 위상 오차를 제거하여 오류율 특성의 열화를 막고 있다. 그러나, 비동기 검파 방식이기 때문에, 동기 검파 방식의 경우에 비교하여 그 오류율 특성은 열화한다.
본 발명은, IS-95에 따른 통신 시스템(N-CDMA)과 같은, M 계열 직교 변조를 이용한 비동기 검파 방식을 기초로 하여 동작하는 리버스 링크 복조부에서, 상기 오류율 특성의 열화를 생기게 하지 않는, 복조 방법 및 장치에 대해 설명하기로 한다.
도 35는 본 발명이 적용되는 공지의 리버스 링크 복조부를 나타내는 도면이다.
도 35에서, 그 상단측의 블럭 구성은 가입자측의 단말을 나타내고, 그 하단측의 블럭 구성은 기지국을 나타낸다. 통상, 복수의 단말(1)과 복수의 기지국(2)이, 무선 전파로(3)를 통해 접속된다.
단말(1)에서, 우선 가입자로부터의 음성등의 입력 신호는 비터비 부호기(4)에 입력되고, 여기서 비터비 부호화가 행해진다. 그 출력은 또한 인터리버(5)에 입력된다. 인터리버(5)는, 비터비 부호기(4)로부터의 출력 데이타를 시간적으로 이산시키는 기능을 한다. 연속 오류를 생기게 하는 버스트 에러를, 데이타를 시간적으로 이산시킴에 따라 방지하기 때문이다. 이 인터리버(5)의 출력은 다음에 M 계열 직교 변조기(6)에 입력된다.
M 계열 직교 변조기(6)는, IS-95의 규격에 준거한 회로이고, 소위 "스펙트럼 확산"의 수법을 실현하는 것이다. 구체적으로는, 예를 들면 6 비트의 입력 코드(월시 번호)를 64 비트의 출력 코드(월시 코드)로 확산한다. 이 월시 코드에 대한 것은 나중에 도면에서 자세히 설명하겠지만, 이 월시 코드의 사용에 따라, 주파수가 64배로 증가하여 전송 대역이 넓어진다고 하는 불리함은 수반하지만, 코드 상호간의 분리가 확실하게 행할 수 있다고 하는 점에서 매우 유리해진다.
M 계열 직교 변조기(6)로부터의 I 채널(Ich) 신호 및 Q 채널(Qch) 신호는, 다음단의 OQPSK (Offset QPSK) 변조기(7)로 입력되고, OQPSK 변조된 출력 신호가 된다. 이 OQPSK 변조된 신호는, Ich의 신호와 Qch의 신호가 서로 위상 π만큼 시프트된 신호이고, Ich의 신호의 아이패턴이 최대가 될 때는 Qch의 신호의 아이패턴이 최소가 되기 때문에(또는 그 반대), 신호의 피크 레벨을 저감시킬 수 있다.
이렇게 함으로써, 단말(1)의 최종단에서의 송신기(TX : 8)는, 신호의 피크 레벨을 저감시킨 OQPSK 변조기(7)로부터의 출력을 수신하여, 송신 파워의 왜곡을 작게 한 무선 출력을, 무선 전파로(3)로 송출할 수 있다.
그 송출된 무선 출력을, 기지국(2)은 초단의 수신기(RX : 9)로써 수신하고, 이 수신기(9)에서 수신한 무선 입력 신호를, 주파수 변환에 따라 IF 신호로 변환한다. 이 IF 신호는, 다음단의 OQPSK 복조기(10)에 입력되어, 상술된 OQPSK 변조기(7)와 반대 조작을 행하여, 디지탈의 Ich 입력 신호(베이스 밴드 신호)와 Qch 입력 신호(베이스 밴드 신호)가 된다.
이들 Ich 및 Qch 입력(베이스 밴드) 신호는 더욱 핑거 복조부(11)에 입력되고, 여기서 송신측(단말 : 1)의 M 계열 직교 변조기(6)로 행한 확산 처리와는 반대의 역확산 처리를 행한다. 이 핑거 복조부(11)는, 4개의 복조기(핑거1 : 11-1) ∼ 복조기(핑거4 : 11-4)로 이루어진다.
핑거 복조부(11)는, 소위 RAKE 합성이라고 하는 처리를 행하는 것으로, 송신측(단말 : 1)의 안테나로부터 직접 또는 빌딩이나 산 등에 반사하여, 멀티패스로, 무선 출력이 수신측(기지국 : 2)의 안테나에 도달하는 것을 고려하여, 본 도면의 경우, 최대 3종의 지연을 그 수신한 신호에 더하는 것이다. 그리고 이들 지연을 더한 신호에 의해 위상을 갖추어 합성하고, 최대의 출력을 얻는다.
이렇게 함으로써 핑거 복조부(11)에 의해 상기된 역확산 처리 및 RAKE 합성 처리가 실시된 Ich 및 Qch 입력 신호는, 디인터리버(12)에 입력된다. 여기서 송신측(단말 : 1)의 인터리버(5)에서 시간적으로 이산된 신호는 원래대로 복귀된다. 또한, 비터비 복호기(13)에서 오류 정정 처리를 행하여, 목적으로 하는 신호를, 출력으로서 얻는다. 이어서 상기된 핑거 복조부(11)에 관해 더욱 자세히 설명한다.
도 36은, 도 35에 도시된 핑거 복조부(11)의 구체적 구성을 나타낸 도면이다. 본 도면에서, 참조 번호(15)는 역확산부이다. 이 역확산부(15)에서는, IS-95에 준거하여 기지국(2)의 쇼트 코드를 나타내는 PN 코드와, 입력 신호(INi, INq)를 승산하여 제1 역확산을 행하고, 또한 가입자의 롱코드를 나타내는 PN 코드와 그 입력 신호(INi, INq)를 승산하여 제2 역확산을 행한다. 또, 이들 역확산은 본 발명과 연관되지 않으므로 상술하지 않는다.
역확산된 입력 신호(INi, INq)는, 다음단의 아다마르 변환부(FHT : Fast Hadamard Transform : 16)에 입력되고, 여기서 그 입력 신호(INi, INq)에 대해 아다마르 변환 처리를 행하고, 각 월시 번호(W0, W1···W63)마다의 상관치를 얻는다. 이 상관치는 전력 Ei0, Eq0; Eil, Eql ; ···Ei63, Eq63로서 표시된다. 이렇게 함으로써 Ich 및 Qch 각각, 64개의 상관 전력(El, Eq)을 얻을 수 있다.
Ich 및 Qch 각각의 상관 전력((Ei, Eq)은, 또한 월시 번호(W0, W1···W63)마다의 에너지 산출부(I2+Q2: 17)로 입력되고, 여기서 입력 신호의 위상 성분을 제거한 월시 번호마다의 상관 에너지(E0, E1 ···E63)를 얻는다.
본 도면에서는, 복조기(핑거1 : 11-1)에서 상관 에너지(E0, E1···E63)를 구하는 프로세스를 구체적으로 나타냈지만, 동일한 프로세스는 다른 복조기(핑거2∼핑거4 : 11-2 ∼ 11-4)에서도 실행되고, 각각의 결과는 월시 번호가 같은 것끼리 합성된다. 이것을 행하는 것이, 각 월시 번호 대응에 설치된 합성부(18)이다.
각 합성부(18)로부터의 상관 에너지(E0, E1···E63)는, 최대 에너지 선택부(MAX SEL : 19)에 입력되고, 63개중의 최대의 에너지를 갖는 하나의 상관 에너지가 선택된다. 이것이 만약, W1이었다고 하면, 송신측(단말 : 1)은 월시 번호 No.1에 상당하는 월시 코드를 송신하는 것이라고 판정되고, 이것이 출력이 된다. 또, IS-95에 규정하는 Dual Max 수법을 이용하는 경우에는, 비터비의 연판 정량으로서 상기 선택부(19)로부터 출력된다.
상술된 "상관"에 대해 좀더 자세히 설명한다. 우선 송신측(단말 : 1)에 대해 보면, 송신측에서는 송신 신호를 64개의 월시 번호 No.0 ∼ No.63 중 어느 하나로서 송출하지만, 이 경우 각 월시 번호는 64배의 주파수의 월시 코드의 형태로 송출된다. 하기의 표와 같다.
<표 1>
월시 코드
0 1 2 … 63(시간)→
W0 0 0 0 … 0
W1 0 0 0 … 1
: :
W63 1 1 1 … 1
여기서, W32에 대해 보면, 이것은 32개의 0연속과 32개의 1연속으로 구성된다. 단 상기 표는 IS-95로 규정된다.
상기 표에 나타내는 월시 코드에 대해 주목해야 할 것은, 어떤 월시 코드에 대해서도 어느 한 시간으로부터 그 다음 시간(월시 심볼 시간)에의 코드의 천이에 대해 양자의 상관을 취하면 그 상관치가 50%, 즉 균등해지는 것이다.
수신측(기지국 : 2)의 아다마르 변환부(16)는 상기된 상관을, 63가지에 대해 고속으로 구할 수 있다. 그리고 최종적으로 상관의 가장 강한 것이 옳은 월시 코드인 것으로 판정된다.
도 37은 수신측(기지국 : 2)에서의 입력 신호를 위상면 상에서 나타낸 일례를 나타내는 도면이다. 구체적으로 도 36의 아다마르 변환부(16)로부터의 출력 신호를 위상면 상에서 보고 있다. 월시 번호의 No.0, No.1, No.2···No.35···No.40등이 벡터로 표시되어 있다. 하나의 무선 공간을 통해 다수의 단말(1)이 여러가지의 신호를 랜덤으로 보내오기 때문에, 위상면 상에서는 도시된 바와 같은 패턴으로 상관 전력이 나타난다.
비동기 검파 방식으로는, 도 37에 도시된 각 여러가지 벡터에 대해 위상 성분을 제거하고, 그 크기를 구한다.
도 38은 도 36에서의 에너지 산출부(17)로부터의 출력을 위상면 상에서 나타낸 일례를 나타낸 도면이다. 도 37에 도시된 각 벡터(W0, W1 ···)는 전부 I축상에 배열되고, 각 벡터의 크기(상관 에너지)로서 표시된다. 이것이, 각 복조기(핑거) 내의 63개의 에너지 산출부(17)로부터의 합성 출력이다.
상술된 종래의, M 계열 직교 변조를 이용한 무선 통신 시스템에서의 복조 방법으로는, 비동기 검파 방식에 따른 당연한 결과로서, 도 38에서도 나타낸 바와 같이, 월시 번호 No.1의 신호의 에너지에 대해 동일 No.0의 신호의 에너지도 동일 No.35의 신호의 에너지도 크다는 상태가 많이 발생한다. 이 때문에, 핑거 복조부(11)로부터 얻을 수 있는 월시 번호의 판정 결과에 오류가 생기기 쉬워지고, 오류율 특성, 예를 들면 Eb/Novs BER 특성이 상당히 열화된다. 즉 복조 데이타의 품질이 저하된다.
한편, 비동기 검파 방식에 대한 것으로서 이미 상술된 동기 검파 방식이 제안되고 있다. 이 동기 검파 방식은, 수신측(기지국 : 2)에서, 송신측(단말 : 1)으로부터 송신되는 각 월시 번호의 신호의 위상면 상에서의 위상 정보를, 어떠한 수단으로 입수할 수 있다는 가정 하에, 도 37에 도시된 각 벡터를 그 위상 정보에 상당하는 소정의 위상각만큼 회전시켜, 한쪽 축 예를 들면 I 축으로 일치시키고, 그 때 기타 벡터도 일률적으로 그 소정의 위상 각도만큼 함께 회전시키는 방식이다. 그렇다면, 도 38(비동기 검파 방식)에 도시된 바와 같이, 하나의 축(I 축)에 여러가지의 벡터가 다수 집합한다는 사태가 회피되어, 자연히 오류율 특성이 개선된다. 그런데 이 동기 검파 방식은, 하드웨어 규모의 대폭적인 증대라고 하는 불리함을 수반한다.
따라서 본 발명은, 상기된 문제점에 감안하여, 하드웨어 규모의 증대는 억제하면서, 상기 동기 검파 방식의 경우에 얻어지는 오류율 특성에 가까운 양호한 특성을 초래할 수 있는, M 계열 직교 변조를 이용한 무선 통신 시스템에서의 복조 방법 및 장치를 제공하는 것을 목적으로 하는 것이다.
도 1은 본 발명에 따른 복조 방법을 실현하는 복조 장치의 기본 구성을 나타내는 도면이다. 또, 전 도면을 통해 동일한 구성 요소에는 동일한 참조 번호 또는 기호를 붙여 나타낸다. 도 1에 도시된 핑거 복조부(11) 중, 역확산부(15)와, 아다마르 변환부(16)와, 에너지 산출부(17)와, 합성부(18)와, 최대 에너지 선택부(19)에 대해서는, 도 36을 참조하여 이미 설명한 바와 같다.
따라서, 도 1에서 새롭게 도입된 부분은, 신뢰도 산출 수단(21)과 보정 수단(22)이다. 이들 새롭게 도입된 부분(21, 22)에 의해 실시 가능한, 본 발명에 의한 복조 방법은 이하와 같다.
이 복조 방법은, 도 35 및 도 36에서 설명한 것과 같이 M 계열 직교 변조되어 각 월시 번호에 대응하는 월시 코드로서 송신측으로부터 송신된 무선 출력 신호를 수신부(9, 10, 15)로써 수신하고, I 채널 입력 신호 및 Q 채널 입력 신호로서 재생하여, 아다마르 변환(16) 후의 출력으로부터 각 월시 번호마다의 상관 에너지(E0, E1, ···)를 얻고, 이들 상관 에너지 중 최대의 상관 에너지를 선택(19)하여 이것에 해당하는 월시 번호에 상당하는 신호를 수신 신호로서 복조하는 복조 방법이다. 여기에 본 발명에 특징적인 기본 스텝은 다음 제1 ∼ 제3 스텝이다.
