JPH11331124A

JPH11331124A - Ｃｄｍａ方式通信機

Info

Publication number: JPH11331124A
Application number: JP10145185A
Authority: JP
Inventors: Shoichiro Honda; 尚一郎本田
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1998-05-12
Filing date: 1998-05-12
Publication date: 1999-11-30

Abstract

(57)【要約】【課題】簡単な構成により数シンボル周期にわたる遅
延パスを、位相ずれなく合成することができるＣＤＭＡ
方式通信機を提供する。【解決手段】マルチパスを通じて受信した信号を逆拡
散処理して各パス毎の受信シンボルを出力するＲＡＫＥ
受信部2a〜2c、3a〜3c、4a〜4cと、各パスの受信シンボ
ルを合成するシンボル合成部７と、合成されたシンボル
を復号する直交変調復号部10、11とを備えるＣＤＭＡ方
式通信機において、ＲＡＫＥ受信部から出力される各パ
ス毎の受信シンボルを格納する複数のバッファ６と、各
バッファの書き込み及び読み出しアドレスとを制御する
バッファ制御部８、９とを設け、このバッファ制御部
が、ＲＡＫＥ受信部より得られる各パス毎の逆拡散処理
のタイミング情報に基づいて、各バッファの出力間の位
相ずれが生じないように読み出しアドレスを指定するよ
うにしている。各パス毎のＲＡＫＥ受信出力信号を、位
相ずれを生じること無く、合成することができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、移動体通信などに
用いられるスペクトル拡散（ＳＳ）通信方式の符号分割
多重（ＣＤＭＡ）通信機に関し、特に、ＲＡＫＥ受信に
おける精度の向上と処理量の削減とを図るものである。

【０００２】

【従来の技術】移動体通信分野におけるＳＳ通信は、符
号分割多重が可能で、また耐ノイズ性にも優れているた
め、ＣＤＭＡ通信システムや無線ＬＡＮ通信に使用され
ている。現在ＣＤＭＡ通信システムは、北米や韓国で実
用化されており、また、我が国でも通信二社によりサー
ビスが開始される予定である（ＴＩＡ／ＥＩＡ／ＩＳ９
５やＴＩＡ／ＥＩＡ／ＩＳ９８として標準化されてい
る。以下、北米方式と呼ぶ）。また、別のＣＤＭＡ方式
が日本でも第三世代移動体通信方式（以下、広帯域方
式）として採用される予定である。

【０００３】拡散方式には、直接拡散方式と周波数ホッ
ピング方式とがあるが、現在、ＣＤＭＡ方式として採用
されている方式は、いずれも直接拡散方式である。直接
拡散方式を用いたスペクトル拡散通信方式では、ＲＡＫ
Ｅ方式と呼ばれる受信機を用いることによって、マルチ
パス成分を最大比合成し、ダイバーシチ効果をあげるこ
とができる。ＲＡＫＥ受信機については、例えば、米国
特許第５，１０９，３９０号に示されている。

【０００４】また、ＣＤＭＡ方式のＲＡＫＥ受信機を用
いると、移動機は現在通信している基地局以外に、他の
基地局との通信も可能であるため、通信の途切れが生じ
ずにハンドオフを実行することができる（ソフトハンド
オフ）。

【０００５】北米方式ではソフトハンドオフを実現する
ために、ＧＰＳを用いて基地局間を全て同期させてい
る。広帯域方式では基地局間は非同期である。従って、
北米方式の方が容易にソフトハンドオフのための基地局
を検出できる。北米方式では、各基地局が共通の符号
（ロングコード）を持ち、ＧＰＳクロックでその符号発
生器を駆動することにより、基地局間の同期を実現させ
ている。

【０００６】図６に北米方式の移動体通信機（基地局）
の構成を示している。図６は、送信部と受信部とで構成
されている。送信部は、送信データを生成する送信デー
タ生成部31と、送信データに対して誤り訂正の符号化を
行なう誤り訂正検出符号化部32と、ロングコードの発生
器34と、誤り訂正符号化された送信データをそのロング
コードでスクランブルするロングコード変調部33と、送
信電力制御信号を生成する送信電力制御信号生成部36
と、ロングコード変調信号と送信電力制御信号とを合成
する合成部35と、合成された信号を同相成分の拡散符号
（ショートコード）で直接拡散する同相成分直接拡散部
37と、合成された信号を直交成分の拡散符号（ショート
コード）で直接拡散する直交成分直接拡散部38と、直接
拡散されたベースバンド信号を無線周波数帯に周波数変
換し、さらに増幅したのちアンテナより送出する無線部
39とを備えている。

【０００７】また、受信部２は、アンテナより受信した
無線周波数帯の受信信号を増幅したのちベースバンド帯
に周波数変換する無線部１と、送信部と同じロングコー
ドを発生するロングコード発生器５と、無線部１の出力
を伝送パス毎に分離し、ショートコード及びロングコー
ドで逆拡散して各パス毎の受信シンボルを出力するＲＡ
ＫＥ受信部と、各パスの受信シンボルを最大比合成する
シンボル合成部７と、合成されたシンボルを復号する直
交変調復号部と、復号されたデータの誤り検出及び訂正
の処理を行なう誤り検出・訂正復号化部12と、復号され
た受信データを音声及び制御信号に分解する復調データ
処理部13とを備えており、また、ＲＡＫＥ受信部は、各
パスの同相成分に対してショートコード及びロングコー
ドの逆拡散処理を行なう同相成分逆拡散部２ａ〜２ｃ
と、各パスの直交成分に対してショートコード及びロン
グコードの逆拡散処理を行なう直交成分逆拡散部３ａ〜
３ｃと、逆拡散処理された各パスの同相成分及び直交成
分を合成する合成部４ａ〜４ｃとを具備し、また、直交
変調復号部は、６４通りの直交符号のパターンを発生す
る直交符号発生器10と、シンボル合成信号と最大の相関
を持つ直交符号を検出し、その直交符号に対応する６ビ
ットのシンボルパターンを求める事により直交符号を復
号する最大値判定部11とを具備している。

