JP2001007734A - Ｃｄｍａ通信システムのコード同期取得方法及びその装置 - Google Patents

Ｃｄｍａ通信システムのコード同期取得方法及びその装置

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Abstract

(57)【要約】 【課題】 CDMA信号を受信する受信システムにおける初
期コード同期を取得する方法及び装置を提供する。 【解決手段】 CDMA通信システムの受信器の拡散コード
同期取得方法が並列複素相関器１１、並列複素累積器１
２、並列エネルギ検出器１３、適応比率判定器１４、PN
コード発生制御器１６及び並列複素PNコード発生器１７
を含んで構成され、N個のPNコード周期間に複素デジタ
ル信号の相対的なコード位相をN個変更させ、次のK個の
PNコード周期間で毎周期入力される複素デジタル信号に
対応してシフトしながらN個の並列複素拡散コードを生
成し、この並列複素拡散コードと前記複素デジタル信号
との相関関係を各成分別にK個累積して各成分別エネル
ギ値を求め、更に最大エネルギ値と平均エネルギ値との
比率値を求めて所定の判定臨界値と比べてコード位相の
適正を判定する。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は符号分割多重接続(C
ode Division Multiple Access:以下CDMAと称する)変調
方式を使用する信号伝送システムに係り、特にCDMA伝送
システムの受信器で拡散コードの同期を合せる過程中初
期同期取得方法及びその装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】CDMAは伝送するデータビットを拡散コー
ドに変調して伝送チャンネルを形成する通信方式であっ
て、複数個の拡散コードを使用して同時に複数個の伝送
チャンネルを形成する帯域拡散デジタル通信方式であ
る。拡散コードはデータビット率(data bit rate)より
極めて高いチップ率(chip rate)で動作して伝送するデ
ータを帯域拡散するコードである。拡散コードの自己相
関(auto correlation)特性と相互相関(cross correlati
on)特性を用いて複数のチャンネル信号を多重化できる
が、これは一般に[+１、-１]値を持ちながら相互直交(o
rthogonal)または準直交(quasi-orthogonal)する性質を
有する擬似雑音(Pseudo Noise:以下PNと称する)コード
を拡散コードとして使用することによる。
【０００３】CDMAにおいてPNコード同期の主な機能は受
信信号を復調するために受信信号を逆拡散することであ
る。受信信号は本質的に２種のデジタル信号で構成され
ている。最初の信号は符号化された音声信号のような情
報信号である。二番目の信号はPNコード発生器によって
発生されたPNコードであって情報信号より余程高いビッ
ト率を有している。
【０００４】受信端では局部PN発生器によって発生する
PNコードを使用して受信信号を逆拡散し、このPNコード
と受信信号に含まれたPNコード成分との同期を合せる過
程を行う。従って、受信信号からPNコード成分を除去
し、PNコード成分が除去された受信信号をシンボル周期
の間に積分することによって元の情報信号を理想的に得
ることができるようになる。
【０００５】通常、コード同期過程は次のような２段階
で行われる。即ち、第１段階は、コード同期取得段階と
称し、受信信号に含まれたPNコード位相と局部的に発生
するPNコード位相を１コードチップ周期以内に整列する
ことである。第２段階は、コード位相追跡段階と称し、
位相同期ループ(Phase Locked Loop:以下PLLと称する)
を以って継続的に２つのPNコード位相を正確な位置に整
列することである。
【０００６】本発明は前記２段階のうち初期コード同期
取得過程に焦点を合わせたものである。初期コード同期
取得はCDMAシステムにおいて最も重要な過程中の一つで
ある。初期コード同期取得の重要性のため、最近まで多
様な形態の探索方式と判定方式を使用した初期コード同
期取得のための方式が提案されてきた。提案される初期
コード同期取得方式は探索方式によって大きく次のよう
な２種に分類されうる。
【０００７】第１の分類としては、並列探索(Parallel
Search)方式が挙げられる。これは受信信号と局部的に
発生されるPNコードの全ての可能なコード位相を同時に
並列に相関させて各コード位相に対する同期の成否を並
列に判定する方式であって、コード同期取得時間を短縮
しうるという長所があるが、ハードウェアが複雑になる
という短所も有する。
【０００８】第２の分類としては、直列探索(Serial Se
arch)方式が挙げられる。この方式は、先に受信信号と
局部的に発生するPNコードとを相関させて求めた相関値
を特定臨界値と比較して両信号の同期が一致するかを判
定する。もし、同期が一致すると判定されればコード位
相追跡過程が始まり、同期が一致しないと判定されれば
受信器の内部から発生されるPNコード位相を変えて上記
の過程を再実行する。このように同期が一致するまでに
発生可能な全てのPNコード位相に対して探索を行う。ハ
ードウェア面では相対的に前記並列探索方式に比べて簡
単であるが、同期取得時間が長くなる短所がある。
【０００９】コード同期取得過程の取得時間と探索した
同期の正確度は、CDMA受信器の性能を決定する主な要因
となる。一般に初期コード同期取得過程はCDMAシステム
で行われるべき過程のうち最も難しい過程の１つである
が、その原因は低い信号対雑音比(Signal-to-Noise Rat
io:以下SNRと称する)、ドップラ(Doppler)影響、そして
フェーディング(fading)環境のような劣悪なチャンネル
環境のためである。このような歪曲要素のうち本発明で
