JP2737730B2 - スペクトル拡散送受信機 - Google Patents
スペクトル拡散送受信機Info
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- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は移動通信システム、
特に直接拡散符号分割多元接続（ＤＳ−ＣＤＭＡ）方式
を用いた自動車電話・携帯電話システム（セルラシステ
ム）の送受信装置に関し、特に送信電力効率の良い送信
電力増幅器（パワーアンプ）を用いることができるπ／
４シフトＱＰＳＫ変調を使ったスペクトル拡散送受信機
に関する。
特に直接拡散符号分割多元接続（ＤＳ−ＣＤＭＡ）方式
を用いた自動車電話・携帯電話システム（セルラシステ
ム）の送受信装置に関し、特に送信電力効率の良い送信
電力増幅器（パワーアンプ）を用いることができるπ／
４シフトＱＰＳＫ変調を使ったスペクトル拡散送受信機
に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、デジタル自動車電話・携帯電話シ
ステム（セルラシステム）として、時分割多元接続方式
（ＴＤＭＡ）を用いたものとして日本標準方式（ＰＤ
Ｃ：ＲＣＲ ＳＴＤ ２７）、北米標準方式（ＴＩＡ
ＩＳ５４）、ヨーロッパ標準方式（ＥＴＳＩ ＧＳＭ）
が知られている。また符号分割多元接続方式（ＣＤＭ
Ａ）を用いたものとして北米標準方式（ＴＩＡ ＩＳ９
５）が知られている。
ステム（セルラシステム）として、時分割多元接続方式
（ＴＤＭＡ）を用いたものとして日本標準方式（ＰＤ
Ｃ：ＲＣＲ ＳＴＤ ２７）、北米標準方式（ＴＩＡ
ＩＳ５４）、ヨーロッパ標準方式（ＥＴＳＩ ＧＳＭ）
が知られている。また符号分割多元接続方式（ＣＤＭ
Ａ）を用いたものとして北米標準方式（ＴＩＡ ＩＳ９
５）が知られている。
【０００３】日本標準方式（ＰＤＣ）および北米標準方
式（ＩＳ５４）では変調方式として、振幅変動が小さい
ため電力効率の良い送信パワーアンプを用いることがで
きるπ／４シフトＤＱＰＳＫ変調が採用されている。ヨ
ーロッパ標準方式（ＧＳＭ）では定振幅変調のＧＭＳＫ
変調が採用されているが、π／４シフトＱＰＳＫと比べ
スペクトルが広がるため周波数の利用効率が低い。最も
新しい北米標準方式（ＩＳ９５）では基地局送信・移動
機受信の下り回線では、−次変調（情報変調）としてＢ
ＰＳＫ、二次変調（拡散変調）としてＱＰＳＫが採用さ
れている。一方、移動機送信・基地局受信の上り回線で
は、一次変調としてＢＰＳＫ、二次変調としてＯＱＰＳ
Ｋが採用されている。
式（ＩＳ５４）では変調方式として、振幅変動が小さい
ため電力効率の良い送信パワーアンプを用いることがで
きるπ／４シフトＤＱＰＳＫ変調が採用されている。ヨ
ーロッパ標準方式（ＧＳＭ）では定振幅変調のＧＭＳＫ
変調が採用されているが、π／４シフトＱＰＳＫと比べ
スペクトルが広がるため周波数の利用効率が低い。最も
新しい北米標準方式（ＩＳ９５）では基地局送信・移動
機受信の下り回線では、−次変調（情報変調）としてＢ
ＰＳＫ、二次変調（拡散変調）としてＱＰＳＫが採用さ
れている。一方、移動機送信・基地局受信の上り回線で
は、一次変調としてＢＰＳＫ、二次変調としてＯＱＰＳ
Ｋが採用されている。
【０００４】ＩＳ９５方式の上り回線の変調方法の詳細
は例えばＴＩＡ発行の資料ＴＩＡ／ＥＩＡ／ＩＳ−９
５、ページ６−８・図６．１．３．１．２に記載されて
いる。
は例えばＴＩＡ発行の資料ＴＩＡ／ＥＩＡ／ＩＳ−９
５、ページ６−８・図６．１．３．１．２に記載されて
いる。
【０００５】日本標準方式のπ／４シフトＤＱＰＳＫの
変調回路、復調回路に関しては、例えば、文献「Ｄｅｓ
ｉｇｎ Ｃｏｎｃｅｐｔ ｏｆ ＴＤＭＡ Ｃｅｌｌｕ
ｌａｒ Ｍｏｂｉｌｅ Ｒａｄｉｏ Ｕｎｉｔｓ」、清
水、他（ＩＥＥＥ ＶＴＣ’９２）に記載されている。
特に復調回路に関しては、例えば、特開平４−２２００
４３号公報、などに記載されている。復調方式としては
通常遅延検波方式が用いられているため、π／４シフト
演算を明示的に行う必要は無く、簡単な回路で実現でき
る。
変調回路、復調回路に関しては、例えば、文献「Ｄｅｓ
ｉｇｎ Ｃｏｎｃｅｐｔ ｏｆ ＴＤＭＡ Ｃｅｌｌｕ
ｌａｒ Ｍｏｂｉｌｅ Ｒａｄｉｏ Ｕｎｉｔｓ」、清
水、他（ＩＥＥＥ ＶＴＣ’９２）に記載されている。
特に復調回路に関しては、例えば、特開平４−２２００
４３号公報、などに記載されている。復調方式としては
通常遅延検波方式が用いられているため、π／４シフト
演算を明示的に行う必要は無く、簡単な回路で実現でき
る。
【０００６】なお、従来方式には一次変調ＱＰＳＫ、二
次変調π／４シフトＱＰＳＫを用いたＣＤＭＡシステム
は存在しない。
次変調π／４シフトＱＰＳＫを用いたＣＤＭＡシステム
は存在しない。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】第１の問題点は、ＩＳ
９５で採用されている二次変調ＯＱＰＳＫの振幅変動が
小さい特性を生かすためには、一次変調はＢＰＳＫに限
定され、ＱＰＳＫと組み合わせることができないことで
ある。
９５で採用されている二次変調ＯＱＰＳＫの振幅変動が
小さい特性を生かすためには、一次変調はＢＰＳＫに限
定され、ＱＰＳＫと組み合わせることができないことで
ある。
【０００８】その理由は、一次変調をＱＰＳＫ、二次変
調をＯＱＰＳＫとすると、シンボルの境目でπだけの位
相変移が起きる場合があり（Ｉ、Ｑ平面で信号点の遷移
を示す図９を参照すると、破線で示す信号点遷移に相当
する）、この時振幅が瞬間的に０になるため、ＯＱＰＳ
Ｋの振幅変動が小さいというメリットがなくなるためで
ある。
調をＯＱＰＳＫとすると、シンボルの境目でπだけの位
相変移が起きる場合があり（Ｉ、Ｑ平面で信号点の遷移
を示す図９を参照すると、破線で示す信号点遷移に相当
する）、この時振幅が瞬間的に０になるため、ＯＱＰＳ
Ｋの振幅変動が小さいというメリットがなくなるためで
ある。
【０００９】一次変調のＢＰＳＫとＱＰＳＫを比較する
と同じ情報ビットレートの場合、ＢＰＳＫのシンボルレ
ートはＱＰＳＫのシンボルレートの２倍になる。したが
って拡散率（１シンボル当たりのチップ数）が１／２に
なり拡散符号の組み合わせが減ってしまう。特に適応逆
拡散フィルタを用いて同一周波数干渉を除去する場合は
除去できる干渉波の数は拡散率に依存するため問題とな
る。
と同じ情報ビットレートの場合、ＢＰＳＫのシンボルレ
ートはＱＰＳＫのシンボルレートの２倍になる。したが
って拡散率（１シンボル当たりのチップ数）が１／２に
なり拡散符号の組み合わせが減ってしまう。特に適応逆
拡散フィルタを用いて同一周波数干渉を除去する場合は
除去できる干渉波の数は拡散率に依存するため問題とな
る。
【００１０】第２の問題点は、ＯＱＰＳＫは受信信号を
チップレートの２倍の周波数でサンプリングして相関値
を求めなければならないため、チップレートでサンプリ
ングすればよいＱＰＳＫあるいはπ／４シフトＱＰＳＫ
に比べ相関器を２倍のクロックで動かさなければならな
いことである。したがって、特にチップレートの速い広
帯域ＣＤＭＡではハードウェアの実現が難しくなる。
チップレートの２倍の周波数でサンプリングして相関値
を求めなければならないため、チップレートでサンプリ
ングすればよいＱＰＳＫあるいはπ／４シフトＱＰＳＫ
に比べ相関器を２倍のクロックで動かさなければならな
いことである。したがって、特にチップレートの速い広
帯域ＣＤＭＡではハードウェアの実現が難しくなる。
