DE69732595T2

DE69732595T2 - Frequenzfolge für nachrichtenübertragungssignale unter verwendung von m-stufiger orthogonaler walsh-modulation

Info

Publication number: DE69732595T2
Application number: DE69732595T
Authority: DE
Inventors: Avneesh Agrawal; Rajiv Vijayan
Original assignee: Qualcomm Inc
Current assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 1996-03-29
Filing date: 1997-03-26
Publication date: 2006-01-12
Anticipated expiration: 2017-03-27
Also published as: BR9702149B1; BR9702149A; RU2234197C2; EP0829146B1; HK1010957A1; CA2222644C; KR19990022148A; WO1997037437A1; JP3860213B2; AU2673197A; JPH11506598A; CA2222644A1; AU727941B2; US6330291B1; DE69732595D1; EP0829146A1; ATE290269T1; CN1185873A; CN1168229C; KR100470000B1

Description

Hintergrund der Erfindung
I. Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung bezieht sich im Allgemeinen auf in Kommunikations- bzw. Nachrichtensystemen verwendete Frequenznachführschleifen und spezieller auf eine Frequenznachführschleife zur Verwendung in einem Kommunikationssystem, das orthogonale Walsh-Modulation anwendet.
II. Beschreibung der verwandten Technik
Bei jedem Kommunikationssystem, das modulierte Kommunikationssignale anwendet, muss ein Mechanismus vorgesehen sein, um empfangene Signale zu demodulieren. Um die genaue Demodulation sicherzustellen, muss der Demodulator ferner geeignet sein, Variationen oder Verschiebungen der Trägerfrequenz der empfangenen Signale zu kompensieren.
Eine herkömmliche verwendete Technik zum Implementieren solcher Trägerverschiebungsnachführung in einem Kommunikationssystemdemodulator ist es, eine phasenverriegelte Schleife bzw. Phase Locked Loop ("PLL") zu verwenden. Diese Art von Demodulator arbeitet gut, wenn das übertragene bzw. gesendete Signal unter Verwendung konventioneller Modulationstechniken moduliert ist und kann in vernünftiger Weise optimiert werden, und zwar entweder für eine breite Frequenzbereichsantwort oder für hohe Genauigkeit. So eine Art von Demodulator ist beispielsweise aus der US-A-4 841 544 bekannt. Wo technisch ausgefeiltere Modulationsschemata verwendet werden, können jedoch bestimmte Eigenschaften dieser Modulationsschemata herkömmliche Techniken viel weniger nützlich oder ansprechend machen.
Das ist im Speziellen wahr bei digitalen Kommunikationssystemen vom Spreizspektrumtyp, die M-stufige orthogonale Walsh-Code-Modulation anwenden. Als Teil solcher Techniken werden Gruppen von zu übermittelnden Datensymbolen in Walsh-Funktionen oder Codes abgebildet bzw. gemappt, die dann übertragen werden. Das empfangene Signal wird mit Bezug auf einen Satz solcher Walsh-Codes demoduliert, um eine Wahrscheinlichkeit festzulegen, mit der Codes übertragen wurden, um festzulegen, welche Datensymbole übermittelt werden. Frequenzfehler beim Nachführen bzw. Verfolgen solcher Signale und zwar speziell beim Vorhandensein von Rauschen reduzieren jedoch stark die Fähigkeit zu unterscheiden, welcher Walsh-Code empfangen wurde und für konventionelle Nachführtechniken kann es jedoch schnell problematisch werden, eine Frequenznachführung beizubehalten.
Was gebraucht wird ist deshalb eine Frequenznachführschleife, die entworfen ist, Vorteil aus bestimmten Eigenschaften zu ziehen, die mit M-stufiger orthogonaler Walsh-Modulation assoziiert sind, um verbesserte Nachführfähigkeiten vorzusehen. So eine Vorrichtung und Nachführverfahren wäre nützlich bei einer Implementierung effektiverer Kommunikationssignaldemodulatoren.
In IEICE TRANSACTIONS OF FUNDAMENTALS OF ELECTRONICS, COMMUNICATIONS AND COMPUTER SCIENCES, SEPT. 1995, JAPAN, Volume E78-A, Nr. 9, ISSN 0916-8508, Seiten 1102-1108 von WADA T ET AL, mit dem Titel "Non-coherent reception of M-ary spread-spectrum signals in the presence of carrier frequency offset" wird die Leistungsfähigkeiterörtert und zwar für nicht kohärenten Empfang M-stufiger Spreizspektrum-(M-stufige/SS)-Signale bei dem Vorhandensein von Trägerfrequenzversatz und enthält eine Analyse des Effekts von Trägerfrequenzversatz auf die Leistungsfähigkeit des nicht kohärenten M-stufigen SS-Systems mit orthogonaler Modulation unter Verwendung eines Satzes von durch die Hadamard-Matrix erzeugten Sequenzen.
Zusammenfassung der Erfindung
Die vorliegende Erfindung weist eine Vorrichtung und ein Verfahren zum Nachführen bzw. Tracking der Trägerfrequenz auf, und zwar in einem Kommunikationssystem verwendet, das M-stufige orthogonale Modulation anwendet gemäß den Ansprüchen die folgen. Die Erfindung kann allein implementiert werden oder als Teil eines größeren Demodulationssystems. Ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der Erfindung arbeitet in einer Umgebung oder einem System wie beispielsweise einem drahtlosen Spreizspektrumkommunikationssystem, wobei M-stufige orthogonale Walsh-Modulation angewendet wird. In diesem Ausführungsbeispiel umfasst die Erfindung eine Frequenznachführschleife, die Folgendes aufweist: eine Dreheinrichtung bzw. einen Rotator oder Rotationsmittel, einen Korrelator oder Korrelationsmittel, einen Diskriminator bzw. Unterscheider oder Unterscheidungs- bzw. Diskrimierungsmittel, und einen Filter bzw. Filtermittel.
Die Rotationsmittel empfangen ein Eingangssignal und eine Frequenzversatzschätzung und produzieren ein frequenzverschobenes Eingangssignal, wobei die Frequenzverschiebung proportional zu der Frequenzversatzschätzung ist. Die Korrelationsmittel bestimmen die Korrelation zwischen einem Satz von Walsh-Funktionen und dem frequenzverschobenen Eingangssignal und produzieren einen Korrelationsvektor. Der Korrelatorausgang kann genauso gut als ein Datenausgang verwendet werden. Die Diskriminierungsmittel empfangen den Korrelationsvektor und produzieren ein Frequenzfehlersignal ("aktueller Fehler"). Die Filtermittel akkumulieren die resultierenden Frequenzfehlersignale um die Frequenzversatzschätzung zu produzieren, die von Dreheinrichtungsmitteln verwendet wird ("Restfehler").
Der von dem Korrelator oder den Korrelationsmitteln produzierte Korrelationsvektor umfasst eine Vielzahl von Korrelationsergebnissen, wobei jedes Korrelationsergebnis das Ergebnis einer Korrelation zwischen dem frequenzverschobenen Eingangssignal und einer einzelnen Walsh-Funktion ist. Jedes Korrelationsergebnis besitzt einen Indexwert, der in binärer Darstellung dargestellt sein kann, wobei jeder Indexwert einer bestimmten Walsh-Funktion entspricht.
In einem Ausführungsbeispiel bestimmen die Diskriminierungsmittel den aktuellen Fehler der Frequenznachführschleife wie folgt. Als erstes wird der Walsh-Index des Korrelationsergebnisses mit der höchsten Signalenergie, die in dem Korrelationsvektor enthalten ist, bestimmt. Dieser Wert wird ausgewählt, und zwar als die am wahrscheinlichsten gesendete Walsh-Funktion oder Code repräsentierend und als den größten Betrag der übertragenen Signalkomponente aufweisend. Eines der Bits der binären Darstellung des mit diesem Korrelationsergebnis assoziierten Walsh-Index wird dann invertiert, um einen Walsh-Index einer anderen Walsh-Funktion zu erzeugen. Das Korrelationsergebnis von den Korrelationsmitteln, das diesen zweiten Index besitzt wird ausgewählt und ein Kreuzprodukt wird zwischen diesem zweiten Ergebnis und dem ersten ausgewählten Ergebnis gebildet. D.h. der Imaginärteil eines Produktes zwischen dem Korrelationsergebnis mit dem höchsten Energiepegel und dem Komplexkonjugierten eines zweiten Korrelationsergebnisses, das einem bitumgekehrten Index für das erste Ergebnis entspricht, wird dann bestimmt. Der resultierende Kreuzproduktwert der aus diesem Prozess bestimmt wird, ist proportional zu dem aktuellen Fehler der Frequenznachführschleife.