主に関心を有することはドップラ影響によるチャンネル
変化である。
【００１０】無線移動チャンネル環境で、受信器の移
動、周辺の事物の相対的な移動時発生するドップラ影響
は経時的にチャンネル電力及びチャンネル位相の変化を
招き、その変化量は移動体の速度に比例することにな
る。チャンネル電力変化により受信信号の大きさが変わ
ると、受信信号と局部PNコードとの相関エネルギ値が変
わる。
【００１１】従って、従来のように直列探索方式を使用
する場合は各局部PNコード位相を探索する度に受信信号
の大きさが異なるため、同一な環境でコード位相を探索
できない。もし、探索中の局部PNコード位相が正確なコ
ード位相であると仮定すれば、相関エネルギ値は以前の
局部PNコード位相に対する相関エネルギ値に比べて相当
大きい(理論的にはプロセッシングゲイン倍だけ大き
い)。
【００１２】しかし、チャンネル電力変化によって現在
のチャンネル電力が以前のチャンネル電力に比べて相当
小さいと、探索中のコード位相が正確なコード位相であ
っても受信信号が小さ過ぎて相関エネルギ値も非常に小
さくなる。最悪の場合を考慮すれば、以前の正確でない
コード位相の相関エネルギとほぼ同じか、むしろ小さな
場合も発生しうる。
【００１３】このような状況では固定形臨界値(Fixed T
hreshold)を使用してコード同期の成否を判定する場合
はいうまでもなく、適応型臨界値(Adaptive Threshold)
を使用するとしても正しいコード同期を取得しにくくな
る。適応型臨界値を使用したコード同期取得方式はチャ
ンネル電力変化を計算し続けてその度に判定臨界値を適
応的に求める方式であるが、チャンネル電力変化を計算
する速度面で実時間的に処理しにくいために、適応的に
求めた臨界値を適宜に用いて判定することは難しい。ま
た、現実的に現在の無線移動チャンネル環境のようにSN
Rの悪い状況下ではチャンネル電力変化を求めにくいた
めに、適応的に求めた判定臨界値も正しい値と認められ
ない。
【００１４】固定型臨界値を使用する従来の直列探索方
式の例としては、「発明の名称：Method And Apparatus
For Performing Search Acquisition In a CDMA Commu
nications System（訳：CDMA通信方式において探索を行
うための方法および装置、米国特許番号：５,６４４,５
９１、登録日時：１９９７年７月１日、出願人：Qualco
mm社）」が挙げられる。そして、適応型臨界値を使用し
た従来の直列探索方式の例としては、「発明の名称：Se
rial Search Acquisition System With Adaptive Thres
hold and Optimal Decision for Spread Spectrum Syst
ems（訳：拡張スペクトルシステムのための適応型臨界
値および光学的手法を用いた探索方式）米国特許番号：
５,６４２,３７７、登録日時：１９９７年６月２４日、
出願人：Nokia Mobile Phones社」が挙げられる。
【００１５】従来の直列探索方式から発生する問題点は
従来の並列探索方式を使用する場合にも同様に発生す
る。即ち、従来の並列探索方式は複数のコード位相に対
する相関エネルギを同時に求める点を以外に、判定方法
は直列探索方式と同一なので、前記チャンネル電力変化
による問題点を解決しにくい。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】本発明は前記問題点を
解決するために案出されたものであって、無線移動チャ
ンネルを伝送媒体とし、CDMA方式による信号を受信する
受信装置で、拡散コードの同期を合せる過程中、初期同
期コード取得過程でCDMA受信信号に含まれた歪曲の影響
を受けず、CDMA受信信号の電力変化により発生する誤謬
検出(false alarm)確率及び誤探知(miss detect)確率を
大幅に減らすことによって安定で、全体的に初期コード
同期取得時間を短縮しうるCDMA伝送システムの初期同期
コード取得方法及びその装置を提供することをその目的
とする。
【００１７】
【課題を解決するための手段】前記目的を達成するため
に、本発明に係る無線移動チャンネル環境のCDMA通信シ
ステムの受信器において、CDMA変調された信号を受信し
てアナログダウンコンバートして複素デジタル信号にサ
ンプリングした後、初期の拡散コード同期を取得する方
法の一実施例は、(a)サンプリングされた複素デジタル
信号と前記受信器の内部から生成されたN個の並列複素
拡散コードとの相関関係を求めるためにN個の並列複素
相関を行う段階と、(b)連続的に生成されたK個の並列複
素相関結果値を並列に累積する段階と、(c) K個の並列
複素相関結果値の累積された結果に対し、各成分別エネ
ルギ値を並列に求める段階と、(d)各成分別エネルギ値
から最大エネルギ値と平均エネルギ値との比率値を求
め、その比率を所定の判定臨界値と比べ、前記比率値が
前記判定臨界値より大きいか同一であれば前記最大エネ
ルギ値に該当するコード位相が正しいと判定してコード
同期取得過程を終了し、前記比率値が前記判定臨界値よ
り小さければ前記最大エネルギ値に該当するコード位相
が正しくないと判定する段階とを含むことを特徴とす
る。
【００１８】前記目的を達成するために、本発明に係る
無線移動チャンネル環境のCDMA通信システムの受信器に
おいて、CDMA変調された信号を受信してアナログダウン
コンバートして複素デジタル信号にサンプリングした
後、初期の拡散コード同期を取得する方法の他の実施例
は、(e)前記(d)段階で前記N個の並列複素拡散コードの
コード位相内に正しいコード位相がないと判定したと
き、前記N個の並列複素拡散コードの次のN個のコード位
相を有するN個の並列複素拡散コードを発生して前記(a)