【００１１】第３の問題点はＯＱＰＳＫではサンプリン
グ点で受信信号のコンステレーションが信号点に集約し
ないため、同相成分（Ｉ成分）と直交成分（Ｑ成分）間
で干渉が発生し、特性の劣化が生じるという点である。
グ点で受信信号のコンステレーションが信号点に集約し
ないため、同相成分（Ｉ成分）と直交成分（Ｑ成分）間
で干渉が発生し、特性の劣化が生じるという点である。
【００１２】図９を参照すると、信号点はサンプリング
タイミングで４つの信号点には集約していない。
タイミングで４つの信号点には集約していない。
【００１３】本発明の目的は、符号分割多重アクセス
（ＣＤＭＡ）方式を採用した移動通信システムの端末に
おいて、効率の良い送信電力増幅器を採用できる拡散・
逆拡散回路を提供することである。
（ＣＤＭＡ）方式を採用した移動通信システムの端末に
おいて、効率の良い送信電力増幅器を採用できる拡散・
逆拡散回路を提供することである。
【００１４】すなわち、拡散変調信号の振幅変動を小さ
く抑えること、また、上記ＯＱＰＳＫの問題を解決し、
１次変調方式としてＱＰＳＫを採用できるようにするこ
と、受信信号のサンプリングレートを最低限に抑えるこ
とにより、回路の実現を容易とし、消費電力を低減する
こと、Ｉ，Ｑ成分間の干渉を無くすことにより、特性の
向上を計ること、を目的とする。
く抑えること、また、上記ＯＱＰＳＫの問題を解決し、
１次変調方式としてＱＰＳＫを採用できるようにするこ
と、受信信号のサンプリングレートを最低限に抑えるこ
とにより、回路の実現を容易とし、消費電力を低減する
こと、Ｉ，Ｑ成分間の干渉を無くすことにより、特性の
向上を計ること、を目的とする。
【００１５】
【課題を解決するための手段】本発明のスペクトル拡散
送受信機は、送信データを拡散符号に従ってπ／４シフ
トＱＰＳＫスペクトル拡散を行うπ／４シフトＱＰＳＫ
スペクトル拡散回路（図１の１０２）と、拡散符号を発
生する拡散符号発生回路（図１の１０７）と、π／４シ
フトＱＰＳＫスペクトル拡散回路で拡散された拡散信号
の送信スペクトル整形を行うデジタル低域通過フィルタ
（図１の１０３）と、低域通過フィルタの出力信号をア
ナログベースバンド信号に変換するデジタル／アナログ
変換器（図１の１０４）と、アナログベースバンド信号
を無線信号に変換する変調回路（図１の１０５）と、変
調信号を増幅する電力増幅器（図１の１０６）と、無線
信号を送信するアンテナ（図１の１０９）と、各回路に
クロック信号を供給するクロック発生回路（図１の１０
８）と、を含む送信部と、無線信号を受信するアンテナ
（図２の２０１）と、アンテナで受信した無線信号を受
信ベースバンド信号に変換する復調回路（図２の２０
２）と、受信ベースバンド信号をデジタル信号に変換す
るアナログ／デジタル変換回路（図２の２０３）と、受
信デジタルベースバンド信号を拡散符号のレプリカに従
ってπ／４シフトＱＰＳＫスペクトル逆拡散を行うπ／
４シフトＱＰＳＫスペクトル逆拡散回路（図２の２０
４）と、前記拡散符号のレプリカを発生する拡散符号レ
プリカ発生回路（図２の２０７）と、π／４シフトスペ
クトル逆拡散回路で逆拡散された逆拡散信号からデータ
を判定する判定回路（図２の２０５）と、各回路に受信
信号に同期したクロックを供給するクロック再生手段
（図２の２０８）と、を含む受信部を備えている。
送受信機は、送信データを拡散符号に従ってπ／４シフ
トＱＰＳＫスペクトル拡散を行うπ／４シフトＱＰＳＫ
スペクトル拡散回路（図１の１０２）と、拡散符号を発
生する拡散符号発生回路（図１の１０７）と、π／４シ
フトＱＰＳＫスペクトル拡散回路で拡散された拡散信号
の送信スペクトル整形を行うデジタル低域通過フィルタ
（図１の１０３）と、低域通過フィルタの出力信号をア
ナログベースバンド信号に変換するデジタル／アナログ
変換器（図１の１０４）と、アナログベースバンド信号
を無線信号に変換する変調回路（図１の１０５）と、変
調信号を増幅する電力増幅器（図１の１０６）と、無線
信号を送信するアンテナ（図１の１０９）と、各回路に
クロック信号を供給するクロック発生回路（図１の１０
８）と、を含む送信部と、無線信号を受信するアンテナ
（図２の２０１）と、アンテナで受信した無線信号を受
信ベースバンド信号に変換する復調回路（図２の２０
２）と、受信ベースバンド信号をデジタル信号に変換す
るアナログ／デジタル変換回路（図２の２０３）と、受
信デジタルベースバンド信号を拡散符号のレプリカに従
ってπ／４シフトＱＰＳＫスペクトル逆拡散を行うπ／
４シフトＱＰＳＫスペクトル逆拡散回路（図２の２０
４）と、前記拡散符号のレプリカを発生する拡散符号レ
プリカ発生回路（図２の２０７）と、π／４シフトスペ
クトル逆拡散回路で逆拡散された逆拡散信号からデータ
を判定する判定回路（図２の２０５）と、各回路に受信
信号に同期したクロックを供給するクロック再生手段
（図２の２０８）と、を含む受信部を備えている。
【００１６】特に、π／４シフトＱＰＳＫスペクトル拡
散回路は、送信データを拡散符号に従って０、±π／
２、πだけ位相回転させる第一の位相回転回路（図３の
３０１）と、偶数チップは０、奇数チップはπ／４だけ
位相回転させる第二の位相回転手段（図３の３０２）
と、を備えている。
散回路は、送信データを拡散符号に従って０、±π／
２、πだけ位相回転させる第一の位相回転回路（図３の
３０１）と、偶数チップは０、奇数チップはπ／４だけ
位相回転させる第二の位相回転手段（図３の３０２）
と、を備えている。
【００１７】また、π／４シフトＱＰＳＫスペクトル逆
拡散回路は、受信デジタルベースバンド信号を拡散符号
のレプリカに従って０、±π／２、πだけ位相回転させ
る第三の位相回転回路（図４の４０１）と、偶数チップ
と奇数チップで出力先を切り替える切り替えスイッチ
（図４の４０２）と、偶数チップを１シンボル区間で累
積加算する第一のアキュムレータ（図４の４０３）と、
奇数チップを１シンボル区間で累積加算する第二のアキ
ュムレータ（図４の４０４）と、第二のアキュムレータ
の出力を−π／４だけ位相回転させる第四の位相回転回
路（図４の４０５）と、第一のアキュムレータの出力と
第四の位相回転回路の出力を加算する加算器（図４の４
０６）と、を備えている。
拡散回路は、受信デジタルベースバンド信号を拡散符号
のレプリカに従って０、±π／２、πだけ位相回転させ
る第三の位相回転回路（図４の４０１）と、偶数チップ
と奇数チップで出力先を切り替える切り替えスイッチ
（図４の４０２）と、偶数チップを１シンボル区間で累
積加算する第一のアキュムレータ（図４の４０３）と、
奇数チップを１シンボル区間で累積加算する第二のアキ
ュムレータ（図４の４０４）と、第二のアキュムレータ
の出力を−π／４だけ位相回転させる第四の位相回転回
路（図４の４０５）と、第一のアキュムレータの出力と
第四の位相回転回路の出力を加算する加算器（図４の４
０６）と、を備えている。
【００１８】あるいは、π／４シフトＱＰＳＫスペクト
ル逆拡散回路は、受信デジタルベースバンド信号を偶数
チップは０、奇数チップは−π／４だけ位相回転させる
第五の位相回転回路（図５の５０１）と、第五の位相回
転回路の出力信号を拡散符号のレプリカに従って０、±
π／２、πだけ位相回転させる第三の位相回転回路（図
５の５０２）と、第三の位相回転回路の出力信号を１シ
ンボル区間で累積加算するアキュムレータ（図５の５０
３）と、を備えている。
ル逆拡散回路は、受信デジタルベースバンド信号を偶数
チップは０、奇数チップは−π／４だけ位相回転させる
第五の位相回転回路（図５の５０１）と、第五の位相回
転回路の出力信号を拡散符号のレプリカに従って０、±