제1 스텝: 월시 번호마다의 상관 에너지에 대해, 각 상기 상관 에너지의 값의 정확도를 신뢰도(R0, R1 ···)로서 산출한다.
제2 스텝: 상관 에너지에 대해 각각 대응하는 신뢰도(R0, R1 ···)를 가미하여 보정 상관 에너지를 얻는다.
제3 스텝: 얻어진 각 보정 상관 에너지를 이용하여 그 중에서 상기된 최대의 상관 에너지를 선택한다.
보다 실제적으로는, 본 발명에 따른 복조 방법은 다음 제1 ∼ 제4 스텝에 따라 실행된다.
서로 병렬 접속된 복수의 복조기(11-1 ∼ 11-4)로 이루어지는 핑거 복조부(11)에 의해 상기 복조 동작이 행해질 때, 각 상기 복조기에서,
제1' 스텝: 각 월시 번호마다의 상관 에너지에 대해, 각 상기 상관 에너지의 값의 정확도를 신뢰도(R0, R1 ···)로 하여 산출한다(상기 제1 스텝에 동일함).
제2' 스텝: 각 상관 에너지에 대해 각각 대응하는 신뢰도(R0, R1 ···)를 가미하여 보정 상관 에너지를 얻는다(상기 제2 스텝에 동일함).
제3' 스텝: 모든 상기 복조기에서 얻어진 각각의 상기 보정 상관 에너지를, 각 월시 번호마다 수집하여 합성한다.
제4' 스텝: 그 합성에 따라 얻어진 각 상기 보정 상관 에너지를 이용하여 상기된 최대의 상관 에너지를 선택한다(상기 제3 스텝에 상당).
도 1을 참조하면, 상기 제1 스텝(제1' 스텝도 동일함)은, 신뢰도 산출 수단(21)에 의해 실행된다. 도면에서는 64개의 월시 번호(W0, W1···W63)에 각각 대응하여, 64개의 신뢰도 R0, R1···R63이 출력되는 모습을 나타내고 있다. 이 산출 수단(21)에 의한 산출 시간의 지연을 보상하기 위해 FF부(25)를 설치한다. 또한 상기 제2 스텝(제2' 스텝도 동일함)은, 보정 수단(22)에 의해 실행된다. 보정 수단(22)으로는, 가산부나 승산부등으로 구성할 수 있지만, 본 도면에서는 승산부를 참조 번호(24)에 의해 나타내고 있다. 또한 상기 제3' 스텝은 본 도면의 합성 수단(23)으로 실행된다. 이 합성 수단(23)은 이미 상술된 합성부(18)이고 가산부로서 기능한다.
또한, 상기 제3 스텝(제4' 스텝도 동일함)은, 종래대로 최대 에너지 선택부(MAX SEL : 19)에 의해 실행된다.
아다마르 변환부(16)로부터의 출력은, 원래 각 월시 번호 대응의 에너지의 정확도를 나타내는 것이지만, 본 발명은 그것과는 다른 관점으로부터 그 정확도를 한층더 신뢰성이 높은 것으로 한다. 이것이 신뢰도(R0, R1 ···R63)이다. 결국, 본 발명에서 최종적으로 최대 에너지 선택부(18)에 인가되는 상관 에너지 Ewn은 하기 수학식 1로 표시된다.
상기 수학식 1에서, 첨자의 wn은 월시 번호 W0, W1 …W63에서의 0, 1··63를 나타내고, Ewn은, 어떤 월시 번호 wn에 대한 보정 상관 에너지이다. Eiwn은 I 채널의 상관 전력, Eqwn은 Q 채널의 상관 전력으로서, 이들로부터 상관 에너지 (Eiwn2+Eqwn2)를 얻어, 또한 이 상관 에너지에 대해 본 발명에 기초하는 신뢰도 Rwn을 가미한다. 이 경우, 신뢰도 Rwn를 승산한다.
여기서 얻은 (Eiwn2+Eqwn2)×Rwn의 값은, 도 1의 합성 수단(23)에 의해 모든 복조기(핑거 : 11-1 ∼ 11-4)에 대해 합성된다. 상기 수학식 1의 Σ는 그 합성을 나타내고 있고, f=1로부터 f=4에 걸쳐 합성된다.
상술된 바와 같이, 본 발명에 기초한, M 계열 직교 변조를 이용한 무선 통신시스템에서의 복조 장치는,
월시 번호마다의 상관 에너지에 대해, 각 상기 상관 에너지의 값의 정확도를 신뢰도로서 산출하는 신뢰도 산출 수단(21)과,
상관 에너지에 대해 각각 대응하는 신뢰도(R1, R0···)를 가미하여 보정 상관 에너지를 얻는 보정 수단(22)과,
얻어진 각 보정 상관 에너지를 이용하여 그 중에서 최대의 상관 에너지를 선택하는 최대 에너지 선택 수단(19)을 구비하여 구성된다.
또한, 이미 상술된 복조가, 서로 병렬 접속된 복수의 복조기(11-1∼11-4)로 이루어지는 핑거 복조부(11)에 의해 행해질 때, 모든 복조기(11-1 ∼ 11-4)에서 얻어진 각각의 보정 상관 에너지를, 각 월시 번호마다 수집하여 합성하는 합성 수단(23)을, 최대 에너지 선택 수단(19)의 전단에 구비하여 구성된다.
이렇게 함으로써 하드웨어 규모의 증대는, 신뢰도 검출 수단(21)의 부가 정도로 억제하면서, 동기 검파 방식에 필적할 정도의 오류율 특성을 나타내는 복조 장치가 실현된다.
도 1은 본 발명에 따른 복조 방식을 실현하는 복조 장치의 기본 구성을 도시하는 도면이다.
도 2는 신뢰도 R를 도출하는 원리를 설명하기 위한 제1 도면이다.
도 3은 신뢰도 R를 도출하는 원리를 설명하기 위한 제2 도면이다.
도 4는 본 발명에 기초한 복조 장치의 제1 실시예를 도시하는 도면이다.
도 5는 신뢰도 연산부(30)의 제1 예를 도시하는 도면이다.
도 6은 신뢰도 연산부(30)의 제2 예를 도시하는 도면이다.
도 7은 신뢰도 연산부(30)의 제3 예를 도시하는 제1 도면이다.
도 8은 신뢰도 연산부(30)의 제3 예를 도시하는 제2 도면이다.
도 9는 신뢰도 연산부(30)의 제4 예를 도시하는 제1 도면이다.
도 10는 신뢰도 연산부(30)의 제4 예를 도시하는 제2 도면이다.
도 11은 신뢰도 연산부(30)의 제5 예를 도시하는 제1 도면이다.
도 12는 신뢰도 연산부(30)의 제5 예를 도시하는 제2 도면이다.
도 13은 신뢰도 연산부(30)의 제6 예를 도시하는 도면이다.
도 14는 신뢰도 연산부(30)의 제7 예를 도시하는 제1 도면이다.
도 15는 신뢰도 연산부(30)의 제7 예를 도시하는 제2 도면이다.
도 16은 본 발명에 기초한 복조 장치의 제2 실시예를 보여주는 도면이다.
도 17은 본 발명에 기초한 복조 장치의 제3 실시예를 보여주는 도면이다.
도 18은 제3 실시예(도 17)에 적용되는 신뢰도 연산부(30)의 일예를 도시하는 제1 도면이다.
도 19는 제3 실시예(도 17)에 적용되는 신뢰도 연산부(30)의 일예를 도시하는 제2 도면이다.
도 20은 본 발명에 기초한 복조 장치의 제4 실시예를 도시하는 제1 도면이다.
도 21은 본 발명에 기초한 복조 장치의 제4 실시예를 도시하는 제2 도면이다.
도 22는 본 발명에 기초한 복조 장치의 제5 실시예를 도시하는 제1 도면이다.
도 23은 본 발명에 기초한 복조 장치의 제5 실시예를 도시하는 제2 도면이다.
도 24는 신뢰도 결정부(67)의 제1 예를 보여주는 도면이다.
도 25는 신뢰도 결정부(67)의 제2 예를 보여주는 도면이다.
도 26은 도 25에 나타난 신뢰도 결정부(67)를 이용한 경우의 복조 장치를 보여주는 제1 도면이다.
도 27은 도 25에 나타난 신뢰도 결정부(67)를 이용한 경우의 복조 장치를 보여주는 제2 도면이다.
도 28은 신뢰도 결정부(67)의 제3 예를 보여주는 도면이다.
도 29는 신뢰도 결정부(67)의 제4 예를 보여주는 도면이다.
도 30은 씨닝 처리 수단을 구비하고 있는 복조 장치를 보여주는 제1 도면이다.
도 31은 씨닝 처리 수단을 구비하고 있는 복조 장치를 보여주는 제2 도면이다.
도 32는 고속 동작하는 신뢰도 연산부(39')를 보여주는 도면이다.
도 33은 고속 동작하는 신뢰도 연산부(39")를 보여주는 도면이다.
도 34는 오류율 특성을 보여주는 도면이다.
도 35는 본 발명이 적용되는 공지의 리버스 링크 복조부를 보여주는 도면이다.
도 36은 도 35에 서 도시하는 핑거-복조부(11)의 구체적 구성을 보여주는 도면이다.
도 37은 수신측(기지국2)에 있어서 입력 신호를 위상면상에서 나타낸 일예를 도시하는 도면이다.
도 38은 도 36에 있어서 에너지-신출부(17)로부터의 출력을 위상면상에서 표시한 일예를 보여주는 도면이다.
〈도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명〉
1 : 단말
2 : 기지국
4 : 비터비 부호기
5 : 인터리브
6 : M계열 직교 변조기
7 : OQPSK 복조기
8 : 송신기
9 : 수신기
10 : OQPSK 복조기
11-1∼11-4 : 복조기(핑거)
12 : 디인터리브
13 : 비터비 복조
15 : 역확산부
16 : 아다마르 변환부
17 : 에너지-산출부
18 : 합성부
19 : 최대 에너지 선택부
21 : 신뢰도 산출 수단
22 : 보정 수단
23 : 합성 수단
24 : 승산부
이하, 신뢰도 산출 수단(21)의 몇개의 실시예 및 그 적용예에 대해 설명한다.
여기서 도 37을 다시 참조하면, 송신측으로부터의 위상 변조 신호의 수신 위상각Ф(일례로서 wn=35에 대해 도시함)는, I 채널의 상관 전력 Eiwn과 Q 채널의 상관 전력 Eqwn로부터 알 수 있다. 하기 수학식 2와 같다.
본 발명의 실시예에 따르면, 신뢰도 R(R0, R1···R63)의 산출은 이 수신 위상각Ф의 정보(위상각 정보)를 이용한다.
도 2는 신뢰도 R를 도출하는 원리를 설명하기 위한 도면(그 1),
도 3은 동일 도면(그 2)이다.
도 2 및 도 3에서, 종축은 상술된 월시 번호(wn), 즉 W0, W1, W2···W63을 나타내고, 횡축은 월시 심볼 시간(Tws)을 나타낸다. 즉, 앞의 표에서 0, 1, 2···63에 상당한다. 단, 도 2 및 도 3에서는, 시간적으로 전후하는 임의의 3연속의 월시 심볼 시간(Tws)을 나타낸다. 즉 0은 현재의 Tws, -1은 1Tws만큼 후행하는 Tws, +1은 현재의 Tws(0)보다 1Tws만큼 후행하는 Tws를 나타낸다.
예를 들면 월시 번호 W0의 행에 대해 보면, E0(0), E0(-1) 및 E0(+1)은, 월시 번호 W0의 신호에 대한 현재의 상관 에너지, 그것에 선행하는 상관 에너지 및 그것에 후행하는 상관 에너지를 각각 나타낸다. 또한, Ф0(0), Ф0(-1) 및 E0(+1)은, 월시 번호 W0의 신호(아다마르 변환부(16)의 출력)에 대한 현재의 수신 위상각, 그것에 선행하는 수신 위상각 및 그것에 후행하는 수신 위상각을 각각 나타낸다. 이 때의 Ф은, 상기 수학식 2로부터 도출된다.
또한 도 2의 상측에 나타내는
R〔W0(-1), W0(0)〕
는 Tws(-1)에서 Tws(0)으로의 신호 변천에서의 신뢰도를 월시 번호 W0에 대하여 나타내고,
R〔W0(0), W0(+1)〕
는 Tws(0)에서 Tws(+1)로의 신호 변천에서의 신뢰도를 월시 번호 W0에 대하여 나타낸다.
따라서, 도 2 및 도 3은 Tws(-1)에서 Tws(0)으로의 신호 변천 즉, 상관 에너지의 변천 및 수신 위상각의 변천을 월시 번호 W0, W1 … 에 대하여 각각 나타냄과 함께, Tws(0)에서 Tws(+1)로의 상기한 신호 변천을 월시 번호 W0 , W1 … 에 대하여 각각 나타낸다.