Im Allgemeinen ist das Bit, das umgedreht wird, das Bit mit dem höchsten Stellenwert (most significant bit, MSB) der binären Darstellung des Walsh-Index, das mit der höchsten Energieausgabe von dem Korrelator assoziiert ist. Die Korrelationsmittelausgabe für den durch Umdrehen des ersten MSB ausgewählten Walsh-Index wird vorhergesagt bzw. es wird von ihr erwartet die zweitgrößte Signalkomponente zu enthalten, und zwar wenn es einen Frequenznachführfehler gibt. In anderen Ausführungsbeispielen bestimmt der Diskriminator den aktuellen Fehler der Frequenznachführschleife durch Substituieren von Korrelationsergebnissen, die anderen invertierten Walsh-Indexbits entsprechen, in die Kreuzproduktberechnung. Die Korrelationsmittelausgabe, die einem Umdrehen des zweiten MSB entspricht, wird vorhergesagt bzw. es wird von ihr erwartet die drittgrößte übertragene bzw. gesendete Signalkomponente zu liefern, die Korrelationsmittelausgabe zum Umdrehen des dritten MSBs wird vorhergesehen bzw. es wird von ihr erwartet die viertgrößte Signalkomponente zu liefern und so weiter. Deshalb wird jedes bestimmte Indexbit zum Umdrehen ausgewählt und zwar basierend auf einem gewünschten bzw. Soll oder vorhergesagten bzw. erwarteten Betrag bzw.
Menge von Signalenergie und seinem relativen Ausgabeversatz und zwar zur Verwendung zur Bestimmung des aktuellen Fehlers der Frequenznachführschleife. Auswählen signifikanter Bits höherer Ordnung liefert im Allgemeinen bessere Schleifenleistungsfähigkeit im eingeschwungenen Zustand, während Bits niedrigerer Ordnung einen höheren Fangbereich (pull-in range) liefern.
In noch anderen Ausführungsbeispielen bestimmt der Diskriminator den aktuellen Fehler durch Mitteln verschiedener Kombinationen von Korrelationsergebnissen, wobei jedes durch Bitmanipulation oder -umdrehen (reversal) bestimmt wird, und zwar wie oben beschrieben. Wenn noch größere Genauigkeit erforderlich ist, kann der Durchschnitt erzeugt werden, und zwar von zwei oder mehr Ergebnissen, die von sich unterscheidenden Arten von Verarbeitung (Kreuzprodukten) erhalten werden, wie oben beschrieben.
Weitere Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung wie auch der Struktur und der Betrieb von verschiedenen Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung werden unten im Detail mit Bezug auf die begleitenden Zeichnungen beschrieben.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Die Erfindung ist am besten zu verstehen mit Bezug auf die Zeichnungen, wobei gleiche Bezugszeichen gleiche oder funktional ähnliche Elemente anzeigen. Zusätzlich beziehen sich Stellen links von den zwei ganz rechten Stellen der Bezugszeichen auf die Figurnummer in der das Bezugszeichen als erstes in der begleitenden Zeichnung auftaucht, wobei:
1 ein Blockdiagramm der Frequenznachführschleife der vorliegenden Erfindung darstellt;
2 ein Diagramm eines FHT-Elements darstellt mit assoziierten Ausgangswerten und entsprechenden Indizes, die zum Implementieren der Nachführschleife der 1 nützlich sind; und
3 ein Flussdiagramm ist, das von der vorliegenden Erfindung ausgeführte Verarbeitung zeigt.
Detaillierte Beschreibung der bevorzugten Ausführungsbeispiele
I. Einführung
Die vorliegende Erfindung umfasst ein System und Verfahren zum Implementieren einer Frequenznachführschleife in einem Kommunikations- bzw. Nachrichtensystem, das M-stufige orthogonale Walsh-Modulation der Kommunikations- bzw. Nachrichtensignale anwendet. Ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der Erfindung wird unten diskutiert und zwar zusammen mit einer Anzahl alternativer Ausführungsbeispiele. Wenn spezielle Schritte, Konfigurationen und Anordnungen diskutiert werden, sollte es klar sein, dass dies nur für illustrative Zwecke gemacht wird.
Die Frequenznachführschleife der vorliegenden Erfindung wird betrieben um ziemlich die gleiche Funktion wie herkömmliche Frequenznachführschleifen auszuführen. Des Weiteren kann, wie bei herkömmlichen Frequenznachführschleifen, die Frequenznachführschleife der vorliegenden Erfindung alleine oder als ein integraler Teil eines Systemdemodulators implementiert werden. In jedem Fall führt die Frequenznachführschleife das Zentrum der Trägerfrequenz eines modulierten Kommunikationssignals nach, um eine genaue Demodulation zu ermöglichen. Während das Zentrum der Trägerfrequenz driftet, verschiebt die Frequenznachführschleife somit automatisch das empfangene Signal um eine genaue Demodulation zu erlauben. Wenn sich die Frequenz von Lokaloszillatoren ändert, die zum Nachführen der Trägerfrequenz verwendet werden, was wie eine Trägerverschiebung erscheinen kann, verschiebt die Frequenznachführschleife zusätzlich auch den empfangenen Träger. Die Antwort der Frequenznachführschleife bestimmt deshalb schlussendlich die gesamte Effektivität und Genauigkeit des Demodulators.
Wie oben angegeben, wird die Frequenznachführschleife der vorliegenden Erfindung in einem Kommunikationssystem betrieben, das M-stufige orthogonale Walsh-Modulation anwendet. In so einem System werden zu übertragende Daten in digitale Werte abgebildet, wobei jeder digitale Wert dem Index einer Walsh-Funktion entspricht. Die durch diesen Indexwert repräsentierte Walsh-Funktion kann dann übertragen bzw. gesendet werden (beispielsweise als eine Folge von "Chips"). Beim Empfangen, vorausgesetzt dass die zeitliche Ausrichtung bekannt ist, kann jede Folge von Chips mit der vordefinierten Gesamtheit der Walsh-Funktionen korreliert werden, um zu bestimmen, welche Walsh-Funktion empfangen wurde. Die Ergebnisse dieses Korrelationsprozesses werden verwendet zum Bestimmen der "am wahrscheinlichsten" Walsh-Funktion, die während einer vorgegebenen Empfangsperiode übertragen wurde. Sobald diese Walsh-Funktion bestimmt worden ist, repräsentiert der digitale Wert des Indexes, der dieser Walsh-Funktion entspricht, die Daten die am wahrscheinlichsten übertragen worden sind.
Eine detailliertere Erläuterung davon folgt. Als erstes folgt jedoch ein kurzer Überblick über Walsh-Codes, weil die vorliegende Erfindung primär betrieben wird, wo Walsh-Code-Modulation angewendet wird.
II. Walsh-Code-Erzeugung
Wie oben angegeben, ist eine Art von Signalmodulation Walsh-Code-Modulation, die von dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung verwendet wird. Die Herleitung von Walsh-Codes ist vollständiger offenbart im US-Patent Nr. 5,103,459 (dem '459-Patent) mit dem Titel "System And Method For Generating Signal Waveforms In A CDMA Cellular Telephone System". Das '459-Patent ist an den Rechteinhaber der vorliegenden Erfindung übertragen. Eine kurze Beschreibung von Walsh-Codes ist nichtsdestotrotz unten vorgesehen.
Es ist in der Technik wohl bekannt, dass für jede Potenz von 2 ein Satz von n orthogonalen binären Sequenzen jeweils der Länge n konstruiert werden kann. Tatsächlich sind orthogonale Binärsequenzsätze für die meisten Längen, die Vielfache von Vier und weniger als Zweihundert sind, bekannt.
Eine Klasse solcher orthogonaler binärer Sequenzen, die für orthogonale Codes nützlich sind und die auch relativ einfach zu erzeugen sind, werden Walsh-Funktionen genannt. Walsh-Funktionen werden von Walsh-Funktionsmatrizen hergeleitet, die auch als Hadamard-Matrizen bekannt sind. Eine Hadamard-Matrix der Ordnung n über den reellen Körper kann rekursiv definiert werden als:
wobei H die Inverse von H bezüglich der Addition bezeichnet und H₁ = 1 (d.h. H ₁ = –1 ).
Deshalb können die ersten zwei Hadamard-Matrizen der Ordnung 2 und 4 dargestellt werden als
Eine Walsh-Funktion ist dann einfach eine der Zeilen einer Walsh-Matrix (Hadamard-Matrix) und eine Walsh-Funktionsmatrix der Ordnung 'L' ist eine quadratische Matrix, die L Funktionen oder Sequenzen enthält, wobei jede L Chips (Bits) lang ist.
