JP2000106535A - 自動周波数制御方法およびシステム - Google Patents

自動周波数制御方法およびシステム

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JP2000106535A JP11267104A JP26710499A JP2000106535A JP 2000106535 A JP2000106535 A JP 2000106535A JP 11267104 A JP11267104 A JP 11267104A JP 26710499 A JP26710499 A JP 26710499A JP 2000106535 A JP2000106535 A JP 2000106535A
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Abstract

(57)【要約】 【課題】 ドップラー周波数シフトがあるマルチパス信
号の搬送周波数を簡単な構造でトラッキングできるよう
にすること。 【解決手段】 搬送周波数誤差を決定する前にマルチパ
ス信号、すなわち種々のアンテナ信号を合波する広帯域
ＣＤＭＡシステムの受信機２０の自動周波数制御（ＡＦ
Ｃ）システムにおいて、各送信パスの周波数誤差を別々
に計算する代わりに、マルチパス信号を共に合計した後
に周波数誤差を計算する。したがって１つの周波数検出
回路しか必要でなく、この結果、自動周波数制御システ
ムは計算工程を少なくてすむようにしながら、計算され
た周波数誤差を別々に組み合わせるシステムの精度を有
する。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、自動周波数制御シ
ステムおよび方法に関し、より詳細には、マルチパス伝
送信号の搬送周波数をトラッキングするための広帯域用
の改良された無線通信システムの受信機における自動周
波数制御システムおよび方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】スペクトル拡散方式の通信技術は、雑音
の多い無線周波数（ＲＦ）スペクトル内でも通信ユーザ
が運用できるようにするものであり、特に狭帯域の妨害
波に対して有効である。スペクトル拡散方式の通信は、
比較的小さい電力スペクトル密度で行うことができ、同
じ周波数スペクトルを多数のユーザが共用できる。更
に、受信機はマルチパスを活用するように構成でき、こ
れらのスペクトル拡散方式の特徴により軍用技術の早期
の開発が促進されている。
【０００３】共通するタイプのスペクトル拡散方式とし
て、チャープ方式、周波数ホッピング方式および直接拡
散方式、すなわち擬似雑音（ＰＮ）方式がある。チャー
プ方式は周波数領域に単調に拡散された時間領域でイン
パルス信号を伝送する方式であり、受信機が拡散された
周波数信号をインパルス信号に戻すように変換する。こ
れら周波数拡散されたインパルス信号は、レーダ、情報
のパルス位置変調またはその双方のための用途、例えば
１９７０年代にジェネラルダイナミックス社のエレクト
ロニクス事業部によって開発されたＲ3トランスポンダ
のような用途を有する。周波数ホッピング方式はユーザ
が同時に通信周波数を切り替えるようにユーザを同期化
することにより通信を行う方式である。
【０００４】直接拡散方式は、搬送波信号を位相シフト
キー変調するようにＰＮ符号発生器を用いて、一般に直
交位相変調フォーマットで情報のデジタルストリームを
拡散する方式である。ＰＮ符号発生器の擬似雑音系列は
周期的なものであり、マッチング用ＰＮ符号を用いて受
信機内で拡散された信号を逆拡散することができる。直
接拡散方式は雑音に対するイミュニティが優れている。
使用されるＰＮ符号により、ユーザのＰＮ符号間の相関
性を最小にしながら、多数のユーザがスペクトルを共用
できる。しかしながら直接拡散方式はＲＦ帯域幅を広く
し、信号取得時間を長くしなければならない。
【０００５】１９９７年５月のＩＥＥＥ第４７回伝達物
技術の会議議事録のオノエ他著の論文「第３世代の移動
通信システムのための広帯域ＣＤＭＡ無線制御技術」に
記載されているように、第３世代の広帯域ＣＤＭＡ（Ｗ
−ＣＤＭＡ）方式が開発中であり、この方式はグローバ
ルな用途を有し得る。このＷ−ＣＤＭＡ方式はパイロッ
トチャネルの替わりに放送チャネル、すなわちパーチチ
ャネルを有する。各タイムスロット、すなわち放送チャ
ネルのスロットは一連の時間多重化されたシンボルから
成り、マスクされた長い符号、すなわち特別なタイミン
グシンボルセグメントは既知の情報の１つのシンボルを
拡散するのに、短い符号を使用する。このようなセグメ
ントにより移動局は電源をオンにした直後に、システム
のタイミング情報を取得できる。
【０００６】ほとんどの通信方式では、一定の周波数を
有する搬送波信号を中心にして信号が伝送される。この
信号を取得するシステム内の受信機は復調を保証するた
めに送信機の周波数に極めて近い周波数でその局部発振
器を作動させることを保証しなければならない。この局
部発振器の制御は自動周波数制御（ＡＦＣ）と称される
機構により維持される。
【０００７】セルラ通信システムの多くはデータを伝送
するのに広帯域信号を使用している。広帯域搬送波信号
により受信機は伝送された信号を多数のパスに解析で
き、各パスを使って局部発振器の周波数を制御するため
の信号が発生される。一般にセルラ通信では、使用され
る広帯域信号はＣＤＭＡ信号である。
【０００８】どのような通信方式でも受信された搬送波
の周波数を正確にトラッキングできなければならない。
ＣＤＭＡ方式はマルチパス信号の受信においてロバスト
であるが、適正な復調を保証するには正しい搬送周波数