도 2에서, 월시 심볼 시간=0(Tws=0)에서의 월시 번호 No.0(W0)의 신호에 주목한다. 이 시간(Tws=0)에서의 W0의 신호(E0(0), Φ0(0))이 옳다고(송신측에서부터 W0을 송신하고 있다) 가정하면(아직 옳은지의 여부를 확정하지 않았으므로), 선행하는 Tws(-1)에서의 W0, W1 … W63의 신호 중 어느 하나로부터, Tws(0)에서의 W0으로 변화했다고 생각된다. 그리고, 그 시간(Tws=0)에서의 신호(E0(0), Φ0(0))는 후행의 Tws(+1)에서의 W0, W1 … W63의 신호 중 어느 하나로 변화한다고 생각된다. 이들의 변화가 도 2 및 도 3 중 화살표로 나타내고 있다.
여기서수신 위상각 Φ의 변화에 대하여 고찰한다. 이 수신 위상각 Φ이 1 월시 심볼 시간(Tws) 간에 변화하는 크기는 근소하다. 본 실시예에서의 신뢰도의 산출은 이에 주목하고 있다.
즉, 전술한 IS-95의 시스템을 예로 들어,
월시 심볼 주파수=4,800㎐
기준 반송파 주파수의 편차=300㎐
로 하면,
1 월시 심볼 시간(Tws) 간에 변화하는 수신 위상각 Φ은 22deg(22°) 정도이다. 그렇다면, 수신 위상각 Φ의 변화, 즉 위상차각이 작을수록 도 2 및 도 3의 화살표로 나타내는 신호 변천의 신뢰도 (R)는 높다고 생각된다. 또 상기한 기준 반송파 주파수의 편차란, 송신측 및 수신측 간의 기준 반송파 주파수차를 말한다.
상기한 바와 같이 하여, 도출되는 신뢰도(R)은 하기 [식 3]에 의해서 나타낼 수 있다.
다만, 상기 [식 3]과 같이 나타내는 방법은 일례이다. 상술한 위상차각은 이 [식 3] 중 |Φ0(0)-Φ0(1)|로 나타낸다.
상기 [식 3]은 이해하기 쉽게, 신뢰도 R를 0 ∼ 1의 값으로 하여 나타내도록 하고 있다. 즉, 180deg에 의해 정규화하고 있다. 예를 들면, 위상차각이 0deg이면 신뢰도(R)은 최대치 1이 되며, 반대로 180deg이면 신뢰도(R)은 최소치 0이 된다. 위상차각이 180deg+0deg로 변화하는데 따라서 신뢰도(R)은 0→1이 된다.
상기 [식 3]의 신뢰도(R0)는 월시 번호의 0(W0)에 주목하여 나타냈지만, 마찬가지로 W1(-1)→W0(0), W2(-1)→W0(0), W3(-1)→W0(0), …, W63(-1)→W0(0)과 같이 전부 64 그대로의 신뢰도를 산출한다. 이것을 하기 [식 4]에서 나타낸다. 즉, W0(0)의 신호의 신뢰도 R0(-1, 0)은,
이다. 다만 max{ }는 { } 중의 64개의 신뢰도 중에서부터 최대의 것을 선택하는 것을 나타낸다. 이와 같이 최대의 신뢰도(R)을 선택하는 것은 해당 최대의 신뢰도를 나타내는 신호 변천(가령, R1이 최대이면 W1→W0의 변천)이 옳다고 가정하고 있는 것에서부터 최대를 취하여 얻는다.
이렇게 하여 신호 W0(0)의 신뢰도를 구하고, 상기 [식 1]을 참작하여 보정 상관 에너지(E0, E1 … )가 정의된다.
또, 상기 [식 4]는 신호 W0(0)에 대하여 나타냈지만 이것을 임의의 신호 Wn(n=0, 1, 2 … 63)에 대하여 그 신뢰도 Rn을 일반화하여 나타내면 하기 [식 5]와 같이 된다.
또한, 상기 [식 3]은 W0(-1)의 신호에서부터 W0(0)의 신호로의 변천에 대하여 나타낸 것이기 때문에, 이것도 임의의 Wn(-1)의 신호에서부터 W0(O)의 신호로의 변천에서의 신뢰도로서 일반화하여 나타내면 하기 [식 6]과 같이 된다.
전술한 설명은, 도 2에서의 월시 심볼 시간의 Tws(-1)에서 Tws(0)으로의 신호 변천에 주목하여 신뢰도(R)을 구하는 경우에 대하여 설명하였지만, 도 2에서의 월시 심볼 시간의 Tws(0)에서 Tws(+1)로의 신호 변천에 주목하여 신뢰도(R)을 구할 수 있게 된다. 이 후자의 경우에서는 상기 [식 3]은 하기와 같이 변형된다.
또한 상기 [식 4]는 하기 [식 8]과 같이 변형된다.
또한 상기 [식 5]는 하기 [식 9]와 같이 변형된다.
또한 상기 [식 6]은 하기 [식 10]과 같이 변형된다.
이렇게 하여 본 발명에 따르면, 상기 [식 3] ∼ [식 6]에 예시한대로 상기한 신뢰도(R)을 각 월시 번호(W0, W1 … W63)마다 검출된 현재의 월시 심볼 시간Tws(0)에서의 수신 위상각 Φ(0)과, 그에 선행하는 월시 심볼 시간Tws(-1)에서의 수신 위상각 Φ(-1) 간의 위상차각에 기초하여 산출한 각 신뢰도 중 최대의 신뢰도에서 얻을 수 있다.
또한 상기 [식 7] ∼ [식 10]에 예시한대로 상기한 신뢰도(R)을 각 월시 번호(W0, W1 …) 마다 검출된 현재의 월시 심볼 시간 Tws(0)에서의 수신 위상각 Φ(0)과 그에 후행하는 월시 심볼 시간 Tws(+1)에서의 수신 위상각 Φ(+1) 간의 위상차각에 기초하여 산출한 각 신뢰도 중의 최대의 신뢰도에서 얻을 수 있다.
또한 발전시켜서, 상기한 신뢰도(R)을 각 월시 번호(W0, W1 … )마다 검출된 현재의 월시 심볼 시간 Tws(0)에서의 수신 위상각 Φ(0)과, 그에 선행하는 월시 심볼 시간 Tws(-1)에서의 수신 위상각 Φ(-1) 간의 선행 위상차각에 기초하여 산출한 각 신뢰도 중 최대의 신뢰도(제1 신뢰도) 및 각 월시 번호(W0 , W1 …)마다 검출된 현재의 월시 심볼 시간 Tws(0)에서의 수신 위상각 Φ(0)과, 그에 후행하는 월시 심볼 시간 Tws(+1)에서의 수신 위상각 Φ(+1) 간의 후행 위상각에 기초하여 산출한 각 신뢰도 중 최대의 신뢰도(제2 신뢰도)로부터 정할 수 있다.
이와 같이 선행 및 후행의 양 위상차각에 기초하여 산출하면, 보다 한층 더 고정밀도한 신뢰도(R)을 얻을 수 있다. 이 경우, 구체적으로는 상기 선행 위상차각에 기초하여 얻어진 제1 신뢰도와, 상기 후행 위상차각에 기초하여 얻어진 제2 신뢰도와의 평균치를 산출하여 구하는 신뢰도(R)로 하는 것이 바람직하다. 이것을 임의의 월시 번호의 신호(Wn)에 대하여, 수식으로 나타내면 하기 [식 11]과 같이 된다. 즉 그 신뢰도 Rn(0)는,
가 된다.
또한 상술한 신뢰도(R)를 나타내는 방법은 상기한 위상차각(ΔΦ)을 식 (180deg-|ΔΦ|)/180deg와 같이 정규화하여 나타내는 것이 편리하지만, 그 나타내는 방법은 이에 한정되는 것은 아니다.
도 4는 본 발명에 기초하는 복조 장치의 제1 실시예를 나타내는 도면이다. 본 도면에 도시하는 신뢰도 산출 수단(21)은 신뢰도 연산부(30)를 갖는다. 이 신뢰도 연산부(30)는 아다마르 변환부(16)로부터 출력된 I 채널 상관 전력 Ei 및 Q 채널 상관 전력 Eq를 각 월시 번호마다 입력하고, 소정의 연산식에 기초하여 각 월시 번호마다의 수신 위상각 Φ을 2개의 연속하는 월시 심볼 시간 Tws(-1) 및 Tws(0)과, Tws(0) 및 Tws(+1) 중 적어도 한쪽[Tws(-1)과 Tws(0)이거나 Tws(0)과 Tws(+1) 중 적어도 한쪽)에 대하여 구하고 또한 그 2개의 연속하는 월시 심볼 시간에 각각 대응하는 수신 위상(Φ(0) 및 Φ(-1)이거나 Φ(0) 및 Φ(+1) 또는 이들 양쪽) 간의 위상차각(ΔΦ)을 구한다. 또한 그 위상차각에 기초하여, 각 월시 번호마다의 신뢰도를 연산한다. 또, 소정의 연산식에 대하여는 이미 [식 1] ∼ [식 11]에 나타낸 그대로이다.
이와 같이 본 발명에 따른 신뢰도 산출 수단(21)은 신뢰도 연산부(30)를 갖는다. 이 신뢰도 연산부(30)는 아다마르 변환부(16)에 의한 변환 후에 얻은 I 채널 상관 전력(Ei) 및 Q 채널 상관 전력(Eq)을 각 월시 번호마다 입력하고, 연속하는 2개의 월시 심볼 시간 각각에 대하여 이들 I 채널 및 Q 채널 상관 전력의 각 값에서 수신 위상각 Φ을 연산한다. 그리고 얻어진 수신 위상각에 기초하여 신뢰도를 출력하도록 구성된다.
여기에서 얻어진 2개의 수신 위상각 Φ 간의 위상차각을 연산하고, 이 위상차각에 기초하여 구하는 신뢰도 R를 출력하도록 한다.
이 경우, 각 월시 번호마다의 위상차각에 기초하여 신뢰도를 연산하고, 연산된 각 해당 신뢰도 중 최대의 신뢰도를 구하는 신뢰도 R로서 출력하도록 한다.
또, 위상차각을 ΔΦ로 하면,
(180deg-|ΔΦ|)/180deg
에 의해 정규화된 위상차각에 의해서 신뢰도 R를 연산하는 것이 바람직하다.
도 5는 신뢰도 연산부(30)의 제1예를 나타내는 도면이다.
이 신뢰도 연산부(30 ; 제1예)는, 아다마르 변환부(16)로부터의 아다마르 변환 후의 상관 전력(Ei , Eq)을 각 월시 번호(W0, W1 … W63) 대응에 입력하여(도 5 도면 좌단), 각 월시 번호 대응의 신뢰도 R0(-1, 0), R1(-1, 0) … 를 출력한다.
우선 입력단에는, 각 월시 번호(W0 , W1 … W63) 대응에 수신 위상각(Φ) 작성 회로(31)가 설치되며, 상기 [식 2]에 기초하여 tan-1의 연산을 행한다. 이렇게 하여 얻어진 각 월시 번호마다의 수신 위상각 Φ0, Φ1 … Φ63은 각각 대응하는 신호 천이 회로(32)에 인가된다. 이 회로(32)는 예를 들면 종속 접속의 2개의 플립플롭(FF ; 33-1, 33-2)으로 구성된다. 월시 번호 W0계에 대하여 보면, 한층째의 FF(33-1)의 출력으로부터는 전술한 현재의 월시 심볼 시간(Tws=0)에서의 수신 위상각 Φ0(0)이 얻어지며 2단째의 FF(33-2)의 출력으로부터는 1Tws 전의 수신 위상각 Φ0(-1)이 얻어진다.
이들 Φ0(0) 및 Φ0(-1)은, 감산기(34)에 입력되며 이보다 이미 상술한 선행 위상차각 ΔΦ(=Φ0(0)-(Φ0(-1))을 얻는다. 이것은 상기 [식 3]의 Φ0(0)-Φ0(-1)의 항에 상당한다.
감산기(34)의 출력은 절대치 회로(35)에 입력되며 여기서 상기 [식 3]에서의 |Φ0(0)-Φ0(-1)|의 항의 연산을 행한다.
또한, 신뢰도 계산 회로(36)에서 상기 [식 3] 전체의 계산을 하고 구하는 신뢰도 R0〔W0(-1), W0(0)〕을 얻는다.
이상의 연산 조작은, 다른 월시 번호계(W1 … W63)에 대하여서도 마찬가지이며, 각 계마다의 신뢰도를 각각의 신뢰도 연산 회로에서 얻는다. 그리고 모든 월시 번호계에서 얻은 신뢰도를 최대 신뢰도 선택 회로(MAX SEL ; 37)에 입력하고, 이들 중의 최대의 신뢰도를 선택하여 구하는 출력 R0(-1, 0)을 얻는다. 이것은 상기 [식 4]에 상당한다.
이상의 조작은 다른 월시 번호 W1 … W63에도 적용되며, 구하는 출력(신뢰도) R1(-1, 0) … R63(-1, 0)을 각각 얻는다. 이것은 상기 [식 5]에서의 n=1 … 63의 경우에 상당한다.
이상 설명한 바와 같이, 본 발명의 신뢰도 연산부(30)는 아다마르 변환부(16)에 의한 아다마르 변환 후에 얻은 I 채널 상관 전력(Ei) 및 Q 채널 상관 전력(Eq)을 각 월시 번호(W0, W1 … W63)마다 입력하고, I 채널 및 Q 채널 상관 전력의 각 값에서 수신 위상각을 작성하는 수신 위상각 작성 회로(31)를 포함하도록 구성한다.
또한, 이 신뢰도 연산부(30)는 상기한 수신 위상각을 입력으로 하고, 연속하는 2개의 월시 심볼 시간 각각에 대하여, 그 수신 위상각을 얻는 신호 천이 회로(32)를 포함한다. 여기에, 신호 천이 회로(32)는 종속 접속된 플립플롭(33-1, 33-2)으로 이루어진다.
