JP4572482B2

JP4572482B2 - Ｃｄｍａ方式の無線通信機の復調装置

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Publication number: JP4572482B2
Application number: JP2001113080A
Authority: JP
Inventors: 充高橋
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2001-04-11
Filing date: 2001-04-11
Publication date: 2010-11-04
Anticipated expiration: 2021-04-11
Also published as: JP2002314458A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、コードによって多元接続を可能とするＣＤＭＡ方式の無線通信機の復調装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
次世代移動体通信方式の１つとしてＣＤＭＡ方式が最有力視されている。この次世代ＣＤＭＡ方式では、高機能化などの要求から移動体端末を実現する回路規模の増大、それに伴う消費電流増大などにより端末の体格、重量の増大が懸念されている。
【０００３】
中でも受信信号から送られたデータを再生する受信回路の回路規模は、ベースバンド部全体に占める割合が大きく、取り分け小形、低消費電流化が望まれている。
【０００４】
ＣＤＭＡ方式の受信回路は、一般にマルチパスの影響を効果的に利用するＲＡＫＥ受信と呼ばれる受信方式が採用される。図１０は、ＲＡＫＥ受信回路の従来構成の原理図を示すブロック図である。
【０００５】
図１０の構成において、図示したように搬送波に同期した角周波数ωｃで搬送波と位相差がθの余弦波信号ｃｏｓ（ωｃ・ｔ＋θ）と、この信号と位相差が９０度となるように位相シフトした正弦波信号ｓｉｎ（ωｃ・ｔ＋θ）との２つの信号をそれぞれ乗算器１０、１１で受信信号に掛け、各々ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１２、１３を通してベースンバンド帯域に制限した信号を基に復調が行われる。
【０００６】
受信信号はマルチパスによって無数の遅延差を持った送信信号の和として、到来時間と信号強度に応じて、強度に複数のピークを持つ信号として受信される。
ＲＡＫＥ受信方式は、これらピークによりマルチパスを分離し、マルチパスの補正を行なった後、合成する受信方式であり、図１０において、サーチャ２０は、強度のピーク値を見つけパスを選択し、受信するタイミングを探す働きをするブロックで、フィンガ（復調器）３０は、見つかったピークに対応するタイミングで復調をすると共に、受信タイミングが同期はずれをしないように同期追跡するブロック、コンバイナ４０は、各フィンガ３０で復調された信号のタイミング差を補正し、これらを合成する為のブロックである。
【０００７】
以下、図１０の主要ブロックであるサーチャ２０とフィンガ（復調器）３０の動作について、数式を示し詳細に説明する。
【０００８】
初めに、基地局において、図１１に示す送信ブロックから送信されるＤＰＣＨ１の変調信号を導く。尚、この図１１は「広帯域ＤＳ−ＣＤＭＡ用ベースバンド処理部の低消費電力化技術」（高取直監修、トリケップス社）に記載される送信ブロックと同種のブロックで複素拡散とも呼ばれる拡散方式を採用している。
【０００９】
図１１において、送信データＤＰＣＨ１がシリアル／パラレル変換器１００でシリアル−パラレル変換された変換信号をＩ、Ｑとする。乗算器１０１、１０２は、変換信号Ｉ、ＱにチャネライゼイションコードＣｃｈ１でスペクトル拡散しその拡散信号を出力し、この拡散信号は、加算器１０３を通して加算器１０４を経て乗算器１０５に入力される。乗算器１０５は、拡散信号に複素スクランブルコードＣｓｃを掛け、乗算器１０５の出力は、数式１のようになる。但し、Ｃｓｃ＝Ｃｓｃｒ＋ｊＣｓｃｉである。
【００１０】
【数１】
（Ｉ・Ｃｃｈ１＋ｊ・Ｑ・Ｃｃｈ１）（Ｃｓｃｒ＋ｊ・Ｃｓｃｉ）
＝Ｃｃｈ１（Ｉ・Ｃｓｃｒ−Ｑ・Ｃｓｃｉ）
＋ｊ・Ｃｃｈ１（Ｉ・Ｃｓｃｉ＋Ｑ・Ｃｓｃｒ）
乗算器１０６ａ、１０６ｂは、それぞれ、乗算器１０５の出力信号にＰ（ｔ）を掛け、乗算器１０７ａは、乗算器１０６ａの出力に搬送波ｃｏｓ（ωｃ・ｔ）を掛ける。乗算器１０７ｂは、乗算器１０６ａの出力に搬送波ｓｉｎ（ωｃ・ｔ）を掛ける。加算器１０８は、乗算器１０７ａ、１０７ｂの出力をそれぞれ加算する。これにより、乗算器１０５の出力は、搬送波で周波数変換されることになる。
【００１１】
ここで、Ｃｃｈ１・Ｃｓｃｒ＝Ｃｉ、Ｃｃｈ１・Ｃｓｃｉ＝Ｃｑと置き、図１１に示す加算器１０８の出力は、数式２に示すようになる。
【００１２】
【数２】
（Ｉ・Ｃｉ−Ｑ・Ｃｑ）Ｐ（ｔ）ｃｏｓ（ωｃ・ｔ）
＋（Ｉ・Ｃｑ＋Ｑ・ＣＩ）Ｐ（ｔ）ｓｉｎ（ωｃ・ｔ）
