JP3597023B2 - Ｍ系列直交変調を用いた無線通信システムの基準位相の確定方法及びこれを用いた同期検波方法 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術の分野】
本発明は、Ｍ−ａｒｙ（系列）直交変調を用いた無線通信システムの基準位相の確定方法及びこれを用いた同期検波方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
次世代の移動通信システムとして符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）方式が注目され、既に米国において、ＩＳ−９５という標準システムがある。また、インフラ構築の一手段としてＷＬＬ（Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｌｏｃａｌ Ｌｏｏｐ）という半固定移動通信システムにかかるＣＤＭＡ方式が適用される可能性がある。
【０００３】
これは、米国のＱｕａｌｃｏｍｍ社が提案したチップレート １．２２８８ Ｍｃｐｓ のＣＤＭＡ方式であり、下り回線は、パイロット外挿信号を用いた同期検波方式を採用している。一方、上り回線は、Ｍ−ａｒｙ（系列）直交変調を用いた非同期検波方式が採用されている。
【０００４】
かかるＩＳ−９５の標準システムにおいて、上り回線のＭ系列直交変調を用いた非同期検波方式では、受信側で振幅信号を電力に変換することによりフェージング等による位相誤差を除去して劣化を防いでいる。しかし、非同期検波のために同期検波に比べ誤り率特性が劣化する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
したがって、本発明の目的は、ＩＳ−９５の標準システムにおける上り回線の高性能化を可能とする、Ｍ系列直交変調を用いた無線通信システムの受信基準位相の確定方法及びこれを用いた復調方法を提供することにある。
【０００６】
さらに、本発明の目的は、より広い用途としてＭ系列直交変調を用いたＣＤＭＡ無線通信用の同期検波方式を提供することにある。
【０００７】
また、本発明の目的は、一般的用途として直交符号に対しＭ系列直交変調を行なう場合の受信側における受信基準位相の確定を可能とする方法を提供することにある。
【０００８】
本発明の更なる目的は、以下の発明の実施の形態の説明から明らかとなる。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記の本発明の課題を達成する無線通信システムの基準位相の確定方法は、送信側からＭ系列直交符号を、位相シフト変調して送信された同相成分及び直交成分を有する信号を高速アダマール変換若しくは逆アダマール変換により各アダマール行列に対応する該同相成分及び直交成分の相関値を求め、この同相成分及び直交成分の相関値のそれぞれの二乗の和を計算し、計算された二乗の和の最大値を出力する高速アダマール変換若しくは逆アダマール変換出力を選択することを基本とする。
【００１０】
かかる無線通信システムの基準位相の確定方法を用い、複数の基地局と複数の端末で構成される。
【００１１】
複数の基地局と端末との間は、スペクトラム拡散通信で接続され、情報信号をＭ系列直交変調した後、拡散変調する符号分割多元接続方式を用いた無線通信システムの復調方法は、受信信号を逆拡散して同相成分及び直交成分を求め、この同相成分及び直交成分に対し、高速アダマール変換若しくは逆アダマール変換により各アダマール行列に対応する該同相成分及び直交成分の相関値を求める。更に、同相成分及び直交成分の相関値のそれぞれの二乗の和を計算し、計算された二乗の和の最大値を出力する高速アダマール変換若しくは逆アダマール変換出力を選択し、選択された高速アダマール変換若しくは逆アダマール変換出力と、該逆拡散して求められた同相成分及び直交成分とを複素乗算して同期検波を行い、同期検波の出力を高速アダマール変換若しくは逆アダマール変換して相関値を求め、求められた相関値の最大値に対応するアダマール行列を情報信号に変換するＭ系列直交変調を用いた無線通信システム及びこれに用いる基地局であることを特徴とする。
【００１２】
更に、前記計算された二乗の和の最大値を出力する該高速アダマール変換若しくは逆アダマール変換出力を移動平均フィルタにより平均化することを特徴とする。
【００１３】
また、前記計算された二乗の和の最大値を出力する高速アダマール変換若しくは逆アダマール変換出力を一次線形補間フィルタにより平均化することを特徴とする。
【００１４】
更にまた、前記いおいて、前記移動平均フィルタの出力を更に、一次線形補間することを特徴とするＭ系列直交符号を用いる。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下に本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。尚、図面において、同一または類似のものには同一の参照番号または、参照記号を付して説明する。
【００１６】
ここで、本発明の実施の形態の説明に先立って、本発明の正しい理解のためにＩＳ−９５標準システムについて説明する。図１６は、かかるＩＳ−９５標準システムの送信側の基本構成ブロック図であり、移動通信における加入者から基地局に向かう上り信号の送信手段の構成ブロック図である。
【００１７】
受信側での誤り訂正能力を高めるために、情報信号（例えば、９．６ ｋｂｐｓ） を符号器１８０で巡回符号化（ＣＲＣ）し、次いでこれを畳込み符号化回路１８１により、誤り訂正符号の付加された畳込み符号に変換する。
【００１８】
また、１．２ｋｂｐｓから９．６ｋｂｐｓの複数の信号を扱えるように、回路１８２において、同一シンボルの繰り返し処理を行ない１．２ｋｂｐｓから９．６ｋｂｐｓにある異なる速度の信号を９．６ｋｐｓの信号速度に統一する処理を行なう。
【００１９】
次いで、ＲＡＭ１８３にバッファリングした後、２８．８ｋｂｐｓの信号列となるように読み出し（インタリーブ処理）、Ｍ（６４）系列直交変調器１に入力する。ここで、図１７の信号シーケンスを参照すると、畳込み符号化により１フレーム１９２ビットで９．６ｋｂｐｓの情報信号Ａは、１フレーム５７６ビットで２８．８ｋｂｐｓの畳込み符号化信号Ｂに変換される。
【００２０】
この畳込み符号化信号Ｂは、６４系列直交変調器１によりアダマール変換されて６ビットの情報信号を６４通りの６４チップの直交符号（アダマール行列）Ｃに変換する。即ち、６４／６倍に拡散され、３０７．２ｋｃｐｓの信号Ｄとなる。
【００２１】
この拡散された信号Ｄは、更に図１６において、符号発生器１８４からのユーザ毎の識別用の（２４２ −１）のＰＮ符号（ロングコード）と乗算器１８５により乗算される。これにより１．２２８８Ｍｃｐｓの拡散符号系列Ｅとなる。
【００２２】
次に、この拡散された信号に、基地局識別用の（２１５ −１）のＰＮ符号（ショートコード）１８６をＩｃｈ用、Ｑｃｈ用の乗算器１８７，１８８で乗算する。更に、乗算器１８７，１８８のそれぞれの出力をフィルタ１８９，１９０を通し、Ｄ／Ａ変換器１９１，１９２でアナログ信号に変換する。さらに、Ｄ／Ａ変換器１９１，１９２からのアナログ信号をＱＰＳＫ変調回路２に入力する。
【００２３】
ここで、１／２ｃｈｉｐ遅延回路１９３により、ＩｃｈとＱｃｈの信号が１／２チップシフトされているのでＱＰＳＫ変調回路２の出力は、オフセットＱＰＳＫ（以下ＯＱＰＳＫという）変調された信号となる。このＯＱＰＳＫ変調により、πの位相変化がなく、最大π／２の位相変化となるので、厳しい帯域制限を受けても、信号の包絡線がわずかに落ち込むだけで零点を生じない。
【００２４】
上記のように生成されたＯＱＰＳＫ変調信号は、図示しない回路により無線周波数に変換されて、基地局に向けて送られる。
【００２５】
