DE60036461T2

DE60036461T2 - Verfahren und Vorrichtung zum Ausführen der Kodeerfassung in einem Kodemultiplexvielfachzugriff (CDMA) Kommunikationssystem

Info

Publication number: DE60036461T2
Application number: DE2000636461
Authority: DE
Inventors: Ji-yong Seocho-gu Chun; Hyoung-woon Kwonseon-gu Suwon-city Park
Original assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Current assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Priority date: 1999-05-25
Filing date: 2000-05-25
Publication date: 2008-06-19
Anticipated expiration: 2020-05-26
Also published as: CN1275844A; EP1158687A2; KR100513710B1; EP1158687B1; KR20000074722A; DE60036461D1; US6798758B1; CN1168241C; JP4350271B2; EP1158687A3; JP2001007734A

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft Signalübertragungssysteme unter Verwendung von Kodemultiplexvielfachzugriff(CDMA)-Modulationstechniken, und insbesondere ein Initialsynchronisationserfassungsverfahren in einem Prozess zum Erreichen einer Synchronisation von Diffusionskodes in einem Empfänger eines CDMA-Übertragungssystems und eine Vorrichtung dafür.
CDMA ist ein Kommunikationsverfahren zum Bilden eines Übertragungskanals durch Modulieren von zu übertragenden Datenbits in Diffusionskodes, das heißt, ein digitales Banddiffusions-Kommunikationsverfahren zum Bilden mehrerer Übertragungskanäle unter Verwendung mehrerer Diffusionskodes gleichzeitig. Ein Diffusionskode funktioniert mit einer Chiprate, die signifikant höher ist als eine Datenbitrate, so dass Banddiffusion zu übertragender Daten erfolgt. Es können mehrere Kanalsignale gemultiplext werden, wobei Autokorrelationscharakteristiken und die Kreuzkorrelationscharakteristiken der Diffusionskodes verwendet werden, da Pseudorausch(PN)-Kodes, die orthogonal oder quasiorthogonal zueinander sind, als Diffusionskode verwendet werden.
Die Hauptfunktion der PN-Kodesynchronisation bei CDMA ist eine Umkehrdiffusion eines empfangenen Signals, um es zu demodulieren. Das empfangene Signal besteht im Wesentlichen aus zwei Arten von digitalen Signalen. Eine Art von Signal ist ein Informationssignal, wie ein kodiertes Audiosignal, und die andere Art von Signal, die ein von einem PN-Kodegenerator erzeugter PN-Kode ist, ist eine Bitrate, die signifikant höher ist als das Informationssignal.
Ein Empfänger führt Umkehrdiffusion eines empfangenen Signals unter Verwendung von PN-Kodes durch, die von einem lokalen PN-Generator erzeugt sind, und synchronisiert den PN-Kode mit einer PN-Kodekomponente, die im empfangenen Signal enthalten ist. Die PN-Kodekomponente wird aus dem empfangenen Signal eliminiert und dann wird das empfangene Signal, aus dem die PN-Kodekomponente eliminiert wurde, für eine Symbolperiode integriert. Auf diese Weise kann ein ursprüngliches Informationssignal in idealer Weise erhalten werden.
Kodesynchronisation beinhaltet üblicherweise die folgenden beiden Schritte: (1) den ersten Kodesynchronisationserfassungsschritt zum Anordnen der Phase eines PN-Kodes, der in einem empfangenen Signal enthalten ist, mit der Phase eines lokal erzeugten PN-Kodes in einer Kodechipperiode und (2) den zweiten Kodephasenverfolgungsschritt zum Anordnen zweier PN-Kodephasen an akkuraten Positionen unter Verwendung eines phasengekoppelten Regelkreises Phase-Locked-Loop (PLL).
Die vorliegende Erfindung ist auf den ersten Schritt der Kodesynchronisationserfassung gerichtet. Der Kodesynchronisationserfassungsschritt ist in CDMA-Systemen von Bedeutung.
Wegen der Bedeutung der Kodesynchronisationserfassung, wurden bisher Techniken zur Kodesynchronisationserfassung unter Verwendung mehrerer Arten von Suchverfahren und Bestimmungsverfahren vorgeschlagen. Die vorgeschlagenen Kodesynchronisationserfassungstechniken können grob in die folgenden Arten von Techniken klassifiziert werden.
Die erste Art ist ein paralleles Suchverfahren, bei dem ein empfangenes Signal gleichzeitig mit allen möglichen Kodephasen eines lokal erzeugten PN-Kodes parallel korreliert wird, und es wird parallel bestimmt, ob das empfangene Signal mit jeder der Kodephasen synchronisiert ist.
Dieses Verfahren kann die Zeit zur Kodesynchronisationserfassung reduzieren, verkompliziert aber die Hardware.
Die zweite Art ist ein serielles Suchverfahren, bei dem eine Bestimmung darüber, ob ein empfangenes Signals mit einem lokal erzeugten PN-Kode synchronisiert ist, durch Vergleichen eines Korrelationswerts, der durch Korrelieren des empfangenen Signals mit dem lokal erzeugten PN-Kode ermittelt ist, mit einem spezifischen Schwellenwert vorgenommen wird. Wenn bestimmt ist, dass das empfangene Signal mit dem lokal erzeugten PN-Kode synchronisiert ist, startet ein Kodephasenverfolgungsprozess, und wenn etwas Anderes bestimmt ist, wird der oben beschriebene Bestimmungsprozess erneut durchgeführt, nachdem die Phase des intern erzeugten PN-Kodes verändert wurde. Wie oben beschrieben, wird die Suche in Bezug auf alle PN-Kodephasen durchgeführt, die erzeugt werden können. Diese Art von Verfahren kann bezüglich der Hardware im Vergleich zum parallelen Suchverfahren als einfach betrachtet werden, aber es verlängert die Synchronisationserfassungsdauer.
Die Dauer des Kodesynchronisationserfassungsprozesses und die Genauigkeit der Synchronisation sind bedeutende Faktoren, die die Leistungsfähigkeit von CDMA-Empfängern einschränken. Allgemein ist, wegen einer schwachen Kanalbedingung wie einem niedrigen Signal-Rausch-Verhältnis (SNR), Doppler-Effekten und Fading, der Kodesynchronisationserfassungsprozess unter den in CDMA-Systemen durchgeführten Prozessen sehr schwierig. Bei diesen Störfaktoren ist ein Kanalwechsel aufgrund des Doppler-Effekts das Hauptanliegen der vorliegenden Erfindung.
Bei einer drahtlosen Mobilkanalumgebung bewirkt der Doppler-Effekt, der auftritt, wenn sich ein Empfänger bewegt oder sich Randobjekte relativ bewegen, eine Veränderung in der Kanalstärke und Kanalphase im Verlauf der Zeit. Die Schwankungen sind proportional zur Geschwindigkeit des bewegten Körpers. Wenn die Amplitude eines empfangenen Signals mit der Veränderung der Kanalstärke schwankt, schwankt ein Korrelationsenergiewert zwischen einem empfangenen Signal und einem lokalen PN-Kode.
Dementsprechend können, wenn das serielle Suchverfahren wie im Stand der Technik angewendet wird, Kodephasen nicht in der gleichen Umgebung gesucht werden, da sich die Stärke eines empfangenen Signals jedes Mal verändert, wenn eine lokale PN-Kodephase gesucht wird. Wenn eine gerade gesuchte lokale PN-Kodephase eine akkurate Kodephase ist, kann ihr Korrelationsenergiewert signifikant größer sein als der der vorhergehenden lokalen PN-Kodephase (theoretisch größer als ein Vielfaches einer Prozessverstärkung).