を取得する必要がある。受信機のクロックが不正確であ
り、送信機の周波数にドリフトがあり、ドップラー効果
がある場合、ＣＤＭＡ受信機は各マルチパス信号の搬送
周波数をトラッキングし、調節しなければならない。
【０００９】図１１は、従来技術におけるＣＤＭＡ受信
機の自動周波数制御（ＡＦＣ）システムを示す図で、Ａ
ＦＣシステム１０では、ライン１２ａ，１２ｂおよび１
２ｃ上の受信された信号は、毎秒ｆs回のサンプリング
回数でサンプリングされる。次に信号の各々は数値制御
された発振器（ＮＣＯ）１４によって発生された局部発
振器（ＬＯ）の周波数にマッチングされ、周波数検出器
１６ａ，１６ｂおよび１６ｃへ送られる。すなわち各逆
拡散された信号はミキサ１８ａ，１８ｂおよび１８ｃに
よりＬＯの信号と混合され、対応する逆拡散された信号
の周波数に比例してダウンコンバートされた信号が発生
され、周波数検出器１６ａ，１６ｂおよび１６ｃへ送ら
れる。周波数検出器１６ａ，１６ｂおよび１６ｃの出力
信号は、信号の搬送周波数と局部発振器の周波数との差
に比例した誤差信号であり、これら誤差信号はＮＣＯ１
４へ印加される前に合波器１９で合計される。逆拡散さ
れた信号とその信号の時間遅延された信号とをマッチン
グさせ、次に位相検出を実行することにより、周波数の
検出が行われる。検出プロセスで信号をシフトするよう
なシステムもある。このシフトは周波数検出器１６ａ，
１６ｂおよび１６ｃへ導入する前に逆拡散された信号を
予めシフトすることによって補償される。
【００１０】誤差信号を組み合わせると、１つのパスだ
けからの誤差信号を使用するのと異なり、搬送周波数の
トラッキングの信頼性が高まる。しかしながら、図１１
から判るように、逆拡散された信号の各々を予めシフト
した後に、数個の周波数検出器が必要である。これによ
り、このトラッキング方式は極めて複雑となり、数回の
乗算演算が必要となる。
【００１１】「ＣＤＭＡチャネル予測のためのシステム
および方法」を発明の名称とし、コワルスキー他を発明
者とし、１９９８年１月２９日に米国特許庁に出願さ
れ、本願出願人に譲渡された、継続中の米国特許出願第
０９／０１５，４２４号は、トラヒックチャネルを逆拡
散し、復調するために、広帯域ＣＤＭＡシステムにおい
てパーチチャネルから誘導されたタイミングを使うため
の方法を開示している。このシステムは、トラヒックチ
ャネルの作動を簡略化するが、ＡＦＣを簡略化するため
の特定のシステムは示していない。
【００１２】「パイロットで支援された時間可変有限イ
ンパルス応答、適応型チャネルマッチング受信システム
および方法」を発明の名称とし、コワルスキー他を発明
者とし、１９９８年３月２５日に米国特許庁へ出願さ
れ、本願出願人に譲渡された継続中の米国特許出願第０
９／０４８，２４０号は、トラヒックチャネルのタイミ
ングおよび復調を簡略化するシステムを開示している
が、ＡＦＣを簡略化するための特定のシステムは開示さ
れていない。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】本発明は、上述のごと
き実状に鑑みてなされたものであり、ＣＤＭＡ受信機の
構造におけるＡＦＣ機能を簡略化し、受信機の部品数，
電力消費量および算術的演算の回数を低減することをそ
の目的とする。
【００１４】また、搬送周波数をトラッキングする際の
受信機の精度および性能に影響を与えることなく、ＣＤ
ＭＡ受信機におけるＡＦＣ機能を簡略化すること、更
に、搬送周波数をトラッキングする際の受信機の精度お
よび性能に影響を与えることなく、周波数弁別器の数ま
たは周波数弁別器の演算の回数を低減することを目的と
する。
【００１５】
【課題を解決するための手段】従って、本発明は、ＣＤ
ＭＡまたはＷ−ＣＤＭＡシステムのような広帯域無線通
信システムにおいて、対応するドップラー周波数のシフ
ト、すなわち周波数誤差を伴った複数の伝送パスに沿っ
て受信された通信信号の搬送周波数をトラッキングする
ために、自動周波数制御（ＡＦＣ）を行うため方法を提
供する。
【００１６】一般に、かかるシステムは少なくとも１つ
の基地局からの通信信号を受信する移動局を含み、前記
方法は、（ａ）各伝送パスからの搬送波信号を組み合わ
せ、よって搬送波信号の平均を発生するステップと、
（ｂ）ステップ（ａ）で発生された平均搬送波信号に応
答し、周波数誤差計算を１回しか行わないように、前記
平均搬送波信号の周波数誤差を計算するステップとを備
える。このように１回の周波数誤差計算しか行わない。
受信される搬送波信号の周波数は常に伝送周波数と同じ
周波数となるわけではない。従って、受信機において、
搬送周波数は既知である場合でも復調を適性に行うに
は、調節と収集を行うことが必要である。
【００１７】本発明の利点としては、多数の伝送パスの
入力信号から１つの平均値を計算するだけでよいという
ことが挙げられる。後に示すように、この１つの平均値
を使って全ての入力搬送波信号を訂正する。本発明によ
り１つの平均値だけを計算するという簡潔性を維持しな
がら、平均値計算におけるいくつかの入力された搬送波
信号の周波数を用いることによる精度が得られる。
【００１８】一般に、搬送波信号は処理のためにダウン
コンバートされ、次に基準周波数を有する基準信号が発
生される。この基準信号とは、局部発振周波数を有する
局部発振器（ＬＯ）の信号である。基準信号と各伝送パ
スに対する搬送波信号との比較に応答し、各伝送パスに
対するダウンコンバートされた信号が発生される。この
ダウンコンバートされた信号を発生するステップは、Ｌ
Ｏ信号と各伝送パスの受信搬送波信号とを混合すること
を含む。ステップ（ａ）は、ダウンコンバートされた信
号を合波することを含む。