【０００８】この送信部では、送信データ生成部31で生
成された送信データが、誤り訂正検出符号化部32で誤り
訂正符号化された後、ロングコード変調部33でロングコ
ードを用いてスクランブルされる。このロングコード変
調信号は、合成部35で送信電力制御信号と合成された
後、同相成分直接拡散部37で同相成分の拡散符号を用い
て直接拡散され、また、直交成分直接拡散部38で直交成
分の拡散符号を用いて直接拡散され、これらの直接拡散
された信号は、多重化され、無線周波数帯に周波数変換
されて、無線部39から送信される。

【０００９】一方、受信部では、無線部１が受信信号を
増幅したのちベースバンド帯に周波数変換する。無線部
１の出力は、ＲＡＫＥ受信部において、伝送パス毎に分
離され、各同相成分逆拡散部２ａ〜２ｃで同相成分の拡
散符号を用いて逆拡散され、さらにロングコードを用い
て逆拡散されて、それぞれのパスでの逆拡散出力（受信
シンボル）の同相成分が出力され、また、同様に、各直
交成分逆拡散部３ａ〜３ｃで直交成分の拡散符号を用い
て逆拡散され、さらにロングコードを用いて逆拡散され
て、それぞれのパスでの受信シンボルの直交成分が出力
される。これらの同相成分及び直交成分は、合成部４ａ
〜４ｃで合成され、各マルチパス毎の受信シンボルが出
力される。

【００１０】シンボル合成部７は、各マルチパス毎の受
信シンボルを、位相を合わせて最大比合成する。

【００１１】直交変調復号部の最大値判定部11は、最大
比合成された受信シンボルと、直交符号発生器10から発
生される６４通りの直交符号パターンの全てとの相関を
求め、その最大値を検出し、最大の相関を持つ直交符号
パターンに対応する６ビットのシンボルパターンを復号
データとして求める。

【００１２】最大値判定部11から出力された復号データ
は、誤り検出・訂正復号化部12で誤り訂正された後、復
調データ処理部13で音声及び制御信号に分解される。

【００１３】

【発明が解決しようとする課題】この従来の北米方式移
動体通信機では、シンボル合成部が北米方式の規格によ
り、数シンボル周期にわたる遅延パスを位相ずれなく合
成する必要がある。しかし、受信性能の向上のためにシ
ンボル合成に使用するマルチパスを頻繁に切り替えるの
で、各パスの受信タイミングが数シンボル周期にわたり
頻繁に変化してしまうため、遅延パスを位相ずれなく合
成することが困難である。従ってシンボル合成部の構成
が複雑化するという課題を有していた。

【００１４】また、直交変調復号部は６４通りの直交符
号パターン全てにおいて相関を求め、その最大値を検出
する必要があるので、処理量が膨大になるという課題を
有していた。

【００１５】本発明は、こうした従来の問題点を解決す
るものであり、簡単な構成により数シンボル周期にわた
る遅延パスを、位相ずれなく合成することができ、ま
た、直交変調の復号処理量を大幅に削減できるＣＤＭＡ
方式通信機を提供することを目的としている。

【００１６】

【課題を解決するための手段】そこで、本発明のＣＤＭ
Ａ方式通信機では、ＲＡＫＥ受信部から出力される受信
シンボルを各パス毎に格納する複数のバッファと、各バ
ッファの書き込みアドレス及び読み出しアドレスを制御
するバッファ制御部とを設け、このバッファ制御部が、
各バッファからシンボル合成部に出力される受信シンボ
ルの位相ずれが生じないように、ＲＡＫＥ受信部より得
られる各パス毎の逆拡散処理のタイミング情報に基づい
て、読み出しアドレスを指定するようにしている。

【００１７】そのため、シンボル合成部では、各パス毎
のＲＡＫＥ受信出力信号を、位相ずれを生じること無
く、合成することができる。

【００１８】また、直交変調復号部に、複数の直交符号
を発生する直交符号発生器と、発生された直交符号と合
成されたシンボルとの相関値を算出する相関値算出部
と、この相関値を閾値と比較し、相関値が閾値を超える
ときの直交符号に基づいてシンボルを復号する復号手段
とを設けている。

【００１９】そのため、閾値を超える相関値が得られる
と、次のシンボルが入力するまで相関値を求める動作を
停止することができるため、直交変調復号処理量を大幅
に削減することができる。

【００２０】

【発明の実施の形態】本発明の請求項１記載の発明は、
マルチパスを通じて受信した信号を逆拡散処理して各パ
ス毎の受信シンボルを出力するＲＡＫＥ受信部と、各パ
スの受信シンボルを合成するシンボル合成部と、合成さ
れたシンボルを復号する直交変調復号部とを備えるＣＤ
ＭＡ方式通信機において、ＲＡＫＥ受信部から出力され
る受信シンボルを各パス毎に格納した後、シンボル合成
部に出力する複数のバッファと、各バッファに受信シン
ボルを格納するときの書き込みアドレスと、各バッファ
からシンボル合成部に受信シンボルを出力するときの読
み出しアドレスとを制御するバッファ制御部とを設け、
このバッファ制御部が、ＲＡＫＥ受信部より得られる各
パス毎の逆拡散処理のタイミング情報に基づいて、各バ
ッファの出力間の位相ずれが生じないように読み出しア
ドレスを指定するようにしたものであり、各パス毎のＲ
ＡＫＥ受信出力信号を、位相ずれを生じること無く、合
成することができる。