π／２、πだけ位相回転させる第三の位相回転回路（図
５の５０２）と、第三の位相回転回路の出力信号を１シ
ンボル区間で累積加算するアキュムレータ（図５の５０
３）と、を備えている。
【００１９】図８に示すように、二次変調方式としてπ
／４シフトＱＰＳＫを用いることにより、変調信号の位
相軌跡は原点を通らないため、送信信号の振幅変動を小
さく抑えることができている。
／４シフトＱＰＳＫを用いることにより、変調信号の位
相軌跡は原点を通らないため、送信信号の振幅変動を小
さく抑えることができている。
【００２０】また、図１から分かるように、一次変調と
してＱＰＳＫを用いることが可能である。図２から分か
るように受信信号はチップレートでサンプリングして処
理すれば良い。
してＱＰＳＫを用いることが可能である。図２から分か
るように受信信号はチップレートでサンプリングして処
理すれば良い。
【００２１】図１、図３の回路構成、および、図８の信
号点遷移図から分かるように、偶数チップは図８の○で
示す信号点、奇数チップは×で示す信号点に集約するた
め、Ｉ、Ｑ成分間の干渉が起きない。
号点遷移図から分かるように、偶数チップは図８の○で
示す信号点、奇数チップは×で示す信号点に集約するた
め、Ｉ、Ｑ成分間の干渉が起きない。
【００２２】
【実施例】次に本発明について図面を参照して説明す
る。
る。
【００２３】図１は本発明の一実施例の送信部の構成を
示すブロック図である。
示すブロック図である。
【００２４】本発明のスペクトル拡散送受信機の送信部
は、図１を参照すると、送信データを２ビットパラレル
信号に変換するシリアル／パラレル変換器１０１と、送
信データを拡散符号に従ってπ／４シフトＱＰＳＫスペ
クトル拡散を行うπ／４シフトＱＰＳＫスペクトル拡散
回路１０２と、拡散符号を発生する拡散符号発生回路１
０７と、π／４シフトＱＰＳＫスペクトル拡散回路で拡
散された拡散信号の送信スペクトル整形を行うデジタル
低域通過フィルタ１０３と、低域通過フィルタの出力信
号をアナログベースバンド信号に変換するデジタル／ア
ナログ変換器１０４と、アナログベースバンド信号を無
線信号に変換する変調回路１０５と、変調信号を増幅す
る電力増幅器１０６と、無線信号を送信するアンテナ１
０９と、各回路にクロック信号を供給するクロック発生
回路１０８とを含んでいる。
は、図１を参照すると、送信データを２ビットパラレル
信号に変換するシリアル／パラレル変換器１０１と、送
信データを拡散符号に従ってπ／４シフトＱＰＳＫスペ
クトル拡散を行うπ／４シフトＱＰＳＫスペクトル拡散
回路１０２と、拡散符号を発生する拡散符号発生回路１
０７と、π／４シフトＱＰＳＫスペクトル拡散回路で拡
散された拡散信号の送信スペクトル整形を行うデジタル
低域通過フィルタ１０３と、低域通過フィルタの出力信
号をアナログベースバンド信号に変換するデジタル／ア
ナログ変換器１０４と、アナログベースバンド信号を無
線信号に変換する変調回路１０５と、変調信号を増幅す
る電力増幅器１０６と、無線信号を送信するアンテナ１
０９と、各回路にクロック信号を供給するクロック発生
回路１０８とを含んでいる。
【００２５】図２は本発明の一実施例の受信部の構成を
示すブロック図である。
示すブロック図である。
【００２６】本発明のスペクトル拡散送受信機の受信部
は、図２を参照すると、無線信号を受信するアンテナ２
０１と、アンテナで受信した無線信号を受信ベースバン
ド信号に変換する復調回路２０２と、受信ベースバンド
信号をデジタル信号に変換するアナログ／デジタル変換
回路２０３と、受信デジタルベースバンド信号を拡散符
号のレプリカに従ってπ／４シフトＱＰＳＫスペクトル
逆拡散を行うπ／４シフトＱＰＳＫスペクトル逆拡散回
路２０４と、前記拡散符号のレプリカを発生する拡散符
号レプリカ発生回路２０７と、π／４シフトスペクトル
逆拡散回路で逆拡散された逆拡散信号からデータを判定
する判定回路２０５と、各回路に受信信号に同期したク
ロックを供給するクロック再生回路２０８と、を含んで
いる。
は、図２を参照すると、無線信号を受信するアンテナ２
０１と、アンテナで受信した無線信号を受信ベースバン
ド信号に変換する復調回路２０２と、受信ベースバンド
信号をデジタル信号に変換するアナログ／デジタル変換
回路２０３と、受信デジタルベースバンド信号を拡散符
号のレプリカに従ってπ／４シフトＱＰＳＫスペクトル
逆拡散を行うπ／４シフトＱＰＳＫスペクトル逆拡散回
路２０４と、前記拡散符号のレプリカを発生する拡散符
号レプリカ発生回路２０７と、π／４シフトスペクトル
逆拡散回路で逆拡散された逆拡散信号からデータを判定
する判定回路２０５と、各回路に受信信号に同期したク
ロックを供給するクロック再生回路２０８と、を含んで
いる。
【００２７】図３は図１におけるπ／４シフトＱＰＳＫ
スペクトル拡散回路１０２の構成を詳述するブロック図
である。図３を参照するとπ／４シフトＱＰＳＫスペク
トル拡散回路１０２は、送信データを拡散符号に従って
０、±π／２、πだけ位相回転させる第一の位相回転回
路３０１と、偶数チップは０、奇数チップはπ／４だけ
位相回転させる第二の位相回転手段３０２と、により構
成される。
スペクトル拡散回路１０２の構成を詳述するブロック図
である。図３を参照するとπ／４シフトＱＰＳＫスペク
トル拡散回路１０２は、送信データを拡散符号に従って
０、±π／２、πだけ位相回転させる第一の位相回転回
路３０１と、偶数チップは０、奇数チップはπ／４だけ
位相回転させる第二の位相回転手段３０２と、により構
成される。
【００２８】図４は、図２におけるπ／４シフトＱＰＳ
Ｋスペクトル逆拡散回路２０４の第１の構成例を詳述す
るブロック図である。図４を参照すると、π／４シフト
ＱＰＳＫスペクトル逆拡散回路２０４は、受信デジタル
ベースバンド信号を拡散符号のレプリカに従って０、±
π／２だけ位相回転させる第三の位相回転回路４０１
と、偶数チップと奇数チップで出力先を切り替える切り
替えスイッチ４０２と、偶数チップを１シンボル区間で
累積加算する第一のアキュムレータ４０３と、奇数チッ
プを１シンボル区間で累積加算する第二のアキュムレー
タ４０４と、第二のアキュムレータの出力を−π／４だ
け位相回転させる第四の位相回転回路４０５と、第一の
アキュムレータの出力と第四の位相回転回路の出力を加
算する加算器４０６と、により構成される。
Ｋスペクトル逆拡散回路２０４の第１の構成例を詳述す
るブロック図である。図４を参照すると、π／４シフト
ＱＰＳＫスペクトル逆拡散回路２０４は、受信デジタル
ベースバンド信号を拡散符号のレプリカに従って０、±
π／２だけ位相回転させる第三の位相回転回路４０１
と、偶数チップと奇数チップで出力先を切り替える切り
替えスイッチ４０２と、偶数チップを１シンボル区間で
累積加算する第一のアキュムレータ４０３と、奇数チッ
プを１シンボル区間で累積加算する第二のアキュムレー
タ４０４と、第二のアキュムレータの出力を−π／４だ
け位相回転させる第四の位相回転回路４０５と、第一の
アキュムレータの出力と第四の位相回転回路の出力を加
算する加算器４０６と、により構成される。
【００２９】図５は図２におけるπ／４シフトＱＰＳＫ
スペクトル逆拡散回路２０４の第２の構成例を詳述する
ブロック図である。図５を参照すると、π／４シフトＱ
ＰＳＫスペクトル逆拡散回路２０４は、受信デジタルベ
ースバンド信号を偶数チップは０、奇数チップは−π／
４だけ位相回転させる第五の位相回転回路５０１と、第
五の位相回転回路の出力信号を拡散符号のレプリカに従
って０、±π／２、πだけ位相回転させる第三の位相回