簡単の為にノイズや干渉が無いとすると、上述の如く求めた数式２で表わされる信号を受信側で受信する。受信側では一般に受信信号にコサインとサインを掛け直交変換する。
【００１３】
数式２に示す受信信号に乗算器１０（図１０参照）でｃｏｓ（ωｃ・ｔ＋θ）を掛けた成分は、数式３になる。ここで、送信側と受信側での位相差をθとしている。
【００１４】
【数３】
（Ｉ・Ｃｉ−Ｑ・Ｃｑ）Ｐ（ｔ）｛ｃｏｓ（２ωｃ・ｔ＋θ）＋ｃｏｓθ｝／２＋（Ｉ・Ｃｑ＋Ｑ・Ｃｉ）Ｐ（ｔ）｛ｓｉｎ（２ωｃ・ｔ＋θ）−ｓｉｎθ｝／２
さらに、乗算器１０の出力のうち、２ωｃｔの項をローパスフィルタ１２で減衰させて、コードＣｉ、Ｃｑを掛けると各々数式４、数式５を得る。尚、ローパスフィルタ１２の出力にコードＣｉ、Ｃｑを掛けることは、後述する複素相関器の作動である。
【００１５】
【数４】
Ｃｉ（Ｉ・Ｃｉ−Ｑ・Ｃｑ）Ｐ（ｔ）（ｃｏｓθ）／２
−Ｃｉ（Ｉ・Ｃｑ＋Ｑ・Ｃｉ）Ｐ（ｔ）（ｓｉｎθ）／２
【００１６】
【数５】
Ｃｑ（Ｉ・Ｃｉ−Ｑ・Ｃｑ）Ｐ（ｔ）（ｃｏｓθ）／２
−Ｃｑ（Ｉ・Ｃｑ＋Ｑ・Ｃｉ）Ｐ（ｔ）（ｓｉｎθ）／２
同様に、数式２に示す受信信号に乗算器１１でｓｉｎθ（ωｃ・ｔ＋θ）を掛けた成分を求めると、数式６を得る。
【００１７】
【数式６】
（Ｉ・Ｃｉ−Ｑ・Ｃｑ）Ｐ（ｔ）｛ｓｉｎ（２ωｃ・ｔ＋θ）＋ｓｉｎθ｝／２−（Ｉ・Ｃｑ＋Ｑ・Ｃｉ）Ｐ（ｔ）｛ｃｏｓ（２ωｃ・ｔ＋θ）−ｃｏｓθ｝／２
さらに、乗算器１１の出力をローパスフィルタ１３を通してコードＣｉ、Ｃｑを掛けると、各々、数式７、数式８を得る。尚、ローパスフィルタ１３の出力にコードＣｉ、Ｃｑを掛けることは、後述する複素相関器の作動である。
【００１８】
【数７】
Ｃｉ（Ｉ・Ｃｉ−Ｑ・Ｃｑ）Ｐ（ｔ）（ｓｉｎθ）／２
＋Ｃｉ（Ｉ・Ｃｑ＋Ｑ・Ｃｉ）Ｐ（ｔ）（ｃｏｓθ）／２
【００１９】
【数８】
Ｃｑ（Ｉ・Ｃｉ−Ｑ・Ｃｑ）Ｐ（ｔ）（ｓｉｎθ）／２
＋Ｃｑ（Ｉ・Ｃｑ＋Ｑ・Ｃｉ）Ｐ（ｔ）（ｃｏｓθ）／２
ここで、図１０における複素相関器は、図１２のように、相関器１１０〜１１３を有し、以下、複素相関器の原理について説明する。
【００２０】
図１２において、相関器１１０は、ローパスフィルタ１２の出力とコードＣｉとの相関出力を求めるもので、相関器１１０の相関出力は、上述した数式４で表せる。相関器１１１は、ローパスフィルタ１３の出力とコードＣｉとの相関出力を求めるもので、相関器１１１の相関出力は、上述した数式７で表せる。
【００２１】
相関器１１２は、ローパスフィルタ１２の出力とコードＣｑとの相関出力を求めるもので、相関器１１２の相関出力は、上述した数式５で表せる。相関器１１３は、ローパスフィルタ１３の出力とコードＣｑとの相関出力を求めるもので、相関器１１３の相関出力は、上述した数式８で表せる。
【００２２】
ここで、数式４に示す相関器１１０の相関出力と、数式８に示す相関器１１３の相関出力とを足すと、数式９に示す、複素相関器の実部出力を得る。さらに、数式７に示す相関器１１１の相関出力から、数式５に示す相関器１１２の相関出力を引くと、数式１０に示す、複素相関器の虚部出力を得る。
【００２３】
【数９】
Ｉ・（Ｃｉ²＋Ｃｑ²）Ｐ（ｔ）（ｃｏｓθ）／２
−Ｑ・（Ｃｉ²＋Ｃｑ²）Ｐ（ｔ）（ｓｉｎθ）／２
【００２４】
【数１０】
Ｑ・（Ｃｉ²＋Ｃｑ²）Ｐ（ｔ）（ｃｏｓθ）／２
＋Ｉ・（Ｃｉ²＋Ｃｑ²）Ｐ（ｔ）（ｓｉｎθ）／２
さらに、数式９、数式１０を各々２乗して加算することにより、複素相関器の出力の電力値として、数式１１を得る。
【００２５】
【数１１】
Ｉ²・（Ｃｉ²＋Ｃｑ²）²Ｐ（ｔ）²（ｃｏｓθ²＋ｓｉｎθ²）／４
＋Ｑ²・（Ｃｉ²＋Ｃｑ²）²Ｐ（ｔ）²（ｃｏｓθ²＋ｓｉｎθ²）／４
＝Ｉ²・（Ｃｉ²＋Ｃｑ²）²Ｐ（ｔ）²／４
＋Ｑ²・（Ｃｉ²＋Ｃｑ²）²Ｐ（ｔ）²／４
数式１１で与えられる電力信号は、位相差θに無関係で、（Ｃｉ²＋Ｃｑ²）²の値のみにより増減する。上の計算では送信側のコードと受信側のコードが等しいものとして求めたが、コードが違う場合（Ｃｉ²＋Ｃｑ²）²＝（ＣｉＣｉ’＋ＣｑＣｑ’）²であり、数式１１のある区間の積分（Σ）を採るとコードが等しい場合極大値を持つので、この値によりコードのサーチ、パスサーチが可能となる。
【００２６】
数式９、数式１０でθ≒０とすると、Ｉ、Ｑの値が求められるので、パイロット信号によりθを推定し、補正する事によりＩ、Ｑが求められ、データが復調される。
【００２７】
以上の計算をブロック図で表すことにより、コード、パスをサーチするサーチャ２０及び１つのパスを復調するフィンガ（復調器）３０は、図１０のように、構成されることが分かる。
【００２８】
尚、図１０の構成は同期追跡の為にＥａｒｙタイミングとＬａｔｅタイミングでの相関を求め、その中間を最も確からしいタイミングとして同期追跡する為の回路（ＤＬＬ）を含んだ構成である。
【００２９】
尚、以上式で示した説明では、ベースバンド信号からＲＦ信号への変換、及び、ＲＦ信号からベースバンド信号への変換は、説明を簡単にする為、ベースバンドとＲＦ信号を直接変換するダイレクトコンバージョンで説明したが、ＲＦ−ベースバンド変換間にＩＦ変換を挟んだ場合でも、ベースバンド信号、ＲＦ信号は同様の式となる。