段階の以下を繰り返す段階をさらに含むことを特徴とす
る。
【００１９】前記他の目的を達成するために、本発明に
係る無線移動チャンネル環境のCDMA通信システムの受信
器において、CDMA変調された信号を受信してアナログダ
ウンコンバートして複素デジタル信号にサンプリングし
た後、初期の拡散コード同期を取得する装置の一実施例
は、サンプリングされた複素デジタル信号と前記受信器
の内部から生成されたN個の並列複素拡散コードとの相
関関係を求めるためにN個の並列複素相関結果値を生成
する並列複素相関器と、N個の各成分別に、連続して生
成されたK個の並列複素相関結果値を並列に累積する並
列複素累積器と、N個の各成分別に、K個累積された並列
複素相関結果値のエネルギ値を並列に求める並列エネル
ギ検出器と、N個の各成分別エネルギ値から最大エネル
ギ値と平均エネルギ値の比率値を求め、その比率を所定
の判定臨界値と比べ、前記比率値が前記判定臨界値より
大きいか同一であれば前記最大エネルギ値に該当するコ
ード位相が正しいと判定して検索終了信号を生成する適
応比率判定器とを含むことを特徴とする。
【００２０】前記他の目的を達成するために、本発明に
係る無線移動チャンネル環境のCDMA通信システムの受信
器において、CDMA変調された信号を受信してアナログダ
ウンコンバートして複素デジタル信号にサンプリングし
た後、初期の拡散コード同期を取得する装置の他の実施
例において、前記適応比率判定器は前記N個の並列複素
拡散コードのコード位相内に正しいコード位相がないと
判定したときに検索制御信号を生成し、前記検索制御信
号の制御により連続的なK個のPNコード周期と連続的なN
個のPNコード周期毎に各々シフトイネーブルまたはホー
ルドイネーブル状態を示すPNコード制御信号を生成する
PNコード発生制御器と、前記PNコード制御信号により前
記N個の並列複素拡散コードを発生する並列複素PNコー
ド発生器とをさらに含むことを特徴とする。
【００２１】
【発明の実施の形態】以下、添付した図面に基づき本発
明を詳しく説明する。図１は、本発明に係るCDMA受信装
置におけるコード位相取得装置の一実施例を示す図であ
り、並列複素相関器１１、並列複素累積器１２、並列エ
ネルギ検出器１３、適応比率判定器１４、PNコード発生
制御器１６及び並列複素PNコード発生器１７を含んで構
成される。
【００２２】並列複素相関器１１は入力されるdkデータ
サンプル信号１０１と内部から発生されるN個の並列複
素PNコードで構成されたckベクトル信号１０５との複素
相関(complex correlation)を並列に行う。並列複素累
積器１２は並列複素相関器１１の出力のrkベクトル信号
１０２の各成分別にK個の連続するサンプルに対する相
関値を累積する。並列エネルギ検出器１３は複素信号の
並列複素累積器１２の出力skベクトル信号１０３に対し
て各複素成分別エネルギを求める。
【００２３】適応比率判定器１４は並列エネルギ検出器
１３の出力のekベクトル信号１０４と判定臨界値VTH１
１１を入力とし、ekベクトル信号１０４の統計的特性を
用いてコード同期の成否を判定する。PNコード発生制御
器１６は適応比率判定器１４の出力信号のうちSEARCH F
LAG信号１０７を用いて並列複素PNコード発生器１７の
動作を制御する。並列複素PNコード発生器１７はPNコー
ド発生制御器１６の出力信号のPN CNTL信号１０８の制
御によって、N個のコード位相を有する並列複素PNコー
ドのckベクトル信号１０５を発生する。
【００２４】図２は、図１に示された本発明に係るCDMA
受信装置におけるコード位相取得装置の一実施例を示す
図であり、前記CDMA受信装置の構成要素のうち適応比率
判定器１４は、最大信号検出器２１、加算器２２、減算
器２３、第１除算器２４、第２除算器２５、判定器２６
及び判定状態タイミング信号発生部２７を具備してな
る。
【００２５】最大信号検出器２１はekベクトル信号１０
４のN個の各エネルギ成分のうち最大エネルギ値(Emax)
を検出する。加算器２２はekベクトル信号１０４のN個
の各エネルギ成分を全て加算する。減算器２３は加算器
２２の出力信号のEsum２０２から最大信号検出器２１の
出力信号のEmax２０１を減算し、第１除算器２４は減算
器２３の出力信号２０３を(N-１)で割って平均エネルギ
値のEmean２０４を生成する。
【００２６】第２除算器２５は最大信号検出器２１の出
力信号のEmax２０１を第１除算器２４の出力のEmean２
０４で割る。判定器２６は第２除算器２５の出力が所定
の判定臨界値VTH１１１より大きいか、小さいかを判定
する。判定状態タイミング信号発生部２７は判定器２６
の出力の判定値２０６からSEARCH FLAG信号１０７、SEA
RCH DONE信号１１０を生成する。
【００２７】図４は、図１に示された本発明に係るCDMA
受信装置におけるコード位相取得装置の一実施例を示す
図であり、前記CDMA受信装置の構成要素のうちPNコード
発生制御器１６は、SEARCH FLAG信号１０７によりリセ
ットされるカウンター４１、カウンター４１の出力値が
(N-１)と一致するかを比較し、その結果をPN CNTL信号
１０８に出力する比較器４２及びPN CNTL信号１０８を
反転させてカウンター４１のカウントホールド動作制御
のための制御信号を出力するインバータ４３を具備して
なる。
【００２８】以下、本発明の動作原理を添付した図面に
基づいて詳しく説明する。図１によれば、入力されるdk
信号１０１はCDMA受信信号であって、アンテナを通して
受信されIF(Intermediate Frequency)信号にダウンコン
バート(down-conversion)された後、再び基底帯域信号
に復調されてアナログ/デジタル変換器(A/Dconverter、
図示せず)によりサンプリングされた信号であって、I成
分(In Phase)とQ成分(Quadrature Phase)との存する複