転回路５０２と、第三の位相回転回路の出力信号を１シ
ンボル区間で累積加算するアキュムレータ５０３と、に
より構成される。
スペクトル逆拡散回路２０４の第２の構成例を詳述する
ブロック図である。図５を参照すると、π／４シフトＱ
ＰＳＫスペクトル逆拡散回路２０４は、受信デジタルベ
ースバンド信号を偶数チップは０、奇数チップは−π／
４だけ位相回転させる第五の位相回転回路５０１と、第
五の位相回転回路の出力信号を拡散符号のレプリカに従
って０、±π／２、πだけ位相回転させる第三の位相回
転回路５０２と、第三の位相回転回路の出力信号を１シ
ンボル区間で累積加算するアキュムレータ５０３と、に
より構成される。
【００３０】図５の構成は受信サンプルデータの量子化
ビット数が比較的少なくても良い場合に適する構成例で
ある。位相回転回路５０１における−π／４の位相回転
では通常掛け算が必要になるが、受信サンプルデータの
量子化ビット数が比較的少なくて良い場合（例えば、
Ｉ、Ｑ成分を各４ビットで量子化）には高速なＲＯＭを
使って実現できるため、図４の構成に比べ図５の構成の
方が簡易な回路で実現可能である。
ビット数が比較的少なくても良い場合に適する構成例で
ある。位相回転回路５０１における−π／４の位相回転
では通常掛け算が必要になるが、受信サンプルデータの
量子化ビット数が比較的少なくて良い場合（例えば、
Ｉ、Ｑ成分を各４ビットで量子化）には高速なＲＯＭを
使って実現できるため、図４の構成に比べ図５の構成の
方が簡易な回路で実現可能である。
【００３１】図６は図４のπ／４シフトＱＰＳＫスペク
トル逆拡散回路の構成の一部および図２の判定回路２０
５、パラレル／シリアル変換回路２０６をデジタル信号
処理プロセッサ（ＤＳＰ）を用いて実現することによ
り、ハードウェアを簡易化したものである。
トル逆拡散回路の構成の一部および図２の判定回路２０
５、パラレル／シリアル変換回路２０６をデジタル信号
処理プロセッサ（ＤＳＰ）を用いて実現することによ
り、ハードウェアを簡易化したものである。
【００３２】図６を参照すると、受信デジタルベースバ
ンド信号を拡散符号のレプリカに従って０、±π／２、
πだけ位相回転させる第三の位相回転回路６０１と、偶
数チップと奇数チップで出力先を切り替える切り替えス
イッチ６０２と、偶数チップを１シンボル区間で累積加
算する第一のアキュムレータ６０３と、奇数チップを１
シンボル区間で累積加算する第二のアキュムレータ６０
４と、第一および第二のアキュムレータの出力取り込
み、判定信号を出力するＤＳＰ６０５と、により構成さ
れる。
ンド信号を拡散符号のレプリカに従って０、±π／２、
πだけ位相回転させる第三の位相回転回路６０１と、偶
数チップと奇数チップで出力先を切り替える切り替えス
イッチ６０２と、偶数チップを１シンボル区間で累積加
算する第一のアキュムレータ６０３と、奇数チップを１
シンボル区間で累積加算する第二のアキュムレータ６０
４と、第一および第二のアキュムレータの出力取り込
み、判定信号を出力するＤＳＰ６０５と、により構成さ
れる。
【００３３】高速なチップレート処理は専用ハードウェ
アで実現し、比較的低速なシンボルレート処理は汎用Ｄ
ＳＰを使って処理することにより、ハードウェア構成の
簡略化をねらったものである。
アで実現し、比較的低速なシンボルレート処理は汎用Ｄ
ＳＰを使って処理することにより、ハードウェア構成の
簡略化をねらったものである。
【００３４】図７は図４、図５、図６における受信信号
を拡散符号のレプリカに従って０、±π／２、πだけ位
相回転させる第三の位相回転回路４０１、５０２、６０
１の構成例を示すブロック図である。図７を参照する
と、受信信号のＩ成分、Ｑ成分を交換するスイッチ７０
１と、符号反転回路７０２、７０３、拡散符号のレプリ
カにしたがって、前述のスイッチ７０１、及び符号反転
回路７０２、７０３の動作を指示する組み合わせ回路７
０４と、により構成される。
を拡散符号のレプリカに従って０、±π／２、πだけ位
相回転させる第三の位相回転回路４０１、５０２、６０
１の構成例を示すブロック図である。図７を参照する
と、受信信号のＩ成分、Ｑ成分を交換するスイッチ７０
１と、符号反転回路７０２、７０３、拡散符号のレプリ
カにしたがって、前述のスイッチ７０１、及び符号反転
回路７０２、７０３の動作を指示する組み合わせ回路７
０４と、により構成される。
【００３５】なお、図３における第１の位相回転回路３
０１も同様な構成で実現可能である。
０１も同様な構成で実現可能である。
【００３６】次に本実施例の動作について説明する。
【００３７】一例として、一次変調方式としてＱＰＳ
Ｋ、二次変調（拡散変調）方式として、π／４シフトＱ
ＰＳＫ、送信データのビットレート＝１２０ｋｂｐｓ、
シンボルレート＝６０ｋｓｐｓ、チップレート＝３．８
４Ｍｃｐｓを仮定する。
Ｋ、二次変調（拡散変調）方式として、π／４シフトＱ
ＰＳＫ、送信データのビットレート＝１２０ｋｂｐｓ、
シンボルレート＝６０ｋｓｐｓ、チップレート＝３．８
４Ｍｃｐｓを仮定する。
【００３８】まず、スペクトル拡散送受信機の送信部の
動作について説明する。
動作について説明する。
【００３９】図１を参照すると、ビットレート＝１２０
ｋｂｐｓの送信データｔｄはシリアル／パラレル変換器
１０１で６０ｋｓｐｓの２ビットパラレル信号（ｔｄ−
Ｉ、ｔｄ−Ｑ）に変換される。この２ビットパラレル信
号はＱＰＳＫの１シンボルに対応する。すなわち、ｔｄ
−ＩはＱＰＳＫにおける同相成分（Ｉ成分）、ｔｄ−Ｑ
はＱＰＳＫにおける直交成分（Ｑ成分）に相当する。
ｋｂｐｓの送信データｔｄはシリアル／パラレル変換器
１０１で６０ｋｓｐｓの２ビットパラレル信号（ｔｄ−
Ｉ、ｔｄ−Ｑ）に変換される。この２ビットパラレル信
号はＱＰＳＫの１シンボルに対応する。すなわち、ｔｄ
−ＩはＱＰＳＫにおける同相成分（Ｉ成分）、ｔｄ−Ｑ
はＱＰＳＫにおける直交成分（Ｑ成分）に相当する。
【００４０】拡散符号発生回路１０７はチップレート＝
３．８４Ｍｃｐｓで２ビットパラレルの拡散符号（ｓｃ
−Ｉ、ｓｃ−Ｑ）を出力する。拡散符号として、シンボ
ル周期の短い符号（ショートコード）、シンボル周期に
比べはるかに長い周期の符号（ロングコード）、および
ショートコードとロングコードを組み合わせた符号（掛
け算した符号）とが考えられる。例えば、各チャネルを
識別するためにチャネル毎に異なるショートコードを割
り当て、セルラシステムのように複数の基地局が設置さ
れる場合には、基地局を識別するために基地局毎に異な
るロングコードが割り当てることが考えられる。拡散符
号の割り当て方法は本発明の重要構成要素ではないた
め、本実施例では簡単のため、ショートコードのみを用
いた場合について説明する。拡散符号発生回路１０７は
チップレート＝３．８４Ｍｃｐｓで２ビットの拡散符号
（ｓｃ−Ｉ、ｓｃ−Ｑ）を、シンボル周期＝１／６０ｋ
ｓｐｓで繰り返し出力する。したがって、拡散符号の系
列長＝３．８４Ｍ／６０ｋ＝６４チップである。拡散符
号として、例えば、ｓｃ−Ｉ、ｓｃ−Ｑの各々に異なる
ウォルシューアダマール（Ｗａｌｓｈ−Ｈａｄａｍａｒ
ｄ）符号、あるいは直交ゴールド（Ｇｏｌｄ）符号を用
いればよい。上記符号を予めＣＰＵあるいはＤＳＰ（未
記載）で発生させ、拡散符号発生器１０７に記憶させて
おき、拡散符号発生器１０７はこの記憶された符号系列
を順次繰り返し出力すればよい。
３．８４Ｍｃｐｓで２ビットパラレルの拡散符号（ｓｃ
−Ｉ、ｓｃ−Ｑ）を出力する。拡散符号として、シンボ
ル周期の短い符号（ショートコード）、シンボル周期に
比べはるかに長い周期の符号（ロングコード）、および
ショートコードとロングコードを組み合わせた符号（掛