Eine Walsh-Funktion der Ordnung n (wie auch andere orthogonale Funktionen) besitzt die Eigenschaft, dass über ein Intervall von L Chips (d.h. ein Codesymbol der Länge L) in einer Reihung bzw. einem String von Chips die Korrelation zwischen allen der unterschiedlichen Funktionen innerhalb eines Satzes von Funktionen der Länge L Null ist, vorausgesetzt dass es eine zeitliche Ausrichtung gibt. Das ist unabhängig von einer Datenmodulation (±1) oder Funktion. Das wird leicht klar durch Beobachten, dass genau eine Hälfte der Chips oder Bits jeder Funktion sich von denen in allen anderen Funktionen unterscheidet.
Für M-stufige Modulation ist die Walsh-Funktionsgröße oder Codesequenezlänge L gleich der gewünschten Anzahl orthogonaler Codesequenzen gesetzt, die von dem Kommunikationssystem aufgenommen werden. Eine beispielhafte Walsh-Funktionsgröße, die nützlich ist zum Implementieren fortschrittlicher Kommunikationssysteme ist Vierundsechzig (L=64) bei Teilnehmer-zu-Gateway- oder Basisstationsverbindungen. Das erzeugt bis zu 64 verschiedene Werte oder Zustände, die für Daten detektierbar sind, die von einem vorgegebenen Teilnehmer übermittelt werden. Die Walsh-Funktionen werden typischerweise konfiguriert als ein vordefinierter Satz oder eine Tabelle binärer Sequenzen, die 64 Walsh-Funktionen aufweist, wobei jede eine Länge von 64 Chips besitzt, wie beispielsweise in der unten angegebenen IS-95-Systemspezifikation aufgelistet.
Die oben beschriebenen Eigenschaften von Walsh-Codes machen diese ideal zur Verwendung beim Übertragen von Daten in CDMA-Kommunikationssystemen. Wie unten beschrieben wird haben die Erfinder des Weiteren entdeckt, dass die einzigartigen Eigenschaften von Walsh-Codes es auch erlauben, diese zum Erhöhen der Effektivität einer Frequenznachführschleife zu verwenden.
III. Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung
Bezug nehmend auf 1 ist ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung beschrieben. 1 zeigt ein Blockdiagramm einer Frequenznachführschleife 101, die konstruiert und betrieben wird gemäß der vorliegenden Erfindung. Die Frequenznachführschleife 101 wendet Folgendes an: ein Dreh- bzw. Rotationselement oder einer Rotator bzw. eine Dreheinrichtung 110, ein Korrelationselement oder einen Korrelator 120, einen Diskriminator 130 und ein Schleifenfilter 140. Ein beispielhafter Korrelator ist eine Fast-Hadamard-Transformations-(FHT)-Vorrichtung. Jedoch können andere in der Technik bekannte Korrelatoren innerhalb der Lehre der Erfindung angewendet werden, solange sie strukturierte Walsh-Funktions-Indexausgaben oder Anordnung vorsehen.
Wie oben angegeben führt die Frequenznachführschleife 101 die Zentrums- bzw. Mittenfrequenz des Trägers nach der zum Übertragen von Daten in irgendeinem Kommunikationssystem verwendet wird, in dem M-stufige Walsh-Code-Modulation verwendet wird. Ein Beispiel so eines Kommunikationssystems ist das Rückwärtsverbindungsübertragungssystem eines zellularen CDMA-Systems wie beispielsweise das in der IS-95-Systemspezifikation mit dem Titel "Mobile Station-Base Station Compatibility Standard For Dual-Mode Wideband Spread Spectrum Cellular System" beschriebene.
Beim Betrieb bestimmt ein Unterscheider bzw. Diskriminator 130 einen aktuellen Frequenzfehler zwischen der Trägermittenfrequenz eines empfangenen Signals und der Korrelator/Demodulatorschleife, die typischerweise eine FHT enthält. Diese Bestimmung (ein Frequenzfehlersignal 132 (ê)) wird in ein Schleifenfilter 140 eingegeben, das aktuelle Frequenzfehlersignale 132 akkumuliert und dann ein Restfrequenzversatzschätzsignal 142 (f ^) erzeugt. Das Restfrequenzversatzschätzsignal 142 wird in den Rotator 110 eingegeben, der nachfolgend empfangene Eingangssignale 102 um einen Wert der gleich dem Frequenzversatzschätzsignal 142 ist, verschiebt, und zwar bevor das verschobene Eingangssignal 112 (f–f ^) weitergegeben wird an einen Korrelator 120 von einem schnellen Hadamard-Transformations-(fast hadamard transform, FHT)-Typ. Der FHT-Korrelator 120 handelt auf diese Eingabe um einen Korrelationsvektor 122 zu erzeugen, der von dem Diskriminator 130 verwendet wird um die Schleife zu vervollständigen. Der FHT-Korrelator 120 umfasst auch eine Datenausgabe 125, die empfangene Daten ausgibt zur Verwendung bei tatsächlicher bzw. aktueller Signalverarbeitung.
Wieder Bezug nehmend auf 1 wird ein empfangenes Kommunikationssignal 102 (mit Versatzfrequenz f) zuerst in den Rotator 110 eingegeben. Der Rotator 110 verschiebt die Frequenz des Eingangssignals 102 um Variationen der Zentrums- bzw. Mittenfrequenz des Trägersignals zu kompensieren. Der Betrag, um den diese Frequenz verschoben ist, basiert auf dem Wert des Frequenzversatzschätzsignals 142, das von dem Diskriminator 130 und dem Schleifenfilter 140 bestimmt wird, wie unten beschrieben. Der Initial- bzw. Anfangswert dieser Schätzung kann wie folgt ausgewählt werden: zufällig, empirisch für das spezielle System oder unter Verwendung anderer bekannter Techniken und könnte in einem Speicherelement gespeichert werden. Das frequenzverschobene Eingangssignal 112 (f–f ^) wird dann an den FHT-Korrelator 120 eingegeben.
Der FHT-Korrelator 120 führt eine Korrelation mit dem frequenzverschobenen Eingangssignal 112 durch und erzeugt einen Satz von Ausgabewerten, die einen Korrelationsvektor 122 bilden. Bei dem Durchführen dieser Korrelation nützt der FHT-Korrelator 120 die Eigenschaften der hierin beschriebenen Walsh-Code-Modulation aus.
In einem Kommunikationssystem, in dem M-stufige Walsh-Code-Modulation angewendet wird, wird Signalinformation in Gruppen von N Symbolen (wobei 2^N=M) gesammelt, wobei jede auf eine von einer endlichen Anzahl (M) von Walsh-Funktionen abgebildet wird. Beispielsweise wo 64-stufige Modulation angewendet wird (M = 64) wird Signalinformation in Gruppen von jeweils 6 Symbolen gesammelt (N = 6). Weiterhin wird jede Walsh-Funktion durch 64 Walsh-"Chips" repräsentiert, wobei jeder Walsh-Chip ± 1 ist. Hier wird jede Gruppe mit sechs Symbolen verwendet um eine entsprechende Walsh-Funktion auszuwählen, die anstelle der Datensymbole übertragen wird.
Mittels eines Beispiels wird die folgende Diskussion fortfahren unter der Annahme eines Kommunikationssystems, das einen Satz mit 64 Walsh-Funktionen (M = 64) anwendet. In so einem System kann jeder übertragene Walsh-Code (oder Funktion) als W_n indiziert werden, wobei n = 0 bis 63. Somit kann ein empfangenes moduliertes Signal gedacht werden als aus einer Folge von Walsh-Funktionen W_n bestehend und zwar innerhalb der vorbestimmten Gesamtheit der 64 Walsh-Funktionen, wobei jeweils W_n N Symbole repräsentieren. Es ist wichtig festzustellen, dass jedoch die vorliegende Erfindung in gleicher Weise betreibbar ist über irgendeine Größe eines Satzes von Walsh-Funktionen oder für andere Abbildungen von Datensymbolen (N ≠ 6) auf Walsh-Funktionen.
Um ein empfangenes moduliertes Signal 102 zu decodieren, vergleicht deshalb der FHT-Korrelator 120 das, mit einer speziellen Walsh-Funktion (z.B. W_n) modulierte empfangene Signal 102 mit jeder Walsh-Funktion in einem vordefinierten Satz von Walsh-Funktionen W_k (wobei k=0 bis 63) um zu bestimmen, welche Funktion empfangen wurde (k=n). Die Orthogonalität der Walsh-Funktionen ermöglicht direkt diesen Vergleich, weil die Korrelation irgendwelcher zwei verschiedenen Walsh-Funktionen gleich Null ist. Durch Korrelieren des empfangenen Signals (Walsh-Funktion) mit dem gesamten vordefinierten Satz von Walsh-Funktionen W_k kann der Demodulator somit vorhersagen, welche Walsh-Funktion W_n empfangen wurde (z.B. wo die Korrelation zwischen der empfangenen Funktion und der n-ten vordefinierten Funktion nicht Null ist; k=n).