素信号である。即ち、入力されるdk信号は、下記式
（１）で表される。
【００２９】
【数１】
【００３０】前記式（１）中、dk信号１０１はCDMA伝送
システムにおいて無線移動チャンネルを経た信号であ
る。その無線移動チャンネルは複素チャンネルであって
下記式（２）のようにモデリングされる。
【００３１】
【数２】
【００３２】前記式（２）中、A(t)は経時的に変わるチ
ャンネルの大きさを示し、その変化分布はレイリー(Ray
leigh)分布を有する。qは複素チャンネルの位相成分で
あって(０、２π)範囲で均等(Uniform)分布を有する。
【００３３】dk信号１０１は並列複素相関器１１に入力
される。並列複素相関器１１のさらに他の入力信号は並
列複素PNコード発生器１７から出力されるck１０５であ
る。ck１０５は、下記式（３）で表されるようにN個の
複素PNコードよりなるベクトル信号である。
【００３４】
【数３】
【００３５】前記式（３）中、Tはベクトル転置(vector
transpose)を示す。なお、各成分は共役複素信号(Comp
lex Conjugate)である。即ち、各成分は下記式（４）で
表される。
【００３６】
【数４】
【００３７】並列複素相関器１１はdk信号１０１とckベ
クトル信号１０５のそれぞれの成分の複素相関を並列に
行って、その結果をrkベクトル信号１０２に出力する。
即ち、rkは下記式（５）で表される。
【００３８】
【数５】
【００３９】前記式（５）中、rkベクトル信号１０２は
N個の成分で構成されており、それぞれの成分は複素信
号であって、dk信号１０１とckベクトル信号１０５の各
成分との複素相関結果である。即ち、rkは下記式（６）
で表される。
【００４０】
【数６】
【００４１】そして、rkベクトル信号１０２は並列複素
累積器１２に入力され、各成分毎に別に、そしてI成分
とQ成分とが別にそれぞれの累積器でK個ずつ累積され、
skベクトル信号１０３に出力される。skベクトル信号１
０３はN個の成分からなっており、それぞれの成分は複
素信号である。この関係は下記式（７）または式（８）
で表される。
【００４２】
【数７】
【００４３】
【数８】
【００４４】並列エネルギ検出器１３は並列複素累積器
１２の出力信号のskベクトル信号１０３を入力とし、各
成分のエネルギを並列に計算してekベクトル信号１０４
に出力する。ekベクトル信号１０４はN個の成分で構成
されており、各成分はskベクトル信号１０３の各成分の
エネルギ値であり、実数である。この関係は下記式
（９）または式（１０）のように表される。
【００４５】
【数９】
【００４６】
【数１０】
【００４７】適応比率判定器１４の内部動作は次の通り
である。ekベクトル信号１０４を入力としてN個のエネ
ルギ成分のうち最大エネルギ値Emaxを求め、最大エネル
ギ値を除いた残り(N-１)個の成分の平均値Emeanを求め
る。次いで、その両値の比率と他の入力信号の判定臨界
値VTH１１１と比較することによって、最大エネルギ値
に該当するコード位相が正しいコード位相なのかを判定
してSEARCH#FLAG信号１０７とMAX#PHASE信号１０９を出
力する。ここで用いられるクロック信号はその周期が一
つのPNコードチップ周期と同一なCHIP#CLK信号(図示せ
ず)である。
【００４８】MAX#PHASE信号１０９は現在のekベクトル
信号１０４から求めた最大エネルギ値に該当するコード
位相である。そして、SEARCH#FLAG信号１０７は現在のe
kベクトル信号１０４から求めた最大エネルギ値Emaxが
判定臨界値VTH１１１より大きければ１となり、小さけ
れば０となる信号であって、PNコード発生制御器１６に
入力される。他の出力信号のSEARCH#DONE信号１１０は
コード同期取得過程から正しいコード位相を探したとき
にコード同期取得過程が完了したことを示す状態信号で
あって、正しいコード位相を探せば１となり、そうでな
ければ０となる信号である。
【００４９】PNコード発生制御器１６は入力されるSEAR
CH#FLAG信号１０７の値に応じてPN#CNTL信号１０８を出
力して並列PNコード発生器１７の動作を制御する。PNコ
ード発生制御器１６はN個のコード位相に対するコード
同期探索を完了した後、正しいコード位相を探せなかっ
たとき、連続する次のN個のコード位相を並列複素PNコ
ード発生器１７から効率よく発生させるためのものであ
る。ここで、N個のコード位相を下記（１１）のように
表す。
【００５０】
【数１１】
【００５１】このとき、その次のN個のコード位相は下
記（１２）のように表すことができる。
【００５２】
【数１２】
【００５３】従って、現在のN個のコード位相に対する
同期探索が完了された後、PNコード発生制御器１６はN
個のPNコード周期の間並列複素PNコード発生器１７の動
作をホールドすることによって後続N個の位相を有する
複素PNコードを発生可能にする。
【００５４】並列複素PNコード発生器１７はPN CNTL信
号１０８の制御により複素PNコード信号のckベクトル信
号１０５を発生する。ckベクトル信号１０５は数学式３
のように連続するN個の位相を有する複素コードで構成
されており、並列複素相関器１１に入力される。
【００５５】図２によれば、図１に示された適応比率判
定器１４の細部的な動作過程は次の通りである。入力さ
れるekベクトル信号１０４は最大信号検出器２１に入力
される。最大信号検出器２１ではekベクトル信号１０４
のN個の成分のうち最大エネルギ値を探してそのエネル
ギ値を最大値Emax２０１に出力し、同時にそのエネルギ
値に該当するコード位相のインデックスをMAX PHASE信
号１０９として出力する。この関係は下記式（１３）で
表される。
【００５６】
【数１３】 ここで、MAX PHASE=Emaxのインデックスとする。