け算した符号）とが考えられる。例えば、各チャネルを
識別するためにチャネル毎に異なるショートコードを割
り当て、セルラシステムのように複数の基地局が設置さ
れる場合には、基地局を識別するために基地局毎に異な
るロングコードが割り当てることが考えられる。拡散符
号の割り当て方法は本発明の重要構成要素ではないた
め、本実施例では簡単のため、ショートコードのみを用
いた場合について説明する。拡散符号発生回路１０７は
チップレート＝３．８４Ｍｃｐｓで２ビットの拡散符号
（ｓｃ−Ｉ、ｓｃ−Ｑ）を、シンボル周期＝１／６０ｋ
ｓｐｓで繰り返し出力する。したがって、拡散符号の系
列長＝３．８４Ｍ／６０ｋ＝６４チップである。拡散符
号として、例えば、ｓｃ−Ｉ、ｓｃ−Ｑの各々に異なる
ウォルシューアダマール（Ｗａｌｓｈ−Ｈａｄａｍａｒ
ｄ）符号、あるいは直交ゴールド（Ｇｏｌｄ）符号を用
いればよい。上記符号を予めＣＰＵあるいはＤＳＰ（未
記載）で発生させ、拡散符号発生器１０７に記憶させて
おき、拡散符号発生器１０７はこの記憶された符号系列
を順次繰り返し出力すればよい。
【００４１】π／４シフトＱＰＳＫスペクトル拡散回路
１０２の動作について、図３を用いて説明する。図３か
ら分かるように、π／４シフトＱＰＳＫスペクトル拡散
は、まず、位相回転回路３０１によりＱＰＳＫスペクト
ル拡散を行い、次に位相回転回路３０２により偶数チッ
プはそのまま、奇数チップはπ／４だけ位相シフトして
出力される。位相回転回路３０１は拡散符号（ｓｃ−
Ｉ、ｓｃ−Ｑ）の値に応じて、 （ｓｃ−Ｉ、ｓｃ−Ｑ）＝（０、０）のとき ０ ＝（１、０）のとき π／２ ＝（１、１）のとき π ＝（０、１）のとき −π／２ の位相回転をあたえる。このような位相回転は、Ｉ、Ｑ
成分の入れ換え、符号反転で容易に実現できる。位相回
転回路３０２はπ／４の位相回転を行うため、上記位相
回転回路３０１のようにＩ，Ｑ成分入れ替え、符号反転
で実現することはできないが、入力信号が２ビットの＋
／−１信号に限られているため、あらかじめ８通りの値
を記憶させておき、入力信号および偶／奇チップに応じ
て選択出力すれば良い。
１０２の動作について、図３を用いて説明する。図３か
ら分かるように、π／４シフトＱＰＳＫスペクトル拡散
は、まず、位相回転回路３０１によりＱＰＳＫスペクト
ル拡散を行い、次に位相回転回路３０２により偶数チッ
プはそのまま、奇数チップはπ／４だけ位相シフトして
出力される。位相回転回路３０１は拡散符号（ｓｃ−
Ｉ、ｓｃ−Ｑ）の値に応じて、 （ｓｃ−Ｉ、ｓｃ−Ｑ）＝（０、０）のとき ０ ＝（１、０）のとき π／２ ＝（１、１）のとき π ＝（０、１）のとき −π／２ の位相回転をあたえる。このような位相回転は、Ｉ、Ｑ
成分の入れ換え、符号反転で容易に実現できる。位相回
転回路３０２はπ／４の位相回転を行うため、上記位相
回転回路３０１のようにＩ，Ｑ成分入れ替え、符号反転
で実現することはできないが、入力信号が２ビットの＋
／−１信号に限られているため、あらかじめ８通りの値
を記憶させておき、入力信号および偶／奇チップに応じ
て選択出力すれば良い。
【００４２】π／４シフトＱＰＳＫスペクトル拡散回路
１０２は送信データ（ｔｄ−Ｉ、ｔｄ−Ｑ）、拡散符号
（ｓｃ−Ｉ、ｓｃ−Ｑ）、奇／偶チップを区別するクロ
ックｃｌｋ３の計５ビットを入力し、拡散信号（ｔｘ−
Ｉ、ｔｘ−Ｑ）を出力すれば良いため、上記５ビットの
入力信号をアドレスとしてＲＯＭテーブルを引き出力す
るハードウェアでも容易に実現できる。π／４シフトス
ペクトル拡散信号（ｔｘ−Ｉ、ｔｘ−Ｑ）をＩ，Ｑ平面
で表すと図８の通りである。
１０２は送信データ（ｔｄ−Ｉ、ｔｄ−Ｑ）、拡散符号
（ｓｃ−Ｉ、ｓｃ−Ｑ）、奇／偶チップを区別するクロ
ックｃｌｋ３の計５ビットを入力し、拡散信号（ｔｘ−
Ｉ、ｔｘ−Ｑ）を出力すれば良いため、上記５ビットの
入力信号をアドレスとしてＲＯＭテーブルを引き出力す
るハードウェアでも容易に実現できる。π／４シフトス
ペクトル拡散信号（ｔｘ−Ｉ、ｔｘ−Ｑ）をＩ，Ｑ平面
で表すと図８の通りである。
【００４３】π／４シフトＱＰＳＫスペクトル拡散回路
１０２で拡散された拡散信号（ｔｘ−Ｉ、ｔｘ−Ｑ）は
デジタル低域通過フィルタ１０３でスペクトル整形され
る。デジタル低域通過フィルタの特性は、例えば、３ｄ
Ｂカットオフ周波数＝１．９２ＭＨｚ（＝チップレート
／２）、ロールオフファクタ＝０．３のルート・レイズ
ド・コサインが用いられる。この時の無線周波数占有帯
域幅＝５ＭＨｚ（＝３．８４ＭＨｚ×１．３）である。
このようなフィルタは内挿（インタポレーション）ＦＩ
Ｒフィルタを用いることにより容易に実現できる。
１０２で拡散された拡散信号（ｔｘ−Ｉ、ｔｘ−Ｑ）は
デジタル低域通過フィルタ１０３でスペクトル整形され
る。デジタル低域通過フィルタの特性は、例えば、３ｄ
Ｂカットオフ周波数＝１．９２ＭＨｚ（＝チップレート
／２）、ロールオフファクタ＝０．３のルート・レイズ
ド・コサインが用いられる。この時の無線周波数占有帯
域幅＝５ＭＨｚ（＝３．８４ＭＨｚ×１．３）である。
このようなフィルタは内挿（インタポレーション）ＦＩ
Ｒフィルタを用いることにより容易に実現できる。
【００４４】デジタル低域フィルタ１０３でスペクトル
整形された拡散信号はデジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）変
換器１０４でベースバンドアナログ信号に変換された
後、変調回路１０５で無線周波数帯域の信号に周波数変
換され、電力増幅器１０６で電力増幅されたあと送信ア
ンテナ１０９から送信される。電力増幅器１０６で増幅
する信号は、図８の位相軌跡をとる拡散信号（ｔｘ−
Ｉ，ｔｘ−Ｑ）をデジタル低域通過フィルタ１０３に通
した信号であり、ＱＰＳＫのようにＩ，Ｑ平面の原点を
通らず、振幅変動の比較的小さな信号になることがわか
る。デジタル低域通過フィルタ１０３およびＤ／Ａ変換
器はチップレートの２倍以上（例えば４倍＝１５．３６
ＭＨｚ）のサンプリングロックｃｌｋ４で動作する。
整形された拡散信号はデジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）変
換器１０４でベースバンドアナログ信号に変換された
後、変調回路１０５で無線周波数帯域の信号に周波数変
換され、電力増幅器１０６で電力増幅されたあと送信ア
ンテナ１０９から送信される。電力増幅器１０６で増幅
する信号は、図８の位相軌跡をとる拡散信号（ｔｘ−
Ｉ，ｔｘ−Ｑ）をデジタル低域通過フィルタ１０３に通
した信号であり、ＱＰＳＫのようにＩ，Ｑ平面の原点を
通らず、振幅変動の比較的小さな信号になることがわか
る。デジタル低域通過フィルタ１０３およびＤ／Ａ変換
器はチップレートの２倍以上（例えば４倍＝１５．３６
ＭＨｚ）のサンプリングロックｃｌｋ４で動作する。
【００４５】クロック発生回路１０８はシンボルレート
（６０ｋＨｚ）のクロックｃｌｋ１、チップレート
（３．８４ＭＨｚ）のクロックｃｌｋ２、チップレート
の１／２の周波数で偶／奇チップを判別するクロックｃ
ｌｋ３、デジタル低域フィルタおよびＤ／Ａ変換器のサ
ンプリングロックｃｌｋ４の各クロックを発生させ、各
回路に供給する。
（６０ｋＨｚ）のクロックｃｌｋ１、チップレート
（３．８４ＭＨｚ）のクロックｃｌｋ２、チップレート
の１／２の周波数で偶／奇チップを判別するクロックｃ
ｌｋ３、デジタル低域フィルタおよびＤ／Ａ変換器のサ
ンプリングロックｃｌｋ４の各クロックを発生させ、各
回路に供給する。
【００４６】次に、スペクトル拡散送受信機の受信部の
動作について説明する。