Der schnelle Hadamard-Transformations-(FHT)-Korrelator 120 der Frequenznachführschleife 101 führt diese Korrelation durch. Wieder Bezug nehmend auf 1 wird das rotierte bzw. gedrehte Eingangssignal 112 in den FHT-Korrelator 120 eingegeben. Der FHT-Korrelator 120 nimmt das komplexe empfangene Signal 112 und führt damit eine Matrixmultiplikation durch. In dem beispielhaften System, das einen Satz mit 64 Walsh-Funktionen anwendet, enthält der FHT-Korrelator 120 eine 64-mal-64-Matrix (nicht gezeigt), die die vordefinierte Gesamtheit der Walsh-Funktionen repräsentiert. Der FHT-Korrelator 120 nimmt das rotierte Eingangssignal 112 und korreliert (multipliziert) es mit jedem 64-Bit-Vektor in der Matrix. Diesen Prozess kann man sich als Walsh-Decodierung vorstellen, wie es auch in der Technik verstanden wird.
Das Ergebnis dieser Korrelation ist ein 64-mal-1-Vektor, der die Korrelation des rotierten Eingangssignals 112 mit jedem Vektor in der Matrix repräsentiert. Idealerweise gibt es Nullwerte in dem Vektor, die jeweils eine Situation repräsentieren, bei der der Eingangsvektor 112 orthogonal zu dem Matrixvektor ist. Dann repräsentiert jeder Nicht-Null-Wert in dem Vektor eine Wahrscheinlichkeit, dass der assoziierte Eingangsvektor 112 und der Matrixvektor nicht orthogonal sind (z.B. dass der assoziierte Eingangsvektor der spezielle W_k ist). Bei dem Vorhandensein von Signalrauschen oder Interferenz, wie auch wenn es einen Fehler bei der Frequenznachführung gibt, gibt es jedoch Nicht-Null-Werte in dem Korrelationsvektor, selbst wenn die Eingabe und Matrixvektoren orthogonal sind. Zusätzlich können die idealerweise Nicht-Null-Ausgaben weniger Energie haben als einige andere erzeugte Ausgaben und zwar aufgrund von Rauschen. Das macht den Prozess des Detektierens der korrekten Walsh-Funktion W_n die empfangen wird bestenfalls mit aktuellen Techniken sehr schwierig.
Die FHT 120 kann die Korrelationsverarbeitung in irgendeinem von verschiedenen Wegen erreichen. Zusätzlich zu der oben beschriebenen Matrixmultiplikation kann die FHT 120 derart konstruiert sein, dass sie eine Folge von Kreuz-und-quer-(criss-cross)-Netzwerken verwendet, die eine Folge von Summationen (Addieren/Subtrahieren) durchführen. Weiterhin kann die FHT 120 auf dem Eingangsvektor 112 seriell oder parallel betrieben werden. Die Struktur und der Betrieb von FHT-Prozessoren dieses Typs sind in der Technik bekannt, wie beispielsweise gezeigt und beschrieben in dem US-Patent Nr. 5,516,618 mit dem Titel "Method And Apparatus For Performing A Fast Hadamard Transform" oder der US-Patentanmeldung mit der Nr. 08/424,773 mit dem Titel "Method and Apparatus For Unified Signal Modulation", die beide auf den Rechteinhaber der vorliegenden Anmeldung übertragen sind.
Zusätzlich zu dem 64-mal-1-Vektor bestimmt oder weist der FHT-Korrelator 120 den Walsh-Index zu, der mit dem Wert jeder Korrelation, die durchgeführt wurde, assoziiert ist. Im Allgemeinen ist der Indexwert bekannt oder wird angenommen aus der Anordnung der Ausgänge in einer vorbestimmten Art und Weise wie beispielsweise dem ansteigend angeordneten 0-63-Muster der 2. Jedoch könnten getrennte Indizes generiert und transferiert werden, und zwar mit entsprechenden Ausgabewerten, wobei diese in einer seriellen Art und Weise an andere Verarbeitungsschaltungen unter Verwendung der Indizes transferiert werden. In jedem Fall ist dieser Index eine binäre Darstellung des Walsh-Funktions-Matrixeintrags, der mit dem Eingangssignal korreliert worden ist. Beispielsweise in dem beispielhaften System das 64 Walsh-Funktionen anwendet, ist ein 6-Bit-Indexwert mit jeder Korrelationsausgabe assoziiert (z.B. 000000 bis 111111, die entsprechend Walsh-Funktionen W₀ bis W₆₃ repräsentieren). Das ist in 2 abgebildet, wobei die entsprechenden Korrelationswerte an die Korrelator-120-Ausgaben in einer linear aufsteigenden Ordnung von 0 bis 63 zugewiesen sind. Die Indizes oder entsprechenden Indexwerte sind in 2 neben jedem Ausgang gezeigt. Der Korrelator 120 oder eine FHT-Vorrichtung 201 können derart konstruiert sein, dass sie die Korrelationsausgänge in anderen Anordnungen oder Mustern präsentieren, wie beispielsweise als Gerade und Ungerade, solange der absolute Indexwert von k bekannt ist.
Nach dem Vollenden der Walsh-Demodulation für jedes empfangene Signal gibt der FHT-Korrelator 120 einen Korrelationsvektor 122 aus. Dieser Korrelationsvektor umfasst den 64-mal-1-Vektor, der die Korrelation repräsentiert, die mit jedem des Satzes von Walsh-Funktionen durchgeführt wurde, und assoziierte Walsh-Funktions-Indizes besitzt, die jedem Korrelationsergebnis entsprechen. Der FHT 120 umfasst auch einen Datenausgang 125, der korrelierte empfangene Signaldaten oder Walsh-Funktionsdaten ausgibt, und zwar zur weiteren Signalverarbeitung um übertragene Datensymbole zu erzeugen.
Wie bei jedem Demodulationsprozess ist der Walsh-Korrelationsprozess jedoch von jeder Variation oder Drift der Trägerfrequenz des empfangenen Signals (oder lokalen Oszillators) betroffen. Und zwar deshalb weil jede solche Variation die Orthogonalität der empfangenen Walsh-Funktionen betrifft durch Beeinträchtigen spektraler Ausrichtung der empfangenen Chip-Werte (±1) mit den korrelierten Sequenzen. In dem oben beschriebenen Walsh-Decodierprozess hat das Vorhandensein eines Frequenzfehlers zwischen der Trägermittenfrequenz und der Walsh-Decodierfrequenz zwei Effekte: (1) der Betrag der Energie, der in der Walsh-Funktion vorhanden ist, die aktuell übertragen wurde (k=n) wird reduziert; und (2) Energie beginnt auch in Walsh-Funktionen aufzutauchen, die nicht aktuell übertragen wurden (k≠n). Dieser letztere Effekt wird verstärkt durch das Vorhandensein von Rauschenergie, die zu einigen Ausgängen addiert wird. Die Frequenznachführschleife 101 wendet einen Diskriminator 130 an um diese Schwierigkeiten zu überkommen.
Der Diskriminator 130 empfängt den Korrelationsvektor 122 von dem FHT-Korrelator 120 und erzeugt ein Frequenzfehlersignal 132, das in den Schleifenfilter 140 eingegeben wird. Der Diskriminator 130 erreicht dies durch Ausnützen bestimmter einzigartiger Eigenschaften, die assoziiert sind mit Walsh-Funktionen, wie sie in Kommunikationssystemen verwendet werden.
A. Eigenschaften von Walsh-Funktionen
Wie oben angegeben, besitzen in Kommunikationssystemen verwendete Walsh-Funktionen bestimmte einzigartige Eigenschaften. Eine solche Eigenschaft bezieht sich auf die Beziehung zwischen der Energie, die vorhanden ist in der Korrelationsausgabe für die Walsh-Funktion, die tatsächlich übertragen worden ist (die "richtige" Funktion) und allen anderen Ausgaben für korrelierte Walsh-Funktionen in der vordefinierten Gesamtheit der Funktionen. Diese Eigenschaft wird im Detail unten beschrieben.
Wie oben angegeben, wenn Walsh-Funktionen in einem Kommunikationssystem verwendet werden, wird ein vordefinierter Satz von Walsh-Funktionen oder ein vordefinierter Unter- bzw. Teilsatz eines bekannten Satzes zum Modulieren eines Datensignals verwendet. In dem beispielhaften System, das 64 Walsh-Funktionen anwendet, kann diese Gesamtheit der Walsh-Funktionen durch W_k repräsentiert werden, wobei k=0 bis 63. In binärer Darstellung kann der Walsh-Funktionsindex k somit durch einen Wert mit 6 Stellen dargestellt werden (z.B. k=000000 bis k=111111).