【００３０】
更に、受信側でコードＣｉ、Ｃｑを掛けて説明したが、Ｃｉと−Ｃｑを掛けて逆拡散する方法もある。この場合、数式９、数式１０を求めた際の加算、減算が変わるが原理的には同じなので説明は省略する。
【００３１】
【発明が解決しようとする課題】
以上のように、ＤＬＬを含んだ１つのフィンガでは、複素相関器が４個必要であるため、ＲＡＫＥ合成する為に、例えば４パスのＲＡＫＥ合成でフィンガを４つ採用する場合、４つのフィンガにおいて複素相関器の総数は、１６個となり、相関器の総数は、６４個となる。換言すれば、４パスのＲＡＫＥ合成する場合、６４個の相関器が必要となる。
【００３２】
更に、受信性能を上げる為６パスのＲＡＫＥ合成とすると６個のフィンガが必要になり、２４個の複素相関器が必要となり、９６個の相関器が必要となる。このように、受信性能を上げるために、フィンガの採用数を増やすと、回路規模、消費電力の増大の要因となる。これら相関器は時分割で使うことにより、回路規模は低減可能と考えられるが、この場合、相関器の動作速度が増加したりして、消費電力の増大が考えられる。
【００３３】
本発明は、上記点に鑑み、相関器の数を削減して、回路規模、消費電力の小さなＣＤＭＡ方式の無線通信機の復調装置を提供することを目的とする。
【００５２】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、請求項１に記載の発明では、コードによって多元接続を行うとともに、複素コードで複素拡散されたチャネルと、実コードで実拡散されたチャネルとを有するＣＤＭＡ方式の無線通信機の復調装置であって、無線周波数帯の受信信号を受信する受信手段（５）と、受信手段で受信された無線周波数帯の受信信号を、搬送波と周波数同期した任意位相の正弦波によって周波数変換し、第１の周波数信号を求める第１の周波数変換手段（１０、１２、１４）と、受信手段で受信された無線周波数帯の受信信号を、正弦波と位相が９０度異なる余弦波によって周波数変換し、第２の周波数信号を求める第２の周波数変換手段（１１、１３、１５）と、第１及び第２の周波数信号を受け、実拡散コードをサーチする実拡散サーチ手段（６０）と、第１及び第２の周波数変換手段の何れか一方の周波数信号を受け、複素コードをサーチする複素拡散サーチ手段（２０Ａ）と、複素拡散サーチ手段がサーチ動作するとき、第１及び第２の周波数変換手段の他方の作動を停止する停止手段（２１０）とを有することを特徴とする。
【００５３】
これにより、停止手段は、複素拡散サーチ手段が複素コードをサーチするとき、第１及び第２の周波数変換手段の他方の作動を停止するため、複素拡散サーチ手段が複素コードをサーチするときには、他方の周波数変換手段に電力を供給する必要がなく、低消費電力化を図ることができる。
【００５４】
請求項２に記載の発明においては、コードによって多元接続を行うとともに、複素コードで複素拡散されたチャネルと、実コードで実拡散されたチャネルとを有するＣＤＭＡ方式の無線通信機の復調装置であって、無線周波数の受信信号をそれぞれ受信する第１及び第２のアンテナ（５ａ、５ｂ）と、第１及び第２のアンテナで受信された２つの受信信号をそれぞれ選択して出力する２出力の第１の選択手段（３００ａ、３００ｂ）と、第１の選択手段で選択された一方の出力信号を、搬送波と周波数同期した任意位相の正弦波で第１の周波数信号に変換する第１の周波数変換回路（１０、１２、１４）と、第１の選択手段で選択された他方の出力信号を、正弦波と位相が９０度異なる余弦波で第２の周波数信号に変換する第２の周波数変換回路（１１、１３、１５）と、第１及び第２の周波数信号を受け、実拡散コードをサーチする実拡散サーチ手段（６０）と、第１及び第２の周波数変換信号の何れか一方を選択する第２の選択手段（７１）を有し、第２の選択手段で選択された一方を受け、複素コードをサーチする複素拡散サーチ手段（２０Ａ）とを有し、実拡散サーチ手段が実拡散コードをサーチするとき、第１及び第２のアンテナのうち一方のアンテナで受信された受信信号を、一方の出力信号として第１の周波数変換回路に出力するとともに、一方のアンテナで受信された受信信号を、他方の出力信号として第２の周波数変換回路に出力するように第１の選択手段が制御されて、複素拡散サーチ手段が複素コードをサーチするとき、第１及び第２のアンテナのうち一方のアンテナで受信された受信信号を、一方の出力信号として第１の周波数変換回路に出力するとともに、他方のアンテナで受信された受信信号を、他方の出力信号として第２の周波数変換回路に出力するように第１の選択手段が制御されて、かつ、複素拡散サーチ手段が複素コードをサーチするとき、第１及び第２の周波数信号のうち受信強度の大きい周波数信号を選択するように第２の選択手段が制御されるようになっていることを特徴とする。
【００５５】
これにより、複素拡散サーチ手段が複素コードをサーチするとき、第１の選択手段は、第１及び第２のアンテナのうち一方のアンテナで受信された受信信号を、一方の出力信号として第１の周波数変換回路に出力するとともに、他方のアンテナで受信された受信信号を、他方の出力信号として第２の周波数変換回路に出力する。