또한, 이 신뢰도 연산부(30)는 상기한 아다마르 변환 후에 얻은 I 채널 상관 전력(Ei) 및 Q 채널 상관 전력(Eq)의 각 값에서 연속하는 2개의 월시 심볼 시간의 각각에 대하여 작성된 2개의 수신 위상각을 입력으로 하고, 이들 간의 차분을 취하여 위상차각을 출력하는 감산기(34)를 포함하도록 구성하고, 여기에 상기한 위상차각의 절대치를 취하는 절대치 회로(35)를 더욱 구비한다.
또한, 해당 신뢰도 연산부(30)는 상기한 아다마르 변환 후에 얻은 I 채널 상관 전력(Ei) 및 Q 채널 상관 전력(Eq)의 각 값에서 작성된 수신 위상각을 연속하는 2개의 월시 심볼 시간 각각에 대하여 얻고, 이들 간의 차분인 위상차각을 얻어서, 이 위상차각을 바탕으로 신뢰도(R)를 계산하는 신뢰도 계산 회로(36)를 포함하도록 구성한다. 여기에 이 신뢰도 계산 회로(36)는 상기한 위상차각을 ΔΦ로 하면,
(180deg-|ΔΦ|)/180deg
에 의해 신뢰도(R)을 계산하도록 구성한다.
또한, 이 신뢰도 연산부(30)는 상기한 아다마르 변환 후에 얻은 I 채널 상관 전력(Ei) 및 Q 채널 상관 전력(Eq)의 각 값에서 연속하는 2개의 월시 심볼 시간의 각각에 대하여 작성된 2개의 수신 위상각을 각 월시 번호(W0, W1 … W63) 마다 얻고, 이들 간의 차분을 취할 수 있는 위상차각에 기초하여 산출한 각 월시 번호마다 신뢰도 중 최대의 신뢰도를 선택하여, 요구해야 할 신뢰도(R)를 출력하는 최대 신뢰도 선택 회로(37)를 포함하도록 구성한다.
도 6은 신뢰도 연산부(30)의 제2예를 나타내는 도면이다. 전술한 도 5에 도시하는 신뢰도 연산부(30 ; 제1예)는 월시 심볼 시간(Tws)의 선행하는 Tws(-1)에서 현재의 Tws(0)으로의 신호 변천에 주목하여 신뢰도 R〔W0(0), W0(-1)〕을 산출하는 것이지만, 도 6에 도시하는 제2예의 신뢰도 연산부(30)는 현재의 Tws(0)으로부터 후행하는 Tws(+1)로의 신호 변천에 주목하여 신뢰도 R〔W0(0), W0(+1)〕을 산출하는 것이다. 이에 대하여서는, 이미 설명한 그대로이며 상기 [식 7], [식 8], [식 9] 및 [식 10]이 적용된다.
이 제2예의 제1예에 대한 하드웨어 상의 변경점은, 도 6에서의 신호 천이 회로(38)에 있다. 도 5에 도시한 신호 천이 회로(32)와 동일 구성이지만 출력의 추출쪽이 다르다. 현재의 위상각 Φ(0)에 대하여 후행하는 위상각 Φ(+1)을 추출하기 위해서이다. 다만, 이 경우 플립플롭(33-2)은 더미가 된다.
제1예의 신뢰도 연산부(30 ; 도 5)와 제2예의 신뢰도 연산부(30 ; 도 6)는 각각 단독으로 이용할 수 있지만, 바람직하게는 양자를 동시에 이용한다.
도 7은 신뢰도 연산부(30)의 제3예를 나타내는 도면(그 1),
도 8은 도 8(그 2)이다.
도 7 및 도 8에 도시하는 제3예의 신뢰도 연산부(30)는 도 5 및 도 6에 각각 도시한 선행 위상차 ΔΦ(-1)를 이용하는 연산부 및 후행 위상차 ΔΦ(+1)를 이용하는 연산부를 합체하고, 더구나 이들 2개의 연산부로부터의 각 신뢰도를 어느 처리 수단에 의해 처리하고, 한층 더 정밀도가 높은 신뢰도 R0(0), R1(0) … R63(0)을 산출하는 것이다. 또, 도 7에서의 상측부는 도 5의 좌측반에 상당하고 도 7에서의 하측부는 도 6의 좌측반에 상당한다. 그리고 도 8에서의 상측부는 재1 신뢰도 연산부(41)이며, 도 8에서의 하측부는 제2 신뢰도 연산부(42)에 있어서, 모두 그 구성은 도 5 및 도 6에 도시하는 연산 부분(39)과 동일하다.
또한 상술한 처리 수단은 도 8에서 처리 수단(43)으로서 나타내고 있다.
전술한 바와 같이 여기에 예시한 신뢰도 산출 수단(21)은,
(i) 아다마르 변환 후에 얻어진 I 채널 상관 전력(Ei) 및 Q 채널 상관 전력(Eq)의 각 값으로부터 현재의 월시 심볼 시간 (Tws=0) 및 이것에 선행하는 월시 심볼 시간 (Tws=-1)의 각각에 대해 작성된 2개의 수신 위상각 Φ(0), Φ(-1)을 각 월시 번호 (W0, W1…W63) 마다 얻어, 이들 수신 위상각 간의 제1 위상차각에 기초하여 제1 신뢰도를 연산하여 출력하는 제1 신뢰도 연산부(41)와,
(ii) 아다마르 변환 후에 얻어진 I 채널 상관 전력(Ei) 및 Q 채널 상관 전력(Eq)의 각 값으로부터 현재의 월시 심볼 시간 (Tws=0) 및 이것에 후행하는 월시 심볼 시간 (Tws=+1)의 각각에 대해 작성된 2개의 수신 위상각 Φ(0), Φ(+1)을 각 월시 번호마다 얻어, 이들 수신 위상각 간의 제2 위상차각에 기초하여 제2 신뢰도를 연산하여 출력하는 제2 신뢰도 연산부(42)를 구비하고 있다. 또한,
(iii) 상술한 제1 신뢰도 및 상기 제2 신뢰도에 대해 소정의 처리를 행하여 바라는 신뢰도(R)을 출력하는 처리 수단(43)을 구비하고 있다.
여기서 상기 처리 수단(43)은 상기 제1 신뢰도 및 제2 신뢰도의 평균치를 취하는 평균 회로(44)로 하는 것이 바람직하다.
상기 평균 회로(44)는 예를 들어, 상기 제1 및 제2 신뢰도를 나타내는 신호를 가산하는 가산기(45)와, 이 가산기(45)의 출력을 평균화하는 1/2 제산기(46)로 구성할 수 있다.
도 9는 신뢰도 연산부(30)의 제4예를 도시하는 도(그의 제1예)이고, 도 10은 신뢰도 연산부(30)의 제4예를 도시하는 도(그의 제2예)이다.
이 제4예의 신뢰도 연산부(30)는 상술한 제3예의 신뢰도 연산부(30)에 비해 처리 수단(43)(도 10)의 구성이 다르다. 이 제4예는 선행 위상차각 ΔΦ(-1)에 기초하여 얻어진 제1 신뢰도 R1과, 상기 후행 위상차각 ΔΦ(+1)에 기초하여 얻어진 제2 신뢰도 R2 중 어느 것인가 큰 쪽의 신뢰도를 선택하여 구해진 신뢰도 R로 하도록 한 것이다. 이것은 월시 번호 (W0, W1…W63) 마다 행한다. 결국, 128(=64×2)정도의 신호 변천 중에서 최대 신뢰도를 선택하게 된다.
따라서, 임의 월시 번호 Wn(n=0, 1, 2,…63)에 대해서의 신뢰도 Rn(0)은 수학식 12와 같게 된다.
단, max { }는 { } 내의 어느 것인가 큰 쪽을 선택하는 것을 의미한다.
도 10을 참조해 보면, 상기 처리 수단(43)은 최대치 선택부(47)로 구성되어 있고, 수학식 12에 따라 선택을 행한다. 구체적으로, 도 10에서는 각 월시 번호에 대응하게 설치된 셀렉터(48)에 의해 그 최대치 선택부(47)를 구성하고 있다. 이 제4예에 의한 신뢰도 연산부(30)에 의하면, 다음과 같은 고유 효과가 얻어진다.
이 고유 효과란, 송신측으로부터의 송신 신호가 버스트 신호가 되더라도 정확하게 신뢰도 R를 얻을 수 있다는 것이다. IS-95에 정의되는 리버스 링크에서는 파워 콘트롤 그룹(=6 월시 심볼)을 단위로 하는 버스트 신호가 되는 것이 있다. 이것은, 예를 들어, 송신측으로부터의 음성 발생 간격이 길어 지면 전송 레이트를 감소시키도록 하여, 그 결과 송신 신호가 버스트 신호로 되어 버리기 때문이다. 이러한 버스트 신호를 수신할 때, 이미 설명한 선행 위상차각에 의해 얻어진 제1 신뢰도는 전혀 신뢰할 수 없더라도 이미 설명한 후행 위상차각에 의해 얻어진 제2 신뢰도는 정확하다라는 현상이 일어날 수 있고, 또한 그 반대의 현상도 일어날 수 있다. 그러면, 제1 신뢰도 및 제2 신뢰도 중 큰 쪽의 신뢰도는 상기 버스트 신호에 의한 영향을 받지 않을 가능성이 높아, 큰 쪽의 신뢰도는 정확한 것으로 이용할 수 있다. 이것이 제4예에 의한 고유 효과이다.
도 11은 신뢰도 연산부(30)의 제5예를 도시하는 도(그의 제1예)이고, 도 12는 신뢰도 연산부(30)의 제5예를 도시하는 도(그의 제2예)이다.
이 제5예의 신뢰도 연산부(30)의 구성은 예를 들어, 도 5에서 도시한 제1예의 구성에 대해 가중 회로(51)를 부가한 것이다. 즉, 이 제5예에서는 신뢰도 R를 산출할 때, 위상차각 ΔΦ이 작아짐에 따라 신뢰도 R를 보다 크게 하도록 한 가중을 행하며, 또한 필요하다면 위상차각 ΔΦ가 커짐에 따라 신뢰도 R를 작게 한다.
지금까지의 설명에서는 신뢰도 R은 수학식 3 이나 수학식 7에서 나타난 바와 같이 1차 함수적으로 변화하는 것으로 취급해 왔지만, 이 제5예에서는 시스템 상황에 따라 이 1차 함수에 상술한 바와 같은 가중을 행하는 것으로 한다. 위상차각이 0deg에 근접해짐에 따라 신뢰도를 급격히 1에 근접시키는 것이다.
여기서 말하는 상기 시스템 상황이란, 여러 상황을 고려할 수 있다. 예를 들어, 상술한 버스트 신호가 발생하도록 한 시스템도 하나의 상황이다. 또한 무선 전송로 상의 노이즈의 분포 상황도 하나의 상황이다. 실제로 적용하는 시스템에 따라 상황별로 가중을 설정하는 것이 바람직하다.
도 12를 참조해 보면, 신뢰도 연산부(30)는 위상차각 ΔΦ가 커짐에 따라 신뢰도 R를 보다 작게 하고, 이 위상차각 ΔΦ가 작아짐에 따라 신뢰도 R를 보다 크게 하도록 한 가중 회로(51)를 포함하도록 구성하고 있다. 그리고 이 가중 회로(51)의 실시예로서 이중 회로(52)를 도시하고 있다. 이 경우의 신뢰도 R[Wn(0), WO(0)]은 수학식 13으로 표현할 수 있다. n은 n=0, 1…63이다.
도 13은 신뢰도 연산부(30)의 제6예를 도시하는 도면이다.
이 제6예의 신뢰도 연산부(30)는 예를 들어, 도 5에서 도시한 제1예에 대해 주파수차 보상부(54)를 부가한 것이다. 즉, 이 제5예에 대해서는 신뢰도 R를 산출할 때, 수신한 기준 반송파 주파수와 송신측의 기준 반송파 주파수 간의 주파수차에 의해 위상차각 ΔΦ를 보상한 보상 위상차각을 이용하여 상기 산출을 행하도록 한다. 즉, 수학식 6에서 도시한 신뢰도 R[Wn(-1), WO(0)]은 수학식 14와 같이 표현된다.
지금까지의 설명에서는 이 주파수차는 거의 0(Δf=0)으로 하여 신뢰도 R를 산출하였다. 이것은 IS-95의 규격 상, Δf는 300Hz 이하로 정의되어 있기 때문이다. 그러나, 차세대 이동 통신 시스템의 운용면에서 보면 Δf < 300Hz라는 제약을 좀더 완화시키는 것이 요구된다. 예를 들어, Δf ≒ 1000Hz인 정도까지 고정밀도의 신뢰도 R를 얻도록 해 두는 것이 바람직하다.
도 37을 참조해 보면, 예를 들어, 벡터 W35에 대해 도시한 수신 위상각 Φ는 위상면상에서 고정으로 하여 신뢰도 R를 산출하였지만, 상기 주파수차 Δf를 무시할 수 없는 것으로 하면 이 Δf의 크기에 비례한 속도로 각 벡터는 위상면상을 회전하기 시작한다. 이 회전을 외관 상 멈추게 하는 것이 도 13에서 도시한 주파수차 보상부(54)이다. 이 실시예로서, 도 37에서는 감산기(55)를 도시하고 있다. 이와 같이, 제5예에 기초하는 신뢰도 연산부(30)는 수신한 기준 반송파 주파수와 송신측의 기준 반송파 주파수 간의 주파수차에 의해 위상차각 ΔΦ를 보상하는 주파수차 보상부(54)를 포함하도록 구성되어 있다.