【００２１】請求項２に記載の発明は、前記バッファ制
御部が、各パスの対応する受信シンボルを各バッファに
書き込むために、書き込みアドレスとして同一の相対ア
ドレスを指定し、各バッファから各パスの対応する受信
シンボルを読み出すために、読み出しアドレスとして、
各パスの対応する受信シンボルが既に書き込まれている
同一の相対アドレスを指定するようにしたものであり、
全てのパスの対応する受信シンボルがバッファに到達し
た後に、同一の読み出し相対アドレスから読み出すの
で、各パスのＲＡＫＥ受信出力信号を、位相ずれを生じ
ること無く、合成することができる。

【００２２】請求項３に記載の発明は、前記バッファの
それぞれを、先入れ先出しバッファ（ＦＩＦＯ）で構成
し、バッファ制御部に、ＲＡＫＥ受信部の各パスの出力
タイミング（dump clock）毎に増分し、その最大値がＦ
ＩＦＯの最大格納受信シンボル数に等しい複数の第１の
カウンタと、受信シンボルの周期で基準クロックを出力
する基準クロック発生部と、ＦＩＦＯの読み出し相対ア
ドレスを指定し、その最大値がＦＩＦＯの最大格納受信
シンボル数に等しい第２のカウンタとを設け、基準クロ
ック毎に、第１のカウンタの出力値を書き込みアドレス
に指定して各ＦＩＦＯに各パスの受信シンボルを格納
し、各ＦＩＦＯの相対読み出しアドレスを、第２のカウ
ンタの値によって全て同一に指定するようにしたもので
あり、各パス毎のＲＡＫＥ受信器出力信号を、位相ずれ
を生じること無く合成するシンボル合成処理の構成を簡
略化できる。

【００２３】請求項４に記載の発明は、前記バッファ制
御部に、複数の第１のカウンタのカウンタ値の中から最
早パス（最も早く到達する受信パス）に対応するカウン
タ値を選択して出力するスイッチと、スイッチから出力
されたカウンタ値を基準クロックの一周期分遅延する遅
延器と、スイッチから出力されたカウンタ値と遅廷器の
出力との差分を求める差分器と、その差分器の出力よ
り、ＦＩＦＯの出力時の出力シンボル数を算出するＦＩ
ＦＯ出力シボル数算出部とを設け、第２のカウンタの値
をＦＩＦＯ出力シボル数算出部が算出した値によって増
分するようにしたものであり、選択するパスの切り替え
が行なわれた場合でも、位相ずれを生じること無く、各
パスの受信シンボルを合成することができる。

【００２４】請求項５に記載の発明は、マルチパスを通
じて受信した信号を逆拡散処理して各パス毎の受信シン
ボルを出力するＲＡＫＥ受信部と、各パスの受信シンボ
ルを合成するシンボル合成部と、合成されたシンボルを
復号する直交変調復号部とを備えるＣＤＭＡ方式通信機
において、直交変調復号部に、複数の直交符号を発生す
る直交符号発生器と、発生された直交符号と合成された
シンボルとの相関値を算出する相関値算出部と、この相
関値を閾値と比較し、相関値が閾値を超えるときの直交
符号に基づいてシンボルを復号する復号手段とを設けた
ものであり、閾値を超える相関値が得られると、次のシ
ンボルが入力するまで相関値を求める動作を停止するこ
とができるため、直交変調復号処理量を削減できる。

【００２５】請求項６に記載の発明は、前記相関値算出
部に、直交符号と合成されたシンボルとを乗算する乗算
器と、乗算器の出力を直交符号の周期で積分する積分器
とを設け、復号手段が、積分器の出力を、適応的に設定
される閾値と比較して、閾値以上の積分値が得られた直
交符号の符号系列に対応するシンボルパターンを復号デ
ータとするようにしたものであり、閾値を超える積分値
が得られると、次のシンボルが入力するまで乗算器及び
積分器の動作を停止することができるため、簡単な構成
で直交変調復号処理量を削減できる。

【００２６】請求項７に記載の発明は、前記直交変調復
号部が、復号データの誤り検出及び訂正を行なう誤り訂
正・検出部での誤り検出結果に基づいて、閾値を更新す
るようにしたものであり、直交符号復調処理量を削減す
るための閾値を、常に最適な値に設定できる。

【００２７】請求項８に記載の発明は、前記直交変調復
号部に、閾値の更新タイミングを算出するカウンタを設
け、誤り訂正・検出部で誤りが検出されると閾値を増分
してカウンタの値をクリアし、誤り訂正・検出部で誤り
が検出されないとカウンタの値を増分し、そのカウンタ
の値が設定値と一致すると、閾値を減分してカウンタの
値をクリアするようにしたものであり、閾値を常に最適
な値に設定できる。