次に、図１８は、図１６に対応する上り回線の受信手段の構成ブロック図である。図１９は、受信手段における信号のシーケンス図である。送信側から送られた無線信号は、図示しない回路で周波数変換されてＩＦ信号となる。図１８Ａに示すようにＩＦ信号は、直交検波器２００によりＩｃｈ，Ｑｃｈ信号に分離され、それぞれフィルタ２０１、２０２を通し、Ａ／Ｄ変換器２０３，２０４でデジタル信号に変換される。
【００２６】
このデジタル信号に変換されたＩｃｈ，Ｑｃｈ信号は、ＲＡＫＥ受信方式を採用する場合複数のフィンガ１〜４に共通に入力される。フィンガ１〜４の構成は同じであり、それぞれにおいて、Ｉｃｈ，Ｑｃｈ信号は、相関器２０５により自基地局のショートコードのＰＮ符号と乗算されて逆拡散される。さらに乗算器２０６により該当ユーザのロングコードと乗算されて逆拡散される。
【００２７】
このように逆拡散された信号（図１９Ａ）は、送信側のアダマール変換後の信号（図１７Ｄ）に対応する。したがって、更に、高速アダマール変換（ＦＨＴ：Ｆａｓｔ Ｈａｄａｍａｒｄ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）回路により高速アダマール変換あるいは、逆アダマール変換して、相関値を求める。
【００２８】
ここで、送信側では６ビットを６４通りの６４値の信号に変換しているので、Ｉｃｈ，Ｑｃｈそれぞれに対し、６４個の相関出力が求められる。更に、フェージングによる位相雑音、ローカル信号の周波数誤差による劣化を防ぐために、回路２０８によりＩ２ ＋Ｑ２ を計算して位相成分を除去し、相関値の電力を求めている。
【００２９】
ここで、図１９Ｂが求められる６４個の相関値であり、黒く塗られた相関値が、６４個の相関値のうち（Ｉ２ ＋Ｑ２ ）を最大値とする相関値である。したがって、伝搬パスを考慮しない場合は、一つのフィンガからの最大の（Ｉ２ ＋Ｑ２ ）が相関値として出力される。
【００３０】
図１８では、ＲＡＫＥ方式を採用しているので、異なるフィンガ１〜４のそれぞれからの６４個の相関値に対応する６４個の（Ｉ２ ＋Ｑ２ ）出力について、それぞれ対応するフィンガ１〜４からの相関値出力を合成回路２０９で合成する。これによりマルチパス（図１８では４パス）の相関値出力を合成し、相関値のレベルを大きくし、相関値の確からしさを高めている。
【００３１】
尚、図１８において、フィンガ１〜４からの（Ｉ２ ＋Ｑ２ ）出力は、図示しないパスサーチ部において、相関値のピークのタイミングを求め、それぞれピーク間の時間差分を有する求められたタイミングでフィンガ回路１〜４から出力され、合成回路２０９に入力される。
【００３２】
６４個の合成回路２０９からの出力は、最大値選択回路２１０において、その最大値が選択出力される。これにより、図１９Ｃに示すように相関値を最大とする直交信号列が得られる。さらに、変換回路２１１によりこの直交信号列を送信側での畳込み符号化に対応した逆変換を行ない情報信号Ｄを再生する。
【００３３】
上記に説明したように、ＩＳ−９５標準システムの上り回線では、パイロット信号を使用していないために、同期検波を採用していない。同期検波を実現できれば非同期検波に比べ誤り率の特性が向上する可能性がある。
【００３４】
しかし、これまで、ＩＳ−９５システムを代表とする、直交符号を用いたＭ系列直交変調に対応して、受信側で同期検波を採用することは提案されていない。ここで、同期検波方式を検討すると、図２０に示すようなフィードバックループを用いる方法が容易に想定される。即ち、図２０では搬送波再生回路２２により再生される搬送波により、これを位相回転部即ち、復調器２３にフィードバックして復調に用いる構成である。しかし、かかるフィードバックループを用いる方法では次のような課題がある。
【００３５】
第一に、低Ｃ／Ｎでの動作が非常に不安定である。また、合成時の位相不確定除去が困難である。さらに引き込み時間が長い。さらにまた、サイクルスキップがあるなどである。高Ｃ／Ｎのスタティックな環境では、同期検波のメリットがあるが、これらの問題によって、それ以外では非同期検波よりも誤り率は劣化する。
【００３６】
したがって、本発明は、直交符号を用いるＭ系列直交変調を行なう送信側に対応する、これらの問題を解決する新規な、同期検波等を行なうための基準位相を確定する方法を提案するものである。
【００３７】
図１は、本発明の基本概念を説明するための無線システムの構成図である。図１Ａは、本発明の前提とする直交符号を用いたＭ系列直交変調の構成図であり、これに対応する本発明の特徴が現れる受信側構成が同図Ｂに示される。
【００３８】
図１Ａにおいて、データＤＡＴＡとして例えば図１６において説明した畳込み符号のような直交符号が対応する。この直交符号は、Ｍ系列直交変調器１で、アダマール変換される。その後、フィルタ１０により帯域制限され、Ｄ／Ａ変換回路１１でアナログ信号に変換されて、直交変調器２により、ＱＰＳＫ変調等の直交変調を受けＩＦ信号として出力される。
【００３９】
一方、図１Ｂは、図１Ａに対応する本発明に従う受信側構成である。直交検波器１２により、受信ＩＦ信号は、Ｉｃｈ，Ｑｃｈ信号成分に分離され、それぞれフィルタ１３、１４及びＡ／Ｄ変換器１５，１６により、デジタル信号に変換される。
【００４０】
Ａ／Ｄ変換器１５，１６からのＩｃｈ，Ｑｃｈデジタル信号は、Ｍ系列直交復調回路１７に導かれる。ここで、Ｍ系列直交復調回路１７により、Ｉｃｈ，Ｑｃｈデジタル信号は、それぞれ高速アダマール変換あるいは、逆アダマール変換を施される。
【００４１】
本発明の特徴は、かかる高速アダマール変換あるいは、逆アダマール変換の出力からＩ２ ＋Ｑ２ を求め、これを最大とするＩ，Ｑの相関値を選択し、これを基準位相とすることにある。図１において、かかる機能は、最大値検出出力回路１８により実現される。
【００４２】
図２は、Ｍ系列直交復調回路１７と最大値検出出力回路１８の実施例である。Ａ／Ｄ変換器１５，１６からのＩｃｈ，Ｑｃｈデジタル信号は、Ｍ系列直交復調回路１７即ち、高速アダマール変換回路に導かれる。ここで、Ｍ系列を６４値の信号系列と想定すると、高速アダマール変換回路１７により、Ｉｃｈ，Ｑｃｈそれぞれ６４個の相関出力が得られる。
【００４３】
この６４個の相関出力は、最大値選択出力回路１６６に入力されると共に、Ｉ２ ＋Ｑ２ を演算する演算回路１０１〜１６４に入力される。演算回路１０１〜１６４でのＩ２ ＋Ｑ２ の演算により、パワーが求められるので、位相変動の影響を受けない。
【００４４】
したがって、演算回路１０１〜１６４の出力から最大値検出回路１６５で、６４個の相関出力のうちパワーが最大値となる相関値が検出される。次いで、この最大値検出回路１６５の検出結果に基づいて、最大値選択出力回路１６６からパワーが最大値となる組Ｉｃｈ，Ｑｃｈそれぞれの相関値が選択出力される。これにより、得られた相関値の位相を基準位相として位相同期検波をすることが可能となる。
【００４５】
上記のように、本発明において高速アダマール変換あるいは、逆アダマール変換の同相及び直交成分の最大相関出力値に注目することは、パイロット内挿同期検波に類似する。即ち、パイロット内挿同期検波は、信号内に周期的にパイロット信号を挿入し、これを基準位相として同期検波を行なう方法である。
【００４６】
この方法とは、基準位相とするパイロット信号がない点で本発明は相違するが、本発明ではパイロットのない信号から、（Ｉ２ ＋Ｑ２ ）を求め、これを最大とするＩ，Ｑの相関値を選択する。そして、これを基準位相としているので、パイロット信号を検知し、この位相を基準位相とする点は等価である。
【００４７】
この様に本発明により作成される基準位相を利用して受信信号の同期検波を行なうことが可能である。更に別の用途として、直交符号の受信における干渉波を打ち消すための干渉キャンセラー回路としても使用することが可能である。
【００４８】
次に、上記の様に高速アダマール変換の出力が基準位相となる原理について図３により説明する。今、図３Ａに示すように、６ビットの信号を１シンボルとした６４値のアダマール変換を考える。この場合、アダマール変換された直交符号の３２ビットは＋、他の３２ビットは−符号になる。