Wenn jedoch, aufgrund einer Veränderung in der Kanalstärke, die derzeitige Kanalstärke signifikant geringer ist als die vorhergehende Kanalstärke, obwohl eine gerade gesuchte Kodephase eine akkurate Kodephase ist, ist auch ihr Korrelationsenergiewert sehr gering, da die Amplitude eines empfangenen Signals zu klein ist. Unter Berücksichtigung des ungünstigsten Falls, kann der Korrelationsenergiewert der vorliegenden Kodephase gleich oder sogar kleiner sein als der der vorhergehenden inakkuraten Kodephase.
Unter diesen Umständen ist eine richtige Erfassung einer Kodesynchronisation sehr schwierig, ob die Kodesynchronisation erreicht ist, selbst wenn ein adaptiver Schwellenwert verwendet wird, nicht zu nennen den Fall der Bestimmung unter Verwendung eines festgelegten Schwellenwerts. Eine Kodesynchronisationserfassungstechnik unter Verwendung eines adaptiven Schwellenwerts ermittelt adaptiv einen Bestimmungsschwellenwert, wenn kontinuierlich eine Veränderung in der Kanalstärke berechnet wird. Diese Kodesynchronisationserfassungstechnik kann jedoch keine Veränderung der Kanalstärke in Echtzeit berechnen, so dass es schwierig ist, adaptiv ermittelte Schwellenwerte zu geeigneten Zeitpunkten anzuwenden und eine Bestimmung vorzunehmen. Ebenso ist es unter Umständen mit einem signifikant geringen SNR, wie der vorliegenden drahtlosen Mobilkanalumgebung, schwierig, eine Veränderung der Kanalstärke richtig zu ermitteln, so dass selbst ein adaptiv ermittelter Bestimmungsschwellenwert nicht als korrekter Wert betrachtet werden kann.
Ein Beispiel eines bekannten seriellen Suchverfahrens unter Verwendung eines festgelegten Schwellenwerts ist im US-Patent Nr. 5,644,591 ausgegeben am 1. Juli 1997 mit dem Titel "Method and Apparatus for Performing Search Acquisition in a CDMA Communications System" von Qualcomm Incorporated offenbart. Ein Beispiel eines bekannten seriellen Suchverfahrens unter Verwendung eines adaptiven Schwellenwerts ist im US-Patent Nr. 5,642,377 ausgegeben am 24. Juni 1997 mit dem Titel "Serial Search Acquisition System with Adaptive Threshold and Optimal Decision for Spread Spectrum Systems" von Nokia Mobile Phones, Ltd. offenbart. Ein weiteres Beispiel ist in US 5,818,868 angegeben.
Das bekannte parallele Suchverfahren weist auch Probleme auf, die beim bekannten seriellen Suchverfahren auftreten. Das heißt, das bekannte parallele Suchverfahren weist die gleiche Bestimmungstechnik auf wie das serielle Verfahren, mit der Ausnahme, dass die Korrelationsenergien von mehreren Kodephasen gleichzeitig ermittelt werden. Daher ist es beim bekannten parallelen Suchverfahren schwierig, Probleme aufgrund von Kanalstärkeveränderungen zu lösen.
Die vorliegende Erfindung sucht ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Kodesynchronisationserfassung in einem Übertragungssystem mit Kodemultiplexvielfachzugriff (CDMA) zur Verfügung zu stellen, in dem sta bile Kodesynchronisationserfassung erreicht wird, und die Gesamtzeit zur Initialkodesynchronisationserfassung reduziert werden kann, indem in einem initialen Kodesynchronisationserfassungsschritt in einem Diffusionskodesynchronisationsprozess in einem Empfänger zum Empfangen eines CDMA-Signals unter Verwendung eines drahtlosen Mobilkanals als Übertragungsmedium die Wahrscheinlichkeit von Fehlalarm und Falscherfassung drastisch reduziert wird, die durch eine Veränderung in der Stärke eines empfangenen CDMA-Signals bedingt sind, ohne dass sich Rauschen in dem empfangenen CDMA-Signal auswirkt.
Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Verfahren zum Erfassen von Initialdiffusionskodesynchronisation (Initial Diffusion Code Synchronization) nach Empfang eines Code-Division-Multiple-Access (CDMA) modulierten Signals, Abwärts-Konvertieren desselben in ein analoges Signal und Abtasten des resultierenden Signals in ein komplexes digitales Signal im Empfänger eines CDMA-Kommunikationssystems in einer drahtlosen Mobilkanalumgebung zur Verfügung gestellt, wobei das Verfahren die Schritte umfasst: (a) Durchführen von N parallelen komplexen Korrelationen zum Ermitteln der Korrelation zwischen dem abgetasteten komplexen digitalen Signal und N parallelen komplexen Diffusionskodes, die im Empfänger erzeugt werden, (b) paralleles Akkumulieren kontinuierlich erzeugter K paralleler komplexer Korrelationsergebnisse mit Komponenten im Ergebnis der N parallelen komplexen Korrelationen, (c) paralleles Ermitteln der Energiewerte jeder Komponente im Ergebnis der Akkumulation der K parallelen komplexen Korrelationsergebnisse und (d) Ermitteln des Verhältnisses eines maximalen Energiewerts zu einem mittleren Energiewert unter Verwendung der Energiewerte jeder Komponente, Vergleichen des Verhältnisses mit einem bestimmten Bestimmungsschwellenwert und, wenn das Verhältnis größer oder gleich dem Bestimmungsschwellenwert ist, Abschluss der Kodesynchronisationserfassung durch Bestimmen, dass eine Kodephase entsprechend dem maximalen Energiewert eine korrekte Kode phase ist, und ansonsten Bestimmen, dass die Kodephase entsprechend dem maximalen Energiewert eine unkorrekte Kodephase ist.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Verfahren zum Erfassen von Initialdiffusionskodesynchronisation nach Empfang eines Code-Division-Multiple-Access (CDMA) modulierten Signals, Abwärts-Konvertieren desselben in ein analoges Signal und Abtasten des resultierenden Signals in ein komplexes digitales Signal im Empfänger eines CDMA-Kommunikationssystems in einer drahtlosen Mobilkanalumgebung zur Verfügung gestellt, wobei das Verfahren ferner umfasst: (e) Erzeugen von N parallelen komplexen Diffusionskodes mit N Kodephasen, die den N parallelen komplexen Diffusionskodes am nächsten sind, und Wiederholen der Schritte (a) bis (d), wenn in Schritt (d) bestimmt ist, dass keine korrekten Kodephasen in den Kodephasen der N parallelen komplexen Diffusionskodes vorliegen.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung wird eine Vorrichtung zum Erfassen initialer Diffusionskodesynchronisation nach Empfangen eines Code-Division-Multiple-Access (CDMA) modulierten Signals, Abwärts-Konvertieren desselben in ein analoges Signal und Abtasten des resultierenden Signals in ein komplexes digitales Signal im Empfänger eines CDMA-Kommunikationssystems in einer drahtlosen Mobilkanalumgebung zur Verfügung gestellt, wobei die Vorrichtung umfasst: einen parallelen komplexen Korrelator zum Erzeugen von N parallelen komplexen Korrelationsergebnissen zum Ermitteln der Korrelation zwischen dem abgetasteten komplexen digitalen Signal und N parallelen komplexen Diffusionskodes, die im Empfänger erzeugt werden, einen parallelen komplexen Akkumulator zum parallelen Akkumulieren kontinuierlich erzeugter K paralleler komplexer Korrelationsergebnisse, einen parallelen Energiedetektor zum parallelen Ermitteln der Energiewerte von K akkumulierten parallelen komplexen Korrelationsergebnissen und eine Bestimmungseinrichtung für das Adaptationsverhältnis, die so ausgebildet ist, dass sie das Verhältnis eines maximalen Energiewerts zu einem mittleren Energiewert unter Verwendung der Energiewerte jeder Komponente ermittelt, ferner so ausgebildet ist, dass sie das Verhältnis mit einem bestimmten Bestimmungsschwellenwert vergleicht und ein Suchabschlusssignal erzeugt, indem sie bestimmt, dass eine Kodephase entsprechend dem maximalen Energiewert eine korrekte Kodephase ist, wenn das Verhältnis größer oder gleich dem Bestimmungsschwellenwert ist.