【００２８】以下、本発明の実施の形態について、図１
から図５を用いて説明する。

【００２９】（第１の実施形態）第１の実施形態のＣＤ
ＭＡ方式通信機は、その受信部において、数シンボル周
期にわたる遅延パスを位相ずれなく合成することができ
る。

【００３０】この受信部は、図１に示すように、アンテ
ナより受信した無線周波数帯の受信信号を増幅したのち
ベースバンド帯に周波数変換する無線部１と、ロングコ
ードを発生するロングコード発生器５と、無線部１の出
力を伝送パス毎に分離し、ショートコード及びロングコ
ードで逆拡散して各パス毎の受信シンボルを出力するＲ
ＡＫＥ受信部と、各パス毎のＲＡＫＥ出力（受信シンボ
ル）を格納するバッファ（ＦＩＦＯ）６と、ＦＩＦＯ６
の書き込み及び読み出しアドレスを制御する最大比合成
タイミング制御部と、ＦＩＦＩＯ６より読み出された各
パスの受信シンボルを合成するシンボル合成部７と、合
成された受信シンボルに対して最大の相関を持つ符号系
列を選択して復号する直交変調復号部と、復号されたデ
ータの誤り検出及び訂正の処理を行なう誤り検出・訂正
復号化部12と、復号された受信データを音声及び制御信
号に分解する復調データ処理部13とを備えており、ま
た、ＲＡＫＥ受信部は、各パスの同相成分に対してショ
ートコード及びロングコードの逆拡散処理を行なう同相
成分逆拡散部２ａ〜２ｃと、各パスの直交成分に対して
ショートコード及びロングコードの逆拡散処理を行なう
直交成分逆拡散部３ａ〜３ｃと、逆拡散処理された各パ
スの同相成分及び直交成分を合成する合成部４ａ〜４ｃ
とを具備し、また、最大比合成タイミング制御部は、受
信シンボルの周期で自走して基準クロックを出力する基
準クロック発生部８と、ＲＡＫＥ受信部から得た各パス
の逆拡散のタイミング情報に基づいてＦＩＦＯ６の書き
込み及び読み出しアドレスを算出するＦＩＦＯ制御部９
とを具備し、また、直交変調復号部は、ＲＡＫＥ受信部
での逆拡散タイミングと同期して６４通りの直交符号の
パターンを発生する直交符号発生器10と、シンボル合成
信号と最大の相関を持つ直交符号を検出し、その直交符
号に対応する６ビットのシンボルパターンを復号する最
大値判定部11とを具備している。

【００３１】この受信部の無線部１は、アンテナ、局部
発振器、フィルタ、増幅部、及び周波数変換部で構成さ
れ、無線周波数帯の受信信号を増幅したのち周波数変換
してベースバンド信号を再生する。

【００３２】ＲＡＫＥ受信部は、このベースバンド信号
を伝送パス毎に分離し、各同相成分逆拡散部２ａ〜２ｃ
及び直交成分逆拡散部３ａ〜３ｃで、同相成分または直
交成分の拡散符号による逆拡散処理とロングコードによ
る逆拡散処理とを行ない、合成部４ａ〜４ｃで各パスの
同相成分及び直交成分を合成して、各マルチパス毎の受
信シンボルを出力する。

【００３３】ＦＩＦＯ６は、各パスの受信シンボルを格
納する複数のＦＩＦＯを持ち、各ＦＩＦＯは各パス毎の
書き込みと読み出しの相対アドレスをもつ。

【００３４】この書き込み及び読み出しの相対アドレス
は、最大比合成タイミング制御部のＦＩＦＯ制御部９に
よって制御され、例えば、各ＦＩＦＯ格納数が８シンボ
ルの場合、パス１の受信シンボルを書き込み相対アドレ
ス（０〜７）の４に格納した場合、パス２の対応する受
信シンボルは、同一のアドレス、即ち、相対アドレスが
（８〜１５）のとき、１２に格納される。ＦＩＦＯ制御
部９は、ＦＩＦＯ６への書き込みと書き込み相対アドレ
スの更新とを、ＲＡＫＥ受信部からもたらされる各パス
のタイミング情報に基づいて、各パス毎に各パスの逆拡
散タイミングで行なう。

【００３５】一方、ＦＩＦＯ６からの読み出しは、各Ｆ
ＩＦＯの同一アドレスから行なう。従って、パス１につ
いて、相対アドレス（０〜７）の４に格納された受信シ
ンボルを読み出すときは、パス２について、相対アドレ
ス（８〜１５）の１２に格納された受信シンボルを読み
出す。しかし、各パスの受信シンボルがＦＩＦＯに書き
込まれるタイミングは各パスによって違っているから、
相対アドレス（０〜７）の４に受信シンボルが格納され
ていても、対応する受信シンボルが相対アドレス（８〜
１５）の１２に格納されているとは限らない。

【００３６】そこで、各パスの対応する受信シンボルが
各ＦＩＦＯに既に格納されているアドレスを求めるた
め、次のような処理を行なう。

【００３７】基準クロック発生部８が発生する基準クロ
ックの周期で、逆拡散タイミングが最も早いパス（最早
パス）と他のパスとの最大逆拡散タイミング差を算出
し、最早パスのＦＩＦＯ書き込み相対アドレスからその
値を差し引くことによって各パスの同一のＦＩＦＯ相対
読み出しアドレスを算出する（ただし、読み出し相対ア
ドレスは格納数８シンボルの場合、各パス毎に８のオフ
セットを持つ）。

【００３８】こうすることにより、数シンボルにわたる
パスの遅延差が有る場合でも、全てのパスの到達後に各
パス共通の読み出し相対アドレスから受信シンボルを読
み出すことができ、シンボル合成部７では、位相ずれを
生ずること無く、各パス間の受信シンボルを合成するこ
とが出来る。