【００５７】ekベクトル信号１０４は加算器２２にも入
力される。加算器２２ではekベクトル信号１０４のN個
の成分を全て合算してその結果のEsum２０２を出力す
る。減算器２３は加算器２２の出力信号のEsum２０２か
ら最大エネルギ値Emax２０１を減算する。
【００５８】第１除算器２４は減算器２３により減算し
た結果値２０３を(N-１)で割って平均エネルギ値Emean
２０４に出力する。他の除算器の第２除算器２５は最大
エネルギ値Emax２０１を平均エネルギ値Emean２０４で
割ってその結果値を適応比率R信号２０５に出力する。
【００５９】判定器２６は入力信号の適応比率R信号２
０５及び他の入力信号の臨界判定値V TH１１１を比較し
て判定値２０６を出力する。判定値２０６は適応比率R
信号２０５が臨界判定値VTH１１１より大きいか同一で
あれば１となり、小さければ０となる。即ち、R≧VTHな
らば判定値=１、R＜VTHならば判定値=０となる。
【００６０】判定状態タイミング信号発生部２７は判定
値２０６を入力とし、複素PNコード発生を制御するため
のSEARCH FLAG信号１０７とコード同期取得過程の終否
を示すSEARCH DONE信号１１０を出力する。SEARCH FLAG
信号１０７はK個のサンプル信号に対する相関値を累積
する区間では常に１を保ち、コード同期の成否を判定し
た結果によって、１つのPNコード周期の間にその値が変
わる。即ち、正しいコード位相と判定される場合は１の
状態を保ち、そうでない場合は１つのPNコード周期の間
に０となる。前記SEARCH DONE信号１１０はコード同期
を取得できなかったときには０となり、コード同期が取
得されたと判定されると１となってコード同期取得過程
を終了することにする。
【００６１】図３は図２の最大信号検出器２１の細部構
成を例示した図面である。図３において、N個の入力信
号のek(１０４.０)乃至ek-N+1 (１０４.N-１)は図１の
並列エネルギ検出器１３の出力信号のekベクトル信号１
０４の各成分を示す。第１段階では連続する２つの信号
ずつ一対に束ねて各々比較出力器１.１乃至３１.N/２に
入力する。図３に示されているように、入力信号ek(１
０４.０)とek-1(１０４.１)は比較出力器３１.１に入力
され、ek-N+2(１４.N-２)とek-N+1(１０４.N-１)は比較
出力器３１.N/２に入力される。第２段階では連続する
２つの第１段階の比較出力器の出力信号を対にして後続
段階の比較出力器３２.１乃至３２.N/４に入力する。こ
のように徐々に段階を増加させることによって比較対象
の数を減らせ、最後の段階のlog2 N番目の段階では１つ
の比較出力器３３のみが必要となる。この最後の比較出
力器３３はその前段階から繰越された２つの信号を比較
して最終的に最大エネルギ値Emax２０１を得ることにな
る。
【００６２】比較出力器の詳細な構成を説明するために
複数個の比較出力器のうち比較出力器３１.１について
説明する。残り比較出力器の構成も部材番号３１.１の
比較出力器の構成と同一である。比較出力器３１.１内
の比較器３１.１.１は２つの入力信号１０４.０、１０
４.１を各々比較器３１.１.１のA端子とB端子に入力さ
れ、比較結果値３０１を出力する。比較結果値３０１は
A端子入力信号がB端子入力信号より大きいか同一であれ
ば１となり、小さければ０となる。選択器３１.１.２は
ek １０４.０信号をL端子に入力され、ek-1 １０４.N-
１信号をH端子に入力され、S端子に入力される比較器３
１.１.１の比較結果値３０１によりOUT端子３０２に選
択的に出力する。即ち、S端子に入力される比較結果値
３０１が１ならH端子入力信号１０４.１をOUT端子３０
２に出力し、０ならL端子入力信号１０４.０をOUT端子
３０２に出力する。
【００６３】図４は、図１に示されたPNコード発生制御
器１６の細部的な動作過程を示す図である。即ち、カウ
ンター４１のクリア端子に入力されるSEARCH FLAG信号
１０７は図１の適応比率判定器１４から出力される信号
である。クリア端子はローアクティブ端子であって、０
が入力されるとカウンター４１の出力値１４１を０にリ
セットさせる。カウンター４１はクリア端子の信号が１
となるときのみPNコード周期毎に１回ずつカウント出力
値１４１を増加させる。比較器４２はカウント出力値１
４１が(N-１)値１４２と一致するか否かを比較し続け、
一致しないときは０を発生し、一致する場合は１を発生
してPN CNTL信号１０８として外部に出力する。また、P
N CNTL信号１０８はインバータ４３により反転されてカ
ウンター４１のホールド(HOLD)端子に入力される。ホー
ルド端子はローアクティブ端子であって、０が入力され
ればカウント出力値１４１を保ちながらこれ以上増加さ
せず、１が入力されればカウント出力値１４１を増加さ
せる。図６は入力されるSEARCHFLAG信号１０７と出力さ
れるPN CNTL信号１０８とのタイミング関係を示す。
【００６４】図５は、図１に示された並列複素PNコード
発生器１７の細部的な動作過程を示す図である。ここで
はIn-phase PNコード発生のみを示した。Quadrature PN
コード発生は生成多項式のみ違って構成及び動作におい
てはIn-phase PNコード発生の場合と同一である。生成
多項式G(x)の差数はr差と仮定した。従って、生成多項
式G(x)は下記式（１４）で表される。
【００６５】
【数１４】
【００６６】前記式（１４）中、gr-1、g r-2、…、g 1
は生成多項式G(n)の係数であり、[１、０]値を有する。
gr、g0は常に１となる。線形フィードバックシフトレジ
スタ部部(Linear Feedback Shift Register:以下、LFSR
と称する)５１のD型フリップフロップ５２.r乃至５２.
１のうちr-１個のD型フリップフロップ５２.r乃至５２.