Gemäß noch einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung wird eine Vorrichtung zum Erfassen initialer Diffusionskodesynchronisation nach Empfangen eines Code-Division-Multiple-Access (CDMA) modulierten Signals, Abwärts-Konvertieren desselben in ein analoges Signal und Abtasten des resultierenden Signals in ein komplexes digitales Signal im Empfänger eines CDMA-Kommunikationssystems in einer drahtlosen Mobilkanalumgebung zur Verfügung gestellt, wobei die Bestimmungseinrichtung für das Adaptationsverhältnis ferner ein Suchsteuersignal erzeugt, wenn bestimmt ist, dass keine Kodephasen in den Kodephasen der N parallelen komplexen Diffusionskodes vorliegen. Diese Vorrichtung umfasst ferner: eine PN-Kodeerzeugungssteuerung zum Erzeugen eines PN-Kodesteuersignals, das ein Verschiebungsfreigabesignal in Intervallen von aufeinanderfolgenden K PN-Kodeperioden oder ein Haltefreigabesignal in Intervallen von aufeinanderfolgenden N PN-Kodeperioden unter der Steuerung des Suchsteuersignals darstellt, und einen parallelen komplexen PN-Kodegenerator zum Erzeugen der N parallelen komplexen Diffusionskodes in Abhängigkeit vom PN-Kodesteuersignal.
Beispiele der vorliegenden Erfindung werden nun ausführlich mit Bezug zu den begleitenden Zeichnungen beschrieben, in denen:
1 ein Blockdiagramm ist, das die Struktur der vorliegenden Erfindung darstellt,
2 die Struktur einer Bestimmungseinrichtung für das Adaptationsverhältnis darstellt,
3 die Struktur eines Maximalsignaldetektors darstellt,
4 die Struktur einer Pseudorausch(PN)-Kodeerzeugungssteuerung darstellt,
5 die Struktur eines parallelen komplexen PN-Kodegenerators darstellt,
6 ein Taktdiagramm eines Steuersignals darstellt,
7A bis 7D Schaubilder sind, die einen Vergleich der Effekte der vorliegenden Erfindung mit einem herkömmlichen Suchverfahren zeigen, und
8A und 8B die Ergebnisse einer Computersimulation zum Verifizieren der Leistungsfähigkeit der vorliegenden Erfindung zeigen.
Mit Bezug zu 1 beinhaltet eine Ausführungsform einer Kodephasenerfassungsvorrichtung in einem Code-Division-Multiple-Access(CDMA)-Empfänger gemäß der vorliegenden Erfindung einen parallelen komplexen Korrelator 11, einen parallelen komplexen Akkumulator 12, einen parallelen Energiedetektor 13, eine Bestimmungseinrichtung 14 für das Adaptationsverhältnis, eine Pseudorausch(PN)-Kodeerzeugungssteuerung 16 und einen parallelen komplexen PN-Kodegenerator 17.
Der parallele komplexe Korrelator 11 führt parallel Komplexkorrelation eines empfangenen d_k Datenabtastsignals 101 in ein c_k Vektorsignal 105 durch, das aus N intern erzeugten parallelen PN-Kodes gebildet ist.
Der parallele komplexe Akkumulator 12 akkumuliert die Korrelationswerte von K aufeinanderfolgenden Abtastsignalen für jede Komponente eines r_k Vektorsignals 102, das vom parallelen komplexen Korrelator 11 ausgegeben ist.
Der parallele Energiedetektor 13 ermittelt eine Energie für jede Komplexkomponente eines s_k Vektorsignals 103, ein komplexes Signal, das vom parallelen Komplexakkumulator 12 ausgegeben ist.
Die Bestimmungseinrichtung 14 für das Adaptationsverhältnis empfängt ein e_k Vektorsignal 104 vom parallelen Energiedetektor 13 und einen Bestimmungsschwellenwert V_TH 111 und bestimmt Erreichen oder Nichterreichen einer Kodesynchronisation unter Verwendung der statistischen Merkmale des e_k Vektorsignals 104.
Die PN-Kodeerzeugungssteuerung 16 steuert die Funktion des parallelen komplexen PN-Kodegenerators 17 unter Verwendung eines SEARCH_FLAG Signals 107 aus den Ausgangssignalen der Bestimmungseinrichtung 14 für das Adaptationsverhältnis.
Der parallele komplexe PN-Kodegenerator 17 erzeugt das c_k Vektorsignal 105, das aus N parallelen komplexen PN-Kodes mit Kodephasen gebildet ist, unter der Steuerung eines PN_CNTL Signals 108, das von der PN-Kodeerzeugungssteuerung 16 ausgegeben ist.
Mit Bezug zu 2 beinhaltet die Bestimmungseinrichtung 14 für das Adaptationsverhältnis von 1 einen Maximalsignaldetektor 21, einen Addierer 22, einen Subtrahierer 23, einn ersten Dividierer 24, einen zweiten Dividierer 25, eine Bestimmungseinrichtung 26 und einen Taktsignalgenerator 27 für einen bestimmten Zustand. Der Maximalsignaldetektor 21 erfasst den maximalen Energiewert E_max 201 aus N Energiekomponenten des e_k Vektorsignals 104.
Der Addierer 22 summiert alle N Energiekomponenten des e_k Vektorsignals 104.
Der Subtrahierer 23 subtrahiert den maximalen Energiewert E_max 201, der vom Maximalsignaldetektor 21 ausgegeben ist, von der E_sum 202, die vom Addierer 22 ausgegeben ist. Der erste Dividierer 24 erzeugt einen mittleren Energiewert E_mean 204 durch Dividieren des Ausgangssignals 203 des Subtrahierers 23 durch (N – 1).
Der zweite Dividierer 25 dividiert den maximalen Energiewert E_max 201, der vom Maximalsignaldetektor 21 ausgegeben ist, durch den mittleren Energiewert E_mean 204, der von ersten Dividierer 24 ausgegeben ist.
Die Bestimmungseinrichtung 26 bestimmt, ob die Ausgabe des zweiten Dividierers 25 größer ist als ein vorgegebener Bestimmungsschwellenwert V_TH 111.
Der Taktsignalgenerator 27 für einen bestimmten Zustand erzeugt das SEARCH_FLAG Signal 107 und das SEARCH_DONE Signal 110 aus einem bestimmten Wert 206, der von der Bestimmungseinrichtung 26 ausgegeben ist.
Mit Bezug zu 4 beinhaltet die PN-Kodeerzeugungssteuerung 16 von 1 ein Zählwerk 41, das durch das SEARCH_FLAG Signal 107 zurückgestellt wird, einen Komparator 42 und einen Inverter 43. Der Komparator 42 vergleicht den Ausgabewert des Zählwerks 41 mit (N – 1), um zu bestimmen, ob der Ausgabewert des Zählwerks 41 gleich (N – 1) ist, und gibt das Vergleichsergebnis als PN_CNTL Signal 108 aus. Der Inverter 43 invertiert das PN_CNTL Signal 108 und gibt ein Steuersignal zum Steuern der Zählhaltefunktion des Zählwerks 41 aus.