【００３９】シンボル合成部７で最大比合成された受信
シンボルは、従来の装置と同じように、直交変調復号部
で復号され、誤り検出・訂正復号化部12で誤り訂正され
た後、復調データ処理部13で音声及び制御信号に分解さ
れる。

【００４０】（第２の実施形態）第２の実施形態では、
パスの切り替えが発生した場合でも、各パスのデータを
位相ずれを伴うことなく合成することができる最大比合
成タイミング制御部での書き込み及び読み出しアドレス
の制御方法について説明する。

【００４１】図２は、ＦＩＦＯ制御部と基準クロック発
生部とよりなる最大比合成タイミング制御部のブロック
図である。ＦＩＦＯ制御部は、ＲＡＫＥ受信部からの出
力タイミング（dump clock）を各パス毎に計数するカウ
ンタ14ａ〜14ｃと、カウンタ出力を基準クロック発生部
８が発生する基準クロックでラッチするラッチ15と、Ｒ
ＡＫＥ受信部より得られる最も早いパス（最早パス）情
報に基づいて、ラッチ15出力の中の最早パスのカウンタ
値を選択して出力する切り替えスイッチ17と、最早パス
のカウンタ値を１基準クロック区間遅延するフリップフ
ロップで構成された遅延器19と、最早パスの現カウンタ
値と１基準クロック分遅延されたカウンタ値との差分を
取る引き算器で構成された差分器20と、差分器20の出力
を積算し、積算値が閾値を超えると超えた分だけを出力
する積分器で構成されたＦＩＦＯシンボル数算出部21
と、ＦＩＦＯシンボル数算出部21からの出力数をカウン
トしてＦＩＦＯの読み出しアドレスを算出するカウンタ
で構成されたＦＩＦＯ読みだしアドレス算出部18とを備
えている。

【００４２】この最大比合成タイミング制御部のＦＩＦ
Ｏ制御部のカウンタ14ａ〜14ｃは、ＦＩＦＯ16ａ〜16ｃ
の最大格納シンボル数（Ｎｆ）に等しいmodulo値を持
つ。本例ではＮｆを８とする。例えば、各パス間の最大
遅延差を３シンボルとすると、最早パスと最遅パスとの
カウンタ値の差は３（最早＞最遅）である。各カウンタ
14ａ〜14ｃは、ＲＡＫＥ受信部からの各パス毎のdump c
lockを計数し、そのカウンタ値をラッチ15に出力する。
ラッチ15は、このカウンタ値を、基準クロック発生部８
が発生する基準クロックでラッチして、各ＦＩＦＯ16ａ
〜16ｃと、切り替えスイッチ17とに出力する。

【００４３】各ＦＩＦＯ16ａ〜16ｃでは、ＲＡＫＥ受信
部から出力された各パスの受信シンボルを、このカウン
タ値に対応する相対アドレスに書き込む。従って、各パ
ス間の最大遅延差が３シンボルの場合、最早パスの受信
シンボルが書き込まれるＦＩＦＯに、相対アドレス１、
２、３、４までのデータが書き込まれたとき、この相対
アドレス１に対応する最遅パスの受信シンボルが、該当
するＦＩＦＯの相対アドレス１に始めて書き込まれるこ
とになる。

【００４４】ところで、基準クロックとdump clockとは
非同期であるから、書き込み時のアドレス値は、定常的
には基準クロックに伴って増分されるが、ｓｋｉｐされ
る場合もある。例えば、パスの切り替え時にdump clock
の周期が変動するような場合である。このとき、受信シ
ンボルもｓｋｉｐされて格納されるが、dump clockの周
期が変動した時の受信シンボルデータは、逆拡散の周期
が変動するので信頼性に乏しいため、ｓｋｉｐされても
問題はない。

【００４５】一方、ＦＩＦ０の読み出しアドレスを算出
するための処理は、切り替えスイッチ17、遅延器19、差
分器20、ＦＩＦＯ出力シンボル数算出部21及びＦＩＦＯ
読み出しアドレス算出部18を通じて行なわれる。

【００４６】切り替えスイッチ17は、ＲＡＫＥ受信部か
ら出力された最早パス情報に基づいて、ラッチ15出力の
中の最早パスのカウンタ値を選択して遅延器19に出力
し、遅延器19は、このカウンタ値を１基準クロック区間
遅延させて差分器20に出力し、差分器20は、最早パスの
現カウンタ値と１基準クロック分遅延されたカウンタ値
との差分を算出する。この差分器20の出力は定常的には
１であるが、パスの切り替えが発生した場合には、それ
以外の値をとりうる。例えば、基準クロックの周期の間
にdump clockが２クロック分ｄｕｍｐされた場合には、
差分器20の出力が２になる。

【００４７】ＦＩＦＯシンボル数算出部21は、差分器20
の出力を積分する。この積分値は、ＲＡＫＥ受信部から
出力された最早パスの受信シンボル数を数えていること
になる。ＦＩＦＯシンボル数算出部21は、最早パスのカ
ウンタ値と最遅パスのカウンタ値との差（最大許容遅延
時間に相当するシンボル数）、あるいはそれより大きい
値を閾値として、積分値が閾値を超えた場合に、その超
えた分だけを出力数として出力し、出力後、積分値から
その出力数を減算する。