【００５６】
ここで、第２の選択手段は、第１及び第２の周波数信号のうち受信強度の大きい周波数信号を選択して複素拡散サーチ手段に付与するため、複素コードのサーチを良好に行うことができる。
【００５７】
請求項３に記載の発明では、第１及び第２の周波数変換信号の何れか一方を選択する第３の選択手段（７１）を有し、第３の選択手段で選択された一方を受け、複素コードで複素拡散されたチャネルを復調する復調手段（３０Ａ）を有し、復調手段が複素コードで複素拡散されたチャネルを復調するとき、第１及び第２のアンテナのうち一方のアンテナで受信された受信信号を、一方の出力信号として第１の周波数変換回路に出力するとともに、他方のアンテナで受信された受信信号を、他方の出力信号として第２の周波数変換回路に出力するように第１の選択手段が制御されて、かつ、復調手段が複素コードで複素拡散されたチャネルを復調するとき、第１及び第２の周波数信号のうち受信強度の大きい周波数信号を選択するように第３の選択手段が制御されるようになっていることを特徴とする。
【００５８】
これにより、フィンガは、第３の選択手段で選択された一方の周波数変換信号を複素コードによって逆拡散し逆拡散信号を出力する。このため、第３の選択手段は、第１及び第２の周波数信号のうち受信強度の大きい周波数信号を選択してフィンガに付与することにより、逆拡散信号を良好に求めることができる。
【００５９】
因みに、上記各手段の括弧内のコードは、後述する実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示す一例である。
【００６０】
【発明の実施の形態】
（第１実施形態）
図１、図２に本発明の第１実施形態を示す。図１、図２は、相関器数を削減したサーチャ及びフィンガで構成した復調装置の電気回路構成を示すブロック図である。
【００６１】
図１、図２の構成は、図１０の従来構成と比較して、アンテナからの受信信号にｓｉｎ、ｃｏｓ成分を掛け、各々ローパスフィルタを通した２系統の信号から復調していたのが、１系統になっている点と、従来はその２系統に対し、各々複素コードの実部と虚部との相関を求める為４つの相関器を用いた複素相関器が用いられていたのが、１系統の入力に対し、各々複素コードの実部と虚部との相関を求めるだけで良く、相関器の数が半分になっている点が大きく異なる。
【００６２】
では、図１の構成について、初めにサーチャの動作について説明する。従来構成の場合と同様に送信側では、図１１に示した構成により送信されたものとする。従って、受信信号にコサイン成分を掛けた後、ローパスフィルタで２ωｃｔの項を減衰させた信号に複素コードの実部Ｃｉ、及び虚部Ｃｑを掛けた信号は、各々、数式２、数式４、数式５と同様である。数式４、数式５を再度示すと、
【００６３】
【数４】
Ｃｉ（Ｉ・Ｃｉ−Ｑ・Ｃｑ）Ｐ（ｔ）（ｃｏｓθ）／２
−Ｃｉ（Ｉ・Ｃｑ＋Ｑ・Ｃｉ）Ｐ（ｔ）（ｓｉｎθ）／２
【００６４】
【数５】
Ｃｑ（Ｉ・Ｃｉ−Ｑ・Ｃｑ）Ｐ（ｔ）（ｃｏｓθ）／２
−Ｃｑ（Ｉ・Ｃｑ＋Ｑ・Ｃｉ）Ｐ（ｔ）（ｓｉｎθ）／２
である。
ここで、ΣＣｉＣｉ＝ΣＣｑＣｑ＝１（実際は極大をとるある値となるが１で規格化する）であり、実コードＣｉと虚コードＣｑの相関が小さい事を考慮するとΣＣｉＣｑ≒０と近似可能である。
【００６５】
即ち、受信信号にコサイン成分を掛けた後、ローパスフィルタで２ωｃｔの項を減衰させた信号と実コードＣｉとの相関をとった相関器出力は数式４より数式１２のように近似可能である。同様に、虚コードＣｑとの相関をとった相関器出力は数式５より数式１３のように近似可能である。
【００６６】
【数１２】
Ｉ・Ｐ（ｔ）（ｃｏｓθ）／２−Ｑ・Ｐ（ｔ）（ｓｉｎθ）／２
【００６７】
【数１３】
−Ｑ・Ｐ（ｔ）（ｃｏｓθ）／２−Ｉ・Ｐ（ｔ）（ｓｉｎθ）／２
相関器出力を図２に示したように、各々２乗して加算すると
【００６８】
【数１４】
｛Ｉ・Ｐ（ｔ）（ｃｏｓθ）／２−Ｑ・Ｐ（ｔ）（ｓｉｎθ）／２｝²
＋｛−Ｑ・Ｐ（ｔ）（ｃｏｓθ）／２−Ｉ・Ｐ（ｔ）（ｓｉｎθ）／２｝²
＝（Ｉ²＋Ｑ²）Ｐ（ｔ）²／４
を得る。この式はコードの種類、タイミングが送信側と受信側とであっている事を前提に導いた式であり、この時θに無関係な値となる事を示す。コードの種類、タイミングが違っている時は、数式４、数式５式は共に小さな値となるので、２乗して加算しても小さな値である。よって、図１中のサーチャで、コードの種別、コードのタイミングが検出可能である事が分かる。
【００６９】
以上がサーチャの動作である。次にフィンガについて説明する。
コードの種別、タイミングがあっている時のフィンガの相関器出力は、サーチャ同様に考え、数式１２、数式１３となる。数式１２、数式１３において、従来と同様の方法でθを推定し、θだけ回転するとＩ、Ｑが求められる。（数式１２、数式１３でθが分かれば、未知数がＩ、Ｑの２つに対して式も２本あるので、未知数Ｉ、Ｑが求められる）
即ち、数式１２、数式１３を成分とするベクトルをθだけ回転すると、数式１５を得て、ＩとＱ（実際は−Ｑ）が求められる。