Das Funktionsprinzip der vorliegenden Erfindung wird nun ausführlich mit Bezug zu den begleitenden Zeichnungen beschrieben.
Mit Bezug zu 1 wird das empfangene d_k Signal 101, ein CDMA empfangenes Signal, über eine Antenne empfangen, in ein Zwischenfrequenz(IF)-Signal abwärts-konvertiert, in ein Basisbandsignal zurück demoduliert und von einem Analog-Digital-Konverter ADC (nicht gezeigt) abgetastet. Das empfangene d_k Signal 101 ist ein komplexes Signal mit einer In-Phase und einer Quadraturphase wie es durch Gleichung 1 dargestellt ist: dk = dk,j + jdk,q (1)
Das d_k Signal 101 ist ein Signal, das einen drahtlosen Mobilkanal in einem CDMA-Übertragungssystem durchlaufen hat, und der drahtlose Mobilkanal, der ein komplexer Kanal ist, wird wie in Gleichung 2 ausgedrückt modelliert: h(t) = ΣA(t)·ejq (2)wobei A(t) den Umfang eines Kanals bezeichnet, der mit der Zeit veränderlich ist, wobei die Variation eine Rayleigh-Verteilung aufweist. Ebenso bezeichnet q die Phase eines komplexen Kanals, der eine gleichförmige Verteilung im Bereich von (0,2π) aufweist.
Das d_k Signal 101 wird auf den parallelen komplexen Korrelator 11 angelegt. Der parallele komplexe Korrelator 11 empfängt auch ein c_k Vektorsignal 105, das vom parallelen komplexen PN-Kodegenerator 17 ausgegeben ist. Das c_k Vektorsignal 105 ist aus N lokal erzeugten komplexen PN-Kodes gebildet, wie es durch Gleichung 3 ausgedrückt wird: Ck = [Ck, Ck-1, Ck-2, ..., Ck-N+2, Ck-N+1]T (3) wobei T ein Vektortranspons bezeichnet. Hierbei ist jede Komponente ein komplexes Konjugat. Das heißt, das c_k Vektorsignal 105 kann wie in Gleichung 4 ausgedrückt werden: ck = ck,i – jck,q (4)
Der parallele komplexe Korrelator 11 führt eine parallele Komplexkorrelation des d_k Signals 101 mit jeder Komponente des c_k Vektorsignals 105 durch, so dass ein r_k Vektorsignal 102 ausgegeben wird, das wie in Gleichung 5 ausgedrückt wird: rk = dk·ck = [rk, rk-1, ..., rk-N+2, rk-N+1] (5)
Hierbei weist das r_k Vektorsignal 102N Komponenten auf, deren jede ein komplexes Signal ist, die die Ergebnisse einer komplexen Korrelation zwischen dem d_k Signal 101 und jeder Komponente des c_k Vektorsignals 105 sind. Das heißt, das r_k Vektorsignal 102 kann wie in Gleichung 6 ausgedrückt werden: rk = rk ,i + jk,q = dk·ck = (dk,ick,i + dk,qck,q) + j(dk,qCk,i – dk,ick,q) (6)
Das r_k Vektorsignal 102 wird vom parallelen komplexen Akkumulator 12 empfangen und der In-Phasenteil (Realteil) und der Quadraturphasenteil (Imaginärteil) jeder Komponente des r_k Vektorsignals 102 werden separat akkumuliert, wodurch das s_k Vektorsignal 103 ausgegeben wird. Das s_k Vektorsignal 103 ist aus N Komponenten gebildet, deren jede ein komplexes Signal ist. Dies wird durch die Gleichungen 7 und 8 ausgedrückt:
Der parallele Energiedetektor 13 empfängt das s_k Vektorsignal 103, das vom parallelen komplexen Akkumulator 12 ausgegeben ist, und berechnet parallel eine Energie für jede Komponente, so dass das e_k Vektorsignal 104 ausgegeben wird. Das e_k Vektorsignal 104 weist N Komponenten auf, deren jede einen Energiewert einer korrespondierenden Komponente des s_k Vektorsignals 103 ist, die eine reale Zahl ist. Dies wird durch die Gleichungen 9 und 10 ausgedrückt: ek = [ek, ek-1, ek-2, ..., ek-N+2, ek-N+1]T (9) ek = |sk|2 = (sk,i + jsk,q)(sk,i + jsk,q) = s2k,i + s2k,q (10)
Die Bestimmungseinrichtung 14 für das Adaptationsverhältnis empfängt das e_k Vektorsignal 104, ermittelt einen maximalen Energiewert E_max aus N Energiekomponenten e_k und ermittelt einen Mittelwert E_mean aus den verbleibenden (N – 1) Komponenten, die den maximalen Energiewert Emax nicht enthalten. Dann vergleicht die Bestimmungseinrichtung 14 für das Adaptationsverhältnis das Verhältnis der beiden Werte mit einem Bestimmungsschwellenwert V_TH 111 und bestimmt, ob eine Kodephase, die dem maximalen Energiewert entspricht, eine korrekte Kodephase ist, so dass das SEARCH_FLAG Signal 107 und das MAX_PHASE Signal 109 ausgegeben werden. Ein bei diesem Prozess verwendetes Taktsignal ist ein CHIP_CLK Signal (nicht gezeigt), das eine Periode aufweist, die gleich einer PN-Kodechipperiode ist. Das MAX_PHASE Signal 109 ist eine Kodephase, die dem aus dem e_k Vektorsignal 104 ermittelten maximalen Energiewert entspricht. Das SEARCH_FLAG Signal 107 wird in die Kodeerzeugungssteuerung 16 eingegeben. Hier wird das SEARCH_FLAG Signal 107 gleich 1, wenn der aus dem e_k Vektorsignal 104 ermittelte maximale Energiewert E_max größer als der Bestimmungsschwellenwert V_TH 111 ist, und wird gleich 0, wenn der maximale Energiewert E_max kleiner als der Bestimmungsschwellenwert V_TH 111 ist. Das SEARCH_DONE Signal 110, das ein weiteres Ausgabesignal der Bestimmungseinrichtung 14 für das Adaptationsverhältnis ist, ist ein Zustandssignal, das darstellt, dass ein Kodesynchronisationserfassungsprozess beendet ist, wenn im Kodesynchronisationserfassungsprozess eine korrekte Kodephase gefunden wurde. Das heißt, das SEARCH_DONE Signal 110 wird 1, wenn eine korrekte Kodephase gefunden ist, und ansonsten bleibt sie 0.
Die Kodeerzeugungssteuerung 16 steuert den Betrieb des parallelen PN-Kodegenerators 17 durch Ausgeben des PN_CNTL Signals 108 in Abhängigkeit vom Wert des empfangenen SEARCH_FLAG Signals 107. Wenn nachdem eine Kodesynchronisationssuche in Bezug auf N Kodephasen beendet ist, keine korrekte Kodephase gefunden wurde, steuert die Kodeerzeugungssteuerung 16 den parallelen komplexen PN-Kodegenerator 17 so, dass die nächsten N Kodephasen effektiv erzeugt werden. Wenn die aktuellen N Kodephasen wie in Gleichung 11 sind, sind die nächsten N Kodephasen wie in Gleichung 12: [CK, CK-1, CK-2, ..., CK-N+2, CK-N+1] (11) [CK-N, CK-N-1, CK-N-2, ..., CK-2N+2, CK-2N+1] (12)
Dementsprechend hält die Kodeerzeugungssteuerung 16, nachdem die Synchronisationssuche in Bezug auf die aktuellen N Kodephasen beendet ist, den Betrieb des parallelen komplexen PN-Kodegenerators 17 für N PN-Kodeperioden, so dass es dem parallelen komplexen PN-Kodegenerator 17 möglich ist, einen komplexen PN-Kode mit den nächsten N Phasen zu erzeugen.