【００１９】この方法は、ステップ（ｂ）の後に、
（ｃ）ステップ（ｂ）で計算された周波数誤差に応答
し、基準周波数を変更し、よって１つの誤差信号によっ
て各伝送パスのダウンコンバートされた周波数を訂正す
るステップを更に含む。
【００２０】この方法は、ステップ（ｃ）の後に、
（ｄ）各伝送パスの第１受信信号の信号対雑音比とステ
ップ（ａ）で発生された平均第１受信信号の信号対雑音
比とを比較するステップと、（ｅ）前記ステップ（ｄ）
で計算された信号対雑音比の差に応答し、各伝送パスに
対する重みを計算するステップとを更に備え、ステップ
（ａ）がステップ（ｄ）で計算された重みに応答し、第
１受信信号を平均化する際の各伝送パスの重要性を可変
調節し、よって受信信号の組み合わせの信号対雑音比を
改善する。
【００２１】本発明のいくつかの実施の形態において
は、先の平均ダウンコンバート信号を蓄積する。次に、
ステップ（ｂ）は、（ｂ１）現在の平均第１受信信号と
蓄積されている平均第１受信信号との差を検出するサブ
ステップと、（ｂ２）ステップ（ｂ１）で検出された周
波数変化に応答し、誤差信号を発生するサブステップを
含み、ステップ（ｃ）は、ステップ（ｂ２）で発生され
た誤差信号に応答し、基準周波数を変更することを含
む。
【００２２】各伝送パスは、対応する遅延時間を有し、
本方法はステップ（ａ）に先立ち、ｆsのレートで受信
通信信号をサンプリングするステップと、１／ｆsに等
しい遅延時間を測定するステップと、１／ｆsの遅延時
間が終了した後に受信された通信信号を無視するステッ
プを更に備え、ステップ（ａ）は１／ｆs以下の遅延時
間を有する受信通信信号を合計し、よって平均受信通信
信号の周波数誤差の雑音を低くすることを含む。
【００２３】本発明は、受信したマルチパス通信の搬送
周波数をトラッキングするための自動周波数制御（ＡＦ
Ｃ）システムも提供する。このシステムは、各入力端が
１つの伝送パスに対応する複数の入力端を有する合波器
を含む。この合波器は、受信通信周波数を有する受信通
信信号を受け入れ、平均受信通信信号を供給するための
出力端を有する。このＡＦＣシステムは平均受信通信信
号を受け入れるための、合波器の出力端に作動的に接続
された入力端を有する周波数誤差計算器も含む。この周
波数誤差計算器は、周波数誤差を計算する前にマルチパ
スを通って受信された信号を平均化するよう、平均受信
通信信号に応答し、周波数誤差信号を供給するための出
力端を有する。
【００２４】受信通信信号を複数のフィンガが並列処理
するようになっている。各フィンガは、伝送パスに対応
する受信通信信号を受け入れるための入力端を有すると
共に、合波器の対応する入力端に作動的に接続された出
力端で受信通信信号を供給する。
【００２５】基準周波数を有する基準信号を受け入れる
ための第１入力端および受信搬送波信号を受け入れるた
めの第２入力端を１つの乗算器が有する。この乗算器
は、搬送波信号と基準信号とを混合し、出力端で受信周
波数を有するダウンコンバート信号を供給するようにな
っている。フィンガの各々はこの乗算器の出力端からの
ダウンコンバート信号を受け入れ、合波器は平均ダウン
コンバート信号を供給する。
【００２６】周波数誤差計算器は平均ダウンコンバート
信号を受け入れるための、合波器の出力端に作動的に接
続された入力端を有する周波数弁別器を含む。この周波
数弁別器は平均ダウンコンバート信号の周波数の変化を
測定し、出力端に誤差信号を供給するようになってい
る。
【００２７】そして、各請求項の発明は、以下の技術手
段により構成される。請求項１の発明は、少なくとも１
つの基地局からの通信信号を受信する移動局を含む広帯
域無線通信システムにおける、対応するドップラー周波
数シフトを伴った複数の伝送パスに沿って受信された通
信信号の搬送周波数をトラッキングするための自動周波
数制御方法であって、（ａ）各伝送パスからの受信通信
信号を組み合わせ、よって平均受信通信信号を発生する
ステップと、（ｂ）ステップ（ａ）で発生された前記平
均受信通信信号の平均値に応答し、周波数誤差計算を１
回しか行わないように、平均受信通信信号の周波数誤差
を計算するステップと、を含むことを特徴としたもので
ある。
【００２８】請求項２の発明は、請求項１の発明におい
て、ステップ（ａ）に先立ち、基準周波数を有する基準
信号を発生し、基準信号および各伝送パスに対する受信
搬送波信号に応答し、各伝送パスに対する第１受信信号
を発生するステップを更に含み、ステップ（ａ）は、前
記受信搬送波信号を第１受信信号に変換するように第１
受信信号を組み合わせることを含むことを特徴としたも
のである。
【００２９】請求項３の発明は、請求項２の発明におい
て、ステップ（ｂ）の後で、（ｃ）ステップ（ｂ）にお
いて計算された前記周波数誤差に応答し、各伝送パスの
第１周波数を１つの誤差信号で訂正するように前記基準
周波数を変更するステップを更に含むことを特徴とした
ものである。
【００３０】請求項４の発明は、請求項１の発明におい
て、ステップ（ａ）に先立ち、各伝送パスの前記受信通
信信号を並列に解析するステップと、各伝送パスの前記
受信通信信号を復調し、対応する受信搬送波信号を発生
するステップと、を更に含むことを特徴としたものであ
る。
【００３１】請求項５の発明は、請求項２の発明におい
て、前記基準信号を発生する前記ステップは、局部周波
数を有する局部発振器の信号である前記基準信号を含
み、各第１受信信号を発生する前記ステップは、各伝送
パスの前記受信搬送波信号と前記局部発振器の信号とを
混合することを含むことを特徴としたものである。
【００３２】請求項６の発明は、請求項５の発明におい
て、各第１受信信号を発生する前記ステップは、前記受
信搬送波信号を第１受信信号にダウンコンバートするこ