【００７０】
【数１５】

【００７１】
ＤＬＬに関しては、サーチャと同様に相関値ベクトルの２乗和を求めるのが基本であるから、サーチャと同様に考えて、図１、図２の構成で良い事が説明できる。チャネル推定の為の相関演算は、フィンガのチャネル補正前の相関演算と同様である為、フィンガと同様の説明となる。
【００７２】
以上明らかなように、本第１実施形態によれば、複素拡散に対するサーチ、復調などのブロックで、相関器の数が半分に減らす事が可能で、よって回路規模、消費電力の低減が可能である。また、本第１実施形態によれば、ＲＦ回路の回路規模、消費電力も低減可能である。
【００７３】
以下、図１、図２に示す復調装置につき概略的な構成につき説明する。復調装置は、アンテナ５、乗算器１０、ローパスフィルタ１２、アナログ−デジタル変換器１４、サーチャ２０Ａ、複数個のフィンガ３０Ａ、及び、コンバイナ４０から構成される。
【００７４】
先ず、図１に示すアンテナ５で受信された信号Ｒｘは、乗算器１０に入力される。この乗算器１０は、受信信号Ｒｘに対してＣＯＳ（ωｔ＋θ）を掛け、さらに、ローパスフィルタ１２で高調波成分を除去することにより、ベースバンド信号を出力する。アナログ−デジタル変換器１４は、ベースバンド信号をデジタル信号に変換する。
【００７５】
サーチャ２０Ａは、相関器２１、コード生成器２２、乗算器２３ａ、２３ｂ、加算器２４、積分器２５、パス検出器２６を有する。コード生成器２２は、パイロットチャネルを拡散するの用いられたコードＣｐｉ、Ｃｐｑを出力する。
【００７６】
相関器２１においては、乗算器２１ａは、コードＣｐｉとデジタル信号とを乗算して乗算出力を求め、その乗算出力を積分器２１ｂにて、積分する。乗算器２１ｃにて、コードＣｐｑとデジタル信号とを乗算して乗算出力を求め、その乗算出力を積分器２１ｄにて積分する。
【００７７】
乗算器２３ａは、積分器２１ｂの出力を二乗し、乗算器２３ｂは、積分器２１ｄの出力を二乗する。加算器２４は、積分器２１ｂ、２１ｄのそれぞれの出力を加算する。積分器２５は、加算器２４の出力を一定期間毎に積分して、パス検出器２６は、積分器２５の出力に応じてコードをサーチするとともに受信パスのタイミングを検出する。
【００７８】
図２に示すフィンガ３０Ａは、受信パス毎に、逆拡散信号を求めこの逆拡散信号をコンバイナ４０に出力する。フィンガ３０Ａの各々には、相関器３１、３２が設けられており、相関器３１において、乗算器３１ａにてデジタル信号とコードＣｐｉと乗算して乗算出力を求め、その乗算出力を積分器３１ｂにて積分する。乗算器３１ｃにて、コードＣｐｑとデジタル信号とを乗算して乗算出力を求め、その乗算出力を積分器３１ｄにて積分する。
【００７９】
次に、相関器３２においては、乗算器３２ａにて、デジタル信号とコードＣｉと乗算して乗算出力を求め、その乗算出力を積分器３２ｂにて、積分する。乗算器３２ｃにて、コードＣｑとデジタル信号とを乗算して乗算出力を求め、その乗算出力を積分器３２ｄにて積分する。
【００８０】
次に、チャネル推定器３３は、相関器３１の出力に基づいてチャネル推定値を求める。このチャネル推定値は、通信路において信号の位相の変動量を示す。さらに、チャネル補正器３４は、上記チャネル推定値に基づいて相関器３３の出力を補正しその補正値を逆拡散信号として出力する。
【００８１】
また、上記したフィンガ３０Ａの各々には、コードの同期追従を行うためのＤＬＬ（ＤｅｌａｙＬｏｃｋｅｄＬｏｏｐ）３５が設けられている。このＤＬＬ回路３５においては、相関器３６は、乗算器３６ａにて、コードＣｐｉに対し位相が所定値、例えば１／２チップ進んだ進相のコードＣｐｉ'（＝Ｃｐｉ（τ＋０．５））とデジタル信号とを乗算して、その乗算出力を積分器３６ｂにて積分する。
【００８２】
乗算器３６ｃにて、コードＣｐｑに対し位相が所定値、例えば１／２チップ進んだ進相のコードＣｐｑ'（＝Ｃｐｑ'（τ＋０．５））とデジタル信号とを乗算してその乗算出力を積分器３６ｄにて、積分する。なお、Ｃｐｉ'、Ｃｐｑ'は、図１中の「ＰｉｌｏｔＣＨＥａｒｙＣｏｄｅ」を示す。
【００８３】
次に、相関器４１では、乗算器４１ａにて、コードＣｐｉに対し位相が所定値、例えば１／２チップ遅れた遅相のコードＣｐｉ''（＝Ｃｐｉ（τ−０．５））とデジタル信号とを乗算して、その乗算出力を積分器４１ｂにて積分する。乗算器４１ｃにて、コードＣｐｑに対し位相が所定値、例えば１／２チップ遅れた遅相のコードＣｐｑ''（＝Ｃｐｑ（τ−０．５））とデジタル信号とを乗算してその乗算出力を積分器４１ｄにて積分する。
【００８４】
なお、上記したτは、コードＣｐｉ、Ｃｐｑの位相差を示し、同期がとれているときには位相差τは０になる。また、Ｃｐｉ''、Ｃｐｑ''は、図１中の「ＰｉｌｏｔＣＨＬａｔｅＣｏｄｅ」を示す。
【００８５】