Der parallele komplexe PN-Kodegenerator 17 erzeugt das c_k Vektorsignal 105, das ein komplexes PN-Kodesignal ist, unter der Steuerung des PN_CNTL Signals 108. Das c_k Vektorsignal 105 ist aus komplexen Kodes gebildet, die aufeinanderfolgende Phasen aufweisen, wie es in Gleichung 3 gezeigt ist, und wird in den parallelen komplexen Korrelator 11 eingegeben.
Mit Bezug zu 2 wird in der detaillierten Funktion der in 1 gezeigten Bestimmungseinrichtung für das Adaptationsverhältnis das empfangene e_k Vektorsignal 104 in den Maximalsignaldetektor 21 eingegeben. Der Maximalsignaldetektor 21 erfasst den höchsten Energiewert aus N Komponenten des e_k Vektorsignals 104, so dass ein Maximalwert E_max 201 ausgegeben wird, und gibt gleichzeitig den Index einer Kodephase, die dem höchsten Energiewert entspricht, als das MAX_PHASE Signal 109 aus. Diese Beziehung ist wie in Gleichung 13 dargestellt: Emax = max[ek, ek-1, ek-2, ..., ek-N+2, ek-N+1] MAX_PHASE = Index von Emax(13)
Das e_k Vektorsignal 104 wird auch an den Addierer 22 angelegt. Der Addierer 22 summiert alle N Komponenten des e_k Vektorsignals 104, so dass E_sum 202 ermittelt wird. Der Subtrahierer 23 subtrahiert den maxi malen Energiewert E_max 201 aus dem Ausgabesignal E_sum 202 des Addierers 22.
Der erste Dividierer 24 dividiert den resultierenden Wert 203 der Subtraktion vom Subtrahierer 23 durch (N – 1), so dass der mittlere Energiewert E_mean 204 ermittelt wird. Der zweite Dividierer 25 dividiert den maximalen Energiewert E_max 201 durch den mittleren Energiewert Emean 204, so dass ein Adaptationsverhältnissignal R 205 ermittelt wird.
Die Bestimmungseinrichtung 26 vergleicht das Adaptationsverhältnissignal R 205 mit dem Bestimmungsschwellenwert V_TH 111 und gibt einen Bestimmungswert 206 aus. Der Bestimmungswert 206 ist 1, wenn das Adaptationsverhältnis R 205 größer oder gleich dem Bestimmungsschwellenwert V_TH 111 ist, und ist 0, wenn das Adaptationsverhältnis R 205 kleiner ist als der Bestimmungsschwellenwert V_TH.
Der Taktsignalgenerator 27 für einen bestimmten Zustand empfängt den Bestimmungswert 206 und gibt das SEARCH_FLAG Signal 107 zur Steuerung der Erzeugung komplexer PN-Kodes aus und das SEARCH_DONE Signal 110, das Beendigung oder keine Beendigung eines Kodesynchronisationserfassungsprozesses darstellt. Das SEARCH_FLAG Signal 107 wird in der Zeitspanne, wenn die Korrelationswerte für K Abtastungen akkumuliert werden, immer auf 1 gehalten, und ändert seinen Wert für eine PN-Kodeperiode gemäß dem Ergebnis der Bestimmung, ob eine Kodesynchronisation erreicht wurde oder nicht. Das heißt, wenn bestimmt ist, dass eine korrekte Kodephase gefunden wurde, ist das SEARCH_FLAG Signal kontinuierlich 1, und ansonsten ist es für eine PN-Kodeperiode Null. Das SEARCH_DONE Signal 110 ist 0, wenn bestimmt ist, dass keine Kodesynchronisation erreicht wurde, und wird 1, wenn bestimmt ist, dass eine Kodesynchronisation erreicht wurde. Auf diese Weise wird der Kodesynchronisationserfassungsprozesses abgeschlossen.
3 stellt die detaillierte Konfiguration des Maximalsignaldetektors 21 von 2 dar. N empfangene Signale e_k 104.0 bis e_k-N+1 104.N-1 bezeichnen Komponenten des e_k Vektorsignals 104, das vom parallelen Energiedetektor 13 von 1 ausgegeben ist. In einem ersten Schritt werden ein Paar aufeinander folgender Signale an jede Vergleichsausgabeeinheit 31.1 bis 31.N/2 angelegt. Wie in 3 gezeigt ist, werden empfangene Signale e_k 104.0 bis e_k-1 104.1 an eine Vergleichsausgabeeinheit 31.1 angelegt und empfangene Signale e_k-n+2 104.N-2 und e_k-N+1 104.N-1 werden an eine Vergleichsausgabeeinheit 31.N/2 angelegt. Im zweiten Schritt werden Paare von Ausgangssignalen, ein Signal von jeder der beiden aufeinanderfolgenden Vergleichsausgabeeinheiten im ersten Schritt, an die Vergleichsausgabeeinheiten 32.1 bis 32.N/4 angelegt. Die Anzahl an Vergleichszielen kann durch Erhöhen der Anzahl an Schritten wie oben beschrieben reduziert werden, und der letzte Schritt, der (log₂ N)-te Schritt, erfordert nur eine Vergleichsausgabeeinheit 33. Die letzte Vergleichsausgabeeinheit 33 vergleicht zwei Signale aus dem vorhergehenden Schritt mit einander, so dass der maximale Energiewert E_max 201 ermittelt wird.
Die detaillierte Struktur der Vergleichsausgabeeinheiten wird nun mit der Vergleichsausgabeeinheit 31.1 als Beispiel beschrieben. Die Strukturen der übrigen Vergleichsausgabeeinheiten sind gleich wie die der Vergleichsausgabeeinheit 31.1. Ein Komparator 31.1.1 in der Vergleichsausgabeeinheit 31.1 empfängt zwei Signale 104.0 und 104.1 über seine Ports A bzw. B und gibt einen Vergleichsergebniswert 301 aus. Der Vergleichsergebniswert 301 ist 1, wenn das vom Port A empfangene Signal größer oder gleich dem am Port B empfangenen Signal ist, und ansonsten ist es 0. Ein Selektor 31.1.2 empfängt die Signale ek 104.0 und e_k-1 104.1 über seinen Port L bzw. seinen Port H, und gibt die empfangenen Signale gemäß dem Vergleichsergebniswert 301 des Komparators 31.1.1 selektiv über seinen OUTPUT Port 302 aus. Das heißt, das am Port H empfangene Signal 104.1 wird über den OUTPUT Port 302 ausgegeben, wenn der über den Port S empfangene Vergleichsergebniswert 301 gleich 1 ist, und das am Port L empfangene Signal 104.0 wird über den OUTPUT Port 302 ausgegeben, wenn der über der Port S empfangene Vergleichsergebniswert 301 gleich 0 ist.