動作について説明する。
【００４７】図２を参照すると、無線信号をアンテナ２
０１で受信し、復調回路２０２で受信ベースバンド信号
（同相成分、直交成分の２信号）に周波数変換された
後、アナログ／デジタル変換回路２０３で受信デジタル
ベースバンド信号（ｒｘ−Ｉ、ｒｘ−Ｑ）に変換され
る。ｒｘ−Ｉは同相成分（Ｉ成分）、ｒｘ−Ｑは直交成
分（Ｑ成分）を表している。
０１で受信し、復調回路２０２で受信ベースバンド信号
（同相成分、直交成分の２信号）に周波数変換された
後、アナログ／デジタル変換回路２０３で受信デジタル
ベースバンド信号（ｒｘ−Ｉ、ｒｘ−Ｑ）に変換され
る。ｒｘ−Ｉは同相成分（Ｉ成分）、ｒｘ−Ｑは直交成
分（Ｑ成分）を表している。
【００４８】拡散符号レプリカ発生回路２０７は送信側
で使われた拡散符号のレプリカ符号系列（ｓｃ−Ｉ′、
ｓｃ−Ｑ′）を発生する。送信側で使われている拡散符
号系列は既知と考えて良いので、符号系列のタイミング
を合わせて発生させればよい。拡散符号系列の系列長は
６４チップであるから、タイミングをずらせながら逆拡
散を行い、逆拡散出力が最大となるタイミングを求めれ
ばよい。このようなチップ同期引き込み、および、チッ
プ同期の維持はスライディング相関器は、ディレイロッ
ク・ループ（ＤＬＬ）等で実現できるが、本発明におけ
る重要構成要素ではないので詳細な説明は省略する。
で使われた拡散符号のレプリカ符号系列（ｓｃ−Ｉ′、
ｓｃ−Ｑ′）を発生する。送信側で使われている拡散符
号系列は既知と考えて良いので、符号系列のタイミング
を合わせて発生させればよい。拡散符号系列の系列長は
６４チップであるから、タイミングをずらせながら逆拡
散を行い、逆拡散出力が最大となるタイミングを求めれ
ばよい。このようなチップ同期引き込み、および、チッ
プ同期の維持はスライディング相関器は、ディレイロッ
ク・ループ（ＤＬＬ）等で実現できるが、本発明におけ
る重要構成要素ではないので詳細な説明は省略する。
【００４９】π／４シフトＱＰＳＫスペクトル逆拡散回
路２０４は、チップレートでサンプリングされた受信デ
ジタルベースバンド信号（ｒｘ−Ｉ、ｒｘ−Ｑ）を逆拡
散し、シンボルレートの逆拡散信号（ｒｄ−Ｉ、ｒｄ−
Ｑ）を出力する。判定回路２０５は逆拡散信号（ｒｄ−
Ｉ、ｒｄ−Ｑ）の遅延検波あるいは同期検波による符号
判定を行い、２ビットパラレルの判定データを出力す
る。パラレル／シリアル変換回路２０６でシリアル信号
に変換され、受信データｒｄが出力される。
路２０４は、チップレートでサンプリングされた受信デ
ジタルベースバンド信号（ｒｘ−Ｉ、ｒｘ−Ｑ）を逆拡
散し、シンボルレートの逆拡散信号（ｒｄ−Ｉ、ｒｄ−
Ｑ）を出力する。判定回路２０５は逆拡散信号（ｒｄ−
Ｉ、ｒｄ−Ｑ）の遅延検波あるいは同期検波による符号
判定を行い、２ビットパラレルの判定データを出力す
る。パラレル／シリアル変換回路２０６でシリアル信号
に変換され、受信データｒｄが出力される。
【００５０】クロック再生回路２０７は受信信号に同期
した再生クロックを発生させ、各回路に分配する。ｃｌ
ｋ１′〜ｃｌｋ３′はそれぞれ送信側のクロックｃｌｋ
１〜ｃｌｋ３を受信信号から再生したものである。クロ
ック再生は本発明の重要構成要素ではないので詳細説明
は省略する。
した再生クロックを発生させ、各回路に分配する。ｃｌ
ｋ１′〜ｃｌｋ３′はそれぞれ送信側のクロックｃｌｋ
１〜ｃｌｋ３を受信信号から再生したものである。クロ
ック再生は本発明の重要構成要素ではないので詳細説明
は省略する。
【００５１】π／４シフトＱＰＳＫスペクトル逆拡散回
路２０４の動作について、図４を用いて説明する。受信
デジタルベースバンド信号（ｒｘ−Ｉ、ｒｘ−Ｑ）は位
相回転回路４０１により拡散符号のレプリカに従って、
０、±π／２、πだけ位相回転される。次に、スイッチ
４０２で、偶数番目のチップと奇数番目のチップに分け
られ、それぞれアキュムレータ４０３あるいはアキュム
レータ４０４に入力される。アキュムレータ４０３、４
０４は１シンボル区間、入力信号を累積加算し、それぞ
れ、累積加算値（ａｃｃ−Ｉ１、ａｃｃ−Ｑ１）、（ａ
ｃｃ−Ｉ２、ａｃｃ−Ｑ２）を出力する。１シンボル＝
６４チップであるから、各アキュムレータは１．９２Ｍ
Ｈｚ毎に入力信号を累積加算し、合計３２チップの累積
加算値を出力することになる。奇数チップの累積加算値
（ａｃｃ−Ｉ２、ａｃｃ−Ｑ２）は−π／４だけ位相回
転した後、偶数チップの累積加算値（ａｃｃ−Ｉ１、ａ
ｃｃ−Ｑ１）と加算され、逆拡散信号（ｒｄ−Ｉ、ｒｄ
−Ｑ）を得る。
路２０４の動作について、図４を用いて説明する。受信
デジタルベースバンド信号（ｒｘ−Ｉ、ｒｘ−Ｑ）は位
相回転回路４０１により拡散符号のレプリカに従って、
０、±π／２、πだけ位相回転される。次に、スイッチ
４０２で、偶数番目のチップと奇数番目のチップに分け
られ、それぞれアキュムレータ４０３あるいはアキュム
レータ４０４に入力される。アキュムレータ４０３、４
０４は１シンボル区間、入力信号を累積加算し、それぞ
れ、累積加算値（ａｃｃ−Ｉ１、ａｃｃ−Ｑ１）、（ａ
ｃｃ−Ｉ２、ａｃｃ−Ｑ２）を出力する。１シンボル＝
６４チップであるから、各アキュムレータは１．９２Ｍ
Ｈｚ毎に入力信号を累積加算し、合計３２チップの累積
加算値を出力することになる。奇数チップの累積加算値
（ａｃｃ−Ｉ２、ａｃｃ−Ｑ２）は−π／４だけ位相回
転した後、偶数チップの累積加算値（ａｃｃ−Ｉ１、ａ
ｃｃ−Ｑ１）と加算され、逆拡散信号（ｒｄ−Ｉ、ｒｄ
−Ｑ）を得る。
【００５２】受信側の位相回転回路４０１は送信側の位
相回転回路３０１とちょうど逆の位相回転を与えること
により拡散変調を元に戻すものである。すなわち、拡散
符号レプリカ（ａｃ−Ｉ′、ａｃ−Ｑ′）の値に応じ
て、 （ｓｃ−Ｉ′、ｓｃ−Ｑ′）＝（０、０）のとき ０ ＝（１、０）のとき −π／２ ＝（１、１）のとき π ＝（０、１）のとき π／２ の位相回転を行う。位相回転量が、０、±π／２、πに
限られるため、掛け算器は不要であり、図７のように簡
単な回路で構成される。すなわち、Ｉ，Ｑ成分交換スイ
ッチ７０１は拡散符号レプリカのＩ、Ｑ成分が一致しな
いとき（ａｃ−Ｉ′≠ａｃ−Ｑ′）、Ｉ，Ｑ成分を交換
して出力する。符号反転器７０２は拡散符号レプリカの
Ｑ成分が“−１”の時（ａｃ−Ｑ′＝−１）入力信号の
符号を反転して出力し、同様に符号反転器７０３は拡散
符号レプリカのＩ成分が“−１”の時（ａｃ−Ｉ′＝−
１）入力信号の符号を反転して出力する。
相回転回路３０１とちょうど逆の位相回転を与えること
により拡散変調を元に戻すものである。すなわち、拡散
符号レプリカ（ａｃ−Ｉ′、ａｃ−Ｑ′）の値に応じ
て、 （ｓｃ−Ｉ′、ｓｃ−Ｑ′）＝（０、０）のとき ０ ＝（１、０）のとき −π／２ ＝（１、１）のとき π ＝（０、１）のとき π／２ の位相回転を行う。位相回転量が、０、±π／２、πに
限られるため、掛け算器は不要であり、図７のように簡
単な回路で構成される。すなわち、Ｉ，Ｑ成分交換スイ
ッチ７０１は拡散符号レプリカのＩ、Ｑ成分が一致しな
いとき（ａｃ−Ｉ′≠ａｃ−Ｑ′）、Ｉ，Ｑ成分を交換
して出力する。符号反転器７０２は拡散符号レプリカの
Ｑ成分が“−１”の時（ａｃ−Ｑ′＝−１）入力信号の
符号を反転して出力し、同様に符号反転器７０３は拡散
符号レプリカのＩ成分が“−１”の時（ａｃ−Ｉ′＝−
１）入力信号の符号を反転して出力する。
【００５３】位相回転回路４０５は−π／４の位相回転
を行わなければならないので、掛け算を行う必要があ
る。しかし、この掛け算は１シンボルに１回行えばよい
ので（１／６０ｋＨｚに１回）、低速の掛け算器で良