【００４９】
したがって、位相変動によって、受信信号（＋＋・・＋＋−−・・−−）が図３Ｂに示すように受信されたとする。この場合、図３Ｂにおいて、受信信号の（＋＋・・＋＋）は○で示され、（−−・・−−）は□で示される。
【００５０】
ここで、受信側において、高速アダマール変換で相関を採ることにより第４象限の“−”符号の信号は全て第２象限に折り返されて●で示され、加算される。したがって、６４チップの平均値はＰとなり、１シンボル間の平均位相が得られ、これを基準位相とすることができる。
【００５１】
図４は、上記原理に基づく基準位相確定方法をＩＳ−９５の受信側に適用し、同期検波を可能とする本発明の実施例ブロック図である。図４ではダイバシティ合成なしの構成を示している。図４において、図１８と同一数字の付された部位は同一の機能を果たす。したがって、当該部位の更なる動作説明は、省略する。
【００５２】
最大値検出回路１６５は、図２において説明したように６４個の（Ｉ２ ＋Ｑ２ ）出力のうち最大値を検出する。この情報により、最大値選択出力回路１６６で、（Ｉ２ ＋Ｑ２ ）を最大とするＩ、Ｑの信号の組を選択出力する。
【００５３】
この時、最大値選択出力回路１６６から選択されたＩ、Ｑの信号のそれぞれは、図３Ｂの○と●に示されるごとく位相変動しているが、中心Ｐ点の位相は、一シンボルの平均位相として得られる。この平均位相を位相平均化回路１６７で求め位相回転部１６９に導く。
【００５４】
一方、逆拡散回路２０６の出力を遅延回路１６８でタイミング調整して、位相回転部１６９に入力する。したがって、位相回転部１６９ではこれらを複素乗算し、上記平均位相を基準にして逆拡散回路２０６の出力を送信側のＢＰＳＫ変調に対応する復調を行なう。
【００５５】
即ち、遅延回路１６８のＩ、Ｑｃｈ信号に対し、それぞれ平均化回路１６７で求めた互いにπ／２位相の異なる基準位相信号が乗算される。さらにこれらの乗算結果を合成される。かかる処理は、送信側のＢＰＳＫ変調と逆の処理であり、従って、位相回転部１６９において、確定された基準位相により同期検波が行われることが理解できる。
【００５６】
位相回転部１６９の同期検波出力は、第二の高速アダマール変換回路１９及び、最大値検出手段１７０を通り、情報信号への変換回路２１１に入力される。この第２の高速アダマール変換回路１９と第１の高速アダマール変換回路１７とは同一構成であり、最大値検出手段１７０は、（Ｉ２ ＋Ｑ２ ）計算回路１０１〜１６４と最大値検出回路１６５に対応する構成である。
【００５７】
変換回路２１１は、先に図１８で説明したように、最大値検出手段１７０から出力される直交信号列に対し、送信側での畳込み符号化に対応する逆変換を行ない情報信号を再生する。
【００５８】
かかる図４の実施例構成では、高速アダマール変換回路１７の最大相関出力値に着目している。この時に受信される信号は、２０８．３μｓｅｃの周期即ち、アダマール行列の１周期で伝播路の位相状態に近似した値を再生している。したがって、この信号を基準位相信号として用いる。
【００５９】
ここで基準位相信号として、先に図３Ｂで説明したように、１シンボル間の平均位相をＰ点で得ているが、連続した基準位相を得ることが不可能なので、図５に示すように、１シンボル（６４チップ：２０８．３μ）間の平均位相即ち、推定した基準位相Ｐ１では、実際の連続する受信位相Ｐ２に対し、位相誤差ＰＥが生じる。
【００６０】
そこで、図４の位相平均化回路１６７において、この位相誤差ＰＥを小さくする考慮をしている。図６乃至図８はかかる位相誤差ＰＥを小さくするための実施例である。
【００６１】
図６は、複数ｎ段のシンボル（６４チップ）遅延器７１〜７ｎ，遅延器７１〜７ｎ対応に加算する加算器８０及び、除算回路８１を有する移動平均フィルタである。さらに、図７は、図６に比べ、２つの加算器８２，８３と帰還回路に遅延回路Ｂを用いて、図６の加算器８０の構成を簡略したものである。
【００６２】
これらの移動平均フィルタでは、自シンボルの基準位相を得るために、前後ｎシンボルの位相信号を用いて平均化する。今、ｎ＝２即ち、５シンボルの移動平均フィルタを考える。図８に示すように、逆拡散された受信信号Ａを２シンボル分遅延させて遅延器１６８の出力Ｄとすると、これと再生位相信号Ｂを移動平均フィルタ１６７により平均位相として出力した位相とが一致する。
【００６３】
そして、これらを位相回転部１６９で複素乗算し、加算することによりＱＰＳＫ変調に対応する復調を行なう即ち、同期検波が可能である。逆拡散された信号Ａの位相確定を行う。
【００６４】
次いで、復調されたＩｃｈ信号を第２の高速アダマール変換回路１９に入力し、相関値を求める。求められた６４種の相関値の最大値を回路１７０で検出して、これを変換回路２１１で情報信号に変換し、出力する。
【００６５】
ここで、図５に示したように１シンボル（６４チップ）間では、基準位相信号は固定になるのでシンボルの先頭と接尾部では位相誤差が大きくなる。そのため１次線形補間により図５の線形の受信位相を実現する。
【００６６】
図９は、さらに位相平均化回路１６７の他の実施例として、かかる１次線形補間を行うフィルタの構成例である。１シンボル分の遅延器３００、１／６４分周器３０１、モジュロ２加算器３０２，３０３，３０４及び掛け算器３０５，３０６を有する。掛け算器３０５には、図示しないカウンタの値ｎが入力される。カウンタは、１から６４までカウントし、シンボルの先頭で１になるようにし、シンボルの先頭で１になるように設定する。信号の遅延は、１シンボルとする。
【００６７】
かかる構成により、出力ｙ（ｔ）は、次のように表される。
【００６８】
ｙ（ｔ）＝（３２＋ｎ）｛ｘ（ｔ）−ｘ（ｔ−Ｔ）｝／６４＋ｘ（ｔ−Ｔ）
図１０は、更に、移動平均フィルタ３１０と、図１９の１次線形フィルタ３１１とを組み合わせた構成である。１次線形フィルタあるいは線形補間フィルタ３１１にＳ／Ｎの悪い信号を直接入力するよりも、移動平均フィルタ３１０で雑音を除去した信号を入力することによって、精度の高い基準位相の抽出が可能である。
【００６９】
図１１は、ダイバシティ合成を行う場合の構成例である。図４の構成との相違は、第２の高速アダマール変換回路１９の出力を４パス（ブランチ及びフィンガ）分をＲＡＫＥ合成してパスによる誤差を吸収するようにしている。
【００７０】
図１２は、図１１の構成に加え更に、第１の高速アダマール変換回路２０７の出力に対してもＲＡＫＥ合成を適用し、誤差特性を向上させている例である。図１３は、２つのパス系を合成する概念図を示している。図１３の上半分が第Ｉのパス系であり、下半分が第ＩＩのパス系である。
【００７１】
合成器１７３は、第Ｉ、第ＩＩのパス系のＩ２ ＋Ｑ２ を合成し、この出力で両系の選択回路１６６を選択制御している。更に、合成器１７１は、両系の第２の高速アアダマール変換回路１９の出力を合成している。次いで、この合成器１７１の出力の最大値が出力され、情報信号に符号変換される。
【００７２】
図１４は、フェージングがない時の上記した移動平均フィルタを使用した場合の本発明による誤り特性を、非同期検波方式と比較した図である。図１４において、１パス（ブランチ）、２パス及び４パスの場合の理論値ｃと、非同期検波方式による誤り率特性ａ及び、本発明による誤り率特性ｂを比較して示している。いずれの場合も本発明による誤り率特性ｂは理論値ｃに近く、非同期検波方式より利得がある。１０−２において、１パスの時は、およそ１ｄＢ、２パスの時は、およそ１．５ｄＢ、４パスの時は、およそ２ｄＢの利得がある。
【００７３】
図１５は、フェージングがある（フェージング周波数１００Ｈｚ）時の本発明による誤り特性を、非同期検波方式と比較した図である。１０−２において、１パスの時は、非同期検波方式と略同等であるが、２パス（図示していない）の時は、およそ０．７ｄＢ、４パスの時は、およそ１．５ｄＢの利得がある。
【００７４】