또한, 주파수차 Δf는 수신측(복조측)에 설치되는 자동 주파수 변별 회로의 출력을 이용하여 구할 수 있다. 또는 미리 상기 주파수차 Δf를 탁상 계산기 등에 의해 계산하여 이것을 이용하도록 해도 된다.
도 14는 신뢰도 연산부(30)의 제7예를 도시하는 도(그의 제1예)이고, 도 15는 신뢰도 연산부(30)의 제7예를 도시하는 도(그의 제2예)이다.
제7예의 신뢰도 연산부(30)의 구성은 예를 들어, 도 5에 도시한 제1예의 구성에 대해 신뢰도 보상부(57)(도 15)를 부가한 것이다. 또, 도 14 중의 새로운 플립플롭단(58)은 시간 조정용의 플립플롭이다. 이 제7예는 다음과 같은 기본 개념을 토대로 성립한 것이다. 즉, 신뢰도 R를 산출할 때 각 월시 번호 (W0, W1…W63) 마다 검출된 월시 심볼 시간 마다 설명한 상관 에너지 E0, E1…E63(도 1참조)에 기초하여 연산한 보상 신뢰도 Re를 더 가미한다라는 개념이다. 보다 구체적으로는, 이 제7예에서는, 현재의 월시 심볼 시간에서 검출하는 상관 에너지 (E0, E1…E63)보다도 1 월시 심볼 시간(Tws) 전에, 각 월시 번호마다 검출된 각 상관 에너지 En 중 최대의 상관 에너지 Emax에 대한 각 월시 번호마다의 상관 에너지의 비로서 보상 신뢰도 Re를 연산하도록 한다.
따라서, 이 보상 신뢰도 Re는 기본적으로는 수학식 15로 표현할 수 있다.
단, n = 0, 1…63이다. Re는 에너지(e)에 주목하여 얻어진 신뢰도(R)이라는 의미이다. 설명한 위상차각 ΔΦ에만 주목한 경우, ΔΦ가 작을수록 신뢰도(R)은 높아진다. 그런데, ΔΦ는 작음에도 불구하고 상관 에너지(에너지 산출부(I2+ Q2)(17)로부터의 상관 에너지)가 작아, 그 ΔΦ에 기초하여 산출한 신뢰도(R)이 확실하게 되지 않는다라는 경우도 발생할 수 있다. 상술한 기본 개념은 이러한 경우를 상정하여 발생된 것이다. 즉, 신뢰도 연산부(30)는 각 월시 번호마다 검출된 월시 심볼 시간마다의 상관 에너지에 기초하여 보상 신뢰도를 연산하여 이 보상 신뢰도 Re를 신뢰도에 대해 더 가미하는 신뢰도 보상부(57)를 포함하도록 한다.
그리고, 도 14 및 도 15에 도시하는 하드웨어 구성에 의하면, 신뢰도 보상부(57)는 현재의 월시 심볼 시간에서 검출하는 상관 에너지보다도 1 월시 심볼 시간 전에, 각 월시 번호마다 검출된 각 상관 에너지 En 중 최대의 상관 에너지 Emax를 선택하고, 이 최대의 상관 에너지 Emax에 대한 각 월시 번호마다의 상관 에너지 En의 비의 값을 보상 신뢰도 Re로서 출력한다. 이 Re는 이미 설명한 신뢰도에 가미된다. 도 15에 도시된 예에서는 그 신뢰도에 대해 Re가 승산기(59)에서 승산된다.
수학식 15에 의하면, 에너지가 제일 높은 월시 번호의 벡터가 보상 신뢰도 1(Re = 1)로 된다.
보다 상세하게는, 모든 벡터에 대해 일반화하여 표현하면, 보상 신뢰도 Re[Wn(-1), WO(0)]는 수학식 16으로 표현된다.
여기서, -1은 1 월시 심볼 시간 전인 것을 나타낸다.
결국, 도 14 및 도 15에서 도시하는 최종적인 신뢰도 (R)은 일반화 R[Wn(-1), WO(0)]하여 수학식 17과 같이 된다.
이와 같이 하여, 위상차각뿐 아니라 상관 에너지까지도 가미한, 가일층 고정밀한 신뢰도(R)이 얻어진다.
상술한 제7예에서는, 설명한 기본 개념을 1 월시 심볼 시간 전에 검출된 상관 에너지 En(-1)을 이용하여 실현하고 있지만, 동일한 것은 1 월시 심볼 시간 후에 검출되는 상관 에너지 En(+1)을 이용하여도 실현할 수 있다. 즉, 현재의 월시 심볼 시간에서 검출하는 상관 에너지 En(0)에 이어서 1 월시 심볼 시간 후에 각 월시 번호 W0, W1…W63마다 검출되는 각 상관 에너지 En(+1) 중 최대의 상관 에너지 Emax에 대한 각 월시 번호마다의 상관 에너지의 비로서 보상 신뢰도 Re를 연산하도록 한다.
이 경우의 도 15의 신뢰도 보상부(57)는 현재의 월시 심볼 시간에서 검출하는 상관 에너지에 이어서 1 월시 심볼 시간 후에, 각 월시 번호마다 검출되는 각 상관 에너지 En(+1) 중 최대의 상관 에너지 Emax를 선택하고, 이 최대의 상관 에너지 Emax에 대한 각 월시 번호마다의 상관 에너지 En(+1)의 비의 값을 보상 신뢰도 Re로서 출력하게 된다.
따라서, 수학식 16은 수학식 18과 같이 변경된다.
여기서, +1은 1 월시 심볼 시간 후인 것을 나타낸다.
또한, 수학식 17은 수학식 19와 같이 변경된다.
상술한 제7예의 신뢰도 연산부(30)를 내장한 복조 장치를 이하에서 설명하기로 한다.
도 16은 본 발명에 기초한 복조 장치의 제2 실시예를 도시한 도면이다. 이 제2 실시예에서는 신뢰도 산출 수단(21)은, 위상차각 ΔΦ을 제1 입력 정보로 할 뿐만 아니라(도 4와 동일), 상기 제7예에서의 상관 에너지 En도 제2 입력 정보로 하고 있다.
도 17은 본 발명에 기초한 복조 장치의 제3 실시예를 도시한 도면이다. 도 16에 도시한 제2 실시예와 비교하면, 상관 에너지에 주목한 상기 제2 입력 정보를 취출하는 것이 다르다. 도 16에서는 도시하는 En으로서 신뢰도 산출 수단(21)에 입력되지만, 도 17에서는 En'으로서 신뢰도 산출 수단(21)에 입력된다.
이와 같이, 제3 실시예는 상관 에너지 En에 기초하여 보상 신뢰도 Re를 연산할 때, 이 상관 에너지 En으로서 이미 설명한 보정 상관 에너지 즉 최대 에너지 선택부(MAX SEL)(19)에 입력되어질 상관 에너지를 이용하는 것이고, 도 17에서는 이것을 En'으로서 표시한다. 도 17을 참조해 보면, 신뢰도 연산부(30)는 신뢰도 보상부(57)(도 15)에 인가해야 할 상관 에너지로서 보정 상관 에너지를 인가하기 위한 피드백부(61)를 구비한다. 또, 참조부호 62는 시간 조정을 위한 플립플롭이다.
도 18은 제3 실시예(도 17)에 적용되는 신뢰도 연산부(30)의 일례를 도시하는 도면(제1 예)이고, 도 19는 제3 실시예(도 17)에 적용되는 신뢰도 연산부(30)의 다른 예를 도시하는 도면(제2 예)이다.
도 18 및 도 19에서 도시하는 신뢰도 연산부(30)는 도 14 및 도 15에서 도시하는 신뢰도 연산부와 거의 동일하다. 다른 것은 시간 조정용의 플립플롭단(58)이 제외된 점이다. 이것은, 제3 실시예에서는 신뢰도 연산부(30)의 후단측의 신호(En')를 사용하기 때문이다.
상술한 보상 신뢰도 Re를 승산한 최종적인 신뢰도 R은 예를 들어 R[Wn(-1, WO(0)]에 대해 보면, 수학식 20과 같이 된다.
즉, 위상차각 ΔΦ에 기초하여 산출된 신뢰도 (R)에 대해 상관 에너지 (En, En')에 기초하여 산출된 보상 신뢰도 (Re)를 승산하여 최종적인 신뢰도를 얻도록 한다.
이 수학식 20에, 수학식 13에서 도시된 가중 방법을 적용하여 각 종 시스템 상황에 대응시킬 수 있다.
제1 가중 방법은 위상차각 △Φ이 작아짐에 따라 신뢰도 R를 보다 크게 하도록 한 가중을 행한다. 상기 수학식 (20)에 적용하면, 이하 수학식 (21)과 같이 된다.
제2 가중 방법은 또한 보상 신뢰도(Re)가 1에 접근함에 따라 보상 신뢰도(Re)는 더 급격하게 1에 접근하도록 한 가중을 행한다. 상기 수학식 (20)에 적용하면, 이하 수학식 (22)와 같이 된다.
도 20은 본 발명에 기초하여 복조 장치의 제4 실시예를 도시한 도면이고, 도 21은 동도면이다.
본 제4 실시예는, 도 35에 도시한 바와 같이 핑거 복조부(11)가 복수의 복조기(핑거)(11-1 ~ 11-4)로 구성되는 것에 특히 착안한 것이며, 신뢰도의 산출에 임하여, 각 월시 번호(W0, W1 … W63) 마다 검출된 월시 심볼 시간(Tws) 마다의 상관 에너지(E0, E1, …E63)에 기초하여 연산한 보상 신뢰도 Re를 가미하도록 한 것이며, 여기에 복수의 복조기(11-1 ~ 11-4)로부터 동일하게 출력되는 각 상관 에너지를 월시 번호 마다에 합성하여 보상 신뢰도 Re의 연산을 행하는 것이다.
도 35에 도시한 복수의 복조기(핑거)는 통상 모두가 동작하는 것으로는 한정하지 않는다. 본 도면내의 제1 복조기(11-1)(핑거 1)에서만 동작한다는 것도 있으며, 이상의 설명은, 주로 1개의 복조기에만 주목하여 행할 수 있었다. 또, 이들 4개의 복조기 중 어느 것을 액티브로 해야하는 지는 멀티패스 페이딩의 상황을 탐색기가 분석하며, 적합한 각각의 위상 지연을 결정하여 적당한 2 이상의 복조기를 액티브로 한다.
이와 같이 2 이상의 복조기(11-1 ~ 11-4 중 어느 것)가 액티브로 될 때는, 이들 액티브한 복조기로부터 각각 출력되는 상관 에너지를 각각의 월시 번호 대응으로 합성하여 신뢰도 연산 수단(21)(신뢰도 연산부(30))에 입력하도록 한다. 이것을 행하는 것은 도 20에 도시한 에너지 합성부(64)이다. 이에 따라, 이 경우는 본래의 합성 수단(23)에 의한 모든 핑거 출력의 합성 이외에도, 에너지 합성이라는 제2 합성이 부가된다.
이와 같이 하면, 2 이상의 복조기 중 어느 것으로부터는 반드시 바른 상관 에너지가 출력되는 확률이 극히 높아져, 결과적으로 보다 한층 정도가 높은 보상 신뢰도 R를 얻을 수 있다.
이와 같이, 상술한 제4 실시예는, 복조가 상호 병렬 접속된 복수의 복조기(핑거)(11-1 ~ 11-4)로 이루어진 핑거 복조부(11)에 의해 행해질 때, 모든 복조기로부터 각각 수집하여 얻은 각각의 상관 에너지(E0, E1 …En)를 합성하는 에너지 합성부(64)를 가지며, 이 에너지 합성부(64)로부터의 합성 상관 에너지를 상술한 신뢰도 보상부(57)로 입력하는 것을 특징으로 한 것이다.
도 22는 본 발명에 기초하여 복조 장치의 제5 실시예를 도시한 도면(1), 도 23은 동도면(2)이다.
도 22 및 도 23에 도시한 구성은 본 제5 실시예의 생각을 상술한 제4 실시예에 적용한 구성을 일례로서 도시하고 있지만, 다른 각각의 실시예에 대해서도 동일하게 적용할 수 있다. 이것은 본 발명의 설명 전체에 대해서도 동일하다.
제5 실시예도 도 35에 도시한 바와 같이 핑거 복조부(11)가 복수의 복조기(핑거)(11-1 ~ 11-4)로 구성되는 것에 특히 착안한 것이며, 신뢰도 R의 산출에 임하여, 복수의 복조기(핑거)에 있어서 동일하게 생성되는 각각의 신뢰도 R를 각각의 월시 번호(W0, W1 …W63) 대응으로 입력하여 최적의 신뢰도를 결정하며, 상기 각각의 월시 번호 대응으로, 보정 상관 에너지로 더 승산하도록 한 것이다. 이에 따라, 다른 핑거로부터의 보정 상관 에너지를 합성(합성 수단(23)에 의한)한 값을 더 최적화하여, 한층 정확한 복조를 행할 수 있게 된다.
도 22 및 도 23을 참조하면, 제5 실시예에 있어서는, 복조가 상호 병렬 접속된 복수의 복조기로 이루어지는 핑거 복조기에 의해 행해질 때, 모든 복조기(11-1 ~ 11-4)로부터 각각 수집하여 얻은 신뢰도 R를 각각의 월시 번호 대응으로 입력하여 최적의 신뢰도를 선택하며, 각각의 월시 번호 대응으로, 보정 상관 에너지로 더 승산하는 신뢰도 최적화 수단(66)을 구비한 것을 특징으로 한다.