い。また、この程度の速さならば、ソフトウェアでも十
分実現可能である。
を行わなければならないので、掛け算を行う必要があ
る。しかし、この掛け算は１シンボルに１回行えばよい
ので（１／６０ｋＨｚに１回）、低速の掛け算器で良
い。また、この程度の速さならば、ソフトウェアでも十
分実現可能である。
【００５４】図５の構成は受信サンプルデータの量子化
ビット数が比較的少なくても良い場合に適する構成例で
ある。位相回転回路５０１で偶数チップはそのまま、奇
数チップは−π／４だけ位相回転させて出力する。位相
回転回路５０２は図７を使って説明した位相回転回路４
０１と同じなので説明を省略する。アキュムレータ５０
３は１シンボル区間で入力信号を累積加算する。この図
５の構成では３．８４ＭＨｚ毎に６４チップの累積加算
値を計算することになる。
ビット数が比較的少なくても良い場合に適する構成例で
ある。位相回転回路５０１で偶数チップはそのまま、奇
数チップは−π／４だけ位相回転させて出力する。位相
回転回路５０２は図７を使って説明した位相回転回路４
０１と同じなので説明を省略する。アキュムレータ５０
３は１シンボル区間で入力信号を累積加算する。この図
５の構成では３．８４ＭＨｚ毎に６４チップの累積加算
値を計算することになる。
【００５５】図６の構成は、シンボルレートでの処理を
ＤＳＰで行わせることによりハードウェアの簡略化を計
るものである。１シンボル毎の累積加算値（ａｃｃ−Ｉ
１、ａｃｃ−Ｑ１）、（ａｃｃ−Ｉ２、ａｃｃ−Ｑ２）
をＤＳＰに取り込み、ＤＳＰのプログラムにより（ａｃ
ｃ−Ｉ２、ａｃｃ−Ｑ２）に−π／４の位相回転演算を
行った後、（ａｃｃ−Ｉ１、ａｃｃ−Ｑ１）と加算し、
遅延検波あるいは同期検波による符号判定を行い、パラ
レル／シリアル変換を行い、出力する。検波方式とし
て、パイロットシンボルを用いた内挿同期検波を行う場
合、蓄積復調を行う場合等ＤＳＰによる処理が必要な場
合に適した構成ともいえる。
ＤＳＰで行わせることによりハードウェアの簡略化を計
るものである。１シンボル毎の累積加算値（ａｃｃ−Ｉ
１、ａｃｃ−Ｑ１）、（ａｃｃ−Ｉ２、ａｃｃ−Ｑ２）
をＤＳＰに取り込み、ＤＳＰのプログラムにより（ａｃ
ｃ−Ｉ２、ａｃｃ−Ｑ２）に−π／４の位相回転演算を
行った後、（ａｃｃ−Ｉ１、ａｃｃ−Ｑ１）と加算し、
遅延検波あるいは同期検波による符号判定を行い、パラ
レル／シリアル変換を行い、出力する。検波方式とし
て、パイロットシンボルを用いた内挿同期検波を行う場
合、蓄積復調を行う場合等ＤＳＰによる処理が必要な場
合に適した構成ともいえる。
【００５６】以上は誤り訂正符号化／復号化を行わない
場合の説明であるが、符号分割多重化（ＣＤＭＡ）方式
では、低レートの畳み込み符号化、軟判定Ｖｉｔｅｒｂ
ｉ復号を行う場合がある。このような場合には、図１の
データ入力の前に畳み込み符号器がつき、図２の判定回
路２０５、パラレル／シリアル変換回路の代わりに軟判
定Ｖｉｔｅｒｂｉ復号器が付くことになる。
場合の説明であるが、符号分割多重化（ＣＤＭＡ）方式
では、低レートの畳み込み符号化、軟判定Ｖｉｔｅｒｂ
ｉ復号を行う場合がある。このような場合には、図１の
データ入力の前に畳み込み符号器がつき、図２の判定回
路２０５、パラレル／シリアル変換回路の代わりに軟判
定Ｖｉｔｅｒｂｉ復号器が付くことになる。
【００５７】また、一次変調（情報変調）方式としてＱ
ＰＳＫの場合について説明したが、ＢＰＳＫを用いる場
合にも容易に拡張できる。すなわち、送信部では図１の
シリアル／パラレル変換器で入力データｔｄをｔｄ−
Ｉ、ｔｄ−Ｑの両方にそのまま出力するだけでよく、受
信部では判定回路２０５での判定が２値判定になり、パ
ラレル／シリアル変換回路２０６が不要にある。
ＰＳＫの場合について説明したが、ＢＰＳＫを用いる場
合にも容易に拡張できる。すなわち、送信部では図１の
シリアル／パラレル変換器で入力データｔｄをｔｄ−
Ｉ、ｔｄ−Ｑの両方にそのまま出力するだけでよく、受
信部では判定回路２０５での判定が２値判定になり、パ
ラレル／シリアル変換回路２０６が不要にある。
【００５８】
【発明の効果】第１の効果は、効率のよい送信電力増幅
器を用いることができ、移動通信端末の低消費電力化が
計れることである。
器を用いることができ、移動通信端末の低消費電力化が
計れることである。
【００５９】その理由は、図８に示すように、二次変調
方式としてπ／４シフトＱＰＳＫを用いることにより、
変調信号の位相軌跡は原点を通らず、送信信号の振幅変
動を小さく抑えることができているため、送信電力増幅
器に広い入力レンジでのリニアリティが必要なくなり、
効率の悪いＡ級リニアアンプを使わなくても良いからで
ある。
方式としてπ／４シフトＱＰＳＫを用いることにより、
変調信号の位相軌跡は原点を通らず、送信信号の振幅変
動を小さく抑えることができているため、送信電力増幅
器に広い入力レンジでのリニアリティが必要なくなり、
効率の悪いＡ級リニアアンプを使わなくても良いからで
ある。
【００６０】第２の効果は一次変調（情報変調）方式と
してＱＰＳＫを用いることができるため、拡散率（チッ
プレート／シンボルレート）をＢＰＳＫに比べ２倍にで
きることである。拡散符号系列（ショートコード）の系
列長が２倍になるため、より多くの符号を使うことがで
きる。
してＱＰＳＫを用いることができるため、拡散率（チッ
プレート／シンボルレート）をＢＰＳＫに比べ２倍にで
きることである。拡散符号系列（ショートコード）の系
列長が２倍になるため、より多くの符号を使うことがで
きる。
【００６１】第３の効果は受信信号をチップレートでサ
ンプリングして処理すれば良く、２次変調としてＯＱＰ
ＳＫを用いた場合に比べクロック周波数を１／２でき、
低消費電力化に適することである。
ンプリングして処理すれば良く、２次変調としてＯＱＰ
ＳＫを用いた場合に比べクロック周波数を１／２でき、
低消費電力化に適することである。
【００６２】第４の効果は、π／４シフトＱＰＳＫはサ
ンプリング点で、信号点が集約するため、Ｉ、Ｑ成分間
の干渉を無くすことができ、特性の向上が計れることで
ある。
ンプリング点で、信号点が集約するため、Ｉ、Ｑ成分間
の干渉を無くすことができ、特性の向上が計れることで
ある。
【図１】本発明の実施例の送信部の構成を示すブロック
図。
図。
【図２】本発明の実施例の受信部の構成を示すブロック
図。
図。
【図３】本発明の実施例のスペクトル拡散回路の構成を
示すブロック図。
示すブロック図。
【図４】本発明の実施例のスペクトル逆拡散回路の第１
の構成方法を示すブロック図。
の構成方法を示すブロック図。
【図５】本発明の実施例のスペクトル逆拡散回路の第２
の構成方法を示すブロック図。
の構成方法を示すブロック図。
【図６】本発明の実施例のスペクトル逆拡散回路の第３
の構成方法を示すブロック図。
の構成方法を示すブロック図。
【図７】本発明の実施例の位相回転回路の構成方法を示
すブロック図。
すブロック図。
【図８】本発明の実施例のπ／４シフトＱＰＳＫ拡散信
号の信号点遷移を示す図。
号の信号点遷移を示す図。
【図９】従来例のＯＱＰＳＫ拡散信号の信号点遷移を示
す図。
す図。