２の初期値は０に設定し、残り１個のD型フリップフロ
ップ５２.１は１に設定する。ここでの初期値は通常の
値に過ぎず、必要に応じて他の値を設定することもでき
る。生成多項式の係数はゲート５３.r-１乃至５３.１の
動作を制御する。ゲート５３.１の場合を例とすれば、
前記生成多項式の係数g 1値が１ならゲート５３.１は入
力をそのまま出力し、g 1値が０ならゲート５３.１は入
力に関係なく無条件０を出力する。
【００６７】シフトレジスター部５４はLFSR５１の出力
のck信号５０１を入力とし、図１のckベクトル信号１０
５を生成する。シフトレジスター部５４は(N-１)個のD
型フリップフロップ５４.１乃至５４.N-１で構成されて
おり、直/並列変換レジスターと類似した動作を行う。
【００６８】LFSR５１に入力されるPN CNTL信号１０８
はLFSR５１内部の全てのD型フリップフロップ５２.r乃
至５２.１のホールド端子に入力される。ホールド端子
はローアクティブ端子であって、０が入力されれば各D
型フリップフロップのシフト動作を止め、その状態を保
ち、１が入力されれば各D型フリップフロップがシフト
動作を行う。各D型フリップフロップに供給されるクロ
ックはPNコードチップクロックである。従って、K個のP
Nコード周期の間はLFSR５１により連続するPNコード信
号５０１が発生し続け、シフトレジスター部５４内部の
各D型フリップフロップ５４.１乃至５４.N-１の継続的
なシフト動作によって連続的に進行するベクトル信号１
０５を生成する。それから、PN CNTL信号１０８がN個の
PNコード周期の間０になるとLFSR５１の各D型フリップ
フロップ５２.r乃至５２.１のシフト動作が止まり、以
前の状態値をそのまま保つことになり、保ち期間はN個
のPNコード周期の間となる。同時に、シフトレジスター
部５４の各D型フリップフロップ５４.１〜５４.N-１も
同様にシフト動作が止まり、以前の値をN個のPNコード
周期の間にそのまま保つことになるので、ベクトル信号
１０５の値もN個のPNコード周期の間にそのまま保つこ
とになる。
【００６９】PN CNTL信号１０８はシフトレジスター部
５４にも入力され、内部の全てのD型フリップフロップ
５４.１乃至５４.N-１のホールド端子に入力される。PN
CNTL信号１０８によるシフトレジスター部５４動作制
御過程はLFSR５１におけるPN CNTL信号１０８による動
作制御過程と同一である。
【００７０】このようにシフトとホールド動作とを交互
に行うことによって、PNコードの位相を所望の位置で変
更可能になる。即ち、先にN個のコード位相を同時に探
索するためにK個のPNコード周期の間に連続的に発生す
るckベクトル信号１０５と図１のdk信号１０１との並列
複素相関の結果を並列にK個累積する。その累積結果を
用いてコード同期の成否を判定した後、正しいコード同
期を探せなかったときにはその次のN個のコード位相を
有するckベクトル信号１０５を生成することになる。コ
ード位相はdk信号１０１のインデックスとPNコードイン
デックスとの相対的な比較値である。dk信号１０１はサ
ンプリングし続けて入力される信号なので、前述したよ
うにN個のPNコード周期の間にckベクトル信号１０５値
をホールドすることによってdk信号１０１とckベクトル
信号１０５との間の相対的なコード位相をN個のPNコー
ドだけ変更しうる。即ち、次のN個のコード位相を有す
るckベクトル信号１０５を生成可能になる。
【００７１】図７(A)及び図７(B)、図８(A)及び図８(B)
は本発明の効果を従来の探索方式と比べたものであっ
て、図７(A)は従来の直列探索方式による判定結果を、
図７(B)はチャンネル電力の変化がないときの従来の並
列探索方式による判定結果(N=４の場合)を、図８(A)は
チャンネル電力の変化時の従来の並列探索方式による判
定結果(N=４の場合)を、図８(B)はチャンネル電力の変
化時の本発明の適応比率判定方式による判定結果(N=４
の場合)を、各々図式的に示した図面である。
【００７２】本発明の性能を検証するために、コンピュ
ータシミュレーションを行った。無線移動チャンネルに
おいてドップラ周波数は８３Hzとし、並列探索の並列の
個数Nは１６とした。その結果を図９(A)及び図９(B)に
示す。
【００７３】図９(A)は探索する各コード位相における
相関エネルギを示したものであって、所望のコード位相
はx軸から３３番目である。しかし、図９(A)においてコ
ード位相９２で相関エネルギが最大で、コード位相が６
０以上の相関エネルギ値が以前のものより全体的に相当
大きいことが分かる。これはドップラ影響によるチャン
ネル電力変化によってこの部分のチャンネル電力が相対
的に前方のチャンネル電力より非常に大きいからであ
る。従って、既存の判定方式のように図９(A)に示され
た相関エネルギを単に特定の判定臨界値と比較して判定
するなら、正しいコード位相(コード位相３３)を探し出
すことができない。
【００７４】しかしながら、本発明では図９(A)に示さ
れた相関エネルギをN個(本実験ではN=１６)ずつ分け、
その中での統計的な特性を求めて判定するので正確なコ
ード位相が得られる。
【００７５】図９(B)は図９(A)からコード位相が１〜４
８の部分のみを拡大したものである。図９(B)によれ
ば、４８個のコード位相に対する結果を１６個の単位に
分け(なぜなら、N=１６なので)、各々をブロック１、ブ
ロック２、そしてブロック３と表現した。正確なコード
位相の３３はブロック３にある。図９(B)によれば、４
８個のコード位相のうち最大の相関エネルギはコード位
相が１０のときであるが、これが属しているブロック１
の平均エネルギも大きいために本発明の適応比率判定に
よってこのコード位相１０は正しいコード位相とは判定
されない。
【００７６】一方、正確なコード位相の３３が属してい
るブロック３の場合は、コード位相３３の相関エネルギ
は大きい反面、平均エネルギは非常に小さいために本発
明の適応比率判定によりコード位相３３を正しいコード
位相と判定しうる。
【００７７】