그래서, 그 신뢰도 최적화 수단(66)은 각각의 월시 번호 대응으로 입력한 신뢰도 R를 본래 최적의 신뢰도를 결정하는 신뢰도 결정부(67)와, 그 신뢰도 결정부(67)에 의해 결정된 신뢰도를 최대 에너지 선택 수단(19)의 전단에서 각각의 월시 번호에 대응한 각각의 보정 상관 에너지로 더 승산하는 승산부(68)로 구성할 수 있다.
도 24는 신뢰도 결정부(67)의 제1 실시예를 도시한 도면이다. 이 신뢰도 결정부(67)는, 상기 최적의 신뢰도를 모든 복조기(핑거 1 ~ 핑거 4)(11-1 ~ 11-4)로부터 각각 수집하여 얻은 각각의 신뢰도 Rf1 ~ Rf4의 평균치를 취함으로써 생성하도록 한 것이며, 이에 따라 평균 회로(69)를 채용한다. 결국 (Rf1+Rf2+Rf3+Rf4) / 4의 계산을 행한다. 이 경우, 예를 들면, 상술한 탐색기에 의해 2개의 복조기(11-1 및 11-2)만이 할당된 것으로 하면, 상기 계산은 (Rf1+Rf2) / 2로 된다.
각각의 복조기(핑거)에 의해 각각의 월시 번호 마다 얻어지는 보정 상관 에너지는 통상 바른 보정은 아니다. 가령 노이즈 등에 의해 월시 번호 W0의 보정 상관 에너지 E0은, 예를 들면, 복조기(11-1)에 있어서 이상적으로 크게 나타나는 것이 있을 수 있다. 결국 Rf1은 이상치로 된다. 이와 같은 경우, 다른 3개의 정상값 Rf2~Rf4를 그 Rf1에 작용시켜서(평균화시켜서), Rf1이 지배적인 값이 되지 않도록 억제할 수 있다. 이에 따라, 바른 복조를 기대할 수 있다.
도 25는 신뢰도 결정부(67)의 제2 예를 도시한 도면이다. 이 신뢰도 결정부(67)는 모든 복조기(11-1 ~ 11-4)로부터 각각 수집하여 얻은 각각의 신뢰도 Rf1 ~ Rf4 중에서 이들 복조기의 각각에 있어서 생성된 보정 상관 에너지 Ef1 ~ Ef4 중 2번째로 큰 보정 상관 에너지를 생성하는 복조기로부터의 신뢰도를 결정하여 상기 최적의 신뢰도(최적화 신뢰)가 되도록 한 것이다.
상술한 바와 같이, 가령 노이즈등에 의해 월시 번호 W0의 보정 상관 에너지 E0는, 예를 들면, 복조기(11-1)에 있어서 이상적으로 크게 나타나는 것이 있을 수 있다. 이와 같은 경우, 그 다음으로 큰(2번째로 큰) 보정 상관 에너지, 예를 들면, E1을 생성하는 복조기로부터의 신뢰도를 이용하면, 크나큰 확률로 바른 복조가 이루어진다. 이것은 각종 실험 또는 시뮬레이션 결과에 기초한 것이다.
도 25를 참조하면, 비교 회로(71)는 복조기의 각각에 있어서 생성된 보정 상관 에너지 중 2번째로 큰 보정 상관 에너지를 산출한다. 그래서, 선택 회로(72)는 복조기로부터 각각 수집하여 얻은 각각의 신뢰도 중, 비교 회로(71)에 의해 산출한 2번째로 큰 보정 상관 에너지를 생성하는 복조기로부터의 신뢰도를 선택한다.
도 26은 도 25에 도시한 신뢰도 결정부(67)를 이용한 경우의 복조 장치를 도시한 도면(1), 도 27은 동도면(2)이다.
단, 이 신뢰도 결정부(67)를 제5 실시예(도 22 및 도 23)에 적용한 경우의 예로 나타낸다. 도 27에 도시한 바와 같이, 각각의 신뢰도 결정부(67)는 다른 핑거로부터의 보정 상관 에너지를 입력으로 한다.
도 28은 신뢰도 결정부(67)의 제3 예를 도시한 도면이다. 이 제3 예는 전술한 제2 예(도 25)에 비해 현격하게 큰 보정 상관 에너지로 지배된 신뢰도를 더욱 세밀하게 배제할 수 있도록 한 것이다. 구체적으로는, 복조기(11-1 ~ 11-4)의 각각에 있어서 생성된 보정 상관 에너지 Ef1 ~ Ef4 중 1번째로 큰 보정 상관 에너지 A가 미리 설정된 설정치 B 보다도 클 때만, 2번째로 큰 보정 상관 에너지를 생성하는 복조기로부터의 신뢰도(Rf1 ~ Rf4 중 어느 것)를 목적으로 하는 최적의 신뢰도로 하며, 한편, 이 1번째로 큰 보정 상관 에너지가 상기 설정치 B 보다도 작을 때는, 그 최적의 신뢰도로서 신뢰도=1을 설정하도록 한 것이다. 이것을 행하는 것은 비교/선택 수단(74)이다. 참조 번호(71 및 72)의 블록은 도 25에 도시한 바와 같다. 상기 수단(74)은, 예를 들면, 비교 회로(75)와 선택 회로(SEL2)(76)로 이루어지며, 비교 회로(75)는 A>B일 때 선택 회로(76)에 대하여 전술한 선택 회로(SEL1)(72)로부터의 2번째로 큰 에너지(No. 2)에 대응하는 출력을 선택하게 되며, A<B일 때는, 선택 회로(76)에 대하여 신뢰도=1을 최적화 신뢰도로서 출력시키게 한다. 상기 설정치 B로서는 에너지가 1번째로 큰 핑거로부터의 에너지값을 미리 설정한다.
도 29는 신뢰도 결정부(26)의 제4예를 나타내는 도면이다. 도 28에 도시된 제3예와 다른점은 비교 회로(75)의 한쪽 입력에 인가되어야 할 설정치B가 고정치(제3예의 경우)가 아니고 상대치로 되어 있는 점이다. 이 상대치는 2번째로 큰 (No. 2)보정 상관 에너지의 α배 (α〉1)로 한다. α는 실시예에서는 α = 2, α = 4등이다. 이 α는 시스템 파라미터가 된다.
이 때문에, 도 29에서, 제4예의 신뢰도 결정부(67)를 구성하는 비교/선택 수단(74)내에는 승산기 (× α)(77)가 더 설치된다.
이미 설명한 바와 같이, 2번째로 큰 에너지는 통상 이상치를 표시하지 않는 것이 실험적으로 명확하게 되어 있고, 이 값을 설정치로 하는 것에 의해서 융통성이 향상된 리버스 링을 실현할 수 있다.
이렇게 하여, 상기 제4예에서는 설정치B를 보정 상관 에너지 Ef1 내지 Ef4 중 2번째로 큰 보정 상관 에너지 α배 (α〉1)로 하도록 한 것이며, 이 때문에 도 29에 도시한 바와 같이, 2번째로 큰 보정 상관 에너지를 α배 (α〉1)로 하는 승산기(77)를 더 구비하고, 이 α배의 승산기(77)의 출력에 의해서 상기 설정치B로 하도록 구성한다.
이상 상술한 각종의 실시예에 의해서, 리버스링에서의 오류 확률성은 대폭으로 향상된다(도 34 참조). 그러나, 아다마르 변환부(16)로부터의 출력에 대하여, 월시 번호W0 내지 W63의 64개의 연산이나 계산을 위해서 방대한 처리 프로세스 및 하드웨어가 필요하게 된다.
이것을 해결하기 위해서, 본 발명에서는 이하에 설명하는 2가지 방법을 제안한다. 제1 방법은 씨닝 처리이고, 제2 방법은 고속 동작 처리이다. 먼저 제1 방법에 대하여 설명한다.
도 30은 씨닝 처리 수단을 갖는 복조 장치를 나타내는 제1도이고, 도 31은 동일 도면의 제2도이다.
또한, 이 씨닝 처리 수단은 상술한 각 실시예에 적용할 수 있으나, 여기서는 도 20 및 도 21의 제4 실시예에 적용한 경우를 예시하고 있다.
이 씨닝 처리에 의하면(제1 방법), 신뢰도 R를 산출할 상관 에너지(E0, E1, …E63 중 어느 하나)를 각 월시 번호 W0, W1, …W63중 각 월시 번호의 상관 에너지 중에서 가장큰 상관 에너지로부터 m번째(1〈 m〈64의 정수)로 큰 상관 에너지까지의 m개의 상관 에너지에 대응하는 월시 번호에 대한 상관 에너지로 하도록 씨닝 처리를 행하는 것이다.
실험 결과에 의하면, m = 8로 했을 때에, 즉 64개의 월시 번호 대응의 상관 에너지 중 베스트 8을 선택하여 신뢰도의 산출을 행하는 경우, 그 정확도는 64개의 상관 에너지 전체에 대하여 산출된 경우에 상당히 접근됨을 알았다.
즉, 이러한 씨닝 처리에서는 당연히 연산 오차가 발생하고, 오류률 특성은 약간 열화하나, 실용상 문제가 없음을 알았다. m의 값은 m = 8에 한하지 않고, m = 4 혹은 m = 16이어도 상관없다. 연산 오차와 하드웨어 규모의 균형에 의해서 적절히 정하면 된다.
도 30 및 도 31을 참조하면, 상술한 씨닝 처리는 씨닝 처리 수단(80)에 의해서 행해집니다. 씨닝 처리 수단(80)은 각 월시 번호중, 각각의 해당 월시 번호의 상관 에너지 중 가장 큰 상관 에너지로부터 m번째 (1〈 m 〈 64의 정수)로 큰 상관 에너지까지의 m개의 상관 에너지에 대응하는 각 월시 번호에 대해서만, 도 1에 도시한 신뢰도 산출 수단(21) 및 보정 수단(23)에 의해서 처리를 행하도록 기능한다.
씨닝 처리 수단(80)의 구체적인 예로서는 도에서는 분류부(81)와 베스트m선택부(82)를 나타내고 있다. 분류부(81)는 각 월시 번호(W0, W1, …W63)에 대응하는 64개의 상관 에너지를 입력하고, 그 중에서 베스트8(m =8일 때)을 선정하고, 또한 순서대로 배열한다. 다시 그 8개의 상관 에너지를 신뢰도 산출 수단(21)에 제공한다.
이 때에, 분류부(81)에서 선택된 베스트8의 정보는 베스트 m 선택부(82)에도 제공되며, 여기서 해당하는 8개의 월시 번호 대응의 게이트만을 개방으로 하고 이후는 베스트8의 신호에 대해서만 처리가 행해진다.
이어서, 고속 동작 처리(제2 방법)에 대하여 설명한다. 도 32는 고속 동작하는 신뢰도 연산 부분(39')을 나타내는 도면이다. 예를 들면, (신뢰도 연산부(30)의 제1예)를 예를 들면, 신뢰도 연산 부분(39')은 첫째로 W0에 대하여 W0 내지 W63과의 연산을 행하고, 둘째로, W1에 대하여 W0 내지 W63과의 연산을 행하며, …, W63에 대하여 W0 내지 W63과의 연산을 행하므로(도 2의 Tws = -1의 예를 참조), 실제로 신뢰도 연산부(39)를 LSI chip으로 조립하면, 그의 하드웨어량은 방대하게 된다. 그러나, W0 내지 W63의 어느 하나에 대해서도 실행할 프로세스는 동일(데이타는 다름)하므로, 선택부(SEL1)(84)를 설치하므로써 신뢰도 연산 부분(39')을 고속 동작시킬 수 있다. 예를 들면, 64배로 고속 동작시킬 수 있다. 64배로 고속화하고 처리 시간 t를 t0-t63으로 64등분한다. 신뢰도 연산 부분(39')은 처리 시간t0에서는 선택부(84)에 의해서 W0를 선택하고, W0에 대하여 W0 내지 W63과의 연산을 행한다. 이어서, t1에서는 선택부(84)에 의해서 W1을 선택하고, W1에 대하여 W0 내지 W63과의 연산을 행한다. 이하, t2→t3→…t63에 대하여 동일하다.
이렇게 하여, 신뢰도 연산 부분(39')은 각 월시 번호에 대하여 64회 다중 사용되지만, 그 만큼 하드웨어량이 격감한다.
도 33은 고속 동작하는 신뢰도 연산 부분(39'')을 나타내는 도면이다. 본 도면의 구성에서는 선택부(SEL2)(85)와 선택부(SEL3)(86)과 메모리(87)를 도 32의 경우와 비교하여 더 추가함으로써 감산기(34)와 절대치 회로(35)와 신뢰도 계산회로(36)를 더 64배로 고속 동작(4096 배)시켜, 이들 부분(34, 35, 및 36)의 하드웨어량을 격감시키도록 하고 있다.
선택부(SEL2)(85)는 상술한 처리 시간 t0를 다시 64로 분할한 처리 시간 t' 00, t'01, …t'063의 각 시간에서 FF33-2측의 각 출력을 W0에서 W63까지 순차적으로 감산기(34)에 인가하고, 동일하게 상술한 처리 시간 t1을 다시 64분할한 처리 시간 t'10, t'11, …t'63의 각 시간에서 FF33-2측의 각 출력을 W0에서 W63까지 순차적으로 감산기(34)에 인가하고, …상술한 처리 시간 t63을 다시 64분할한 처리 시간 t'630, t'631, …t'6363의 각 시간에서 FF33-2측의 출력을 W0에서 W63까지 순차적으로 감산기(34)에 인가한다.