１０１ シリアル／パラレル変換器 １０２ π／４シフトＱＰＳＫスペクトル拡散回路 １０３ 低域通過フィルタ １０４ デジタル／アナログ変換器 １０５ 変調回路 １０６ 送信電力増幅器 １０７ 拡散符号発生回路 １０８ クロック発生回路 １０９ アンテナ ２０１ アンテナ ２０２ 復調回路 ２０３ アナログ／デジタル変換回路 ２０４ π／４シフトＱＰＳＫスペクトル逆拡散回路 ２０５ 判定回路 ２０６ パラレル／シリアル変換回路 ２０７ 拡散符号レプリカ発生回路 ２０８ クロック再生回路 ３０１ 位相回転回路１ ３０２ 位相回転回路２ ４０１，５０２，６０１ 位相回転回路３ ４０２ 切り替えスイッチ ４０３，４０４ アキュムレータ ４０５ 位相回転回路４ ４０６ 加算器 ５０１ 位相回転回路５ ５０３ アキュムレータ ６０２ 切り替えスイッチ ６０３，６０４ アキュムレータ ６０５ ＤＳＰ ７０１ Ｉ，Ｑ交換スイッチ ７０２，７０３ 符号反転回路 ７０４ 組み合わせ回路
Claims (6)
- 【請求項１】 直接拡散符号分割多元接続（ＤＳ−ＣＤ
ＭＡ）方式による移動通信システムであり送信部と受信
部とが構成され、 前記送信部は、送信データを後記拡散符号に従ってπ／
４シフトＱＰＳＫスペクトル拡散を行うπ／４シフトＱ
ＰＳＫスペクトル拡散回路と、 拡散符号を発生する拡散符号発生回路と、 前記π／４シフトＱＰＳＫスペクトル拡散回路で拡散さ
れた拡散信号の送信スペクトル整形を行うデジタル低域
通過フィルタと、 前記低域通過フィルタの出力信号をアナログベースバン
ド信号に変換するデジタル／アナログ変換器と、 前記アナログベースバンド信号を無線信号に変換する変
調回路と、 前記無線信号の電力増幅を行う送信電力増幅器と、 前記無線信号を送信するアンテナと、 前記各回路にクロック信号を供給するクロック発生回路
とを含み、 前記受信部は、無線信号を受信するアンテナと、 前記アンテナで受信した無線信号を受信ベースバンド信
号に変換する復調回路と、 前記受信ベースバンド信号をデジタル信号に変換するア
ナログ／デジタル変換回路と、 前記受信デジタルベースバンド信号を後記拡散符号のレ
プリカに従ってπ／４シフトＱＰＳＫスペクトル逆拡散
を行うπ／４シフトＱＰＳＫスペクトル逆拡散回路と、 前記拡散符号のレプリカを発生する拡散符号レプリカ発
生回路と、 前記π／４シフトスペクトル逆拡散回路で逆拡散された
逆拡散信号からデータを判定する判定回路と、 前記各回路に受信信号に同期したクロックを供給するク
ロック再生手段と、を含むことを特徴とするスペクトル
拡散送受信機。 - 【請求項２】 請求項１記載のスペクトル拡散送受信機
において、 π／４シフトＱＰＳＫスペクトル拡散回路は送信データ
を拡散符号に従って０、±π／２、πだけ位相回転させ
る第一の位相回転回路と、 前記第一の位相回転回路の出力信号を偶数チップは０、
奇数チップはπ／４だけ位相回転させる第二の位相回転
手段と、により構成されることを特徴とするスペクトル
拡散送受信機。 - 【請求項３】 請求項１記載のスペクトル拡散送受信機
において、 π／４シフトＱＰＳＫスペクトル逆拡散回路は受信デジ
タルベースバンド信号を拡散符号のレプリカに従って
０、±π／２、πだけ位相回転させる第三の位相回転回
路と、 偶数チップと奇数チップで出力先を切り替える切り替え
スイッチと、 前記偶数チップを１シンボル区間で累積加算する第一の
アキュムレータと、 前記奇数チップを１シンボル区間で累積加算する第二の
アキュムレータと、 前記第二のアキュムレータの出力を−π／４だけ位相回
転させる第四の位相回転回路と、 前記第一のアキュムレータの出力と前記第四の位相回転
回路の出力を加算する加算器と、により構成されること
を特徴とするスペクトル拡散送受信機。 - 【請求項４】 請求項１記載のスペクトル拡散送受信機
において、 π／４シフトＱＰＳＫスペクトル逆拡散回路は受信デジ
タルベースバンド信号を偶数チップは０、奇数チップは
−π／４だけ位相回転させる第五の位相回転回路と、 前記第五の位相回転回路の出力信号を拡散符号のレプリ
カに従って０、±π／２、πだけ位相回転させる第三の
位相回転回路と、 前記第三の位相回転回路の出力信号を１シンボル区間で
累積加算するアキュムレータと、により構成されること
を特徴とするスペクトル拡散送受信機。 - 【請求項５】 請求項１記載のスペクトル拡散送受信機
において、 送信部のクロック発生回路は、少なくも、シンボルレー
トのクロック信号、チップレートのクロック信号、チッ
プレートの１／２の周波数のクロック信号、を発生して
π／４シフトＱＰＳＫスペクトル拡散回路に供給し、ま
た、チップレートの整数倍のクロック信号を発生してデ
ジタル低域通過フィルタおよびデジタル／アナログ変換
器へ供給し、 受信部のクロック再生回路は、少なくも、シンボルレー
トのクロック信号、チップレートのクロック信号、チッ
プレートの１／２の周波数のクロック信号、を発生して
π／４シフトＱＰＳＫスペクトル逆拡散回路に供給する
こと、を特徴とするスペクトル拡散送受信機。 - 【請求項６】 請求項３記載のスペクトル拡散送受信機
において、 第一および第二のアキュムレータの出力信号を入力と
し、第四の位相回転回路、 第一のアキュムレータの出力と第四の位相回転回路の出
力を加算する加算器、および、判定回路の機能をデジタ
ル信号処理プロセッサ（ＤＳＰ）で実現することを特徴
とするスペクトル拡散送受信機。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31239195A JP2737730B2 (ja) | 1995-11-30 | 1995-11-30 | スペクトル拡散送受信機 |
| KR1019960059984A KR100214241B1 (ko) | 1995-11-30 | 1996-11-29 | 스펙트럼 확산 통신 시스템 |
| AU74087/96A AU712195B2 (en) | 1995-11-30 | 1996-11-29 | Spread spectrum communications system |
| EP19960119184 EP0783210A3 (en) | 1995-11-30 | 1996-11-29 | Spread spectrum communications system |
| US08/759,146 US5956328A (en) | 1995-11-30 | 1996-12-02 | Spread spectrum communications system |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31239195A JP2737730B2 (ja) | 1995-11-30 | 1995-11-30 | スペクトル拡散送受信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09153883A JPH09153883A (ja) | 1997-06-10 |
| JP2737730B2 true JP2737730B2 (ja) | 1998-04-08 |
Family
ID=18028693
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP31239195A Expired - Fee Related JP2737730B2 (ja) | 1995-11-30 | 1995-11-30 | スペクトル拡散送受信機 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5956328A (ja) |
| EP (1) | EP0783210A3 (ja) |
| JP (1) | JP2737730B2 (ja) |
| KR (1) | KR100214241B1 (ja) |
| AU (1) | AU712195B2 (ja) |
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