Wenn ein Datensignal unter Verwendung einer bestimmten Walsh-Funktion oder eine Folge solcher Funktionen W_n moduliert wird, ist der Walsh-Funktionsindex 'n', der mit jeder Walsh-Funktion assoziiert ist, bekannt. Ferner ist auch die binäre Darstellung dieses Walsh-Funktionsindexes auch einfach zu bestimmen (z.B. wenn n = 19, ist die binäre Darstellung = 010011). In der vorliegenden Erfindung werden diese Indexwerte erzeugt mit oder angenommen für entsprechende Ausgabewerte des Korrelators 120, wie hierin beschrieben.
Wo Walsh-Funktionsmodulation angewendet wird, ist es wichtig festzustellen, dass eine einzigartige Beziehung zwischen dem Index der aktuell bzw. tatsächlich zum Modulieren des Datensignals verwendeten Walsh-Funktion und allen anderen Walsh-Funktionen in der vordefinierten Gesamtheit der Funktionen existiert. Diese Beziehung leitet sich her von der Beziehung zwischen der bei jeder Walsh-Funktions-Korrelation vorhandenen Energie und dem Frequenzfehler zwischen der Trägermittenfrequenz und der Frequenznachführschleife/Korrelator.
Der erste Fall der betrachtet werden muss ist, wenn es keinen Restfrequenzfehler gibt. Wenn es keinen Restfrequenzfehler gibt und ein Signal Walsh-demoduliert (korreliert) wird, wird Signalenergie nur bei der tatsächlich übertragenen Walsh-Funktion vorhanden sein (z.B. bei einem rauschfreien Signal). Bei der vorliegenden Erfindung wird dies dargestellt durch das Vorhandensein von Signalenergie in nur einem der Korrelationsausgänge des FHT- Korrelators 120 (z.B. dem einen der dem gesendeten Walsh-Symbol entspricht). Alle anderen Ausgänge des FHT-Korrelators würden nur Rauschen enthalten, obwohl bei einem tatsächlichen Kommunikationssystem die Rauschenergie an den Korrelatorausgängen größer erscheinen kann als die Signalenergie.
Im Gegensatz dazu, wenn es einen Restfrequenzfehler gibt, hat es den Anschein, dass das gesendete Signal in die mit anderen decodierten Walsh-Funktionen assoziierten Ausgänge "leckt". In der vorliegenden Erfindung würde dies als eine Reduktion der Energie bei dem Ausgang des FHT-Korrelators 120 erscheinen, der die Walsh-Funktion repräsentiert, die tatsächlich übertragen wurde und als eine Erhöhung der Signalenergie, die bei den Korrelationsausgängen den anderen Walsh-Funktionen entsprechen. Der Betrag dieses Leckens bzw. Verlustes ist proportional zu dem Frequenzfehler.
Wenn die n-te Walsh-Funktion mit einem Frequenzfehler von f_error und einem Phasenfehler von Φ₀ empfangen wird, ist deshalb die Signalkomponente des k-ten Ausgangs der komplexen FHT-Ausgabe, als R_k bezeichnet, durch die Beziehung der unten angegebenen Gleichung 1 gegeben. In Gleichung 1 repräsentiert E_user die Leistung des Eingangssignals 102, T_w ist die Walsh-Chipdauer, W_k[i] ist der i-te Chip der k-ten Walsh-Funktion, m=k⊕n, wobei ⊕ den bitweisen exklusiv-ODER-Operator bezeichnet und
die Fourier-Transformierte der m-ten Walsh-Funktion bezeichnet.
Die in Gleichung 1 ausgedrückte Beziehung beruht wiederum auf den in Gleichung 2 dargestellten Eigenschaften der Walsh-Funktionen. Wn[i]Wk[i] = Wm[i], wobei m = k ⊕ n (2)
Somit falls W_n die übertragene Walsh-Funktion ist, ist die Signalkomponente des k-ten (z.B. rauschfreien) komplexen Ausgangs des Korrelators 120 die Fourier-Transformierte der m-ten Walsh-Funktion, wobei m = k ⊕ n ist. Das impliziert dass der n-te FHT-Ausgang die Fourier-Transformierte der nullten Walsh-Funktion ist, (d.h. alle 1en).
Die Ausgänge des Korrelators 120, die Energie von einem niedrigen Frequenzfehler beim Nachführen eines Signals besitzen, sind jene, die im Indexwert durch Zweierpotenzen bezogen sind. Deshalb besitzen sie die Eigenschaft, dass für niedrige Frequenzfehler der Imaginärteil des Produktes der Fourier-Transformierten der Walsh-Funktion mit dem höchsten Energiewert und der Fourier-Transformierten der Komplexkonjugierten der Walsh-Funktion mit einem niedrigeren Energiewert proportional ist zu dem Frequenzfehler der Nachführschleife. Das ist Allgemein durch Gleichung 3 gezeigt, wobei Im anzeigt, dass nur der Imaginärteil der komplexen Zahl genommen wird,
repräsentiert die Fourier-Transformierte der Walsh-Funktion 0 und
repräsentiert die Komplexkonjugierte der Fourier-Transformierten der Walsh-Funktion 2^k.
Der komplexe Ausgang des Korrelators 120 mit der größten Signalenergie repräsentiert deshalb den Korrelatorausgang mit der größten Wahrscheinlichkeit, dass die entsprechende Walsh-Funktion tatsächlich übertragen wurde, wenn sie zum Modulieren des Datensignals verwendet wurde. Wie oben angegeben enthält der Korrelationsvektor des Korrelators 120 Wertkomponen ten, die mit bestimmten Walsh-Funktionsindizes assoziiert sind. Diese gepaarten Sätze von Werten werden von dem Diskriminator 130 verwendet, um den aktuellen Frequenzfehler und schlussendlich den Restfrequenzfehler zu bestimmen, wie unten im Detail angegeben.
B. Diskriminatorbetrieb
Der Diskriminator 130 empfängt einen Korrelationsvektor 122 von dem Korrelator 120 und zwar für jedes gedrehte bzw. rotierte Eingangssignal 112, das demoduliert wird. Wie oben im Detail beschrieben, enthält dieser Vektor 122 eine Sammlung komplexer Zahlen, die gepaart oder mit entsprechenden Walsh-Indizes assoziiert sind. Im Allgemeinen sind diese komplexen Zahlen entsprechend den vordefinierten Walsh-Indizes angeordnet. In diesem Fall ist die Identifikation des entsprechenden Walsh-Indexes implizit vorgesehen. Der Diskriminator 130 verwendet die Werte des Vektors 122 und entsprechende Indizes als Eingaben zum Bestimmen des aktuellen Frequenzfehlers 132 und zwar zwischen der Trägermittenfrequenz und dem Rotator. Diese Bestimmung umfasst einen Prozess mit mehreren Schritten.
Als erstes bestimmt der Diskriminator 130, welcher Ausgang des Korrelators 120 (FHT) die größte Signalenergiekomponente besitzt. Wie oben erläutert, repräsentiert dieser Ausgang die größte Wahrscheinlichkeit, dass eine bestimmte Walsh-Funktion gesendet wurde. Der Diskriminator 130 assoziiert eine binäre Darstellung des Walsh-Indexes, der dem der Walsh-Funktion entspricht. Wie oben erläutert, wurde dieser Wert durch die Struktur und den Betrieb des Korrelators 120 bestimmt (entweder generiert oder angenommen) und wird in der Anordnung des Korrelationsvektors 122 reflektiert (über eine vorbestimmte Anordnung der FHT-Ausgabewerte). Beispielsweise angenommen dass der Ausgang des Korrelators 120 mit der größten Signalenergie der 36ten Walsh-Funktion in einem vordefinierten Satz von 64-Walsh-Funktionen entspricht. Der Walsh-Index n wäre dann 35 (W₃₅; mit Wo beginnend) und die binäre Darstellung dieses Indexes wäre "100011".
Schlussendlich berechnet der Diskriminator 130 den aktuellen Fehler 132 der Demodulatorschleife, indem er sich auf eine einzigartige Eigenschaft der Walsh-Modulation verlässt. Wie früher erläutert, enthält der vom Korrelator 120 ausgegebene Korrelationsvektor 122 komplexe Zahlen, die entsprechende Walsh-Indizes für jedes decodierte Walsh-Symbol besitzen. Ferner entspricht der decodierte Korrelatorausgang mit der maximalen Signalenergie im Allgemeinen dem Ausgang, der die größte Signalkomponente der Walsh-Funktion enthält, die tatsächlich übertragen wurde. Es ist wichtig festzustellen, dass wenn das signifikanteste Bit (most significant bit, MSB) der binären Darstellung des Walsh-Indexes für diesen Ausgang invertiert wird, repräsentiert der resultierende Walsh-Index den Korrelatorausgang der die zweitgrößte Komponente des decodierten Signals besitzt.