【発明の効果】
上記に図面に従い説明したように、本発明により基準位相の確定が可能である。したがって、Ｍ系列直交変調をもちいたＣＤＭＡ無線通信システム用同期検波方式を容易に実現することが可能である。更に、本発明の基準位相の確定方法を干渉キャンセラー等に用いることも可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の基本概念を説明するための無線システムの構成図である。
【図２】Ｍ系列直交復調回路１７と最大値選択回路１８の実施例である。
【図３】高速アダマール変換の出力が基準位相となる本発明の原理を説明する図である。
【図４】図３の原理に基づく基準位相確定方法をＩＳ−９５の受信側に適用し、同期検波を可能とする本発明の実施例ブロック図である。
【図５】基準位相及び位相誤差を説明する図である。
【図６】移動平均フィルタの構成例を示す図である。
【図７】図６の構成例を簡略した移動平均フィルタの構成例を示す図である。
【図８】逆拡散された受信信号と移動平均フィルタ出力との位相との一致を説明する図である。
【図９】位相平均化回路１６７の他の実施例として、１次線形補間を行うフィルタの構成例である。
【図１０】移動平均フィルタ３１０と、図１９の１次線形フィルタ３１１とを組み合わせた構成である。
【図１１】図４の構成において、ダイバシティ合成を行う場合の構成例である。
【図１２】図１１の構成に加え更に、第１の高速アダマール変換回路２０７の出力に対してもＲＡＫＥ合成を適用し、誤差特性を向上させている例である。
【図１３】図１２の構成において、２つのパス系を合成する概念図を示している。
【図１４】フェージングがない時の上記した移動平均フィルタを使用した場合の本発明による誤り特性を、非同期検波方式と比較した図である。
【図１５】フェージングがある（フェージング周波数１００Ｈｚ）時の本発明による誤り特性を、非同期検波方式と比較した図である。
【図１６】ＩＳ−９５標準システムの送信側の基本構成ブロック図であり、移動通信における加入者から基地局に向かう上り信号の送信手段の構成ブロック図である。
【図１７】図１６の送信手段における信号シーケンスを示す図である。
【図１８】図１６に対応する上り回線の受信手段の構成ブロック図である。
【図１９】図１８の受信手段における信号のシーケンス図である。
【図２０】想定されるフィードバックループを用いた場合の同期検波方式の概念構成図である。
【符号の説明】
１ Ｍ系列直交変調器
２ 直交変調器又はＱＰＳＫ変調器
１７ Ｍ系列直交復調回路
１８ 最大値検出出力回路
１０１〜１６４ Ｉ２ ＋Ｑ２ 計算回路
１６５、１７０ 最大値検出回路
１６６ 最大値選択出力回路
１６７ 位相平均化回路
１６８ 遅延回路
１６９ 位相回転部
１７１，１７２ 合成回路
２０５ 相関器
２０６ 逆拡散回路
２１１ 情報信号変換部
【発明の属する技術の分野】
本発明は、Ｍ−ａｒｙ（系列）直交変調を用いた無線通信システムの基準位相の確定方法及びこれを用いた同期検波方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
次世代の移動通信システムとして符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）方式が注目され、既に米国において、ＩＳ−９５という標準システムがある。また、インフラ構築の一手段としてＷＬＬ（Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｌｏｃａｌ Ｌｏｏｐ）という半固定移動通信システムにかかるＣＤＭＡ方式が適用される可能性がある。
【０００３】
これは、米国のＱｕａｌｃｏｍｍ社が提案したチップレート １．２２８８ Ｍｃｐｓ のＣＤＭＡ方式であり、下り回線は、パイロット外挿信号を用いた同期検波方式を採用している。一方、上り回線は、Ｍ−ａｒｙ（系列）直交変調を用いた非同期検波方式が採用されている。
【０００４】
かかるＩＳ−９５の標準システムにおいて、上り回線のＭ系列直交変調を用いた非同期検波方式では、受信側で振幅信号を電力に変換することによりフェージング等による位相誤差を除去して劣化を防いでいる。しかし、非同期検波のために同期検波に比べ誤り率特性が劣化する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
したがって、本発明の目的は、ＩＳ−９５の標準システムにおける上り回線の高性能化を可能とする、Ｍ系列直交変調を用いた無線通信システムの受信基準位相の確定方法及びこれを用いた復調方法を提供することにある。
【０００６】
さらに、本発明の目的は、より広い用途としてＭ系列直交変調を用いたＣＤＭＡ無線通信用の同期検波方式を提供することにある。
【０００７】
また、本発明の目的は、一般的用途として直交符号に対しＭ系列直交変調を行なう場合の受信側における受信基準位相の確定を可能とする方法を提供することにある。
【０００８】
本発明の更なる目的は、以下の発明の実施の形態の説明から明らかとなる。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記の本発明の課題を達成する無線通信システムの基準位相の確定方法は、送信側からＭ系列直交符号を、位相シフト変調して送信された同相成分及び直交成分を有する信号を高速アダマール変換若しくは逆アダマール変換により各アダマール行列に対応する該同相成分及び直交成分の相関値を求め、この同相成分及び直交成分の相関値のそれぞれの二乗の和を計算し、計算された二乗の和の最大値を出力する高速アダマール変換若しくは逆アダマール変換出力を選択することを基本とする。
【００１０】
かかる無線通信システムの基準位相の確定方法を用い、複数の基地局と複数の端末で構成される。
【００１１】
複数の基地局と端末との間は、スペクトラム拡散通信で接続され、情報信号をＭ系列直交変調した後、拡散変調する符号分割多元接続方式を用いた無線通信システムの復調方法は、受信信号を逆拡散して同相成分及び直交成分を求め、この同相成分及び直交成分に対し、高速アダマール変換若しくは逆アダマール変換により各アダマール行列に対応する該同相成分及び直交成分の相関値を求める。更に、同相成分及び直交成分の相関値のそれぞれの二乗の和を計算し、計算された二乗の和の最大値を出力する高速アダマール変換若しくは逆アダマール変換出力を選択し、選択された高速アダマール変換若しくは逆アダマール変換出力と、該逆拡散して求められた同相成分及び直交成分とを複素乗算して同期検波を行い、同期検波の出力を高速アダマール変換若しくは逆アダマール変換して相関値を求め、求められた相関値の最大値に対応するアダマール行列を情報信号に変換するＭ系列直交変調を用いた無線通信システム及びこれに用いる基地局であることを特徴とする。
【００１２】
更に、前記計算された二乗の和の最大値を出力する該高速アダマール変換若しくは逆アダマール変換出力を移動平均フィルタにより平均化することを特徴とする。
【００１３】
また、前記計算された二乗の和の最大値を出力する高速アダマール変換若しくは逆アダマール変換出力を一次線形補間フィルタにより平均化することを特徴とする。
【００１４】
更にまた、前記いおいて、前記移動平均フィルタの出力を更に、一次線形補間することを特徴とするＭ系列直交符号を用いる。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下に本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。尚、図面において、同一または類似のものには同一の参照番号または、参照記号を付して説明する。
【００１６】
ここで、本発明の実施の形態の説明に先立って、本発明の正しい理解のためにＩＳ−９５標準システムについて説明する。図１６は、かかるＩＳ−９５標準システムの送信側の基本構成ブロック図であり、移動通信における加入者から基地局に向かう上り信号の送信手段の構成ブロック図である。