선택부(SEL3)는 처리 시간t'00 내지 t'063, t'10 내지 t'163, …t'630 내지 t'6363에 있어서 각각 신뢰도 계산 회로(36)에서 얻어진 출력을 순차 선택하고, 다시 다음 단의 메모리(87)에 일단 저장한다. 최대 신뢰도 선택 회로(37)는 그의 메모리(87)내의 저장 데이타 보다 최대값을 선택한다.
이렇게 하여, 상기 제2의 방법은 월시 번호 W0, W1…W63마다의 상관 에너지 E0, E1, …E63에 대하여, 각 상관 에너지의 값의 정확도를 신뢰도R로서 산출할 때에 그 산출을 위한 처리 시간(t)를 그의 월시 번호의 수(64)에 의해서 분할하고, 분할된 각 처리 시간(t0, t1, …t'00, t'01…)의 중에서 그 산출을 위한 처리를 고속 동작에 의해서 행하도록 하는 것이다.
도 34는 오류 확률성을 표시하는 그래프이다. 소위 Eb No 대 BER 특성이며, 횡축에는 Eb/No(대역에서 정규화된 노이즈량)를 취하고, 종축에는 BER(Bit Error Rate)를 취해 표시한 것이다. 그래프 중, 곡선 C는 도 36에 도시한 종래의 복조 장치에 의해서 얻어지는 특성을 나타내며, 곡선 CR은 도 1에 도시한 본 발명의 복조 장치에 의해서 얻어지는 특성, 즉 신뢰도 R를 곱한 것에 의해서 얻어지는 특성을 표시한 것이다. 이것에 의해서 본 발명에 의한 오류율 특성(CR)은 종래의 오류율 특성(C)에 비하여 약 1dB의 이득을 갖는 것을 알았다.
또한, 그래프로 나타낸 특성은 비터비 부호/복호를 채용한 경우의 특성이며, 또, 핑거 복조부(11)는 핑거 2가 동작하고 있을 때의 특성이다.
이상 상세히 설명한 본 발명에 의하면, 신뢰도(R)라는 개념을 도입하므로써, 비동기 방식의 리버스 링크이면서도, 동기 방식의 리버스 링크로 달성하는 오류율 특성과 거의 동등한 양호한 오류율 특성을 실현한다. 이 때문에, 도 34의 특성을 참작하면, 이동 통신 시스템에 있어서, 각 셀룰러는 유저수를 종래보다도 약 25% 증가시키는 수용 능력을 구비하게 된다.

Claims (58)

  1. M계열 직교 변조되어 각 월시 번호에 대응하는 월시 코드로서 송신측으로부터 송신된 무선 출력 신호를 수신부에서 수신하고, I채널 입력 신호 및 Q 채널 입력 신호로서 재생하여, 아다마르 변환 후의 출력으로부터 각 상기 월시 번호마다의 상관 에너지(E0, E1 , …)를 얻고, 이들 상관 에너지 중 최대의 상관 에너지를 선택하여 이것에 해당하는 월시 번호에 상당하는 신호를 수신 신호로서 복조하는, M계열 직교 변조를 이용한 무선 통신 시스템에 있어서의 복조 방법에 있어서,
    상기 월시 번호마다의 상관 에너지에 대해, 각 상기 상관 에너지의 값의 정확도를 신뢰도로서 산출하고,
    상기 상관 에너지에 대해 각각 대응하는 상기 신뢰도를 가미하여 보정 상관 에너지를 얻고,
    얻어진 각 상기 보정 상관 에너지를 이용하여 그 중에서 상기한 최대의 상관 에너지를 선택하는
    것을 특징으로 하는 M계열 직교 변조를 이용한 무선 통신 시스템에 있어서의 복조 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기한 복조가, 서로 병렬 접속된 복수의 복조기로 이루어지는 핑거 복조부에 의해 행해질 때, 각 상기 복조기에 있어서,
    각 상기 월시 번호마다의 상관 에너지에 대해, 각 상기 상관 에너지의 값의 정확도를 신뢰도로서 산출하고,
    상기 상관 에너지에 대해 각각 대응하는 상기 신뢰도를 가미하여 보정 상관 에너지를 얻고,
    모든 상기 복조기에 있어서 얻어진 각각의 상기 보정 상관 에너지를, 각 상기 월시 번호마다 수집하여 합성하고,
    그 합성에 의해 얻어진 각 상기 보정 상관 에너지를 이용하여 상기한 최대의 상관 에너지를 선택하는 복조 방법.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 신뢰도를, 각 상기 월시 번호마다 검출된 현재의 월시 심볼 시간에 있어서의 수신 위상각과, 그것에 선행하는 월시 심볼 시간에 있어서의 수신 위상각 사이의 위상차 각에 기초하여 산출한 각 신뢰도 중 최대의 신뢰도로 정하는 복조 방법.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 신뢰도를, 각 상기 월시 번호마다 검출된 현재의 월시 심볼 시간에 있어서의 수신 위상각과, 그것에 후행하는 월시 심볼 시간에 있어서의 수신 위상각 사이의 위상차 각에 기초하여 산출한 각 신뢰도 중 최대의 신뢰도로 정하는 복조 방법.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 신뢰도를,
    각 상기 월시 번호마다 검출된 현재의 월시 심볼 시간에 있어서의 수신 위상각과, 그것에 선행하는 월시 심볼 시간에 있어서의 수신 위상각 사이의 선행 위상차각에 기초하여 산출한 각 신뢰도 중의 최대의 신뢰도 및
    각 상기 월시 번호마다 검출된 현재의 월시 심볼 시간에 있어서의 수신 위상각과, 그것에 후행하는 월시 심볼 시간에 있어서의 수신 위상각 사이의 후행 위상차 각에 기초하여 산출한 각 신뢰도 중 최대의 신뢰도로 정하는 복조 방법.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 선행 위상차 각에 기초하여 얻어진 제1 신뢰도와, 상기 후행 위상차 각에 기초하여 얻어진 제2 신뢰도와의 평균치를 산출하여 상기 신뢰도로 하는 복조 방법.
  7. 제5항에 있어서,
    상기 선행 위상차 각에 기초하여 얻어진 제1 신뢰도와, 상기 후행 위상차 각에 기초하여 얻어진 제2 신뢰도 중 어느 큰 쪽의 신뢰도를 선택하여 상기 신뢰도로 하는 복조 방법.
  8. 제3항 또는 제4항에 있어서,
    상기 신뢰도의 산출 시에, 상기 위상차 각이 작아짐에 따라서 상기 신뢰도를보다 크게 하는 가중을 행하는 복조 방법.
  9. 제3항 또는 제4항에 있어서,
    상기 신뢰도의 산출 시에, 수신한 기준 반송파 주파수와 송신측의 기준 반송파 주파수 사이의 주파수 차에 의해 상기 위상차 각을 보상한 보상 위상차 각을 이용하여 상기한 산출을 행하는 복조 방법.
  10. 제3항 또는 제4항에 있어서,
    상기 신뢰도의 산출 시에, 각 상기 월시 번호마다 검출된 월시 심볼 시간마다의 상기 상관 에너지에 기초하여 연산한 보상 신뢰도를 더욱 가미하는 복조 방법.
  11. 제10항에 있어서,
    현재의 월시 심볼 시간에 검출하는 상기 상관 에너지보다도 1 월시 심볼 시간 전에, 각 상기 월시 번호마다 검출된 각 상기 상관 에너지 중 최대의 상관 에너지에 대한 각 상기 월시 번호마다의 상관 에너지의 비로서, 상기 보상 신뢰도를 연산하는 복조 방법.
  12. 제10항에 있어서,
    현재의 월시 심볼 시간에 검출하는 상기 상관 에너지에 계속해서 1 월시 심볼 시간 후에, 각 상기 월시 번호마다, 검출되는 각 상기 상관 에너지 중 최대의 상관 에너지에 대한 각 상기 월시 번호마다의 상관 에너지의 비로서, 상기 보상 신뢰도를 연산하는 복조 방법.
  13. 제10항에 있어서,
    상기 상관 에너지에 기초하여 보상 신뢰도를 연산할 때, 상기 상관 에너지로서 상기 보정 상관 에너지를 이용하는 복조 방법.
  14. 제10항에 있어서,
    상기 위상차 각에 기초하여 산출된 신뢰도 (R)에 대해 상기 상관 에너지에 기초하여 산출된 보상 신뢰도 (Re)를 승산하여 최종적인 신뢰도를 얻는 복조 방법.
  15. 제14항에 있어서,
    상기 위상차 각이 작아짐에 따라서 상기 신뢰도를 보다 크게 하는 가중을 행하는 복조 방법.
  16. 제15항에 있어서,
    상기 보상 신뢰도 (Re)가 1에 접근함에 따라서 보상 신뢰도 (Re)가 보다 급격하게 1에 접근하는 가중을 행하는 복조 방법.
  17. 제2항에 있어서,
    상기 신뢰도를, 각 상기 월시 번호마다 검출된 현재의 월시 심볼 시간에 있어서의 수신 위상각과, 그것에 선행하는 월시 심볼 시간에 있어서의 수신 위상각 사이의 위상차 각에 기초하여 산출한 각 신뢰도 중 최대의 신뢰도로 정하는 복조 방법.
  18. 제2항에 있어서,
    상기 신뢰도를, 각 상기 월시 번호마다 검출된 현재의 월시 심볼 시간에 있어서의 수신 위상각과, 그것에 후행하는 월시 심볼 시간에 있어서의 수신 위상각 사이의 위상차 각에 기초하여 산출한 각 신뢰도 중 최대의 신뢰도로 정하는 복조 방법.
  19. 제17항 또는 제18항에 있어서,
    상기 신뢰도의 산출 시에, 각 상기 월시 번호마다 검출된 월시 심볼 시간마다의 상기 상관 에너지에 기초하여 연산한 보상 신뢰도를 가미하는 복조 방법.
  20. 제19항에 있어서,
    상기 복수의 복조기로부터 마찬가지로 출력되는 각 상기 상관 에너지를 월시 번호마다 합성하여 상기 보상 신뢰도의 연산을 행하는 복조 방법.
  21. 제17항 또는 제18항에 있어서,
    상기 신뢰도의 산출 시에, 상기 복수의 복조기에 있어서 마찬가지로 생성되는 각 상기 신뢰도를, 각 상기 월시 번호 대응에 입력하여 최적의 신뢰도를 결정하고, 또한, 각 상기 월시 번호 대응에, 상기 보정 상관 에너지에 더욱 승산하는 복조 방법.
  22. 제21항에 있어서,
    상기 최적의 신뢰도는, 모든 상기 복조기로부터 각각 수집하여 얻은 각 상기 신뢰도의 평균치를 취함으로써 생성하는 복조 방법.
  23. 제21항에 있어서,
    모든 상기 복조기로부터 각각 수집하여 얻은 각 상기 신뢰도 중에서, 이들 복조기의 각각에 있어서 생성된 상기 보정 상관 에너지 중 두번째로 큰 보정 상관 에너지를 생성하고 있는 복조기로부터의 상기 신뢰도를 선택하여 상기한 최적의 신뢰도로 하는 복조 방법.
  24. 제23항에 있어서,
    상기 복조기의 각각에 있어서 생성된 상기 보정 상관 에너지 중 첫번째로 큰 보정 상관 에너지가 미리 정해진 설정치보다도 클 때에만, 상기 두번째로 큰 보정 상관에너지를 생성하고 있는 복조기로부터의 상기 신뢰도를 상기한 최적의 신뢰도로 하고, 상기 첫번째로 큰 보정 상관 에너지가 상기 설정치보다도 작을 때에는, 상기 최적의 신뢰도로서 신뢰도=1을 설정하는 복조 방법.
  25. 제24항에 있어서,
    상기 설정치를, 상기 보정 상관 에너지 중 두번째로 큰 보정 상관 에너지의 α배(α>1)로 하는 복조 방법.
  26. 제1항에 있어서,
    상기 신뢰도를 산출하여야 할 상기 상관 에너지는, 각 상기 월시 번호 중, 각 상기 월시 번호의 상관 에너지 중에서 첫번째로 큰 상관 에너지로부터 m번째(1<m<64의 정수)로 큰 상관 에너지까지의 m개의 상관 에너지에 대응하는 각 월시 번호에 대한 상관 에너지인 복조 방법.
  27. 제1항에 있어서,
    상기 월시 번호마다의 상관 에너지에 대해, 각 상기 상관 에너지의 값의 정확도를 신뢰도로서 산출할 때에, 그 산출을 위한 처리 시간을, 상기 월시 번호의 수에 의해 분할하고, 분할된 각 상기 처리 시간 중에서, 그 산출을 위한 처리를 고속 동작으로 행하게 하는 복조 방법.
  28. M계열 직교 변조되어 각 월시 번호에 대응하는 월시 코드로서 송신측으로부터 송신된 무선 출력 신호를 수신부에서 수신하고, I채널 입력 신호 및 Q 채널 입력 신호로서 재생하여, 아다마르 변환 후의 출력으로부터 각 상기 월시 번호마다의 상관 에너지(E0, E1, …)를 얻고, 이들 상관 에너지 중 최대의 상관 에너지를 선택하여 이것에 해당하는 월시 번호에 상당하는 신호를 수신 신호로서 복조하는, M계열 직교 변조를 이용한 무선 통신 시스템에 있어서의 복조 장치에 있어서,
    상기 월시 번호마다의 상관 에너지에 대해, 각 상기 상관 에너지의 값의 정확도를 신뢰도로서 산출하는 신뢰도 산출 수단과,
    상기 상관 에너지에 대해 각각 대응하는 상기 신뢰도를 가미하여 보정 상관 에너지를 얻는 보정 수단과,
    얻어진 각 상기 보정 상관 에너지를 이용하여 그 중에서 상기한 최대의 상관 에너지를 선택하는 최대 에너지 선택 수단을 갖는 것을 특징으로 하는 M계열 직교 변조를 이용한 무선 통신 시스템에 있어서의 복조 장치.