Mit dem vorherigen Beispiel fortfahrend wird angenommen, dass der Korrelatorausgang für die Walsh-Funktion mit Index k=35 die größte Energie nach den Walsh-Decodierern besitzt. In diesem Fall ist der binäre Indexwert gleich "100011". Deshalb tritt die Korrelatorausgabe, die die zweitgrößte übertragene Signalkomponente repräsentiert, für k="000011" auf oder für einen Walsh-Funktionsindex von 3, wobei das MSB invertiert worden ist. Diese Beziehung geht weiter, wenn Bits niedrigerer Ordnung invertiert werden. Deshalb entspricht die Korrelatorausgabe mit der drittgrößten übertragenen Signalkomponente der Walsh-Funktion, die mit dem binären Walsh-Indexwert 110011 oder dezimal 51 (k=51) assoziiert ist. In ähnlicher Weise entspricht die Korrelatorausgabe mit der viertgrößten übertragenen Signalkomponente dem binären Walsh-Funktionsindexwert 101011 oder dezimal 43 (k=43). Diese einzigartige Beziehung erlaubt es zusammen mit den in Gleichung 3 gezeigten allgemeinen Eigenschaften von Walsh-Funktionen dem Diskriminator 130 den aktuellen Wert des Frequenzfehlers 132 zu bestimmen.
In einem Ausführungsbeispiel bestimmt der Diskriminator 130 den aktuellen Fehler durch Verwenden des Korrelatorausgangs mit der höchsten Signalenergie, die am wahrscheinlichsten übertragene Walsh-Funktion annehmend und Nehmens des imaginären Teils des Produkts zwischen diesem Ausgang und dem Komplexkonjugierten des Korrelatorausgangs, der dem Walsh-Index entspricht, der durch Invertieren des MSB des Walsh-Index mit der höchsten Energie bestimmt ist. Dieser Prozess kann aus der durch Gleichung 4 gezeigten Beziehung gesehen werden.
In einem Ausführungsbeispiel werden somit die durch Gleichungen 1 und 3 gezeigten Eigenschaften verwendet, um einen Diskriminator herzuleiten, der eine Schätzung des Frequenzfehlers bildet, und zwar wie in Gleichung 4 gezeigt. In Gleichung 4 ist X(_n) die komplexe FHT-Ausgabe, die dem Walsh-Index n entspricht, i ist der Walsh-Index für den Korrelatorausgang mit der größten Ausgangsenergie, x ~ bezeichnet die Komplexkonjugierte von x und ⊕ ist der bitweise exklusiv-ODER-Operator (z.B. i ⊕ 2^k ist der Index der erhalten wird durch Invertieren des k-ten, am wenigsten signifikanten Bits in der binären Darstellung von i) und L ist die Anzahl von Termen in dem Diskriminator (z.B. eine Zahl zwischen 1 und 6 für eine Walsh-Modulation mit 64 Funktionen).
Während Gleichung 4 ein Verfahren zum Schätzen des aktuellen Fehlers der Demodulatorschleife repräsentiert, ist es wichtig zu verstehen, dass viele andere Schätzverfahren möglich sind, wobei jedes auf den oben offenbarten einzigartigen Eigenschaften der Walsh-Modulation basiert. Beispiele dieser werden unten betrachtet. Als erstes wird jedoch der Betrieb des Schleifenfilters 140 und des Rotators 110 erörtert.
Der Schleifenfilter 140 ist im Wesentlichen ein Akkumulator/Integrator der aufgenommen ist, um die Antwort der Frequenznachführschleife 101 zu stabilisieren. Im Betrieb kann die aktuelle Fehlerausgabe 132 des Diskriminators 130 ziemlich verrauscht bzw. rauschbehaftet erscheinen. Deshalb kann der Schleifenfilter 140 irgendeine Anzahl konventioneller Techniken anwenden, um die Antwort der Frequenznachführschleife 101 zu dämpfen. Verschiedene Techniken, die verwendet werden können, sind dem Fachmann klar und werden deshalb nicht weiter betrachtet. In ähnlicher Art und Weise ist der Rotator 110 für einen Frequenzschieber wesentlich. Der Rotator 110 schiebt bzw. verschiebt die Frequenz irgendeines Eingangssignals 102 um einen Wert, der gleich der Frequenzschätzung 142 ist, die dem Rotator 110 eingegeben wird. Wie bei dem Schleifenfilter 140 kann der Rotator 110 irgendeine Anzahl konventionell verfügbarer Designs aufweisen, die dem Fachmann bekannt sind.
Das von der Frequenznachführschleife 101 verwendete Verfahren zum Bestimmen des aktuellen Fehlers ist auch allgemein durch 3 dargestellt. Bezug nehmend auf 3 wird ein frequenzverschobenes Signal 112 in einem Schritt 302 durch den Rotator 110 erzeugt und in den FHT-Korrelator 120 eingegeben. Ein Korrelationsvektorgeneratorteil des FHT-Korrelators 120 erzeugt in einem Schritt 304 einen Korrelationsvektor 122, der in den Diskriminator 130 eingegeben wird. Wie im Detail oben erläutert, bestimmt der Diskriminator 130 dann in einem Schritt 306 die Signalenergie, die dem Korrelatorausgang mit der höchsten Energie entspricht. Der Index dieses Ausgangs wird verwendet zum Bilden oder Erzeugen eines oder mehrerer zusätzlicher Walsh-Funktionsindizes und zwar in einem Schritt 308, die mit dem Korrelatorausgangsindex mit der höchsten Energie durch Zweierpotenzen verwandt sind. Indizes werden im Schritt 308 gebildet durch Invertieren eines oder mehrerer Bits der binären Darstellung des Indexes mit der höchsten Energie. Diese Indizes werden verwendet zum Schätzen des Frequenzfehlers in einem Schritt 310 und zwar um ein Frequenzfehlersignal 132 (ê) zu erzeugen. Die Indizes zeigen die Ausgangswerte (Vektorkomponenten) an, die zum Erzeugen der Fehlerschätzung aus der Korrelatorausgabe (Vektor) zu verwenden sind. D.h. die Ausgaben die zum Berechnen der Kreuzprodukte zu verwenden sind. Die Walsh-Indexwerte, die von dem Diskriminator 130 zu verwenden sind, können durch Anwenden verschiedener Verarbeitungstechniken, die hier offenbart sind, erlangt werden.
Wie früher erörtert, ist die Schätzung des Frequenzfehlers von dem Schritt 310 als der "aktuelle Fehler" für die Nachführschleife bezeichnet. Die Frequenzfehlerschätzung kann nachfolgend in einem Schritt 312 durch einen Filter 140 verwendet werden, um das Frequenzversatzschätzsignal 142 (f ^) zu bilden, das als der "Restfehler" bekannt ist. Das Frequenzversatzschätzsignal 142 wird dann verwendet, um die Verschiebung oder Rotation der Eingangssignale durch den Rotator 110 einzustellen.
Die Filtermittel akkumulieren die resultierenden Frequenzfehlersignale um die Frequenzversatzschätzung zu erzeugen, die von den Rotatormitteln verwendet wird ("Restfehler").
Es ist wichtig festzustellen, dass 3 nur eine mögliche Anordnung der funktionalen Teile des Verfahrens zum Bestimmen des aktuellen Fehlers repräsentiert. Alternative Anordnungen sind einem Fachmann klar.
C. Zusätzliche Schätztechniken
Wie oben angegeben, kann der Diskriminator 130 verschiedene Techniken zum Bestimmen des aktuellen Fehlers der Frequenznachführschleife 101 anwenden. Zusätzlich zu den in dem oben beschriebenen Ausführungsbeispiel angewendeten Techniken sind viele andere Techniken möglich. Die Wahl, welche Technik anzuwenden ist, wird im Allgemeinen von den Leistungsfähigkeitseigenschaften der Frequenznachführschleife, die gewünscht werden, gelenkt. In dieser Hinsicht wird die Leistungsfähigkeit einer Frequenznachführschleife im Allgemeinen ausgedrückt in Termen einer (oder beiden) von zwei Eigenschaften: (1) die Leistungsfähigkeit der Schleife im eingeschwungenen Zustand (steady-state); und (2) der Fangbereich (pull-in range) der Schleife.
Die Leistungsfähigkeit im eingeschwungenen Zustand einer Frequenznachführschleife wird definiert als die Standardabweichung des Fehlers der Schleife im eingeschwungenen Zustand (steady-state error). Wenn die Trägerfrequenz driftet, zeigt der Leistungsfähigkeitsfaktor im eingeschwungenen Zu stand somit an, wie gut die Schleife diese Driften bzw. Verschiebungen nachführt (angenommen dass die Schleife vorher auf die Trägerfrequenz eingerastet hatte).