【００１７】
受信側での誤り訂正能力を高めるために、情報信号（例えば、９．６ ｋｂｐｓ） を符号器１８０で巡回符号化（ＣＲＣ）し、次いでこれを畳込み符号化回路１８１により、誤り訂正符号の付加された畳込み符号に変換する。
【００１８】
また、１．２ｋｂｐｓから９．６ｋｂｐｓの複数の信号を扱えるように、回路１８２において、同一シンボルの繰り返し処理を行ない１．２ｋｂｐｓから９．６ｋｂｐｓにある異なる速度の信号を９．６ｋｐｓの信号速度に統一する処理を行なう。
【００１９】
次いで、ＲＡＭ１８３にバッファリングした後、２８．８ｋｂｐｓの信号列となるように読み出し（インタリーブ処理）、Ｍ（６４）系列直交変調器１に入力する。ここで、図１７の信号シーケンスを参照すると、畳込み符号化により１フレーム１９２ビットで９．６ｋｂｐｓの情報信号Ａは、１フレーム５７６ビットで２８．８ｋｂｐｓの畳込み符号化信号Ｂに変換される。
【００２０】
この畳込み符号化信号Ｂは、６４系列直交変調器１によりアダマール変換されて６ビットの情報信号を６４通りの６４チップの直交符号（アダマール行列）Ｃに変換する。即ち、６４／６倍に拡散され、３０７．２ｋｃｐｓの信号Ｄとなる。
【００２１】
この拡散された信号Ｄは、更に図１６において、符号発生器１８４からのユーザ毎の識別用の（２４２ −１）のＰＮ符号（ロングコード）と乗算器１８５により乗算される。これにより１．２２８８Ｍｃｐｓの拡散符号系列Ｅとなる。
【００２２】
次に、この拡散された信号に、基地局識別用の（２１５ −１）のＰＮ符号（ショートコード）１８６をＩｃｈ用、Ｑｃｈ用の乗算器１８７，１８８で乗算する。更に、乗算器１８７，１８８のそれぞれの出力をフィルタ１８９，１９０を通し、Ｄ／Ａ変換器１９１，１９２でアナログ信号に変換する。さらに、Ｄ／Ａ変換器１９１，１９２からのアナログ信号をＱＰＳＫ変調回路２に入力する。
【００２３】
ここで、１／２ｃｈｉｐ遅延回路１９３により、ＩｃｈとＱｃｈの信号が１／２チップシフトされているのでＱＰＳＫ変調回路２の出力は、オフセットＱＰＳＫ（以下ＯＱＰＳＫという）変調された信号となる。このＯＱＰＳＫ変調により、πの位相変化がなく、最大π／２の位相変化となるので、厳しい帯域制限を受けても、信号の包絡線がわずかに落ち込むだけで零点を生じない。
【００２４】
上記のように生成されたＯＱＰＳＫ変調信号は、図示しない回路により無線周波数に変換されて、基地局に向けて送られる。
【００２５】
次に、図１８は、図１６に対応する上り回線の受信手段の構成ブロック図である。図１９は、受信手段における信号のシーケンス図である。送信側から送られた無線信号は、図示しない回路で周波数変換されてＩＦ信号となる。図１８Ａに示すようにＩＦ信号は、直交検波器２００によりＩｃｈ，Ｑｃｈ信号に分離され、それぞれフィルタ２０１、２０２を通し、Ａ／Ｄ変換器２０３，２０４でデジタル信号に変換される。
【００２６】
このデジタル信号に変換されたＩｃｈ，Ｑｃｈ信号は、ＲＡＫＥ受信方式を採用する場合複数のフィンガ１〜４に共通に入力される。フィンガ１〜４の構成は同じであり、それぞれにおいて、Ｉｃｈ，Ｑｃｈ信号は、相関器２０５により自基地局のショートコードのＰＮ符号と乗算されて逆拡散される。さらに乗算器２０６により該当ユーザのロングコードと乗算されて逆拡散される。
【００２７】
このように逆拡散された信号（図１９Ａ）は、送信側のアダマール変換後の信号（図１７Ｄ）に対応する。したがって、更に、高速アダマール変換（ＦＨＴ：Ｆａｓｔ Ｈａｄａｍａｒｄ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）回路により高速アダマール変換あるいは、逆アダマール変換して、相関値を求める。
【００２８】
ここで、送信側では６ビットを６４通りの６４値の信号に変換しているので、Ｉｃｈ，Ｑｃｈそれぞれに対し、６４個の相関出力が求められる。更に、フェージングによる位相雑音、ローカル信号の周波数誤差による劣化を防ぐために、回路２０８によりＩ２ ＋Ｑ２ を計算して位相成分を除去し、相関値の電力を求めている。
【００２９】
ここで、図１９Ｂが求められる６４個の相関値であり、黒く塗られた相関値が、６４個の相関値のうち（Ｉ２ ＋Ｑ２ ）を最大値とする相関値である。したがって、伝搬パスを考慮しない場合は、一つのフィンガからの最大の（Ｉ２ ＋Ｑ２ ）が相関値として出力される。
【００３０】
図１８では、ＲＡＫＥ方式を採用しているので、異なるフィンガ１〜４のそれぞれからの６４個の相関値に対応する６４個の（Ｉ２ ＋Ｑ２ ）出力について、それぞれ対応するフィンガ１〜４からの相関値出力を合成回路２０９で合成する。これによりマルチパス（図１８では４パス）の相関値出力を合成し、相関値のレベルを大きくし、相関値の確からしさを高めている。
【００３１】
尚、図１８において、フィンガ１〜４からの（Ｉ２ ＋Ｑ２ ）出力は、図示しないパスサーチ部において、相関値のピークのタイミングを求め、それぞれピーク間の時間差分を有する求められたタイミングでフィンガ回路１〜４から出力され、合成回路２０９に入力される。
【００３２】
６４個の合成回路２０９からの出力は、最大値選択回路２１０において、その最大値が選択出力される。これにより、図１９Ｃに示すように相関値を最大とする直交信号列が得られる。さらに、変換回路２１１によりこの直交信号列を送信側での畳込み符号化に対応した逆変換を行ない情報信号Ｄを再生する。
【００３３】
上記に説明したように、ＩＳ−９５標準システムの上り回線では、パイロット信号を使用していないために、同期検波を採用していない。同期検波を実現できれば非同期検波に比べ誤り率の特性が向上する可能性がある。
【００３４】
しかし、これまで、ＩＳ−９５システムを代表とする、直交符号を用いたＭ系列直交変調に対応して、受信側で同期検波を採用することは提案されていない。ここで、同期検波方式を検討すると、図２０に示すようなフィードバックループを用いる方法が容易に想定される。即ち、図２０では搬送波再生回路２２により再生される搬送波により、これを位相回転部即ち、復調器２３にフィードバックして復調に用いる構成である。しかし、かかるフィードバックループを用いる方法では次のような課題がある。
【００３５】
第一に、低Ｃ／Ｎでの動作が非常に不安定である。また、合成時の位相不確定除去が困難である。さらに引き込み時間が長い。さらにまた、サイクルスキップがあるなどである。高Ｃ／Ｎのスタティックな環境では、同期検波のメリットがあるが、これらの問題によって、それ以外では非同期検波よりも誤り率は劣化する。
【００３６】
したがって、本発明は、直交符号を用いるＭ系列直交変調を行なう送信側に対応する、これらの問題を解決する新規な、同期検波等を行なうための基準位相を確定する方法を提案するものである。
【００３７】
図１は、本発明の基本概念を説明するための無線システムの構成図である。図１Ａは、本発明の前提とする直交符号を用いたＭ系列直交変調の構成図であり、これに対応する本発明の特徴が現れる受信側構成が同図Ｂに示される。
【００３８】
図１Ａにおいて、データＤＡＴＡとして例えば図１６において説明した畳込み符号のような直交符号が対応する。この直交符号は、Ｍ系列直交変調器１で、アダマール変換される。その後、フィルタ１０により帯域制限され、Ｄ／Ａ変換回路１１でアナログ信号に変換されて、直交変調器２により、ＱＰＳＫ変調等の直交変調を受けＩＦ信号として出力される。
【００３９】
一方、図１Ｂは、図１Ａに対応する本発明に従う受信側構成である。直交検波器１２により、受信ＩＦ信号は、Ｉｃｈ，Ｑｃｈ信号成分に分離され、それぞれフィルタ１３、１４及びＡ／Ｄ変換器１５，１６により、デジタル信号に変換される。
【００４０】
Ａ／Ｄ変換器１５，１６からのＩｃｈ，Ｑｃｈデジタル信号は、Ｍ系列直交復調回路１７に導かれる。ここで、Ｍ系列直交復調回路１７により、Ｉｃｈ，Ｑｃｈデジタル信号は、それぞれ高速アダマール変換あるいは、逆アダマール変換を施される。