Mit Bezug zu 4 wird bei der detaillierten Funktion der Kodeerzeugungssteuerung 16 von 1 das SEARCH_FLAG Signal 107 von der Bestimmungseinrichtung 14 für das Adaptationsverhältnis über den CLEAR Port eines Zählwerks 41 empfangen. Der CLEAR Port, der ein Port mit geringer Aktivität ist, setzt den Ausgabewert 141 des Zählwerks 41 auf 0, wenn eine 0 empfangen wird. Das Zählwerk 41 erhöht den Zählerausgabewert 141 einmal pro PN-Kodeperiode, nur wenn das in den CLEAR Port eingegebene Signal 1 ist. Ein Komparator 42 vergleicht kontinuierlich den Zählerausgabewert 141 mit einem (N – 1)-Wert 142, um zu bestimmen, ob der Zählerausgabewert 141 mit dem (N – 1)-Wert 142 konsistent ist, und erzeugt 0, wenn bestimmt ist, dass der Zählerausgabewert 141 nicht mit dem (N – 1)-Wert 142 konsistent ist, und erzeugt ansonsten 1, und gibt 0 oder 1 als PN_CNTL Signal 108 nach außen. Ebenso wird das PN_CNTL Signal 108 von einem Inverter 43 invertiert und auf den HOLD Port des Zählwerks 41 angelegt. Der HOLD Port, der ein Port mit geringer Aktivität ist, erhöht den Zählerausgabewert 141 nicht weiter, wenn eine 0 empfangen wurde, und erhöht den Zählerausgabewert, wenn eine 1 empfangen wurde. 6 zeigt das Taktverhältnis zwischen dem empfangenen SEARCH_FLAG Signal 107 und dem ausgegebenen PN_CNTL Signal 108.
Mit Bezug zu 5 wird nun die detaillierte Funktion des parallelen komplexen PN-Kodegenerators 17 von 1 beschrieben. Hier wird nur die Erzeugung eines Inphasen-PN-Kodes beschrieben. Die Erzeugung eines Quadratur-PN-Kodes ist gleich der Erzeugung des Inphasen-PN-Kodes mit Ausnahme einer Gleichung für ein Generatorpolynom.
Der Grad der polynomen Gleichung G(x) wird als r-ter Grad angenommen. Dementsprechend wird die polynome Gleichung G(x) wie in Gleichung 14 ausgedrückt: G(x) = xr + gr-1xr-1 + gr-2xr-2 + ... + g1x +... (14)
Wobei g_r-1, g_r-2, ..., g1 die Koeffizienten der polynomen Gleichung G(x) sind und einen Wert {0, 1} aufweisen. g_r und g₀ sind immer 1. Ein lineares Feedbackschieberegister (LFSR) 51 setzt die Anfangswerte von (r-1) D-Flipflops 52.r bis 52.2 der D-Flipflops 52.r bis 52.1 so, dass sie 0 sind, und setzt den Anfangswert des übrigen D-Flipflop 52.1 auf 1. Der Anfangswert ist in dieser Ausführungsform ein typischer Wert, kann aber wenn nötig auf andere Werte gesetzt sein. Die Koeffizienten der polynomen Gleichung steuern die Funktionen der Gates 53.r-1 bis 53.1. Zum Beispiel gibt das Gate 53.1 seine Eingabe ohne Veränderung aus, wenn der Koeffizient g₁ der polynomen Gleichung 1 ist, oder gibt immer 0 aus, unabhängig von der Eingabe, wenn der Koeffizient g₁ gleich 0 ist.
Ein Schieberegister 54 empfängt das vom LFSR 51 ausgegebene ck Signal 501 und erzeugt das c_k Vektorsignal 105 von 1. Das Schieberegister 54 beinhaltet (N – 1) D-Flipflops 54.1 bis 54.N-1 und funktioniert ähnlich wie ein Seriell/Parallel-Konversionsregister.
Das PN_CNTL Signal 108 wird in den HOLD Port jedes der D-Flipflops 52.r bis 52.1 im LFSR 51 eingegeben. Wenn der HOLD Port, der ein Port mit geringer Aktivität ist, eine 0 empfängt, wird der Verschiebevorgang jedes D-Flipflop gestoppt und der Zustand gehalten. Wenn über den HOLD Port eine 0 empfangen wurde, führt jeder D-Flipflop ein Verschieben (Shifting) durch. Ein PN-Kodechiptakt wird jedem D-Flipflop zugeführt. Auf diese Weise werden c_k Signale 501 vom LFSR 51 in K PN-Kodeperioden kontinuierlich erzeugt, so dass ein Vektorsignal 105 durch kontinuierliches Verschieben der D-Flipflops 54.1 bis 54.N-1 im Schieberegister 54 erzeugt wird. Wenn das PN_CNTL Signal 108 dann in N PN-Kodeperioden 0 ist, stoppen die D-Flipflops 52.r bis 52.1 das Verschieben und halten ihre vorhergehenden Zustände über N PN-Kodeperioden. Gleichzeitig stoppen auch die D-Flipflops 54.1 bis 54.N-1 im Schieberegister 54 ihre Verschiebevorgänge und halten ihre vorhergehenden Werte über N PN-Kodeperioden, so dass der Wert des Vektorsignals 105 ohne Veränderung über N PN-Kodeperioden beibehalten wird.
Das PN_CNTL Signal 108 wird über alle internen D-Flipflops 54.1 bis 54.N-1 auch auf das Schieberegister 54 angelegt. Die Steuerung des Betriebs des Schieberegisters 54 durch das PN_CNTL Signal 108 ist gleich wie die Steuerung des Betriebs des LFSR 51 durch das PN_CNTL Signal 108.
Dieses abwechselnde Verschieben und Halten ermöglicht, dass eine PN-Kodephase bei einer gewünschten Position verändert wird. Das heißt, zunächst werden K Ergebnisse einer parallelen komplexen Korrelation des c_k Vektorsignals 105, das in K PN-Kodeperioden kontinuierlich erzeugt wird, mit dem d_k Signal 101 von 1 in den K PN-Kodeperioden parallel akkumuliert, so dass N Kodephasen alle zusammen gesucht werden. Wenn nach einer Bestimmung, ob Kodesynchronisation erfolgt ist, unter Verwendung der Ergebnisse der Akkumulation keine korrekte Kodesynchronisation gefunden wurde, wird das c_k Vektorsignal 105 mit den nächsten N Kodephasen erzeugt. Die Kodephase ist ein relativer Vergleichswert zwischen dem Index des d_k Signals 101 und einem PN-Kodeindex. Da das d_k Signal 101 kontinuierlich abgetastet und empfangen wird, verändert ein Halten des Werts des c_k Vektorsignals 105 über N PN-Kodeperioden, wie oben beschrieben, die relative Kodephase zwischen dem d_k Signal 101 und dem c_k Vektorsignal 105 um N PN-Kodes. Das heißt, das c_k Vektorsignal 105 mit den nächsten N Kodephasen kann erzeugt werden.
Die 7A bis 7D werden zum Vergleich der Effekte der vorliegenden Erfindung mit dem Effekt einer herkömmlichen Suchtechnik herangezogen. 7A zeigt die Ergebnisse einer Bestimmung mit einer herkömmlichen seriellen Suchtechnik und 7B zeigt die Ergebnisse einer Bestimmung (wenn N gleich 4 ist) mit einer herkömmlichen parallelen Suchtechnik, wenn keine Veränderung der Kanalstärke auftritt. 7C zeigt die Ergebnisse einer Bestimmung (wenn N gleich 4 ist) mit einer herkömmlichen parallelen Suchtechnik, wenn die Kanalstärke veränderlich ist, und 7D zeigt die Ergebnisse einer Bestimmung (wenn N gleich 4 ist) mit einer Bestimmungstechnik des Adaptationsverhältnisses gemäß der vorliegenden Erfindung, wenn die Kanalstärke veränderlich ist.