次に、２乗器３７で、積分器３６ｂの出力を２乗し、２乗器３８で、積分器３６ｄの出力を２乗する。加算器３９で、２乗器３７、３８の結果を加算する。２乗器４２で、積分器４１ｂの出力を２乗し、２乗器４３で、積分器４１ｄの出力を２乗する。加算器４４で、２乗器４２、４３の結果を加算する。そして、加算器３９と加算器４４のそれぞれの出力は、加算器４０に入力される。加算器４０は、加算器３９の出力と加算器４４の出力の差、すなわち１／２チップ位相が進んだところの相関値の大きさと、１／２チップ位相が遅れたところの相関値の大きさの差Ｄを求める。
【００８６】
ここで、相関値の大きさは、同期がとれて位相差が０（τ＝０）のとき最も大きくなる。このとき、１／２チップ位相が進んだところの相関値の大きさと、１／２チップ位相が遅れたところの相関値の大きさは等しくなり、加算器４０から出力される相関値の大きさの差を示す出力Ｄは０になる。しかし、位相がずれていると、１／２チップ位相が進んだところの相関値の大きさと、１／２チップ位相が遅れたところの相関値の大きさに差が生じ、加算器４０の出力Ｄは０にならず、所定の大きさをもつことになる。
【００８７】
加算器４０の出力Ｄは、ローパスフィルタ４５を介してタイミング制御部４６に入力される。このタイミング制御部４６は、加算器４０の出力Ｄが０になるようにコード生成器４７を制御する。このため、コード生成器４７は、タイミング制御部４６に制御されて、コードＣｉ、Ｃｑ、Ｃｉ'、Ｃｑ'、Ｃｉ''、Ｃｑ''を生成する。このことにより、加算器４０の出力Ｄが０になるように、コードの位相追従制御が行われる。
（第２実施形態）
図３に本発明の第２実施形態を示す。
第１実施形態ではΣＣｉＣｑ＝０と近時できる場合の実施形態を示したが、コードによってはΣＣｉＣｑ≒０であるが、ΣＣｉＣｑの影響が無視できない場合も考えられる。このΣＣｉＣｑの影響をキャンセルできる構成が第２実施形態である。
【００８８】
数式４、数式５において前と同様ΣＣｉＣｉ＝ΣＣｑＣｑ＝１とし、ΣＣｉＣｑ＝Ｘと置く、数式４／Ｘから数式５を引くと、
【００８９】
【数１６】
｛（１／Ｘ）−Ｘ｝Ｉ・Ｐ（ｔ）（ｃｏｓθ）／２
−｛（１／Ｘ）−Ｘ｝Ｑ・Ｐ（ｔ）（ｓｉｎθ）／２
を得る。また、数式５／Ｘから数式４を引くと、
【００９０】
【数１７】
−｛（１／Ｘ）−Ｘ｝Ｑ・Ｐ（ｔ）（ｃｏｓθ）／２
−｛（１／Ｘ）−Ｘ｝Ｉ・Ｐ（ｔ）（ｓｉｎθ）／２
を得る。数式１６、数式１７を成分とするベクトルを数式１５と同様に回転すれば数式１８に示すベクトルが得られる。
【００９１】
【数１８】

【００９２】
ここで、（１／Ｘ−Ｘ）はＩ、Ｑの振幅に関する項であるから、、Ｘが０でない事による誤りは排除されている事が分かる。勿論、数式１８に示すベクトルを（１／Ｘ−Ｘ）で割って、この項を消す事も可能であるが、誤判定につながるものではないので、本実施形態でこの演算は省略している。以上式で説明した内容をブロックで表わしたのが図３である。
【００９３】
尚、上記第１及び第２実施形態で示した構成は、従来に比べて相関器の数が半分になるだけでなく、ＲＦ周波数からベースバンド周波数に変換する為のＲＦ回路（乗算器やローパスフィルタ、やＡ−Ｄ変換器、また、図１、図２には図示していないが、ＩＦ帯を用いる場合のＩＦ回路）も簡素化でき、ＲＦ部も回路規模、消費電力の低減が可能である。
【００９４】
以下、図３の構成につき説明する。図３に示す構成は、図２に示すチャネル補正するための構成に、ΣＣｉＣｑの影響を補正するための回路を追加したものである。
【００９５】
図３にて、積分器３２ｂは、デジタル信号とコードＣｉとの相関値を積分して積分値を求め、積分器３２ｃは、デジタル信号とコードＣｑとの相関値を積分して積分値を求める。また、乗算器５０は、コードＣｉとコードＣｑとの相関（ＣｉＣｑ）をとり、積分器５１は、乗算器５０の相関値（ＣｉＣｑ）を積分し積分値（ΣＣｉＣｑ）を求める（この積分値は、数式４、５を求める際、Ｘと置いた値である）。
【００９６】
除算器５２は、積分器３２ｂの出力を積分器５１の出力で割り算して、加算器５３は、除算器５２の出力と積分器３２ｄの出力との差を求める。除算器５４は、積分器３２ｄの出力を積分器５１の出力で割り算して、加算器５４は、除算器５４の出力と積分器３２ｂの出力との差を求める。チャネル補正器３４は、加算器５３、５５の出力を上記チャネル推定値に基づいて補正しその補正値を逆拡散信号として出力する。
【００９７】
また、上記第２実施形態では、チャネル補正するための構成に、ΣＣｉＣｑの影響を補正するための回路を追加した例につき説明したが、これに限らず、ＤＬＬ３５、チャネル推定値を求める回路、サーチャ２０Ａ等に採用してもよい。
（第３実施形態）
上記第１及び第２実施形態で示した構成は、複素拡散されたデータのサーチ、復調に有効である。逆に言えば、実拡散されたデータに対しては、複素拡散の時のように１系統のみで周波数変換された信号からサーチ、復調する事は不可能である。
【００９８】
３ＧＰＰの仕様では、基地局との同期を取る為のチャネルとしてＳＣＨと呼ばれる実拡散されたチャネルがあり、端末ではこのチャネルに対しサーチを行う必要がある。そのような用途では、実拡散のサーチャ用に、ＲＦ部は２系統必要となる為、単純にはＲＦ部の回路規模低減の効果はなくなる。
【００９９】
しかし、実拡散に対するサーチが完了した後は、ＲＦ部の１系統はなくても良く、この１系統を待機モードにする事により低消費電力化は可能である。