とを含み、ダウンコンバートされた前記第１受信信号が
ベースバンド周波数を有することを特徴としたものであ
る。
【００３３】請求項７の発明は、請求項３の発明におい
て、ステップ（ｃ）の後に、（ｄ）各伝送パスの第１受
信信号の信号対雑音比とステップ（ａ）で発生された平
均第１受信信号の信号対雑音比とを比較するステップ
と、（ｅ）前記ステップ（ｄ）で計算された信号対雑音
比の差に応答し、各伝送パスに対する重みを計算するス
テップと、を更に含み、ステップ（ａ）は、ステップ
（ｄ）で計算された前記重みに応答し、第１受信信号を
平均化する際の各伝送パスの重要性を可変調節し、よっ
て受信信号の前記組み合わせの信号対雑音比を改善する
ことを含むことを特徴としたものである。
【００３４】請求項８の発明は、請求項３の発明におい
て、ステップ（ｂ）に先立ち、（ａ１）先の平均第１受
信信号を蓄積するステップを更に含み、ステップ（ｂ）
は、（ｂ１）平均第１受信信号と、ステップ（ａ１）で
蓄積された平均第１受信信号との差を検出するサブステ
ップと、（ｂ２）ステップ（ｂ１）で検出された周波数
変化に応答し、誤差信号を発生するサブステップと、を
含み、ステップ（ｃ）は、ステップ（ｂ２）で発生され
た前記誤差信号に応答し、前記基準周波数を変更するこ
とを含むことを特徴としたものである。
【００３５】請求項９の発明は、請求項１の発明におい
て、各伝送パスは、対応する遅延時間を有し、ステップ
（ａ）に先立ち、ｆsのレートで受信通信信号をサンプ
リングするステップと、１／ｆsに等しい遅延時間を測
定するステップと、１／ｆsの遅延時間が終了した後に
受信された通信信号を無視するステップと、を更に含
み、ステップ（ａ）は、１／ｆs以下の遅延時間を有す
る受信通信信号を合計し、よって前記平均受信通信信号
の周波数誤差の雑音を低くすることを含むことを特徴と
したものである。
【００３６】請求項１０の発明は、対応するドップラー
周波数シフトを伴った複数の伝送パスに沿って伝搬して
きた通信信号を受け入れるための広帯域無線通信システ
ムの受信機における、受信通信信号の搬送周波数をトラ
ッキングするための自動周波数制御システムであって、
受信通信周波数を有する受信通信信号を受け入れるため
の、各々が１つの伝送パスに対応した複数の入力端を有
し、更に平均受信通信信号を供給するための出力端を有
する合波器と、前記平均受信通信信号を受け入れるよ
う、前記合波器の出力端に作動的に接続された入力端を
有し、周波数誤差を計算する前にマルチパスを通って受
信された信号を平均化するように、前記平均受信通信信
号に応答し、周波数誤差信号を供給するための出力端を
有する、周波数誤差計算器と、を有することを特徴とし
たものである。
【００３７】請求項１１の発明は、請求項１０の発明に
おいて、受信通信信号を並列処理するための複数のフィ
ンガを更に有し、各々の前記フィンガは、伝送パスに対
応する受信通信信号を受け入れるための入力端を有し、
前記合波器の対応する入力端に作動的に接続された出力
端にて、受信通信信号を供給するようになっていること
を特徴としたものである。
【００３８】請求項１２の発明は、請求項１１の発明に
おいて、基準周波数を有する基準信号を受け入れるため
の第１入力端および受信搬送波信号を受け入れるための
第２入力端を有する乗算器を更に有し、該乗算器は、前
記搬送波信号と前記基準信号とを混合し、出力端にて第
１受信周波数を有する第１受信信号を供給し、前記フィ
ンガの各々が前記乗算器の出力端からの第１受信信号を
受け入れ、前記合波器が平均第１受信信号を供給するよ
うになっていることを特徴としたものである。
【００３９】請求項１３の発明は、請求項１２の発明に
おいて、複数の可変重み付け回路を更に有し、該重み付
け回路の各々は、１つの伝送パスに対応すると共に、対
応するフィンガからの前記第１受信信号を受け入れるた
めの入力端を有し、更に前記重み付け回路は、前記第１
受信信号の利得を制御するよう、前記第１受信信号の信
号対雑音比に応答する利得制御信号を受け入れるための
第２入力端を有し、各々の前記重み付け回路は、重み付
けされた前記第１受信信号を供給するよう、前記合波器
の対応する入力端に作動的に接続された出力端を有する
ことを特徴としたものである。
【００４０】請求項１４の発明は、請求項１２の発明に
おいて、前記基準周波数を供給するよう前記乗算器の第
１入力端に作動的に接続された出力端と、前記周波数誤
差信号を受けるよう前記周波数誤差計算器の出力端に作
動的に接続された入力端とを有する発振器を更に有し、
該発振器は、前記周波数誤差信号に応答して前記基準周
波数を変更するようになっていることを特徴としたもの
である。
【００４１】請求項１５の発明は、請求項１２の発明に
おいて、前記周波数誤差計算器は、前記平均第１受信信
号を受け入れるための、前記合波器の出力端に作動的に
接続された入力端を有する周波数弁別器を有し、該周波
数弁別器は前記平均第１受信信号の周波数変化を測定す
ると共に、出力端に前記誤差信号を供給するようになっ
ていることを特徴としたものである。
【００４２】請求項１６の発明は、請求項１０の発明に
おいて、ｆsをマルチパスを通って受信された信号をサ
ンプリングするレートとして、１／ｆsの周期的時間イ
ンターバル測定値を供給する出力端を有するクロックを
更に有し、前記合波器は前記１／ｆsの時間インターバ
ル測定値を受け入れるためのクロック入力端を有し、前
記合波器は、１／ｆsの時間インターバルにわたって受
信された通信信号を合計すると共に、平均受信通信信号
を計算するための１／ｆs遅延時間が終了した後に受信
される通信信号を無視し、よって前記平均受信通信信号
の周波数誤差の雑音を低くするようになっていることを