Der Fangbereich einer Frequenznachführschleife wird definiert als der Bereich der Frequenzen, über den die Schleife anfangs von der Trägerfrequenz sich unterscheiden kann und danach immer noch auf die Trägerfrequenz einlaufen kann. Somit kann eine Schleife mit einem relativ breiten Fangbereich größere Differenzen bzw. Unterschiede zwischen Schleifen und Trägerfrequenz berücksichtigen.
Durch Variieren der Technik, die von dem Diskriminator 130 zum Schätzen des aktuellen Fehlers 132 verwendet wird, können die Leistungsfähigkeit im eingeschwungenen Zustand und/oder der Fangbereich der Frequenznachführschleife 101 wie gewünscht variiert werden. Beispielsweise wenn der Diskriminator 130 den aktuellen Fehler 132 bestimmt, und zwar nur unter Verwendung des durch Invertieren des signifikantesten Bits (MSB) des geschätzten richtigen Walsh-Indexes erhaltenen Walsh-Indexes, besitzt die Frequenznachführschleife 101 im Allgemeinen die beste Leistungsfähigkeit im eingeschwungenen Zustand. In diesem Fall hat die Frequenznachführschleife 101 jedoch auch den kleinsten bzw. schmalsten Fangbereich.
Im Gegensatz dazu, wenn der Diskriminator 130 den aktuellen Fehler nur unter Verwendung des Walsh-Indexes bestimmt, der durch Invertieren des am wenigsten signifikanten Bits (LSB) des richtigen Walsh-Indexes erhalten wird, wird der Fangbereich der Frequenznachführschleife 101 erhöht. In diesem Fall ist jedoch die Leistungsfähigkeit im eingeschwungenen Zustand nicht so gut.
Alternativ kann der Diskriminator 130 verschiedene Bits mittlerer Ordnung (z.B. MSB-1, MSB-2, usw.) invertieren, um dazwischen liegende Leistungsfähigkeitseigenschaften zu erreichen. Ferner kann der Diskriminator 130 noch verschiedene Schemata zum Mitteln bzw. zum Bilden eines Durchschnitts anwenden, um den aktuellen Fehler zu schätzen. Beispielsweise kann der Diskriminator 130 den aktuellen Fehler bestimmen unter Verwendung eines Durchschnitts der Schätzungen, die durch Invertieren von mehr als einem Bit des richtigen Walsh-Indexes erlangt werden. Basierend auf der hierin enthaltenen Offenbarung sind Kombinationen zusätzlich zu den oben beschriebenen dem Fachmann unmittelbar klar.

Claims

Eine Frequenznachführschleife (Frequency Tracking Loop) für ein Kommunikations- bzw. Nachrichtensystem, das orthogonale m-stufige Walsh-Modulation zum Erzeugen von Kommunikationssignalen verwendet, wobei die Schleife Folgendes aufweist: Frequenzverschiebungsmittel (110) zum Empfangen eines Eingangssignals und einer Frequenzversatzschätzung zum Produzieren eines frequenzverschobenen Eingangssignals (112), wobei der Betrag der Frequenzverschiebung durch die Frequenzversatzschätzung gesteuert wird; Korrelationsmittel (120) zum Bestimmen einer Korrelation zwischen einem vorherbestimmten Satz von Walsh-Funktionen und dem frequenzverschobenen Eingangssignal und zum Produzieren eines Korrelationsvektors (122), Unterscheidungs- bzw. Diskriminierungsmittel (130) zum Empfangen des Korrelationsvektors und zum Produzieren eines Frequenzfehlersignals (132); und Filtermittel (140) zum Akkumulieren des Frequenzfehlersignals, und zum Produzieren der Frequenzversatzschätzung.
Frequenznachführschleife nach Anspruch 1, wobei die Korrelationsmittel (120) Mittel aufweisen zum Produzieren eines Korrelationsvektors der eine Vielzahl von Korrelationsergebnissen besitzt, wobei jedes das Ergebnis einer Korrelation zwischen dem frequenzverschobenen Eingangssignal und einer Walsh-Funktion aus dem vorherbestimmen Satz von Walsh-Funktionen ist, wobei jedes Korrelationsergebnis einen Indexwert besitzt der einer bestimmten der Walsh-Funktionen in dem Satz entspricht, wobei der Indexwert in Binärschreibweise dargestellt ist.
Frequenznachführschleife nach Anspruch 1, wobei die Unterscheidungsmittel (130) Folgendes aufweisen: Mittel zum Finden eines ersten Korrelationsergebnisses, das einen größten Energiewert besitzt; Mittel zum Bestimmen einer binären Darstellung eines entsprechenden ersten Indexwerts für das erste Korrelationsergebnis; und Mittel zum Invertieren mindestens eines Bits der binären Darstellung des ersten Indexwerts, und zwar zum Erzeugen eines zweiten Indexwerts entsprechend einem zweiten Korrelationsergebnis.
Frequenznachführschleife nach Anspruch 3, wobei die Unterscheidungsmittel (130) ferner Folgendes aufweisen: Mittel zum Produzieren einer komplex Konjugierten des durch den zweiten Indexwert bezeichneten zweiten Korrelationsergebnisses; Mittel zum Erzeugen eines Produkts aus der komplex Konjugierten des zweiten Korrelationsergebnisses und dem ersten Korrelationsergebnis; und Mittel zum Auswählen des Imaginärteils des Produkts als ein Frequenzfehlersignal.
Frequenznachführschleife nach Anspruch 3, wobei die Invertiermittel das Bit mit dem höchsten Stellenwert (Most Significant Bit, MSB) der Binärschreibweise bzw. Binärdarstellung invertiert.
Frequenznachführschleife nach Anspruch 3, wobei die Invertiermittel ein weniger signifikantes Bit der ersten Binärdarstellung invertieren.
Frequenznachführschleife nach Anspruch 3, wobei die Invertiermittel das niederwertigste Bit bzw. Bit mit dem niedrigsten Stellenwert (Least Significant Bit, LSB) der Binärdarstellung invertieren.
Frequenznachführschleife nach Anspruch 3, wobei die Unterscheidungsmittel (130) ferner Mittel zum Invertieren aufweisen, und zwar zum Invertieren mindestens eines zweiten Bits der Binärdarstellung des ersten Indexwerts zum Erzeugen eines dritten Indexwerts entsprechend einem dritten Korrelationsergebnis.
Frequenznachführschleife nach Anspruch 8, wobei die Unterscheidungsmittel (130) ferner Folgendes aufweisen: Mittel zum Produzieren einer ersten komplex Konjugierten des von dem zweiten Indexwerts bezeichneten zweiten Korrelationsergebnisses; Mittel zum Erzeugen eines ersten Produkts aus der ersten komplex Konjugierten des zweiten Korrelationsergebnisses und dem ersten Korrelationsergebnis; Mittel zum Produzieren einer zweiten komplex konjugierten des durch den dritten Indexwert bezeichneten dritten Korrelationsergebnisses; Mittel zum Erzeugen eines zweiten Produkts aus der zweiten komplex Konjugierten des dritten Korrelationsergebnisses und dem ersten Korrelationsergebnisses; und Mittel zum Auswählen des Imaginärteils eines Durchschnitts aus den ersten und zweiten Produkten, und zwar als ein Frequenzfehlersignal.
Frequenznachführschleife nach Anspruch 1, wobei die Unterscheidungsmittel (130) Folgendes aufweisen: Mittel zum Finden eines ersten Korrelationsergebnisses, dass einen größten Energiewert besitzt; Mittel zum Bestimmen einer Binärdarstellung eines entsprechenden ersten Indexwerts für das erste Korrelationsergebnis; Mittel zum Invertieren eines oder mehrerer individueller Bits, der Binärdarstellung des ersten Indexwerts zum Erzeugen eines oder mehrerer zusätzlicher Indexwerte entsprechend zusätzlicher Korrelationsergebnisse; Mittel zum Erzeugen einer komplexen Konjugierten von jedem der durch die zusätzlichen Indexwerte bezeichneten Korrelationsergebnisse; Mittel zum Erzeugen von Produkten aus jeder resultierenden komplex Konjugierten der zusätzlichen Korrelationsergebnisse und dem ersten Korrelationsergebnis; und Auswählen des Imaginärteils aus einem Durchschnitt der resultierenden Produkte, und zwar als ein Frequenzfehlersignal.
Frequenznachführschleife nach Anspruch 10, wobei ein MSB und ein weniger signifikantes Bit der ersten Binärdarstellung jeweils invertiert werden, und zwar zum Vorsehen der zusätzlichen Indexwerte.
Frequenznachführschleife nach Anspruch 10, wobei das weniger signifikante Bit der ersten Binärdarstellung ein LSB ist.