【００４１】
本発明の特徴は、かかる高速アダマール変換あるいは、逆アダマール変換の出力からＩ２ ＋Ｑ２ を求め、これを最大とするＩ，Ｑの相関値を選択し、これを基準位相とすることにある。図１において、かかる機能は、最大値検出出力回路１８により実現される。
【００４２】
図２は、Ｍ系列直交復調回路１７と最大値検出出力回路１８の実施例である。Ａ／Ｄ変換器１５，１６からのＩｃｈ，Ｑｃｈデジタル信号は、Ｍ系列直交復調回路１７即ち、高速アダマール変換回路に導かれる。ここで、Ｍ系列を６４値の信号系列と想定すると、高速アダマール変換回路１７により、Ｉｃｈ，Ｑｃｈそれぞれ６４個の相関出力が得られる。
【００４３】
この６４個の相関出力は、最大値選択出力回路１６６に入力されると共に、Ｉ２ ＋Ｑ２ を演算する演算回路１０１〜１６４に入力される。演算回路１０１〜１６４でのＩ２ ＋Ｑ２ の演算により、パワーが求められるので、位相変動の影響を受けない。
【００４４】
したがって、演算回路１０１〜１６４の出力から最大値検出回路１６５で、６４個の相関出力のうちパワーが最大値となる相関値が検出される。次いで、この最大値検出回路１６５の検出結果に基づいて、最大値選択出力回路１６６からパワーが最大値となる組Ｉｃｈ，Ｑｃｈそれぞれの相関値が選択出力される。これにより、得られた相関値の位相を基準位相として位相同期検波をすることが可能となる。
【００４５】
上記のように、本発明において高速アダマール変換あるいは、逆アダマール変換の同相及び直交成分の最大相関出力値に注目することは、パイロット内挿同期検波に類似する。即ち、パイロット内挿同期検波は、信号内に周期的にパイロット信号を挿入し、これを基準位相として同期検波を行なう方法である。
【００４６】
この方法とは、基準位相とするパイロット信号がない点で本発明は相違するが、本発明ではパイロットのない信号から、（Ｉ２ ＋Ｑ２ ）を求め、これを最大とするＩ，Ｑの相関値を選択する。そして、これを基準位相としているので、パイロット信号を検知し、この位相を基準位相とする点は等価である。
【００４７】
この様に本発明により作成される基準位相を利用して受信信号の同期検波を行なうことが可能である。更に別の用途として、直交符号の受信における干渉波を打ち消すための干渉キャンセラー回路としても使用することが可能である。
【００４８】
次に、上記の様に高速アダマール変換の出力が基準位相となる原理について図３により説明する。今、図３Ａに示すように、６ビットの信号を１シンボルとした６４値のアダマール変換を考える。この場合、アダマール変換された直交符号の３２ビットは＋、他の３２ビットは−符号になる。
【００４９】
したがって、位相変動によって、受信信号（＋＋・・＋＋−−・・−−）が図３Ｂに示すように受信されたとする。この場合、図３Ｂにおいて、受信信号の（＋＋・・＋＋）は○で示され、（−−・・−−）は□で示される。
【００５０】
ここで、受信側において、高速アダマール変換で相関を採ることにより第４象限の“−”符号の信号は全て第２象限に折り返されて●で示され、加算される。したがって、６４チップの平均値はＰとなり、１シンボル間の平均位相が得られ、これを基準位相とすることができる。
【００５１】
図４は、上記原理に基づく基準位相確定方法をＩＳ−９５の受信側に適用し、同期検波を可能とする本発明の実施例ブロック図である。図４ではダイバシティ合成なしの構成を示している。図４において、図１８と同一数字の付された部位は同一の機能を果たす。したがって、当該部位の更なる動作説明は、省略する。
【００５２】
最大値検出回路１６５は、図２において説明したように６４個の（Ｉ２ ＋Ｑ２ ）出力のうち最大値を検出する。この情報により、最大値選択出力回路１６６で、（Ｉ２ ＋Ｑ２ ）を最大とするＩ、Ｑの信号の組を選択出力する。
【００５３】
この時、最大値選択出力回路１６６から選択されたＩ、Ｑの信号のそれぞれは、図３Ｂの○と●に示されるごとく位相変動しているが、中心Ｐ点の位相は、一シンボルの平均位相として得られる。この平均位相を位相平均化回路１６７で求め位相回転部１６９に導く。
【００５４】
一方、逆拡散回路２０６の出力を遅延回路１６８でタイミング調整して、位相回転部１６９に入力する。したがって、位相回転部１６９ではこれらを複素乗算し、上記平均位相を基準にして逆拡散回路２０６の出力を送信側のＢＰＳＫ変調に対応する復調を行なう。
【００５５】
即ち、遅延回路１６８のＩ、Ｑｃｈ信号に対し、それぞれ平均化回路１６７で求めた互いにπ／２位相の異なる基準位相信号が乗算される。さらにこれらの乗算結果を合成される。かかる処理は、送信側のＢＰＳＫ変調と逆の処理であり、従って、位相回転部１６９において、確定された基準位相により同期検波が行われることが理解できる。
【００５６】
位相回転部１６９の同期検波出力は、第二の高速アダマール変換回路１９及び、最大値検出手段１７０を通り、情報信号への変換回路２１１に入力される。この第２の高速アダマール変換回路１９と第１の高速アダマール変換回路１７とは同一構成であり、最大値検出手段１７０は、（Ｉ２ ＋Ｑ２ ）計算回路１０１〜１６４と最大値検出回路１６５に対応する構成である。
【００５７】
変換回路２１１は、先に図１８で説明したように、最大値検出手段１７０から出力される直交信号列に対し、送信側での畳込み符号化に対応する逆変換を行ない情報信号を再生する。
【００５８】
かかる図４の実施例構成では、高速アダマール変換回路１７の最大相関出力値に着目している。この時に受信される信号は、２０８．３μｓｅｃの周期即ち、アダマール行列の１周期で伝播路の位相状態に近似した値を再生している。したがって、この信号を基準位相信号として用いる。
【００５９】
ここで基準位相信号として、先に図３Ｂで説明したように、１シンボル間の平均位相をＰ点で得ているが、連続した基準位相を得ることが不可能なので、図５に示すように、１シンボル（６４チップ：２０８．３μ）間の平均位相即ち、推定した基準位相Ｐ１では、実際の連続する受信位相Ｐ２に対し、位相誤差ＰＥが生じる。
【００６０】
そこで、図４の位相平均化回路１６７において、この位相誤差ＰＥを小さくする考慮をしている。図６乃至図８はかかる位相誤差ＰＥを小さくするための実施例である。
【００６１】
図６は、複数ｎ段のシンボル（６４チップ）遅延器７１〜７ｎ，遅延器７１〜７ｎ対応に加算する加算器８０及び、除算回路８１を有する移動平均フィルタである。さらに、図７は、図６に比べ、２つの加算器８２，８３と帰還回路に遅延回路Ｂを用いて、図６の加算器８０の構成を簡略したものである。
【００６２】
これらの移動平均フィルタでは、自シンボルの基準位相を得るために、前後ｎシンボルの位相信号を用いて平均化する。今、ｎ＝２即ち、５シンボルの移動平均フィルタを考える。図８に示すように、逆拡散された受信信号Ａを２シンボル分遅延させて遅延器１６８の出力Ｄとすると、これと再生位相信号Ｂを移動平均フィルタ１６７により平均位相として出力した位相とが一致する。
【００６３】
そして、これらを位相回転部１６９で複素乗算し、加算することによりＱＰＳＫ変調に対応する復調を行なう即ち、同期検波が可能である。逆拡散された信号Ａの位相確定を行う。
【００６４】
次いで、復調されたＩｃｈ信号を第２の高速アダマール変換回路１９に入力し、相関値を求める。求められた６４種の相関値の最大値を回路１７０で検出して、これを変換回路２１１で情報信号に変換し、出力する。
【００６５】
ここで、図５に示したように１シンボル（６４チップ）間では、基準位相信号は固定になるのでシンボルの先頭と接尾部では位相誤差が大きくなる。そのため１次線形補間により図５の線形の受信位相を実現する。
【００６６】