特徴としたものである。
【００４３】
【発明の実施の形態】図１は、本発明の実施形態におけ
る広帯域無線通信システムの受信機を示すブロック図で
ある。受信機２０は対応するドップラー周波数シフトを
伴った複数の伝送パスに沿って伝搬した通信信号を受け
入れる。受信機２０は受信した通信信号の搬送周波数を
トラッキングするための自動周波数制御（ＡＦＣ）シス
テムを特徴とする。この受信機２０は、入力ライン２
４，２６および２８に接続された複数の入力端を有する
合波器２２を含む。各入力端および入力ライン２４，２
６および２８は、伝送パスに対応し、受信された通信周
波数を有する受信された通信信号を受け入れる。合波器
２２は、受信された通信信号の平均（平均受信通信信
号）を供給するための出力端をライン３０上に有する。
【００４４】受信機２０は、平均受信通信信号を受け入
れるための、合波器２２の出力端に作動的に接続された
入力端をライン３０に有する、周波数誤差計算器３２も
含む。この周波数誤差計算器３２は、平均受信通信信号
に応答して周波数誤差信号を供給するためのライン３４
上の出力端を有する。このようにマルチパスを通った受
信信号は周波数誤差を計算する前に平均化される。
【００４５】受信機２０は、更に受信された通信信号を
並列処理するための複数のフィンガ３６，３８および４
０を更に含む。フィンガ３６，３８および４０の各々
は、伝送パスに対応する受信した通信信号を受け入れる
ための入力端をそれぞれライン４２，４４および４６上
に有する。フィンガ３６，３８および４０は、それぞれ
ライン２４，２６および２８、更に合波器２２の対応す
る入力端に作動的に接続された出力端に受信された通信
信号を発生する。これら３つのフィンガ部分の選択は任
意であり、ＣＤＭＡシステムではフィンガ３６，３８お
よび４０が逆拡散器となっている。
【００４６】受信機２０は、基準周波数を有する基準信
号を受け入れるための第１入力端をライン５０上に有す
る乗算器４８を更に含む。乗算器４８は受信された搬送
波信号を受け入れるための第２入力端をライン５２上に
有し、この乗算器４８は搬送波信号の基準信号とを混合
し、ライン５４上の出力端に第１の受信された周波数を
有する第１受信信号を発生する。フィンガ３６，３８お
よび４０の各々は、この乗算器４８の出力端からの第１
受信信号を受け入れる。このように合波器２２は平均第
１受信信号を発生する。
【００４７】本発明のいくつかの実施の形態において
は、受信機２０は複数の可変重み付け回路５６，５８お
よび６０を含む。これら重み付け回路５６，５８および
６０の各々は１つの伝送パスに対応している。各重み付
け回路５６，５８および６０は対応するフィンガ３６，
３８および４０からの第１受信された信号を受け入れる
ための入力端を有する。重み付け回路５６，５８および
６０は、それぞれライン６２，６４および６６上の利得
制御信号を受け入れるための第２入力端を有する。利得
制御信号Ｂ１，Ｂ２およびＢ３は、第１受信信号の信号
対雑音比に応答し、第１受信信号の利得を制御するのに
使用される。各重み付け回路５６，５８および６０は、
重み付けされた第１受信信号を供給するための、合波器
２２の対応する入力端に作動的に接続された出力端をラ
イン２４，２６および２８にそれぞれ有する。
【００４８】受信機２０は、基準周波数を供給するため
の、乗算器４８の第１入力端に作動的に接続された出力
端をライン５０上に有する発振器６８、例えば数値制御
された発振器（ＮＣＯ）を更に含む。このＮＣＯ６８は
周波数誤差信号を受信するための、周波数誤差計算器３
２に作動的に接続された入力端をライン３４上に有す
る。発振器６８は周波数誤差信号に応答して基準信号を
変える。
【００４９】周波数誤差計算器３２は、平均第１受信信
号を受け入れるための合波器２２の出力端に作動的に接
続された入力端をライン３０上に有する。周波数弁別器
７０は平均第１受信信号における周波数変化を測定し、
ライン３２上の出力端に誤差信号を発生する。本発明の
いくつかの実施の形態においては、この誤差信号を条件
化するのにループフィルタ７４を使用している。
【００５０】更に、本発明のいくつかの実施の形態にお
いては、受信機２０は１／ｆs（ここでｆsはマルチパス
を通って受信された信号をサンプリングするレートであ
る）の周期的時間インターバルの測定値を発生するため
の出力端をライン７８上に有するクロック７６を更に含
む。次に合波器２２は１／ｆsの時間インターバル測定
値を受け入れるための、クロック７６の出力端に作動的
に接続されたクロック入力端をライン７８上に有する。
合波器２２は１／ｆsの時間インターバルで受信される
通信信号を合計し、１／ｆsの遅延時間が終了した後に
受信された通信信号を無視し、平均受信通信信号を計算
する。こうして、平均受信通信信号の周波数誤差の雑音
は少なくなる。
【００５１】図１に示された方式は、受信され、逆拡散
された信号が組み合わされ、次にミキサ８２を通って周
波数検出器７０へ印加される前に位相シフタ８０によっ
てシフト（ｆs／８）されている状態を示す。この位相
値の選択は使用される周波数検出器のタイプおよび他の
ループパラメータに応じて任意に決定される。図１から
判るように、本実施形態では、１つの周波数検出器７０
しか使用していないので、実行すべき演算回数が少なく
なっている。再度、図１１を参照すると、従来のＡＦＣ
システムでは周波数検出器を各受信機のフィンガとしな
ければならないことが理解できよう。
【００５２】再度図１を参照すると、ライン６２，６４
および６６上の重み（Ｂ１，Ｂ２およびＢ３）は、信号
対雑音比を最大にするよう、最大比合計することによっ
て決定される。しかしながら本発明の好ましい実施の形