【００４８】ＦＩＦＯ読み出しアドレス算出部18は、Ｆ
ＩＦＯ出力シンボル数算出部21の出力数に応じてカウン
タ数を増分し（この例ではmodulo ８）、カウンタ値を
相対読み出しアドレスとして各ＦＩＦＯ16ａ〜16ｃに出
力する。そして、各ＦＩＦＯ16ａ〜16ｃでは、その相対
読み出しアドレスに格納されている受信シンボルをシン
ボル合成部に出力する。従って、各パス全てにおいて、
ＦＩＦＯの読み出し相対アドレスは、ＦＩＦＯ読み出し
アドレス算出部18のカウンタ値に対応する同一の値とな
る。

【００４９】この構成により、初期状態では、最早パス
の受信シンボルは、ＦＩＦＯシンボル数算出部21の閾値
に達するまで、即ち、最遅パスの受信シンボルが到着す
るまで、ＦＩＦＯに格納されて出力されない。そして、
全てのパスの対応する受信シンボルがＦＩＦＯに格納さ
れた後は、同一の相対読み出しアドレスから読み出され
ることになる。

【００５０】また、定常状態では、最早パスと最遅パス
の受信シンボルは、いずれもdump clock毎にＦＩＦＯに
格納されるので、同様に、同一の相対読み出しアドレス
からの読み出しが可能となる。

【００５１】また、パスの切り替えが発生し、基準クロ
ックの周期の間にdump clockが２クロック分dumpされた
場合には、差分器20の出力が２になり、ＦＩＦＯシンボ
ル数算出部21の出力数が２になり、ＦＩＦＯ読み出しア
ドレス算出部18のカウンタ値が２進み、ＦＩＦＯの相対
読み出しアドレスが２進むことになる。

【００５２】この場合、ＦＩＦＯの格納数と読み出し数
とが一致しないと、ＦＩＦＯの格納数は有限だから、Ｆ
ＩＦＯがオーバーフローすることになるが、このアドレ
スの制御方法では、こうした事態が発生しない。

【００５３】このとき、ＦＩＦＯシンボル数算出部21か
ら出力される値は、各ＦＩＦＯのそれぞれから出力され
る受信シンボルの数を示している。つまり、ＦＩＦＯシ
ンボル数算出部21は、各ＦＩＦＯからシンボル合成部に
出力されるシンボル数を算出していることになる。

【００５４】このように、この実施形態の通信機では、
数シンボルにわたるパスの遅延差が有り、更にパスの切
り替えが発生した場合でも、位相ずれなく各パス間の受
信シンボルを合成することができる。

【００５５】（第３の実施形態）第３の実施形態のＣＤ
ＭＡ方式通信機は、復号処理を効率的に行なうことがで
きる。

【００５６】この通信機は、図３に示すように、受信し
たシンボル合成値と直交符号との相関値を算出する直交
変調復号部と、この相関値の最大値を検出するための閾
値を算出する閾値算出部23と、相関値と閾値とを比較し
て相関値の最大値を検出し、そのときの直交符号系列に
対応する復号データを出力して直交変調シンボルを復号
する最大値検出部24とを備えており、直交変調復号部
は、ＲＡＫＥ受信部の逆拡散タイミングと同期して６４
通りの直交符号を発生する直交符号発生器10と、発生さ
れた直交符号と受信したシンボル合成値との相関値を算
出する乗算器と積分器とで構成された相関値算出部22と
を具備している。その他の構成は従来の通信機と変わり
がない。

【００５７】この通信機の直交変調復号部の相関値算出
部22は、直交符号発生器10から順次発生される直交符号
系列（北米方式の場合６４通り）のパターンと、シンボ
ル合成部７から入力するシンボル合成信号との相関をと
る。この相関値は、直交符号系列をシンボル合成信号と
乗算したのち、符号系列１周期分にわたり積分すること
によって求められる。

【００５８】相関値算出部22は、求めた相関値を、順
次、最大値検出部24に出力し、最大値検出部24は、その
相関値を、閾値算出部23が算出した閾値と比較する。最
大値検出部24は、閾値を超える符号系列を検出すると、
その符号系列に対応する復号データパターンに変換して
直交変調シンボルを復調する。北米方式の場合、周期６
４の直交符号の１つのパターンから６ビットの復号デー
タを一義的に決定できるので、符号系列が検出できれば
変換表を用いて簡単に復調できる。

【００５９】最大値検出部24で復号データが得られる
と、相関値算出部22は、残りのパターンの相関値算出を
停止する。

【００６０】また、最大値検出部24は、全ての符号系列
パターンにおいて閾値以上の相関値が検出できない場合
（検出見逃し）には、相関値の最大値をもたらす符号系
列により復号を行なう。

【００６１】閾値算出部23は、受信開始直後には閾値を
設定しない。そのため、相関値算出部22は、全ての符号
系列パターンとシンボル合成信号との相関を求め、最大
値検出部24は、その中で最大値をもたらす符号系列によ
り復号を行なうとともに、その最大値を閾値算出部23に
出力する。閾値算出部23は、得られた最大値の平均値を
閾値の初期値として設定する。

【００６２】ところで、直交符号は相関値が０となるの
で、閾値算出部23は、閾値を徐々に下げることにより検
出見逃しを防ぐ事ができる。但し、誤り検出部12で誤り
を検出した場合には、閾値を上げるか、または受信開始
状態に戻る。

【００６３】このように、この構成によれば、全てのパ
ターンの符号系列について相関値を算出することが不要
となるので、直交変調シンボルの復調処理量を大幅に削
減することができる。