図９は、さらに位相平均化回路１６７の他の実施例として、かかる１次線形補間を行うフィルタの構成例である。１シンボル分の遅延器３００、１／６４分周器３０１、モジュロ２加算器３０２，３０３，３０４及び掛け算器３０５，３０６を有する。掛け算器３０５には、図示しないカウンタの値ｎが入力される。カウンタは、１から６４までカウントし、シンボルの先頭で１になるようにし、シンボルの先頭で１になるように設定する。信号の遅延は、１シンボルとする。
【００６７】
かかる構成により、出力ｙ（ｔ）は、次のように表される。
【００６８】
ｙ（ｔ）＝（３２＋ｎ）｛ｘ（ｔ）−ｘ（ｔ−Ｔ）｝／６４＋ｘ（ｔ−Ｔ）
図１０は、更に、移動平均フィルタ３１０と、図１９の１次線形フィルタ３１１とを組み合わせた構成である。１次線形フィルタあるいは線形補間フィルタ３１１にＳ／Ｎの悪い信号を直接入力するよりも、移動平均フィルタ３１０で雑音を除去した信号を入力することによって、精度の高い基準位相の抽出が可能である。
【００６９】
図１１は、ダイバシティ合成を行う場合の構成例である。図４の構成との相違は、第２の高速アダマール変換回路１９の出力を４パス（ブランチ及びフィンガ）分をＲＡＫＥ合成してパスによる誤差を吸収するようにしている。
【００７０】
図１２は、図１１の構成に加え更に、第１の高速アダマール変換回路２０７の出力に対してもＲＡＫＥ合成を適用し、誤差特性を向上させている例である。図１３は、２つのパス系を合成する概念図を示している。図１３の上半分が第Ｉのパス系であり、下半分が第ＩＩのパス系である。
【００７１】
合成器１７３は、第Ｉ、第ＩＩのパス系のＩ２ ＋Ｑ２ を合成し、この出力で両系の選択回路１６６を選択制御している。更に、合成器１７１は、両系の第２の高速アアダマール変換回路１９の出力を合成している。次いで、この合成器１７１の出力の最大値が出力され、情報信号に符号変換される。
【００７２】
図１４は、フェージングがない時の上記した移動平均フィルタを使用した場合の本発明による誤り特性を、非同期検波方式と比較した図である。図１４において、１パス（ブランチ）、２パス及び４パスの場合の理論値ｃと、非同期検波方式による誤り率特性ａ及び、本発明による誤り率特性ｂを比較して示している。いずれの場合も本発明による誤り率特性ｂは理論値ｃに近く、非同期検波方式より利得がある。１０−２において、１パスの時は、およそ１ｄＢ、２パスの時は、およそ１．５ｄＢ、４パスの時は、およそ２ｄＢの利得がある。
【００７３】
図１５は、フェージングがある（フェージング周波数１００Ｈｚ）時の本発明による誤り特性を、非同期検波方式と比較した図である。１０−２において、１パスの時は、非同期検波方式と略同等であるが、２パス（図示していない）の時は、およそ０．７ｄＢ、４パスの時は、およそ１．５ｄＢの利得がある。
【００７４】
【発明の効果】
上記に図面に従い説明したように、本発明により基準位相の確定が可能である。したがって、Ｍ系列直交変調をもちいたＣＤＭＡ無線通信システム用同期検波方式を容易に実現することが可能である。更に、本発明の基準位相の確定方法を干渉キャンセラー等に用いることも可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の基本概念を説明するための無線システムの構成図である。
【図２】Ｍ系列直交復調回路１７と最大値選択回路１８の実施例である。
【図３】高速アダマール変換の出力が基準位相となる本発明の原理を説明する図である。
【図４】図３の原理に基づく基準位相確定方法をＩＳ−９５の受信側に適用し、同期検波を可能とする本発明の実施例ブロック図である。
【図５】基準位相及び位相誤差を説明する図である。
【図６】移動平均フィルタの構成例を示す図である。
【図７】図６の構成例を簡略した移動平均フィルタの構成例を示す図である。
【図８】逆拡散された受信信号と移動平均フィルタ出力との位相との一致を説明する図である。
【図９】位相平均化回路１６７の他の実施例として、１次線形補間を行うフィルタの構成例である。
【図１０】移動平均フィルタ３１０と、図１９の１次線形フィルタ３１１とを組み合わせた構成である。
【図１１】図４の構成において、ダイバシティ合成を行う場合の構成例である。
【図１２】図１１の構成に加え更に、第１の高速アダマール変換回路２０７の出力に対してもＲＡＫＥ合成を適用し、誤差特性を向上させている例である。
【図１３】図１２の構成において、２つのパス系を合成する概念図を示している。
【図１４】フェージングがない時の上記した移動平均フィルタを使用した場合の本発明による誤り特性を、非同期検波方式と比較した図である。
【図１５】フェージングがある（フェージング周波数１００Ｈｚ）時の本発明による誤り特性を、非同期検波方式と比較した図である。
【図１６】ＩＳ−９５標準システムの送信側の基本構成ブロック図であり、移動通信における加入者から基地局に向かう上り信号の送信手段の構成ブロック図である。
【図１７】図１６の送信手段における信号シーケンスを示す図である。
【図１８】図１６に対応する上り回線の受信手段の構成ブロック図である。
【図１９】図１８の受信手段における信号のシーケンス図である。
【図２０】想定されるフィードバックループを用いた場合の同期検波方式の概念構成図である。
【符号の説明】
１ Ｍ系列直交変調器
２ 直交変調器又はＱＰＳＫ変調器
１７ Ｍ系列直交復調回路
１８ 最大値検出出力回路
１０１〜１６４ Ｉ２ ＋Ｑ２ 計算回路
１６５、１７０ 最大値検出回路
１６６ 最大値選択出力回路
１６７ 位相平均化回路
１６８ 遅延回路
１６９ 位相回転部
１７１，１７２ 合成回路
２０５ 相関器
２０６ 逆拡散回路
２１１ 情報信号変換部
Claims (15)
- 複数の基地局と複数の端末で構成され、該複数の基地局と端末との間は、スペクトラム拡散通信で接続され、情報信号をＭ系列直交変調した後、拡散変調する符号分割多元接続方式を用いた無線通信システムの復調方法において、
受信信号を逆拡散して同相成分及び直交成分を求め、
該同相成分及び直交成分に対し、高速アダマール変換若しくは逆アダマール変換により各アダマール行列に対応する該同相成分及び直交成分の相関値を求め、更に、
該同相成分及び直交成分の相関値のそれぞれの二乗の和を計算し、
該計算された二乗の和の最大値を出力する前記高速アダマール変換若しくは逆アダマール変換出力を選択し、
該選択された高速アダマール変換若しくは逆アダマール変換出力と、前記逆拡散して求められた同相成分及び直交成分であって，高速アダマール変換若しくは逆アダマール変換前の信号とを複素乗算して同期検波を行い、
該同期検波の出力を高速アダマール変換若しくは逆アダマール変換して相関値を求め、該求められた相関値の最大値に対応するアダマール行列を情報信号に変換する
ことを特徴とするＭ系列直交変調を用いた無線通信システムの復調方法。 - 複数の基地局と複数の端末で構成され、該複数の基地局と端末との間は、スペクトラム拡散通信で接続され、情報信号をＭ系列直交変調した後、拡散変調する符号分割多元接続方式を用いた無線通信システムにおける復調方法であって、
複数の受信ブランチ及びフィンガの各々において、
受信信号を逆拡散して同相成分及び直交成分を求め、該同相成分及び直交成分に対し、高速アダマール変換若しくは逆アダマール変換により各アダマール行列に対応する該同相成分及び直交成分の相関値を求め、更に、
該同相成分及び直交成分の相関値のそれぞれの二乗の和を計算し、該計算された二乗の和の最大値を出力する前記高速アダマール変換若しくは逆アダマール変換出力を選択し、
該選択された高速アダマール変換若しくは逆アダマール変換出力と、前記逆拡散して求められた同相成分及び直交成分であって，高速アダマール変換若しくは逆アダマール変換前の信号とを複素乗算して同期検波を行い、
該同期検波出力を高速アダマール変換若しくは逆アダマール変換して相関値を求め、
該求められた相関値と他のブランチ及びフィンガからの相関値を合成し、
該複数の受信ブランチ及びフィンガの合成された相関値の最大値に対応するアダマール行列を情報信号に変換する
ことを特徴とするＭ系列直交変調を用いた無線通信システムの復調方法。 - 請求項２において、