Es wurde eine Computersimulation durchgeführt, um das Verhalten der vorliegenden Erfindung zu verifizieren, wobei die Doppler-Frequenz in einem drahtlosen Mobilkanal auf 83 Hz gesetzt ist und die Anzahl (N) an Parallelen bei parallelem Suchen auf 16 gesetzt ist. Die Ergebnisse der Computersimulation sind in den 8A und 8B gezeigt.
8A zeigt eine Korrelationsenergie in jeder Kodephase, die durchsucht wird, wobei eine gewünschte Kodephase die dreiunddreißigste Kodephase auf der x-Achse ist. Es wird aus 8A jedoch ersichtlich, dass die Korrelationsenergie bei einer Kodephase von 92 am höchsten ist, und dass Korrelationsenergien bei oder über einer Kodephase von 60 signifikant höher sind als die unter der Kodephase von 60. Dies liegt daran, dass aufgrund einer Variation der Kanalstärke, die durch den Doppler-Effekt bedingt ist, die Kanalstärke bei oder über der der Kodephase von 60 viel höher ist als die Kanalstärke unter der Kodephase von 60. Wenn die in 8A gezeigten Korrelationsenergien durch einen einfachen Vergleich mit einer speziellen Bestimmungsschwelle bestimmt werden, wie bei einer bekannten Bestimmungstechnik, kann keine korrekte Kodephase von 33 gefunden werden.
Bei der vorliegenden Erfindung kann die korrekte Kodephase jedoch durch Teilen der Korrelationsenergien von 8A in N Korrelationsenergien (hier N = 16) und Ermitteln und Bestimmen der Statistik in der geteilten Gruppe erfasst werden.
8B ist ein Schaubild, das eine Vergrößerung des Bereichs zwischen einer Kodephase von 1 und einer Kodephase von 48 zeigt. Mit Bezug zu 8B sind die Ergebnisse von 48 Kodephasen in Einheiten von 16 Kodephasen unterteilt (weil N gleich 16 ist) und unterteilte Gruppen sind als Block 1, Block 2 und Block 3 gesetzt. Die korrekte Kodephase von 33 ist in Block 3. Ebenso ist eine maximale Korrelationsenergie bei einer Kodephase von 10 der 48 Kodephasen, aber die Kodephase von 10 ist durch die Bestimmung des Adaptationsverhältnisses der vorliegenden Erfindung nicht als die korrekte Kodephase bestimmt, weil die mittlere Energie des Blocks 1, dem die Kodephase von 10 angehört, auch groß ist.

Im Falle von Block 3, dem die korrekte Kodephase von 33 angehört, ist die Korrelationsenergie bei der Kodephase von 33 hoch, während die mittlere Energie sehr gering ist. Daher kann mit der Bestimmungstechnik des Adaptationsverhältnisses der vorliegenden Erfindung die Kodephase von 33 als die korrekte Kodephase bestimmt werden. Tabelle 1 Statistische Verteilung jedes Blocks

	^Emax	E_mean	R = E_max/E_mean
Block 1	0,00687	0,00194	3,54
Block 2	0,00247	0,00019	12,97
Block 3	0,00644	0,00022	28,92
Block 4	0,00270	0,00064	4,23
Block 5	0,00837	0,00183	4,58
Block 6	0,03253	0,00509	6,39
Block 7	0,02605	0,00661	3,94
Block 8	0,02695	0,00670	4,02

Tabelle 1 zeigt die maximale Energie, die mittlere Energie und das Adaptationsverhältnis R jedes Blocks mit 16 Phasenkodes in 8A.
Gemäß der vorliegenden Erfindung kann bei Initialkodesynchronisationserfassung in einem System zum Übertragen eines Signals unter Verwendung der CDMA-Technik in einer drahtlosen Mobilkanalumgebung eine Bestimmung, ob Kodesynchronisation erfolgt ist, stabil vorgenommen werden, ohne dass sie durch eine Verzerrung in einem CDMA-Empfangssignal beeinflusst wird, die durch Kanalverzerrung in einem drahtlosen Mobilkanal bedingt ist.
Ebenso kann bei Initialkodesynchronisationserfassung ein stabiles CDMA-Empfangssystem erreicht werden, indem die Wahrscheinlichkeit eines falschen Alarms und von Fehlerfassung drastisch reduziert werden, die aufgrund einer Stärkeveränderung in einem CDMA-Empfangssignal bedingt sein können.
Darüber hinaus kann die Gesamtdauer für eine Initialkodesynchronisationserfassung, indem die Wahrscheinlichkeit eines falschen Alarms und von Fehlerfassung drastisch reduziert werden, die aufgrund einer Starkeveränderung in einem CDMA-Empfangssignal bedingt sein können, bei Initialkodesynchronisationserfassung signifikant reduziert werden.
Als Ergebnis der vorliegenden Erfindung, das als Ausführung erreicht werden kann, kann eine Vorrichtung zur Initialkodesynchronisationserfassung in Software effektiv realisiert werden, indem Parallelverarbeitung der Vorrichtung zur Initialkodesynchronisationserfassung vorgenommen wird, was geeignet ist, um die vorhandene Hardware zu realisieren. Ebenso stellt die vorliegende Erfindung eine Technik zum Ermitteln eines Bestimmungsschwellenwerts zur Verfügung, indem die Charakteristiken und die Verteilung von Korrelationsenergien in Bezug auf mehrere Kodephasen berechnet werden, so dass die Funktion von Software gut genutzt werden kann.
Die vorliegende Erfindung ist bei allen Signalübertragungssystemen anwendbar, die eine Direktsequenz-CDMA (DS-CDMA) einsetzen, insbesondere bei Systemen wie derzeitigen Mobiltelefonen, Personalkommunikationssystemen (PCSs) oder dergleichen und dem Empfangssystem von Mobilkommunikationsgeräten der dritten Generation, wie IMT-2000.

Claims

Verfahren zum Erfassen von Initialdiffusionskodesynchronisation (Initial Diffusion Code Synchronization) nach Empfang eines Code-Division-Multiple-Access (CDMA) modulierten Signals, Abwärts-Konvertieren desselben in ein analoges Signal und Abtasten des resultierenden Signals in ein komplexes digitales Signal im Empfänger eines CDMA-Kommunikationssystems in einer drahtlosen Mobilkanalumgebung, wobei das Verfahren die Schritte umfasst: Durchführen von N parallelen komplexen Korrelationen zum Ermitteln der Korrelation zwischen dem abgetasteten komplexen digitalen Signal und N parallelen komplexen Diffusionskodes, die im Empfänger erzeugt werden, paralleles Akkumulieren kontinuierlich erzeugter K paralleler komplexer Korrelationsergebnisse mit Komponenten im Ergebnis der N parallelen komplexen Korrelationen, paralleles Ermitteln der Energiewerte jeder Komponente im Ergebnis der Akkumulation der K parallelen komplexen Korrelationsergebnisse und Ermitteln des Verhältnisses eines maximalen Energiewerts zu einem mittleren Energiewert unter Verwendung der Energiewerte jeder Komponente, Vergleichen des Verhältnisses mit einem bestimmten Bestimmungsschwellenwert und, wenn das Verhältnis größer oder gleich dem Bestimmungsschwellenwert ist, Abschluss der Kodesynchronisationserfassung durch Bestimmen, dass eine Kodephase entsprechend dem maximalen Energiewert eine korrekte Kodephase ist, und ansonsten Bestimmen, dass die Kodephase entsprechend dem maximalen Energiewert eine unkorrekte Kodephase ist.