Frequenznachführschleife nach Anspruch 10, wobei zwei oder mehr weniger signifikante Bits der Binärdarstellung jeweils invertiert werden, und zwar zum Vorsehen der zusätzlichen Indexwerte.
Frequenznachführschleife nach Anspruch 1, wobei der vorherbestimmte Satz von Walsh-Funktionen, 64 Walsh-Funktionen aufweist, die eine Länge von 64 Chips besitzen.
Frequenznachführschleife nach Anspruch 1, wobei die Filtermittel einen Filter zweiter Ordnung aufweisen.
Frequenznachführschleife nach Anspruch 1, wobei die Unterscheidungsmittel (130) mit einem vorherbestimmten Satz von Walsh-Funktionen Folgendes aufweisen: Eingangsmittel zum Empfangen eines Korrelationsvektors, der eine Vielzahl von komplexen Zahlen und entsprechende Walsh-Indizes besitzt; Amplitudendedektionsmittel zum Bestimmen einer ersten komplexen Zahl, die einen größten Absolutwert besitzt, und zwar aus der Vielzahl der komplexen Zahlen; Inversionsmittel zum Invertieren mindestens eines Bits einer ersten Binärdarstellung eines Walsh-Index entsprechend einer ersten komplexen Zahl, und zwar zum Erzeugen mindestens einer zweiten Binärdarstellung entsprechend mindestens einer zweiten komplexen Zahl aus der Vielzahl der komplexen Zahlen; und Schätzmittel zum Berechnen eines Frequenzfehlers aus der ersten komplexen Zahl und der mindestens zweiten komplexen Zahl.
Frequenznachführschleife nach Anspruch 16, wobei das mindestens eine Bit das invertiert wird, das am meisten signifikante Bit (MSB) der Binärdarstellung ist.
Frequenznachführschleife nach Anspruch 16, wobei das mindestens eine Bit, das invertiert wird, ein weniger signifikantes Bit der ersten Binärdarstellung ist und der Bitindex durch die Beziehung MSB-n bezeichnet ist, wobei n ein Wert von 1 bis zu der Anzahl der Bits in der ersten Binärdarstellung ist.
Frequenznachführschleife nach Anspruch 16, wobei die Schätzmittel ferner Mittel zum Mitteln von mindestens zwei Frequenzfehlern aufweisen.
Ein Verfahren zum Nachführen einer Frequenz eines Kommunikations- bzw. Nachrichtensignals in einem Kommunikationssystem, dass M-stufige orthogonale Walsh-Modulation zum Erzeugen der Kommunikationssignale verwendet, und zwar unter Verwendung einer Frequenznachführschleife, wobei das Verfahren folgende Schritte aufweist: Empfangen eines Eingangssignals und einer Frequenzversatzschätzung und Produzieren eines frequenzverschobenen Eingangsignals, wobei der Betrag der Frequenzverschiebung durch die Frequenzversatzschätzung gesteuert wird; Bestimmung einer Korrelation zwischen einem vorherbestimmten Satz von Walsh-Funktionen und dem frequenzverschobenen Eingangssignal und Produzieren eines Korrelationsvektors; Empfangen des Korrelationsvektors und Produzieren eines Frequenzfehlersignals, das proportional ist zu einer Differenz zwischen der Nachführschleife und Kommunikationssignalfrequenzen; und Akkumulieren des Frequenzfehlersignals und Produzieren der Frequenzversatzschätzung.
Verfahren nach Anspruch 20, wobei der Schritt des Produzierens eines Korrelationsvektors Folgendes aufweist: Produzieren eines Feldes bzw. Arrays aus einer Vielzahl von Korrelationsergebnissen, wobei jedes das Ergebnis einer Korrelation zwischen dem frequenzverschobenen Eingangssignal und einer Walsh-Funktion aus dem vorherbestimmten Satz von Walsh-Funktionen ist, wobei jedes Korrelationsergebnis einen Indexwert besitzt, und zwar entsprechend einer bestimmten der Walsh-Funktionen, die einen in Binärschreibweise dargestellten Index besitzt.
Verfahren nach Anspruch 20, wobei der Schritt des Produzierens eines Frequenzfehlers folgende Schritte aufweist: Finden eines ersten Korrelationsergebnisses, das einen größten Energiewert besitzt; Bestimmen einer Binärdarstellung eines entsprechenden ersten Indexwerts für das erste Korrelationsergebnis; und Invertieren mindestens eines Bits der Binärdarstellung des ersten Indexwerts, und zwar zum Erzeugen eines oder mehrerer zusätzlicher Indexwerte entsprechend zusätzlichen Korrelationsergebnissen.
Verfahren nach Anspruch 22, wobei der Schritt des Produzierens eines Frequenzfehlers ferner folgende Schritte aufweist: Produzieren einer komplex Konjugierten von jedem der durch die zusätzlichen Indexwerte bezeichneten zusätzlichen Korrelationsergebnisse; Erzeugen eines Produkts aus der komplex Konjugierten der zusätzlichen Korrelationsergebnisse und dem ersten Korrelationsergebnis; und Auswählen des Imaginärteils von mindestens einem der Produkte als ein Frequenzfehlersignal.
Verfahren nach Anspruch 23, wobei der Auswahlschritt ferner die Schritte des Auswählens und Mittelns der Imaginärteile von mehr als einem der Produkte aufweist, und zwar zum Vorsehen eines Frequenzfehlersignals.
Verfahren nach Anspruch 23, wobei der Auswahlschritt ferner die Schritte des Auswählens und Akkumulierens der Imaginärteile von mehr als einem der Produkte aufweist, und zwar zum Vorsehen eines Frequenzfehlersignals.
Verfahren nach Anspruch 22, wobei das Bit mit dem höchsten Stellenwert (MSB) der Binärdarstellung invertiert wird.
Verfahren nach Anspruch 22, wobei mindestens ein weniger signifikantes Bit der ersten Binärdarstellung invertiert wird.
Verfahren nach Anspruch 27, wobei das weniger signifikante Bit das niederwertigste Bit bzw. Bit mit dem niedrigsten Stellenwert (Least Significant Bit, LSB) der Binärdarstellung ist.
Verfahren nach Anspruch 22, wobei der Schritt des Produzierens eines Frequenzfehlers ferner den Schritt des Invertierens mindestens eines zweiten Bits der Binärdarstellung des ersten Indexwerts aufweist, und zwar zum Erzeugen eines dritten Indexwerts entsprechend einem dritten Korrelationsergebnis.
Verfahren nach Anspruch 29, das ferner folgende Schritte aufweist: Produzieren einer ersten komplex Konjugierten des durch den zweiten Indexwert bezeichneten Korrelationsergebnisses; Erzeugen eines ersten Produkts aus der ersten komplex Konjugierten des zweiten Korrelationsergebnisses und dem ersten Korrelationsergebnis; Produzieren einer zweiten komplex Konjugierten des durch den dritten Indexwert bezeichneten dritten Korrelationsergebnisses; Erzeugen eines zweiten Produkts aus der zweiten komplex Konjugierten des dritten Korrelationsergebnisses und dem ersten Korrelationsergebnis; und Auswählen des Imaginärteils eines Durchschnitts aus den ersten und zweiten Produkten, und zwar als ein Frequenzfehlersignal.
Verfahren nach Anspruch 30, wobei das eine Bit das invertiert wird das MSB der Binärdarstellung ist und das zweite Bit das invertiert wird ein weniger signifikantes Bit der ersten Binärdarstellung ist.
Verfahren nach Anspruch 30, wobei das eine Bit das invertiert wird und das zweite Bit das invertiert wird beide weniger signifikante Bits der Binärdarstellung sind.
Verfahren nach Anspruch 20, wobei der vorherbestimmte Satz von Walsh-Funktionen 64 Walsh-Funktionen aufweist, wobei jede eine Länge von 64 Chips besitzt.
Verfahren nach Anspruch 20, wobei der Schritt des Filterns die Verwendung eines Filters zweiter Ordnung aufweist.
Verfahren nach Anspruch 20, wobei der Korrelationsvektor eine Vielzahl von Korrelationsergebnissen besitzt, wobei jedes Korrelationsergebnis mit einem Indexwert einer in Binärschreibweise dargestellten Walsh-Funktion, assoziiert ist, wobei das Verfahren ferner folgende Schritte aufweist: Bestimmen welches der Vielzahl von Korrelationsergebnissen eine größte Signalenergie besitzt; Invertieren eines Bits eines ersten Indexwerts der mit dem Korrelationsergebnis das die größte Signalenergie besitzt assoziiert ist, und zwar zum Erzeugen eines zweiten Indexwerts; und Schätzen eines Frequenzfehlers aus dem dem ersten Indexwert entsprechenden Korrelationsergebnis und dem dem zweiten Indexwert entsprechenden Korrelationsergebnis.