【００６４】（第４の実施形態）第４の実施形態では、
最大相関値の検出に用いる閾値を、最適値に設定するた
めの構成について説明する。

【００６５】この通信機の直交変調復号部は、図４に示
すように、直交符号を発生する直交符号発生器22と、発
生された直交符号と受信したシンボル合成値とを乗算す
る乗算器28と、乗算器20の出力を直交符号の１周期分に
ついて加算する積分器29と、閾値の更新タイミングを検
出するカウンタ26と、適応的に閾値を設定する閾値制御
部27と、相関値と閾値とを比較して相関値の最大値を検
出し、そのときの直交符号系列に対応する復号データを
出力して直交変調シンボルを復号する最大値検出部25
と、復号データの誤り訂正を行なう誤り検出・訂正部30
とを備えている。

【００６６】この通信機の動作を図５のフローチャート
を用いて説明する。

【００６７】ステップ１：シンボル合成値が入力する
と、乗算器28及び積分器29は、直交符号発生器22から発
生される全ての直交符号系列のパターンとシンボル合成
値との相関を求める。これをシンボル合成値がｎ回入力
するまで（つまり、ｎ周期にわたって）行なう（ｎは計
算機シミュレーションで適当な値に設定すればよい）。

【００６８】ステップ２：最大値検出部25は、各周期に
おける相関値（積分値）の最大値を検出して閾値制御部
27に送り、閾値制御部27は、この最大値のｎ周期間にお
ける平均値を閾値として設定する。

【００６９】ステップ３：次にシンボル合成値が入力す
ると、乗算器28及び積分器29は、直交符号発生器22から
順次発生される直交符号系列のパターンとシンボル合成
値との相関を求め、積分値を最大値検出部25に出力す
る。

【００７０】ステップ４：最大値検出部25は、その積分
値を、閾値制御部27が設定した閾値と比較し、閾値を超
える積分値（相関値）を検出すると、ステップ６：最大値検出部25は、その相関値に対応する
直交符号系列が表している復号データを出力する。ま
た、乗算器28及び積分器29は、残りの符号系列パターン
に対する相関値算出を停止する。

【００７１】ステップ５：ステップ４において、閾値を
超える積分値（相関値）が検出できないとき（検出見逃
し）は、乗算器28及び積分器29は、全ての符号系列パタ
ーンとの積分値（相関値）を求め、ステップ７：最大値検出部25は、最大の積分値（相関
値）に対応する直交符号系列が表している復号データを
出力する。

【００７２】ステップ８：誤り検出・訂正部30は、出力
された復号データに対する誤りを検出する。誤りが検出
されると、ステップ13：閾値制御部27は、カウンタ26をクリアし
て、閾値をｄｔだけ増分する。これはノイズ等による誤
検出を防ぐためである。

【００７３】ステップ９：ステップ８において、誤りが
検出されない場合には、閾値制御部27は、カウンタ26を
増分する。

【００７４】ステップ10：カウンタ26が所定値に達した
場合は、ステップ11：閾値が設定された最小値以下でなければ、ステップ12：閾値をｄｔだけ減分する。これは閾値検出
の感度を高めて検出見逃し回数を削減して処理量を削減
するためである。また、カウンタ26をクリアする。

【００７５】こうして、カウンタ26を閾値の制御頻度を
決定するために使用する。また、各種設定値はあらかじ
め計算機シミュレーションにより算出できる。

【００７６】このように、この実施形態の通信機では、
最大相関値を検出するための閾値を常に最適に設定する
ことができる。

【００７７】

【発明の効果】以上の説明から明らかなように、本発明
のＣＤＭＡ方式通信機は、各パス間に数シンボルに及ぶ
遅延差がある場合でも、各パス毎のＲＡＫＥ受信出力信
号を、位相ずれを生じること無く、合成することができ
る。

【００７８】また、受信途中で、選択するパスの切り替
えが行なわれた場合でも、位相ずれを生じること無く、
各パスの受信シンボルを合成することができる。

【００７９】また、簡単な構成で直交変調復号処理量を
削減することができ、また、その時に使用する閾値を常
に最適な値に設定することにより、高精度の復号処理を
行なうことができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施形態におけるＣＤＭＡ方式
通信機の受信部の構成を示すブロック図、

【図２】本発明の第２の実施形態における受信部の最大
比合成タイミング制御部のブロック図、

【図３】本発明の第３の実施形態におけるＣＤＭＡ方式
通信機の受信部の構成を示すブロック図、

【図４】本発明の第４の実施形態における受信部の直交
変調復号部のブロック図、

【図５】第４の実施形態の直交変調復号処理の動作を示
すフロー図、

【図６】従来の北米ＣＤＭＡ方式基地局のブロック図で
ある。

【符号の説明】

１無線部２ａ〜２ｃ同相成分逆拡散及びロングコード逆拡散部３ａ〜３ｃ直交成分逆拡散及びロングコード逆拡散部４ａ〜４ｃ合成部５ロングコード発生器６ＦＩＦＯバッファ７シンボル合成部８基準クロック発生部９ＦＩＦＯ制御部 10 直交符号発生部 11 最大値判定部 12 誤り検出、訂正部 13 復号データ処理部 14ａ〜14ｃ第１のカウンタ 15 ラッチ 16ａ〜16ｃＦIＦＯ l7 切り替えスイッチ 18 ＦＩＦＯ読み出しアドレス算出部（第２のカウン
タ） 19 遅延器 20 差分器 2l ＦＩＦＯ出力シンボル数算出部 22 相関値算出部 23 閾値算出部 24、25 最大値検出部 26 カウンタ 27 閾値制御部 28 乗算器 29 積分器 30 誤り検出訂正部 31 送信データ生成部 32 誤り訂正検出符号化部 33 ロングコード変調部 34 ロングコード発生部 35 送信信号合成部 36 電力制御ビット生成部 37 同相成分直接拡散部 38 直交成分直接拡散部 39 無線部