前記計算される二乗の和を、前記複数の受信ブランチ及びフィンガについて合成し、該二乗の和の合成結果の最大値を出力する該高速アダマール変換若しくは逆アダマール変換出力を選択するようにしたことを特徴とするＭ系列直交変調を用いた無線通信システムの復調方法。 - 請求項１または２において、
前記計算された二乗の和の最大値を出力する該高速アダマール変換若しくは逆アダマール変換出力を移動平均フィルタにより平均化することを特徴とするＭ系列直交変調を用いた無線通信システムの復調方法。 - 請求項１または２において、
前記計算された二乗の和の最大値を出力する該高速アダマール変換若しくは逆アダマール変換出力を一次線形補間フィルタにより平均化することを特徴とするＭ系列直交変調を用いた無線通信システムの復調方法。 - 請求項４において、
前記移動平均フィルタの出力を更に、一次線形補間することを特徴とするＭ系列直交変調を用いた無線通信システムの復調方法。 - 複数の基地局と複数の端末で構成され、該複数の基地局と端末との間は、スペクトラム拡散通信で接続され、情報信号をＭ系列直交変調した後、拡散変調する符号分割多元接続方式を用いた無線通信システムにおいて、
該複数の基地局の各々は、該端末から送られる受信信号を逆拡散して同相成分及び直交成分を求める回路と、
該同相成分及び直交成分に対し、高速アダマール変換若しくは逆アダマール変換により各アダマール行列に対応する該同相成分及び直交成分の相関値を求める回路、更に、
該同相成分及び直交成分の相関値のそれぞれの二乗の和を計算する回路と、該計算された二乗の和の最大値を出力する前記高速アダマール変換若しくは逆アダマール変換出力を選択する回路と、
該選択された高速アダマール変換若しくは逆アダマール変換出力と、前記逆拡散して求められた同相成分及び直交成分であって，高速アダマール変換若しくは逆アダマール変換前の信号とを複素乗算して同期検波を行う回路と、
該同期検波の出力を高速アダマール変換若しくは逆アダマール変換して相関値を求める回路と、
該求められた相関値の最大値に対応するアダマール行列を情報信号に変換する回路を有する
ことを特徴とするＭ系列直交変調を用いた無線通信システム。 - 複数の基地局と複数の端末で構成され、該複数の基地局と端末との間は、スペクトラム拡散通信で接続され、情報信号をＭ系列直交変調した後、拡散変調する符号分割多元接続方式を用いた無線通信システムにおいて、
該複数の基地局の各々は、複数の受信ブランチ及びフィンガを有し、該複数の受信ブランチ及びフィンガの各々は、
前記端末から送られる受信信号を逆拡散して同相成分及び直交成分を求める回路と、
該同相成分及び直交成分に対し、高速アダマール変換若しくは逆アダマール変換により各アダマール行列に対応する該同相成分及び直交成分の相関値を求める回路、更に、
該同相成分及び直交成分の相関値のそれぞれの二乗の和を計算する回路と、
該計算された二乗の和の最大値を出力する該高速アダマール変換若しくは逆アダマール変換出力を選択する回路と、
該選択された高速アダマール変換若しくは逆アダマール変換出力と、前記逆拡散して求められた同相成分及び直交成分であって，高速アダマール変換若しくは逆アダマール変換前の信号とを複素乗算して同期検波を行う回路と、
該同期検波の出力を高速アダマール変換若しくは逆アダマール変換して相関値を求める回路と、
該求められた相関値の最大値に対応するアダマール行列を情報信号に変換する回路と、
該求められた相関値と他のブランチ及びフィンガからの相関値を合成する回路と、
該複数の受信ブランチ及びフィンガの合成された相関値の最大値に対応するアダマール行列を情報信号に変換する回路とを有する
ことを特徴とするＭ系列直交変調を用いた無線通信システム。 - 請求項８において、
さらに、前記二乗の和を計算する回路の出力を、前記複数の受信ブランチ及びフィンガについて合成する合成回路を有し、
前記高速アダマール変換若しくは逆アダマール変換出力を選択する回路は、前記合成回路の合成出力を最大値とする高速アダマール変換若しくは逆アダマール変換出力を選択するようにしたことを特徴とするＭ系列直交変調を用いた無線通信システム。 - 請求項７または８において、
前記計算された二乗の和の最大値を出力する該高速アダマール変換若しくは逆アダマール変換出力を平均化する移動平均フィルタを有することを特徴とするＭ系列直交変調を用いた無線通信システム。 - 請求項７または８において、
前記計算された二乗の和の最大値を出力する該高速アダマール変換若しくは逆アダマール変換出力を平均化する一次線形補間フィルタを有することを特徴とするＭ系列直交変調を用いた無線通信システム。 - 請求項１０において、
前記移動平均フィルタの出力を更に、一次線形補間する一次線形補間フィルタを有することを特徴とするＭ系列直交変調を用いた無線通信システム。 - 情報信号をＭ系列直交変調した後、拡散変調する符号分割多元接続方式を用いた無線通信システムに使用される基地局であって、
端末から送られるスペクトル拡散信号を、逆拡散して同相成分及び直交成分を求める手段と、
該同相成分及び直交成分に対し、高速アダマール変換若しくは逆アダマール変換により各アダマール行列に対応する該同相成分及び直交成分の相関値を求める手段と、
該同相成分及び直交成分の相関値のそれぞれの二乗の和を計算する手段と、
該計算された二乗の和の最大値を出力する前記高速アダマール変換若しくは逆アダマール変換出力を選択する手段と、
該選択された高速アダマール変換若しくは逆アダマール変換出力と、前記逆拡散して求められた同相成分及び直交成分であって，高速アダマール変換若しくは逆アダマール変換前の信号とを複素乗算して同期検波を行う手段と、
該同期検波の出力を高速アダマール変換若しくは逆アダマール変換して相関値を求める手段と、
該求められた相関値の最大値に対応するアダマール行列を情報信号に変換する手段を有する
ことを特徴とするＭ系列直交変調を用いた無線通信システムに使用される基地局。 - 情報信号をＭ系列直交変調した後、拡散変調する符号分割多元接続方式を用いた無線通信システムに使用される基地局であって、
複数の受信ブランチ及びフィンガを有し、該複数の受信ブランチ及びフィンガの各々は、端末から送られる受信信号を逆拡散して同相成分及び直交成分を求める手段と、
該同相成分及び直交成分に対し、高速アダマール変換若しくは逆アダマール変換により各アダマール行列に対応する該同相成分及び直交成分の相関値を求める手段と、更に、
該同相成分及び直交成分の相関値のそれぞれの二乗の和を計算する手段と、
該計算された二乗の和の最大値を出力する前記高速アダマール変換若しくは逆アダマール変換出力を選択する手段と、
該選択された高速アダマール変換若しくは逆アダマール変換出力と、前記逆拡散して求められた同相成分及び直交成分であって，高速アダマール変換若しくは逆アダマール変換前の信号とを複素乗算して同期検波を行う手段と、
該同期検波の出力を高速アダマール変換若しくは逆アダマール変換して相関値を求める手段と、
該求められた相関値の最大値に対応するアダマール行列を情報信号に変換する手段と、
該求められた相関値と他のブランチ及びフィンガからの相関値を合成する手段と、
前記複数の受信ブランチ及びフィンガの合成された相関値の最大値に対応するアダマール行列を情報信号に変換する手段とを有する
ことを特徴とするＭ系列直交変調を用いた無線通信システムに使用される基地局。 - 請求項１４において、さらに、
前記二乗の和を計算する手段の出力を、前記複数の受信ブランチ及びフィンガについて合成する合成手段を有し、前記高速アダマール変換若しくは逆アダマール変換出力を選択する手段は、該合成手段の合成出力を最大値とする高速アダマール変換若しくは逆アダマール変換出力を選択するようにしたことを特徴とするＭ系列直交変調を用いた無線通信システム。
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