Verfahren nach Anspruch 1, ferner umfassend den Schritt zum Erzeugen von N parallelen komplexen Diffusionskodes mit N Kodephasen, die den N parallelen komplexen Diffusionskodes am nächsten sind, und Wiederholen der Schritte, wenn bestimmt ist, dass keine korrekten Kodephasen in den Kodephasen der N parallelen komplexen Diffusionskodes vorliegen.
Verfahren nach Anspruch 2, wobei, während N PN-Kodeperioden, eine relative Kodephase zwischen einem empfangenen komplexen digitalen Signal und einem parallelen komplexen Diffusionskode in N Kodephasen verändert wird, indem der parallele komplexe Diffusionskode ohne Veränderung beibehalten wird, und während der nächsten K PN-Kodeperioden die relative Kodephase ohne Veränderung beibehalten wird, indem die parallelen komplexen Diffusionskodes erzeugt werden, während die parallelen komplexen Diffusionskodes in Abhängigkeit von einem periodisch empfangenen komplexen digitalen Signal verschoben werden.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei der maximale Energiewert so festgesetzt wird, dass er der größte Energiewert der Energiewerte entsprechender Komponenten ist, und der mittlere Energiewert so festgesetzt wird, dass er der mittlere Wert von N – 1 Energiewerten ohne den maximalen Energiewert ist.
Verfahren nach Anspruch 4, wobei der maximale Energiewert durch Subtrahieren des maximalen Energiewerts von der Summe der N Energiewerte und Teilen des Ergebnisses der Subtraktion durch N – 1 ermittelt wird.
Vorrichtung zum Erfassen initialer Diffusionskodesynchronisation nach Empfangen eines Code-Division-Multiple-Access modulierten Signals, Abwärts-Konvertieren desselben in ein analoges Signal und Abtasten des resultierenden Signals in ein komplexes digitales Signal im Empfänger eines CDMA-Kommunikationssystems in einer drahtlosen Mobilkanalumgebung, wobei die Vorrichtung umfasst: einen parallelen komplexen Korrelator (11) zum Erzeugen von N parallelen komplexen Korrelationsergebnissen zum Ermitteln der Korrelation zwischen dem abgetasteten komplexen digitalen Signal und N parallelen komplexen Diffusionskodes, die im Empfänger erzeugt werden, einen parallelen komplexen Akkumulator (12) zum parallelen Akkumulieren kontinuierlich erzeugter K paralleler komplexer Korrelationsergebnisse, einen parallelen Energiedetektor (13) zum parallelen Ermitteln der Energiewerte von K akkumulierten parallelen komplexen Korrelationsergebnissen und eine Bestimmungseinrichtung (14) für das Adaptationsverhältnis, die so ausgebildet ist, dass sie das Verhältnis eines maximalen Energiewerts zu einem mittleren Energiewert unter Verwendung der Energiewerte jeder Komponente ermittelt, ferner so ausgebildet ist, dass sie das Verhältnis mit einem bestimmten Bestimmungsschwellenwert vergleicht, und ferner so ausgebildet ist, dass sie ein Suchabschlusssignal erzeugt, indem sie bestimmt, dass eine Kodephase entsprechend dem maximalen Energiewert eine korrekte Kodephase ist, wenn das Verhältnis größer oder gleich dem Bestimmungsschwellenwert ist.
Vorrichtung nach Anspruch 6, wobei die Bestimmungseinrichtung (14) für das Adaptationsverhältnis ferner so ausgebildet ist, dass sie ein Suchsteuersignal erzeugt, wenn bestimmt ist, dass keine Kodephasen in den Kodephasen der N parallelen komplexen Diffusionskodes vorliegen, und wobei die Vorrichtung ferner umfasst: eine PN-Kodeerzeugungssteuerung (16) zum Erzeugen eines PN-Kodesteuersignals, das ein Verschiebungsfreigabesignal in Intervallen von aufeinanderfolgenden K PN-Kodeperioden oder ein Haltefreigabesignal in Intervallen von aufeinanderfolgenden N PN-Kodeperioden unter der Steuerung des Suchsteuersignals darstellt, und einen parallelen komplexen PN-Kodegenerator (17) zum Erzeugen der N parallelen komplexen Diffusionskodes in Abhängigkeit vom PN-Kodesteuersignal.
Vorrichtung nach Anspruch 7, wobei die PN-Kodeerzeugungssteuerung (16) umfasst: ein Zählwerk (41) mit einem Löscheingangsport, über den das Suchsteuersignal empfangen wird, und einem Halteeingangsport, wobei das Zählwerk von 0 bis N – 1 zählt und das Ergebnis ausgibt, und einen Komparator (42) zum Vergleichen des Ausgabewerts des Zählwerks mit N – 1 zum Ausgeben des PN-Kodesteuersignals, wobei das PN-Kodesteuersignal über den Halteeingangsport des Zählwerks empfangen wird.
Vorrichtung nach Anspruch 7 oder 8, wobei der parallele komplexe PN-Kodegenerator umfasst: ein lineares Feedbackschieberegister (52) zum Erzeugen komplexer Diffusionskodes und ein Schieberegister (54) zum Erzeugen komplexer PN-Kodes mit N parallelen Phasen, während sequentiell Werte gespeichert werden, die vom linearen Feedbackschieberegister erzeugt werden.
Vorrichtung nach Anspruch 9, wobei der parallele komplexe PN-Kodegenerator (17) so ausgebildet ist, dass er die N parallelen Diffusionskodes erzeugt, während er sequentiell Werte unter Verwendung des Schieberegisters verschiebt, die vom linearen Feedbackschieberegister (52) erzeugt werden, wenn das PN-Kodesteuersignal von der PN-Kodeerzeugungssteuerung (16) einen Verschiebefreigabezustand darstellt, und N relative Kodephasen zwischen dem abgetasteten komplexen digitalen Signal, das in den parallelen komplexen Korrelator eingegeben ist, und den N parallelen komplexen Diffusionskodes versetzt, indem die Verschiebevorgänge des linearen Feedbackschieberegisters (52) und des Schieberegisters (54) gehalten werden, wenn das PN-Kodesteuersignal von der PN-Kodeerzeugungssteuerung (16) den Haltefreigabezustand darstellt.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 7 bis 10, wobei die Bestimmungseinrichtung für das Adaptationsverhältnis umfasst: einen Maximalsignaldetektor (21) zum Bestimmen des maximalen Energiewerts aus den Energiewerten der N entsprechenden Komponenten, einen Addierer (22) zum Summieren der Energiewerte der N entsprechenden Komponenten, einen Subtrahierer (23) zum Subtrahieren des maximalen Energiewerts von der Ausgabe des Addierers (22), einen ersten Dividierer (24) zum Ermitteln eines mittleren Energiewerts durch Teilen der Ausgabe des Addierers (22) durch N – 1, einen zweiten Dividierer (25) zum Ermitteln eines Verhältniswerts durch Teilen des maximalen Energiewerts durch den mittleren Energiewert, eine Bestimmungseinrichtung (26) zum Erzeugen eines Bestimmungswerts durch Vergleichen des Verhältniswerts mit dem bestimmten Bestimmungsschwellenwert und einen Taktgenerator (27) für einen bestimmten Zustand zum Erzeugen des Suchabschlusssignals und des Suchsteuersignals in Abhängigkeit vom Bestimmungswert.
Vorrichtung nach Anspruch 11, wobei der Maximalsignaldetektor (21) log₂ N Vergleichsausgabeeinheiten zum Vergleichen zweier empfangener Signale miteinander und Ausgeben des größeren Signals der beiden Signale umfasst.