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】マルチパスを通じて受信した信号を逆拡
散処理して各パス毎の受信シンボルを出力するＲＡＫＥ
受信部と、各パスの受信シンボルを合成するシンボル合
成部と、合成されたシンボルを復号する直交変調復号部
とを備えるＣＤＭＡ方式通信機において、前記ＲＡＫＥ受信部から出力される受信シンボルを各パ
ス毎に格納した後、前記シンボル合成部に出力する複数
のバッファと、前記各バッファに受信シンボルを格納するときの書き込
みアドレスと、前記各バッファから前記シンボル合成部
に受信シンボルを出力するときの読み出しアドレスとを
制御するバッファ制御部とを備え、前記バッファ制御部
が、前記ＲＡＫＥ受信部より得られる各パス毎の逆拡散
処理のタイミング情報に基づいて、前記各バッファの出
力間の位相ずれが生じないように前記読み出しアドレス
を指定することを特徴とするＣＤＭＡ方式通信機。
【請求項２】前記バッファ制御部が、各パスの対応す
る受信シンボルを前記各バッファに書き込むために、前
記書き込みアドレスとして同一の相対アドレスを指定
し、前記各バッファから各パスの対応する受信シンボル
を読み出すために、前記読み出しアドレスとして、各パ
スの対応する受信シンボルが既に書き込まれている同一
の相対アドレスを指定することを特徴とする請求項１に
記載のＣＤＭＡ方式通信機。
【請求項３】前記バッファのそれぞれが、先入れ先出
しバッファ（ＦＩＦＯ）から成り、前記バッファ制御部
が、前記ＲＡＫＥ受信部の各パスの出力タイミング（du
mp clock）毎に増分し、その最大値が前記ＦＩＦＯの最
大格納受信シンボル数に等しい複数の第１のカウンタ
と、前記受信シンボルの周期で基準クロックを出力する
基準クロック発生部と、前記ＦＩＦＯの読み出し相対ア
ドレスを指定し、その最大値が前記ＦＩＦＯの最大格納
受信シンボル数に等しい第２のカウンタとを具備し、前
記基準クロック毎に、前記第１のカウンタの出力値を書
き込みアドレスに指定して前記各ＦＩＦＯに前記各パス
の受信シンボルを格納し、前記各ＦＩＦＯの相対読み出
しアドレスを、前記第２のカウンタの値によって全て同
一に指定することを特徴とする請求項１または２に記載
のＣＤＭＡ方式通信機。
【請求項４】前記バッファ制御部が、前記複数の第１
のカウンタのカウンタ値の中から最早パスに対応するカ
ウンタ値を選択して出力するスイッチと、前記スイッチ
から出力されたカウンタ値を前記基準クロックの一周期
分遅延する遅延器と、前記スイッチから出力されたカウ
ンタ値と前記遅廷器の出力との差分を求める差分器と、
その差分器の出力より、前記ＦＩＦＯの出力時の出力シ
ンボル数を算出するＦＩＦＯ出力シボル数算出部とを具
備し、前記第２のカウンタの値を前記ＦＩＦＯ出力シボ
ル数算出部が算出した値によって増分することを特徴と
する請求項３に記載のＣＤＭＡ方式通信機。
【請求項５】マルチパスを通じて受信した信号を逆拡
散処理して各パス毎の受信シンボルを出力するＲＡＫＥ
受信部と、各パスの受信シンボルを合成するシンボル合
成部と、合成されたシンボルを復号する直交変調復号部
とを備えるＣＤＭＡ方式通信機において、前記直交変調復号部が、複数の直交符号を発生する直交符号発生器と、発生された前記直交符号と合成された前記シンボルとの
相関値を算出する相関値算出部と、前記相関値を閾値と比較し、前記相関値が閾値を超える
ときの前記直交符号に基づいて前記シンボルを復号する
復号手段とを具備することを特徴とするＣＤＭＡ方式通
信機。
【請求項６】前記相関値算出部が、前記直交符号と合
成された前記シンボルとを乗算する乗算器と、前記乗算
器の出力を前記直交符号の周期で積分する積分器とから
成り、前記復号手段が、前記積分器の出力を、適応的に
設定される閾値と比較して、閾値以上の積分値が得られ
た直交符号の符号系列に対応するシンボルパターンを復
号データとすることを特徴とする請求項５に記載のＣＤ
ＭＡ方式通信機。
【請求項７】前記直交変調復号部が、前記復号データ
の誤り検出及び訂正を行なう誤り訂正・検出部での誤り
検出結果に基づいて、前記閾値を更新することを特徴と
する請求項５または６に記載のＣＤＭＡ方式通信機。
【請求項８】前記直交変調復号部が、前記閾値の更新
タイミングを算出するカウンタを具備し、前記誤り訂正
・検出部で誤りが検出されると前記閾値を増分して前記
カウンタの値をクリアし、前記誤り訂正・検出部で誤り
が検出されないと前記カウンタの値を増分し、そのカウ
ンタの値が設定値と一致すると、前記閾値を減分して前
記カウンタの値をクリアすることを特徴とする請求項７
に記載のＣＤＭＡ方式通信機。