【０１００】
一般に携帯端末は、持ち受け時はある稼働率でしか受信を行っておらず、それ以外は待機モードで消費電力を抑制するよう構成されている。従って、特に新たな回路を付加する事無く、上記待機モードで低消費電力化する事は可能である。
上記発明を図で示した構成が図４、図５である。
【０１０１】
図４、図５は、乗算器１１、ローパスフィルタ１３、アナログ−デジタル変換器１５、及び、サーチャ６０（実拡散された実拡散信号の為のサーチャ）が、図１の構成に追加されている。すなわち、１系統のＲＦ部（乗算器１１、ローパスフィルタ１３、アナログ−デジタル変換器１５）とともに、サーチャ６０が追加されている。
【０１０２】
先ず、アンテナ５で受信された信号Ｒｘは、乗算器１１に入力される。この乗算器１１は、受信信号Ｒｘに対してＳＩＮ（ωｔ＋θ）を掛け、さらに、ローパスフィルタ１３で高調波成分を除去することにより、ベースバンド信号を出力する。アナログ−デジタル変換器１５は、ベースバンド信号をデジタル信号に変換する。
【０１０３】
サーチャ６０は、相関器６１、コード生成器６２、乗算器６３ａ、６３ｂ、加算器６４、積分器６５、タイミング検出器６６を有する。コード生成器６２は、実コードＣｓｃｈを出力する。
【０１０４】
相関器６１においては、乗算器６１ａは、コードＣｓｃｈとアナログ−デジタル変換器１４からのデジタル信号とを乗算して乗算出力を求め、その乗算出力を積分器６１ｂにて、積分する。乗算器６１ｃにて、コードＣｓｃｈとアナログ−デジタル変換器１５からのデジタル信号とを乗算して乗算出力を求め、その乗算出力を積分器６１ｄにて積分する。
【０１０５】
乗算器６３ａは、積分器６１ｂの出力を二乗し、乗算器６３ｂは、積分器６１ｄの出力を二乗する。加算器６４は、積分器６１ｂ、６１ｄのそれぞれの出力を加算する。積分器６５は、加算器６４の出力を一定期間毎に積分して、パス検出器６６は、積分器２５の出力に応じて受信タイミングを検出する。
【０１０６】
ここで、図６に示すフローチャートに従って、第３実施形態の作動につき説明する。先ず、電源ＯＮ後、サーチャ６０にて、受信信号のうち実拡散信号に対するサーチを行う（ステップ２００）。ここで、アナログ−デジタル変換器１４、１５のそれぞれのデジタル信号が必要であるため、乗算器１０、１１、ローパスフィルタ１２、１３、及び、アナログ−デジタル変換器１４、１５は、給電されている。
【０１０７】
その後、実拡散信号に対するサーチの完了後、アナログ−デジタル変換器１５からのデジタル信号が不必要になるため、乗算器１１、ローパスフィルタ１３、及び、アナログ−デジタル変換器１５の給電を停止する（ステップ２１０）。
【０１０８】
次に、サーチャ２０Ａは、アナログ−デジタル変換器１４のデジタル信号のうち複素拡散信号に対するサーチを行うとともに、複数のフィンガ３０Ａは、アナログ−デジタル変換器１４のデジタル信号のうち複素拡散信号を復調を行う（ステップ２２０）。
（第４実施形態）
図７、図８に本発明の第４実施形態を示す。第４実施形態では、図７、図８に示すように、図４、図５において、アンテナ５に代えて、メインアンテナ５ａ、サブアンテナ５ｂが採用されるとともに、例えば、リレー等のスイッチング手段３００ａ、３００ｂが採用されている。これに加えて、サーチャ２０Ａには、セレクタ７１が追加されており、フィンガ３０Ａには、セレクタ７０が追加されている。
【０１０９】
このように、受信側で、メインアンテナ５ａ、サブアンテナ５ｂの２本のアンテナを持つ場合、図７、図８のように構成すると実拡散の為に、ＲＦ部が２系統必要でも、ＲＦ部の回路規模低減が可能である。即ち、ＲＦ部は２系統あるが、図表９に示すように、実拡散に対するサーチ時で、メインアンテナ５ａに対する相関を計算する時は、スイッチング手段３００ａ、３００ｂを共にメインアンテナ５ａ側をオンさせてサーチを行う。
【０１１０】
サブアンテナ５ｂで実拡散チャネルをサーチする時は、スイッチング手段３００ａ、３００ｂを共にサブアンテナ５ｂ側をオンさせてサーチを行う。そのサーチが完了して、復調を行う時は、スイッチング手段３００ａはメイン側、スイッチング手段３００ｂはサブ側をオンする。
【０１１１】
ここで、フィンガ３０Ａでは、セレクタ７０にて、メインアンテナ５ａ及びサブアンテナ５ｂのうち受信強度の大きい方のパスを選択し、その選択されたパスを復調する。同様に、サーチャ２０Ａは、セレクタ７１にて、メインアンテナ５ａ又はサブアンテナ５ｂのうち受信強度の大きい方のパスを選択し、その選択されたパスの受信タイミングを検出する。
【０１１２】
さらに、フィンガに割り当てるパスが、メイン又はサブどちらか一方である時は、メイン又はサブの割り当てられない方のＲＦ部は待機モードとし、更に消費電力を削減する事も可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態の復調装置の一部を示すブロック図である。
【図２】上記第１実施形態の復調装置の残りを示すブロック図である。
【図３】本発明の第２実施形態の復調装置の一部を示すブロック図である。