  29. 제28항에 있어서,
    상기한 복조가, 서로 병렬 접속된 복수의 복조기로 이루어지는 핑거 복조부로 행해질 때, 모든 상기 복조기에 있어서 얻어진 각각의 상기 보정 상관 에너지를, 각 상기 월시 번호마다 수집하여 합성하는 합성 수단을, 상기 최대 에너지 선택 수단의 전단에 갖는 복조 장치.
  30. 제28항에 있어서,
    상기 신뢰도 산출 수단은 신뢰도 연산부를 구비하고 있으며,
    상기 신뢰도 연산부는, 상기 아다마르 변환 후에 얻은 I채널 상관 전력 (Ei) 및 Q 채널 상관 전력 (Eq)를 각 상기 월시 번호마다 입력하고, 연속하는 2개의 월시 심볼 시간의 각각에 대해 상기 I채널 및 Q 채널 상관 전력의 각 값으로부터 수신 위상각을 연산하고, 얻어진 상기 수신 위상각에 기초하여 상기 신뢰도를 출력하는 복조 회로.
  31. 제30항에 있어서,
    얻어진 2개의 상기 수신 위상각 사이의 위상차 각을 연산하고, 상기 위상차 각에 기초하여 상기 신뢰도를 출력하는 복조 회로.
  32. 제31항에 있어서,
    각 상기 월시 번호마다의 상기 위상차 각에 기초하여 상기 신뢰도를 연산하고, 연산된 각 상기 신뢰도 중 최대의 신뢰도를 상기 신뢰도로서 출력하는 복조 회로.
  33. 제31항에 있어서,
    상기 위상차 각을 ΔΦ로 하면,
    (180deg-｜ΔΦ｜) /180deg
    로 정규화된 위상차 각에 의해 상기 신뢰도를 연산하는 복조 회로.
  34. 제28항에 있어서,
    상기 신뢰도 산출 수단은 신뢰도 연산부를 구비하고 있으며, 상기 신뢰도 연산부는,
    상기 아다마르 변환 후에 얻은 I채널 상관 전력 (Ei) 및 Q 채널 상관 전력 (Eq)를 각 상기 월시 번호마다 입력하고, 상기 I채널 및 Q 채널 상관 전력의 각 값으로부터 수신 위상각을 작성하는 수신 위상각 작성 회로를 포함하는 복조 회로.
  35. 제28항에 있어서,
    상기 신뢰도 산출 수단은 신뢰도 연산부를 구비하고 있으며, 상기 신뢰도 연산부는,
    상기 아다마르 변환 후에 얻은 I채널 상관 전력 (Ei) 및 Q 채널 상관 전력 (Eq)의 각 값으로 작성된 수신 위상각을 입력으로 하고, 연속하는 2개의 월시 심볼 시간의 각각에 대해 상기 수신 위상각을 얻는 신호 천이 회로를 포함하는 복조 회로.
  36. 제35항에 있어서,
    상기 신호 천이 회로는 종속 접속된 플립플롭으로 이루어지는 복조 회로.
  37. 제28항에 있어서,
    상기 신뢰도 산출 수단은 신뢰도 연산부를 구비하고 있으며, 상기 신뢰도 연산부는,
    상기 아다마르 변환 후에 얻은 I채널 상관 전력 (Ei) 및 Q 채널 상관 전력 (Eq)의 각 값으로부터, 연속하는 2개의 월시 심볼 시간의 각각에 대해 작성된 2개의 수신 위상각을 입력으로 하고, 이들 사이의 차분을 취해 위상차 각을 출력하는 감산기를 포함하는 복조 회로.
  38. 제28항에 있어서,
    상기 위상차 각의 절대치를 취하는 절대치 회로를 더욱 구비하는 복조 회로.
  39. 제28항에 있어서,
    상기 신뢰도 산출 수단은 신뢰도 연산부를 구비하고 있으며, 상기 신뢰도 연산부는,
    상기 아다마르 변환 후에 얻은 I채널 상관 전력 (Ei) 및 Q 채널 상관 전력 (Eq)의 각 값으로 작성된 수신 위상각을, 연속하는 2개의 월시 심볼 시간의 각각에 대해 얻고, 이들 사이의 차분인 위상차 각을 얻어, 상기 위상차 각을 기초로 신뢰도를 계산하는 신뢰도 계산 회로를 포함하는 복조 회로.
  40. 제39항에 있어서,
    상기 신뢰도 계산 회로는, 상기 위상차 각을 ΔΦ로 하면,
    (180deg-｜ΔΦ｜)/180deg
    에 의해 상기 신뢰도를 계산하는 복조 회로.
  41. 제28항에 있어서,
    상기 신뢰도 산출 수단은 신뢰도 연산부를 구비하고 있으며, 상기 신뢰도 연산부는,
    상기 아다마르 변환 후에 얻은 I채널 상관 전력 (Ei) 및 Q 채널 상관 전력 (Eq)의 각 값으로부터, 연속하는 2개의 월시 심볼 시간의 각각에 대해 작성된 2개의 수신위상각을, 각 상기 월시 번호마다 얻고, 이들 사이의 차분을 취해 얻은 위상차 각에 기초하여 산출한 각 상기 월시 번호마다의 신뢰도 중 최대의 신뢰도를 선택하여 구하는 상기 신뢰도를 출력하는 최대 신뢰도 선택 회로를 포함하는 복조 회로.
  42. 제28항에 있어서,
    상기 신뢰도 산출 수단은,
    상기 아다마르 변환 후에 얻은 I채널 상관 전력 (Ei) 및 Q 채널 상관 전력 (Eq)의 각 값으로부터, 현재의 월시 심볼 시간 및 이것에 선행하는 월시 심볼 시간의 각각에 대해 작성된 2개의 수신 위상각을 각 상기 월시 번호마다 얻고, 이들 수신 위상각 사이의 제1 위상차 각에 기초하여 제1 신뢰도를 연산하여 출력하는 제1 신뢰도 연산부와,
    상기 아다마르 변환 후에 얻은 I채널 상관 전력 (Ei) 및 Q 채널 상관 전력 (Eq)의 각 값으로부터, 현재의 월시 심볼 시간 및 이것에 후행하는 월시 심볼 시간의 각각에 대해 작성된 2개의 수신 위상각을 각 상기 월시 번호마다 얻고, 이들 수신 위상각 사이의 제2 위상차 각에 기초하여 제2 신뢰도를 연산하여 출력하는 제2 신뢰도 연산부와,
    상기 제1 신뢰도 및 상기 제2 신뢰도에 대해 소정의 처리를 행하여, 구하는 상기 신뢰도를 출력하는 처리 수단으로 이루어지는 복조 회로.
  43. 제42항에 있어서,
    상기 처리 수단은, 상기 제1 신뢰도 및 상기 제2 신뢰도의 평균치를 취하는 평균 회로인 복조 회로.
  44. 제42항에 있어서,
    상기 처리 수단은, 상기 제1 신뢰도 및 상기 제2 신뢰도 중 어느 큰 쪽을 선택하는 최대치 선택부인 복조 회로.
  45. 제31항, 제39항, 제41항 또는 제42항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 신뢰도 연산부는, 상기 위상차 각이 커짐에 따라서 상기 신뢰도를 보다 작게 하고, 상기 위상차 각이 작아짐에 따라서 상기 신뢰도를 보다 크게 하는 가중 회로를 포함하는 복조 회로.
  46. 제31항, 제39항, 제41항 또는 제42항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 신뢰도 연산부는, 수신한 기준 반송파 주파수와 송신측의 기준 반송파주파수 사이의 주파수 차에 의해 상기 위상차 각을 보상하는 주파수 차 보상부를 포함하는 복조 회로.
  47. 제30항에 있어서,
    상기 신뢰도 연산부는, 각 상기 월시 번호마다 검출된 월시 심볼 시간마다의 상기 상관 에너지에 기초하여 보상 신뢰도를 연산하여, 상기 보상 신뢰도를 상기 신뢰도에 대해 더욱 가미하는 신뢰도 보상부를 포함하는 복조 회로.
  48. 제47항에 있어서,
    상기 신뢰도 보상부는, 현재의 월시 심볼 시간에 검출하는 상기 상관 에너지보다도 1 월시 심볼 시간 전에, 각 상기 월시 번호마다 검출된 각 상기 상관 에너지 중 최대의 상관 에너지를 선택하고, 상기 최대의 상관 에너지에 대한 각 상기 월시 번호마다의 상관 에너지의 비의 값을 상기 보상 신뢰도로서 출력하는 복조 회로.
  49. 제47항에 있어서,
    상기 신뢰도 보상부는, 현재의 월시 심볼 시간에 검출하는 상기 상관 에너지에 계속해서 1 월시 심볼 시간 후에, 각 상기 월시 번호마다 검출되는 각 상기 상관 에너지 중 최대의 상관 에너지를 선택하고, 상기 최대의 상관 에너지에 대한 각 상기 월시 번호마다의 상관 에너지의 비의 값을 상기 보상 신뢰도로서 출력하는 복조 회로.
  50. 제47항에 있어서,
    상기 신뢰도 연산부는, 상기 신뢰도 보상부에 인가하여야 할 상기 상관 에너지로서 상기 보정 상관 에너지를 인가하기 위한 피드백부를 구비하는 복조 회로.
  51. 제47항에 있어서,
    상기한 복조가, 서로 병렬 접속된 복수의 복조기로 이루어지는 핑거 복조부에 의해 행해질 때, 모든 상기 복조기로부터 각각 수집하여 얻은 각 상기 상관 에너지를 합성하는 에너지 합성부를 구비하고 있으며, 상기 에너지 합성부로부터의 합성 상관 에너지를 상기 신뢰도 보상부에 입력하는 복조 회로.
  52. 제30항에 있어서,
    상기한 복조가, 서로 병렬 접속된 복수의 복조기로 이루어지는 핑거 복조부에 의해 행해질 때, 모든 상기 복조기로부터 각각 수집하여 얻은 각 상기 신뢰도를 각 상기 월시 번호 대응에 입력하여 최적의 신뢰도를 선택하고, 또한, 각 상기 월시 번호 대응에 대응하는 상기 보정 상관 에너지에 더욱 승산하는 신뢰도 최적화 수단을 구비하는 복조 회로.
  53. 제51항에 있어서,
    상기 신뢰도 최적화 수단은, 각 상기 월시 번호 대응에 입력된 상기 신뢰도를 기초로 최적의 신뢰도를 결정하는 신뢰도 결정부와, 상기 신뢰도 결정부에 의해 결정된 신뢰도를 상기 최대 에너지 선택 수단의 전단에서 각 상기 월시 번호 대응의 각 상기 보정 상관 에너지에 더욱 승산하는 승산부로 이루어지는 복조 회로.
  54. 제52항에 있어서,
    상기 신뢰도 결정부는, 모든 상기 복조기로부터 각각 수집하여 얻은 각 상기 신뢰도의 평균치를 취하는 평균 회로로 이루어지는 복조 회로.
  55. 제52항에 있어서,
    상기 신뢰도 결정부가,
    상기 복조기의 각각에 있어서 생성된 상기 보정 상관 에너지 중 두번째로 큰 보정 상관 에너지를 산출하는 비교 회로와,
    상기 복조기로부터 각각 수집하여 얻은 각 상기 신뢰도 중, 상기 비교 회로에 의해 산출한 두번째로 큰 보정 상관 에너지를 생성하고 있는 복조기로부터의 신뢰도를 선택하는 선택 회로로 이루어지는 복조 회로.
  56. 제54항에 있어서,
    상기 복조기의 각각에 있어서 생성된 상기 보정 상관 에너지 중 첫번째로 큰 보정 상관 에너지가 미리 정한 설정치보다도 클 때에만, 상기 두번째로 큰 보정 상관 에너지를 생성하고 있는 복조기로부터의 상기 신뢰도를 상기한 최적의 신뢰도로 하고, 상기 첫번째로 큰 보정 상관 에너지가 상기 설정치보다도 작을 때에는, 상기 최적의 신뢰도로서 신뢰도=1을 설정하는 비교/선택 수단을 더욱 구비하는 복조 회로.
  57. 제55항에 있어서,
    상기 보정 상관 에너지 중 두번째로 큰 보정 상관 에너지를 α배(α>1)하는 승산기를 더욱 구비하고, 상기 α배의 승산기의 출력을 갖고 상기 설정치로 하는 복조 회로.
  58. 제28항에 있어서,
    각 상기 월시 번호 중, 각 상기 월시 번호의 상관 에너지 중에서 첫번째로 큰 상관 에너지로부터 m번째(1<m<64의 정수)로 큰 상관 에너지까지의 m개의 상관 에너지에 대응하는 각 월시 번호에 대해서만 상기 신뢰도 산출 수단 및 상기 보정 수단으로 처리를 행하게 하는 씨닝 수단(thinning means)을 더욱 구비하는 복조 회로.
KR1019990033485A 1998-09-30 1999-08-14 Ｍ계열 직교 변조를 이용한 무선 통신 시스템에 있어서의 복조방법 및 장치 KR20000022721A (ko)

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