態としては、重み付け回路５６，５８および６０は除く
ものとする。周波数トラッキング方法を簡略化するため
に、重み付け回路５６，５８および６０を除く理由につ
いては、後により詳細に説明する。
【００５３】図２は、周波数検出器の一例を示す図で、
周波数検出器７０は周知であるので詳細には説明しな
い。ライン３０上の合波された信号は遅延回路１００を
通して遅延される。代表的な遅延時間は、ＣＤＭＡシス
テムでは１シンボルである。ライン３０上の組み合わさ
れた信号は、ライン１０２上のその信号自身の遅延され
た信号とマッチングされる。すなわちライン１０２上の
遅延された信号は乗算器１０４でライン３０上の元の組
み合わせ信号と混合される。従って、すべての重みを１
に設定できる。すなわち、重み付け回路５６，５８およ
び６０は省略される。
【００５４】図３は、図１の受信機から重み付け回路５
６，５８および６０を除いた受信機を示す図である。シ
ミュレーションによれば、このような実施の形態の発明
は、妥当な性能を有し、図１１の従来の回路の性能より
も良好であることが実証されており、性能をなんら妥協
することなく複雑さを低減している。
【００５５】図４は、フィンガ部分３６の詳細図と共
に、受信機２０を示した図である。簡潔にするために１
つのフィンガしか示していない。図４に示されたフィン
ガ部分３６は、上述の米国特許出願０９／０４８，２４
０号および第０９／０１４，４２４号に開示されたもの
である。フィンガは前述したように、主に受信信号を逆
拡散する機能を有する。図４における第１フィンガ３６
を例にとると、フィンガはロングコードおよびＰＣショ
ートコード発生器の２つの拡散コード発生器を有する。
ロングコード発生器の出力信号と受信信号は複素乗算さ
れ、ロングコード逆拡散信号が生成される。逆拡散信号
は後段に出力されるとともに、さらに積分器（Σ６４，
Σ４）で積分され、レーキ式コヒーレント検出器でチャ
ネル推定信号を生成するとともに、周波数弁別器７０に
入力されるための信号を生成する。また、２つのコード
発生器の出力と受信信号はＤＬＬに入力されタイミング
信号を生成する。
【００５６】しかしながら、本発明に開示されたＡＦＣ
の組み合わせ原理は、受信された同じ信号の数個のコピ
ーをマルチパスまたはアンテナダイバーシティにより利
用できる広帯域システムでも利用できる。
【００５７】従来技術で説明した図１１における例およ
び図１と図３において説明した本発明は、遅延拡散チャ
ネルがサンプリング長さ１／ｆsよりもあまり長くない
ことを明らかに仮定している。しかしながら、このこと
はすべての状況には当てはまらず、上記仮定が当てはま
らなくなることによりトラッキングが失われることとな
る。このような状況を回避するために、誤差信号を発生
するように、エポックを数個のシンボルよりも長くした
パスをドロップできる。このことは、所定の時間窓内の
フィンガ３６のマッチングされたフィルタの出力が、こ
の窓内に入るパスしか含まないかどうかを検査すること
によって達成できる。すなわち、マルチパス信号の平均
化には、サンプリング時間１／ｆsよりも長いエポック
を有するパスは含まれない。若干長いか、または短いサ
ンプリング時間にもこの概念が当てはまる。
【００５８】これまで説明した方法は、Ｗ−ＣＤＭＡシ
ステムで応用するために開発されたものである。しかし
ながらこれら方式は一般に充分であり、マルチパスの問
題を解決できる任意のタイプの広帯域システムにも適用
できる本発明の目的としては、２ＧＨｚにおいて約３ｐ
ｐｍの局部発振器のドリフトをトラッキングし、制御で
きるようなＡＦＣのロバストな構造を提供することにあ
る。このＡＦＣはこの周波数ドリフトが０.１ｐｐｍま
で低下するように設計できる。
【００５９】再度図２を参照すると、弁別器７０への入
力信号は１／ｆsのレートでサンプリングされた逆拡散
信号である。この逆拡散信号は乗算器１０４で遅延逆拡
散信号にマッチングされ、その結果生じる信号から誤差
信号が計算される。図５は、逆拡散信号の離散周波数Ω
の関数である図２に示された誤差信号ｅ（ｔ）の曲線を
示すグラフである。弁別器７０の出力信号はノコギリ歯
特性を有し、（（ｎ−１）π／２，ｎπ／２）（ここで
ｎ＝−１，....，２である）の範囲に限り線形である。
周波数Ω0＋ｎπ／２に対し、この出力信号は同一であ
る。π／２以上のシフト量は無視し、誤差信号の計算に
あたってデータの変調は考慮しない。しかしながら弁別
器はθを局部発振器の離散周波数における最大可能なド
リフト量として、（−θ，θ）の範囲でリニアに作動す
る。弁別器７０に加える前に逆拡散信号の離散周波数が
π／４だけシフトすると、θはπ／４となる。このこと
は、周波数弁別器７０がΔｆ＝±１／（８＊ｆs）程度
に大きい周波数ドリフトを検出することも意味する。
【００６０】Ｗ−ＣＤＭＡ仕様によれば、発振器の最大
可能なドリフト量は３ｐｐｍであり、この値は２ＧＨｚ
の搬送周波数では６ｋＨｚのドリフト量に相当する。│
Δｆ│＝８ｋＨｚと設定すると、Ｔs＝６４０００とな
る。従って、８ｋＨｚ程度に大きいドリフト量をトラッ
キングできるようにするには、逆拡散された信号を毎秒
６４０００回でサンプリングしなければならない。この
ような値は特に、このレートが既にシステム内で利用で
きるようになっている場合のクロックとして特に適す。
この方式が８ｋＨｚまでトラッキングしなければならな
い場合でも、雑音の影響はループの性能に大きく影響し
ないように、約６ｋＨｚの周波数誤差に対してのみ使用
することをアドバイスできる。
【００６１】次に簡単に図３を参照すると、ライン２
４，２６および２８上の逆拡散信号は、ｒl d（ｎ）；ｌ
＝１，....，Ｌ；ここでＬはＡＦＣを行うために利用で