【図４】本発明の第３実施形態の復調装置の一部を示すブロック図である。
【図５】上記第３実施形態の復調装置の残りを示すブロック図である。
【図６】上記第３実施形態の作動を示すフローチャートである。
【図７】本発明の第４実施形態の復調装置の一部を示すブロック図である。
【図８】本発明の第４実施形態の復調装置の残りを示すブロック図である。
【図９】上記第４実施形態の作動を説明する為の図表である。
【図１０】従来の復調装置の構成の一部を示すブロック図である。
【図１１】従来の基地局の構成を説明する為のブロック図である。
【図１２】従来の複素相関器の構成を説明する為のブロック図である。
【符号の説明】
１０…乗算器、２１…相関器、２３ａ、２３ｂ…乗算器、
２４…加算器、２６…パス検出器。

Claims

コードによって多元接続を行うとともに、複素コードで複素拡散されたチャネルと、実コードで実拡散されたチャネルとを有するＣＤＭＡ方式の無線通信機の復調装置であって、
無線周波数帯の受信信号を受信する受信手段（５）と、
前記受信手段で受信された無線周波数帯の受信信号を、搬送波と周波数同期した任意位相の正弦波によって周波数変換し、第１の周波数信号を求める第１の周波数変換手段（１０、１２、１４）と、
前記受信手段で受信された無線周波数帯の受信信号を、前記正弦波と位相が９０度異なる余弦波によって周波数変換し、第２の周波数信号を求める第２の周波数変換手段（１１、１３、１５）と、
前記第１及び第２の周波数信号を受け、前記実拡散コードをサーチする実拡散サーチ手段（６０）と、
前記第１及び第２の周波数変換手段の何れか一方の周波数信号を受け、前記複素コードをサーチする複素拡散サーチ手段（２０Ａ）と、
前記複素拡散サーチ手段がサーチ動作するとき、前記第１及び第２の周波数変換手段の他方の作動を停止する停止手段（２１０）と
を有することを特徴とするＣＤＭＡ方式の無線通信機の復調装置。
コードによって多元接続を行うとともに、複素コードで複素拡散されたチャネルと、実コードで実拡散されたチャネルとを有するＣＤＭＡ方式の無線通信機の復調装置であって、
無線周波数の受信信号をそれぞれ受信する第１及び第２のアンテナ（５ａ、５ｂ）と、
前記第１及び第２のアンテナで受信された２つの受信信号をそれぞれ選択して出力する２出力の第１の選択手段（３００ａ、３００ｂ）と、
前記第１の選択手段で選択された一方の出力信号を、搬送波と周波数同期した任意位相の正弦波で第１の周波数信号に変換する第１の周波数変換回路（１０、１２、１４）と、
前記第１の選択手段で選択された他方の出力信号を、前記正弦波と位相が９０度異なる余弦波で第２の周波数信号に変換する第２の周波数変換回路（１１、１３、１５）と、
前記第１及び第２の周波数信号を受け、前記実拡散コードをサーチする実拡散サーチ手段（６０）と、
前記第１及び第２の周波数変換信号の何れか一方を選択する第２の選択手段（７１）を有し、前記第２の選択手段で選択された一方を受け、前記複素コードをサーチする複素拡散サーチ手段（２０Ａ）とを有し、
前記実拡散サーチ手段が前記実拡散コードをサーチするとき、前記第１及び第２のアンテナのうち一方のアンテナで受信された受信信号を、前記一方の出力信号として前記第１の周波数変換回路に出力するとともに、前記一方のアンテナで受信された受信信号を、前記他方の出力信号として前記第２の周波数変換回路に出力するように前記第１の選択手段が制御されて、
前記複素拡散サーチ手段が前記複素コードをサーチするとき、前記第１及び第２のアンテナのうち一方のアンテナで受信された受信信号を、前記一方の出力信号として前記第１の周波数変換回路に出力するとともに、他方のアンテナで受信された受信信号を、前記他方の出力信号として前記第２の周波数変換回路に出力するように前記第１の選択手段が制御されて、
かつ、前記複素拡散サーチ手段が前記複素コードをサーチするとき、前記第１及び第２の周波数信号のうち受信強度の大きい周波数信号を選択するように前記第２の選択手段が制御されるようになっていることを特徴とするＣＤＭＡ方式の無線通信機の復調装置。
前記第１及び第２の周波数変換信号の何れか一方を選択する第３の選択手段（７０）を有し、前記第３の選択手段で選択された一方の周波数変換信号を前記複素コードによって逆拡散し逆拡散信号を出力するフィンガ（３０Ａ）を有し、
前記フィンガ（３０Ａ）が前記複素コードによって前記一方の周波数変換信号を逆拡散し逆拡散信号を出力するとき、前記第１及び第２のアンテナのうち一方のアンテナで受信された受信信号を、前記一方の出力信号として前記第１の周波数変換回路に出力するとともに、他方のアンテナで受信された受信信号を、前記他方の出力信号として前記第２の周波数変換回路に出力するように前記第１の選択手段が制御されて、
かつ、前記フィンガが前記複素コードによって前記一方の周波数変換信号を逆拡散し逆拡散信号を出力するとき、前記第１及び第２の周波数信号のうち受信強度の大きい周波数信号を選択するように前記第３の選択手段が制御されるようになっていることを特徴とする請求項２に記載のＣＤＭＡ方式の無線通信機の復調装置。