【表１】
【００７８】表１は図９(A)の１６個単位の各ブロック
の最大エネルギ、平均エネルギ及び適応比率Rを示した
ものである。表１に示す各ブロック毎の適応比率Rを用
いて所定の判定臨界値と比較することによりコード位相
を適切に判定しうる。
【００７９】
【発明の効果】本発明によれば、無線移動チャンネル環
境でCDMA方式を使用して信号を伝送するシステムにおけ
る初期コード同期取得過程で、無線移動チャンネルにお
いてチャンネル歪曲によるCDMA受信信号に含まれた歪曲
の影響をほとんど受けず安定的にコード位相の同期の成
否を判定しうる効果がある。
【００８０】本発明の他の効果は、初期コード同期取得
過程でCDMA受信信号の電力変化により発生するエラー検
出確率及び誤探知確率を大幅に減らすことによって、安
定したCDMA受信システムを具現化しうる。
【００８１】本発明のさらに他の効果は、初期コード同
期取得過程でCDMA受信信号の電力変化によって発生可能
なエラー検出確率及び誤探知確率を減らすことによっ
て、全体的に初期コード同期取得時間を大幅に短縮しう
る。
【００８２】具現的側面で得られる本発明の効果は、既
存のハードウェアの具現に適していた初期コード同期取
得装置を並列処理することによって、ソフトウェアによ
る効果的な具現を可能にし、また複数個のコード位相に
対する相関エネルギの特性及び分布を計算して臨界判定
値を求める方式なので、ソフトウェアによる演算機能の
効果を最大限に適用することができる。
【００８３】本発明の利用分野は、DS-CDMA(Direct Seq
uence CDMA)を使用する全ての信号伝送システムに適用
でき、特に現在のセルラーホン(Cellular Phone)、PCS
(Personal Communication System)などのシステムを始
め、今後のIMT-２０００のような第３世代移動通信機器
の受信システムにも適用しうる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の全体構成図である。
【図２】適応比率判定器の詳細構成を例示した図面であ
る。
【図３】最大信号検出器の詳細構成を例示した図面であ
る。
【図４】PNコード発生制御器の構成を例示した図面であ
る。
【図５】並列複素PNコード発生器の詳細構成を例示した
図面である。
【図６】制御信号のタイミング図である。
【図７】図７(A)及び図７(B)は、それぞれ従来の直列探
索方式による判定結果と、チャンネル電力の変化がない
ときの従来の並列探索方式による判定結果(N=４の場合)
を示した図面である。
【図８】図８(A)はチャンネル電力の変化時の従来の並
列探索方式による判定結果(N=４の場合)を示した図面で
あり、図８(B)は本発明の探索方式を示した図面であ
る。
【図９】図９(A)及び図９(B)は本発明の性能を検証する
ためのコンピュータシミュレーションの結果を示した図
面である。
【符号の説明】
１１ 並列複素相関器 １２ 並列複素累積器 １３ 並列エネルギ検出器 １４ 適応比率判定器 １６ PNコード発生制御器 １７ 並列複素PNコード発生器 ２１ 最大信号検出器 ２２ 加算器 ２３ 減算器 ２４ 第１除算器 ２５ 第２除算器 ２６ 判定器 ２７ 判定状態タイミング信号発生部 ek(１０４.０)〜ek-N+1 (１０４.N-１) 図１の並列エ
ネルギ検出器１３の出力信号のekベクトル信号１０４の
各成分 ３２.１〜３２.N/４ 比較出力器 ３３ 比較出力器 ２０１ 最大エネルギ値Emax ４１ カウンター １０７ SEARCH FLAG信号 １０８ PN CNTL信号 ４２ 比較器 ４３ PN CNTL信号１０８を反転させてカウンター４１
のカウントホールド動作制御のための制御信号を出力す
るインバータ

Claims (12)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 無線移動チャンネル環境のCDMA通信シス
    テムの受信器において、CDMA変調された信号を受信して
    アナログダウンコンバートして複素デジタル信号にサン
    プリングした後、初期の拡散コード同期を取得する方法
    であって、 (a)サンプリングされた複素デジタル信号と前記受信器
    の内部から生成されたN個の並列複素拡散コードとの相
    関関係を求めるためにN個の並列複素相関を行う段階
    と、 (b)連続的に生成されたK個の並列複素相関結果値を並列
    に累積する段階と、 (c)K個の並列複素相関結果値の累積された結果に対し、
    各成分別エネルギ値を並列に求める段階と、 (d)各成分別エネルギ値から最大エネルギ値と平均エネ
    ルギ値との比率値を求め、その比率を所定の判定臨界値
    と比べ、前記比率値が前記判定臨界値より大きいか同一
    であれば前記最大エネルギ値に該当するコード位相が正
    しいと判定してコード同期取得過程を終了し、前記比率
    値が前記判定臨界値より小さければ前記最大エネルギ値
    に該当するコード位相が正しくないと判定する段階とを
    含むことを特徴とするCDMA通信システムの受信器におけ
    る拡散コード同期取得方法。
  2. 【請求項２】 (e)前記(d)段階で前記N個の並列複素拡
    散コードのコード位相内に正しいコード位相がないと判
    定したとき、前記N個の並列複素拡散コードの次のN個の
    コード位相を有するN個の並列複素拡散コードを発生し
    て前記(a)段階の以下を繰り返す段階をさらに含むこと
    を特徴とする請求項１に記載のCDMA通信システムの受信
    器における拡散コード同期取得方法。
  3. 【請求項３】 N個のPNコード周期の間には並列複素拡
    散コードをそのまま保つことによって入力される複素デ
    ジタル信号と並列複素拡張コードとの相対的なコード位
    相をN個変更させ、次いでK個のPNコード周期の間には毎
    周期入力される複素デジタル信号に対応して並列複素拡