きるパスの総数であり、本実施形態では３である。ルー
プフィルタ７４は次のような伝達関数を有する。
【００６２】
【数１】
【００６３】ここで、ｋ1およびｋ2は、ループフィルタ
の所望する応答に基づき設定できる係数である。合波器
の出力信号は周波数検出器へ送られる前に４ｋＨｚ（ま
たは離散周波数においてπ／４）だけシフトされる。こ
れと対照的に従来技術の方法はＡＦＣを行っているが、
合波前に誤差信号を計算している（図１１を参照）。従
来技術では数個の周波数検出器が必要である。従って、
本発明は計算的に複雑でなくなっている。図１１の従来
技術のシステムおよび本発明の双方は、１つのパスだけ
を使ってＡＦＣを行う場合よりも信頼性が高く、パスの
うちの一部が深いフェード状態または喪失状態のいずれ
かになった場合でも、連続的なトラッキングを保証でき
る。
【００６４】一般性を失うことなく、誤差信号の構成を
見るためにｌ（エル）番目の逆拡散信号は次のように表
示される。
【００６５】
【数２】
【００６６】ここで、αlはチャネル係数である。上記
式において、我々はデータ変調だけでなく加算的白色ガ
ウス雑音を無視する。局部基準信号は次のように示され
る。
【００６７】
【数３】
【００６８】更に、Δωｆs＜＜１とし、遅延拡散量を
多くてｆsの大きさであると仮定する。合波器２２の出
力信号は次のように示される。
【００６９】
【数４】
【００７０】上記方程式の右側の加算式の項は、指数項
と比較して極めてゆっくりと変化し、２つの連続するシ
ンボルに対し一定と見なすことができるので、周波数弁
別器の出力信号はΔに比例する。
【００７１】組み合わせに使用される重みＢはこれらの
重みが周波数弁別器７０の出力端で最大の信号対雑音比
に対し最適化されると、α* lに等しくなる。しかしなが
らかかる演算は微分復調を行う弁別器７０によって既に
暗黙に行われている。従って、Ｂlはすべてのｌ＝
１，....，Ｌに対して一定となるように設定できる。
【００７２】拡散信号は６４個のシンボルにわたって平
均化され、周波数弁別器に印加されることに注目された
い。このような操作は６４ｋサンプル／秒レートとなる
ように行われる。
【００７３】上記ＡＦＣ方式を用いることにより、既に
Ｗ−ＣＤＭＡ方式のトランシーバがシミュレートされて
いる。検討したフェージングモデルはＣＬＡＳＳＩＣド
ップラースペクトルを有する「チャネルＢ」であり、都
市／準都市の低雑音環境に対し、共同技術委員会（ＪＴ
Ｃ）によって提案されている。このチャネルはタップ付
き遅延ラインモデルに基づきシミュレートされる。これ
らタップ値は次の表１に示されている。
【００７４】
【表１】
【００７５】このモデルに対して選択されるドップラー
周波数は５０Ｈｚであり、ＡＦＣ部分ではｌ＝
１，....，Ｌおよびｋ1＝−０.２７２８およびｋ2＝２.
１４８８に対してＢl＝１／６である。
【００７６】図６は帰還システムの周波数応答の大きさ
を示す図、図７は帰還システムの周波数応答の位相を示
す図、図８は帰還システムのステップ応答を示す図であ
る。これらパラメータは周波数弁別器が既にリニア領域
で作動するように選択されていることに留意すべきであ
る。
【００７７】図９は、本発明と従来技術の周波数誤差の
実効値を比較して示した図である。符号化されたデータ
が、まず等しく予想される二進数字としてランダムに発
生され、これら数字はＱＰＳＫシンボルに変換され、ト
ラヒックおよびパーチチャネルの双方に対し、ＱＰＳＫ
を使って拡散される。こうして得られた波形は１チップ
あたり４サンプルのレートでサンプリングされる。局部
発振器と受信信号との間には６ｋＨｚの差があると仮定
している。加算的白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）をサンプ
リングされた信号に加え、次にすべてのパスが完全にト
ラッキングされたとの仮定の元に、長い符号を使って逆
拡散する。受信されたデータと送信データとを比較する
ことによりビット誤りを決定する。このようなプロセス
によって計算されたビット誤り率は、完全にロックされ
たシステムに対して得られたビット誤り率とほとんど同
じであるので、これ以上説明しない。１つのパスおよび
３つのパスを使用するＡＦＣに対し、図９で周波数誤差
の実効値をプロットすることにより、組み合わせシステ
ムの性能が得られる。図９から明らかに判るように、双
方の方式は０.１ｐｐｍ（１００Ｈｚ）以内のトラッキ
ング誤差を得ることができる。
【００７８】図１０は、本発明の実施形態における自動
周波数制御方法のフローを示す図で、対応するドップラ
ー周波数シフトがある場合に複数の伝送パスに沿って受
信された通信信号の搬送周波数をトラッキングするため
に自動周波数制御（ＡＦＣ）を行う方法を示している。
ステップ２００は少なくとも１つの基地局からの通信信
号を受信する移動局を含む広帯域無線通信システムを提
供しており、ステップ２０２は各伝送パスから受信され
た通信信号を合波し、よって平均受信通信信号を発生す
るようになっており、ステップ２０４はステップ２０２
で発生された平均受信通信信号に応答し、平均受信信号
の周波数誤差を計算し、ステップ２０６は１回の周波数
誤差計算しか行わない場合の積である。
【００７９】本発明のいくつかの実施の形態において
は、ステップ２０２に対して別のステップが先行する。
ステップ２００ａは基準周波数を有する基準信号を発生
し、ステップ２００ｂは基準信号および各伝送パスに対
して受信された搬送波信号に応答し、各伝送パスに対す
る第１受信信号を発生する。更に、本発明のいくつかの
実施の形態においては、２００ａはＬＯ周波数を有する
局部発振器（ＬＯ）信号である基準信号を含む。ステッ