    張コードをシフトしながら生成することによって相対的
    なコード位相をそのまま保つことを特徴とする請求項２
    に記載のCDMA通信システムの受信器における拡散コード
    同期取得方法。
  4. 【請求項４】 前記最大エネルギ値は前記各成分別エネ
    ルギ値のうち最大エネルギ値とし、前記平均エネルギ値
    は前記最大エネルギ値を除外した(N-１)個のエネルギ値
    の平均値であることを特徴とする請求項１に記載のCDMA
    通信システムの受信器における拡散コード同期取得方
    法。
  5. 【請求項５】 前記平均エネルギ値は前記N個のエネル
    ギ値を全て加算した値から前記最大エネルギ値を減算し
    た後、その減算結果を(N-１)で割って求めることを特徴
    とする請求項４に記載のCDMA通信システムの受信器にお
    ける拡散コード同期取得方法。
  6. 【請求項６】 線移動チャンネル環境のCDMA通信システ
    ムの受信器において、CDMA変調された信号を受信してア
    ナログダウンコンバートして複素デジタル信号にサンプ
    リングした後、初期の拡散コード同期を取得する装置で
    あって、 サンプリングされた複素デジタル信号と前記受信器の内
    部から生成されたN個の並列複素拡散コードとの相関関
    係を求めるためにN個の並列複素相関結果値を生成する
    並列複素相関器と、 N個の各成分別に、連続して生成されたK個の並列複素相
    関結果値を並列に累積する並列複素累積器と、 N個の各成分別に、K個累積された並列複素相関結果値の
    エネルギ値を並列に求める並列エネルギ検出器と、 N個の各成分別エネルギ値から最大エネルギ値と平均エ
    ネルギ値の比率値を求め、その比率を所定の判定臨界値
    と比べ、前記比率値が前記判定臨界値より大きいか同一
    であれば前記最大エネルギ値に該当するコード位相が正
    しいと判定して検索終了信号を生成する適応比率判定器
    とを含むことを特徴とするCDMA通信システムの受信器に
    おける拡散コード同期取得装置。
  7. 【請求項７】 前記適応比率判定器は前記N個の並列複
    素拡散コードのコード位相内に正しいコード位相がない
    と判定したとき検索制御信号を生成し、 前記検索制御信号の制御により連続的なK個のPNコード
    周期と連続的なN個のPNコード周期毎に各々シフトイネ
    ーブルまたはホールドイネーブル状態を示すPNコード制
    御信号を生成するPNコード発生制御器と、 前記PNコード制御信号により前記N個の並列複素拡散コ
    ードを発生する並列複素PNコード発生器とをさらに含む
    ことを特徴とする請求項６に記載のCDMA通信システムの
    受信器における拡散コード同期取得装置。
  8. 【請求項８】 前記PNコード発生制御器は、 前記検索制御信号を入力とするクリア入力端子とホール
    ド入力端子とを具備し、０からN-１までカウンティング
    してその結果を出力するカウンターと、 前記カウンターの出力値をN-１と比較してその結果をPN
    コード制御信号として出力する比較器を具備し、 前記PNコード制御信号を前記カウンターのホールド入力
    端子に入力させることを特徴とする請求項７に記載のCD
    MA通信システムの受信器における拡散コード同期取得装
    置。
  9. 【請求項９】 前記並列複素PNコード発生器は、 複素拡散コードを生成する線形フィードバックシフトレ
    ジスタ部部と、 前記線形フィードバックシフトレジスタ部部から生成さ
    れた値を順次に貯蔵しながら、N個の位相を有する複素P
    Nコードを並列に発生するシフトレジスタ部を具備する
    ことを特徴とする請求項７に記載のCDMA通信システムの
    受信器における拡散コード同期取得装置。
  10. 【請求項１０】 前記並列複素PNコード発生器は、 前記PNコード発生制御器からのPNコード制御信号がシフ
    トイネーブルを示すときには前記線形フィードバックシ
    フトレジスタ部部から生成された値を前記シフトレジス
    タ部で順次にシフトしながら前記N個の並列複素拡散コ
    ードを生成し、前記PNコード発生制御器からのPNコード
    制御信号がホールドイネーブルを示すときには前記線形
    ピットバックシフトレジスタ部及び前記シフトレジスタ
    部におけるシフト動作をホールドさせることによって前
    記並列複素相関器に入力されるサンプリングされた複素
    デジタル信号との相対的なコード位相をN個移動させる
    ことを特徴とする請求項９に記載のCDMA通信システムの
    受信器における拡散コード同期取得装置。
  11. 【請求項１１】 前記適応比率判定器は、 前記N個の各成分別エネルギ値から最大エネルギ値を検
    出する最大信号検出器と、 前記N個の各成分別エネルギ値を全て加算する加算器
    と、 前記加算器の出力から前記最大エネルギ値を減算する減
    算器と、 前記減算器の出力をN-１で割って平均エネルギ値を求め
    る第１除算器と、 前記最大エネルギ値を前記平均エネルギ値で割って比率
    値を求める第２除算器と、 前記比率値と前記所定の判定臨界値と比較して判定値を
    生成する判定器と、 前記判定値によって前記検索終了信号及び前記検索制御
    信号を生成する判定状態タイミング発生部とを具備する
    ことを特徴とする請求項７に記載のCDMA通信システムの
    受信器における拡散コード同期取得装置。
  12. 【請求項１２】 前記最大信号検出器は、 入力された二つの信号を比較してその中大きな信号を出
    力する(log2 N)個の比較出力器を具備することを特徴と
    する請求項１１に記載のCDMA通信システムの受信器にお
    ける拡散コード同期取得装置。
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