プ２００ｂはＬＯ信号と各伝送パスの受信搬送波信号と
を混合し、次にステップ２０２は、受信した搬送波信号
を第１受信信号に変換するように第１受信信号を組み合
わせる。ステップ２００ｂは一般に受信搬送波信号を第
１受信信号へダウンコンバートする。すなわち、第１受
信信号はベースバンド周波数を有する。
【００８０】一般に、ステップ２０２には別のステップ
が先行する。ステップ２００ｃは各伝送パスの受信通信
信号を並列に解析する。ステップ２００ｄは各伝送パス
の受信通信信号を復調し、対応する受信搬送波信号を発
生する。
【００８１】本発明のいくつかの実施の形態において
は、ステップ２０４に別のステップも続く。ステップ２
０４ａはステップ２０４で計算された周波数誤差に応答
し、各伝送パスの第１周波数が１つの誤差信号によって
訂正されるように、基準周波数を変える。
【００８２】本発明のいくつかの実施の形態において
は、ステップ２０４ａに別のステップ（図示せず）が続
く。ステップ２０４ｂは、各伝送パスの第１受信信号の
信号対雑音比とステップ２０２で発生された平均第１受
信信号の信号対雑音比とを比較する。ステップ２０４ｃ
は、ステップ２０４ｂで計算された信号対雑音比の差に
応答し、各伝送パスに対する重みを計算する。次にステ
ップ２０２はステップ２０４ｂで計算された重みに応答
し、組み合わされた受信信号の信号対雑音比が改善され
るように、第１受信信号を平均化する際に、各伝送パス
の重要度を可変調節する。上述のように、本発明の好ま
しい実施形態では、信頼性ある精度を得るには重みを使
用する必要はない。
【００８３】本発明のいくつかの実施の形態において
は、ステップ２０４に別のステップが先行する。ステッ
プ２０２ａは先の平均第１受信信号を蓄積する。次にス
テップ２０４はサブステップ（図示せず）を含む。ステ
ップ２０４1は平均第１受信信号とステップ２０２ａで
蓄積された平均第１受信信号との差を検出し、ステップ
２０４2はステップ２０４1で検出された周波数変化に応
答して誤差信号を発生する。次にステップ２０４ａはス
テップ２０４2で発生された誤差信号に応答し、基準周
波数を変更する。
【００８４】本発明のいくつかの実施の形態において
は、ステップ２００は各伝送パスに対応する遅延時間を
与える。更にステップ２０２には別のステップが先行す
る。ステップ２００ｅはｆsのレートで受信通信信号を
サンプリングし、ステップ２００ｆは１／ｆsに等しい
遅延時間を測定し、ステップ２００ｇは１／ｆsの遅延
時間が終了した後に受信される通信信号を無視する。ス
テップ２０２は平均受信通信信号の周波数誤差の雑音が
低くなるように遅延時間が時間１／ｆs以下の受信通信
信号を合計する。
【００８５】
【発明の効果】以上で単一の誤差信号を発生するために
数個のパスを組み合わせるためのシステムおよび方法に
ついて説明した。このような簡略化によって１つ以上の
パスがドロップアウトしても、この方式は作動するの
で、このような簡略化はシステムの全体の信頼性を改善
する。更に制御用ソフトウェアの制約がほとんどなくな
る。このような方式は同一の誤差信号を発生するのに数
個の周波数検出器が必要とされる公知の全てのＩＳ−９
５移動局用モデムで使用される方式よりも簡略である。
【００８６】本発明の利点としては、多数の伝送パスの
入力信号から１つの平均値を計算するだけでよいという
ことが挙げられる。この１つの平均値を使って全ての入
力搬送波信号を訂正する。本発明により１つの平均値だ
けを計算するという簡潔性を維持しながら、平均値計算
におけるいくつかの入力された搬送波信号の周波数を用
いることによる精度が得られる。よって、受信機の部品
数，電力消費量および算術的演算の回数を低減すること
ができる。つまり、搬送周波数をトラッキングする際の
受信機の精度および性能に影響を与えることなく、ＣＤ
ＭＡ受信機におけるＡＦＣ機能を簡略化できる。更に、
搬送周波数をトラッキングする際の受信機の精度および
性能に影響を与えることなく、周波数弁別器の数または
周波数弁別器の演算の回数を低減できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態における広帯域無線通信シス
テムの受信機を示すブロック図である。
【図２】周波数検出器の一例を示す図である。
【図３】図１において重み付け回路を除いた受信機を示
すブロック図である。
【図４】フィンガ部分の詳細図により受信機を示す図で
ある。
【図５】逆拡散信号の離散周波数Ωの関数として示され
た、図２における誤差信号ｅ（ｔ）を示す図である。
【図６】帰還システムの周波数応答の大きさを示す図で
ある。
【図７】帰還システムの周波数応答の位相を示す図であ
る。
【図８】帰還システムのステップ応答を示す図である。
【図９】本発明と従来技術の周波数誤差の実効値を比較
する図である。
【図１０】ドップラー周波数シフトがある場合の、複数
の伝送パスに沿って受信された通信信号の搬送周波数を
トラッキングするために、自動周波数制御（ＡＦＣ）を
行うための方法のフローを示す図である。
【図１１】従来技術によるＣＤＭＡ受信機の自動周波数
制御（ＡＦＣ）システムを示す図である。
【符号の説明】
２０…受信機、２２…合波器、２４，２６，２８…入力
ライン、３２…周波数誤差計算器、３６，３８，４０…
フィンガ、４８…乗算器、５６，５８，６０…重み付け
回路、６８…発振器、７０…周波数弁別器、７４…ルー
プフィルタ、７６…クロック。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ジョン エム．コワルスキ アメリカ合衆国，98683 ワシントン州, バンクーバー，♯ｙ−177，501 エス．イ ー． 12番アベニュー (72)発明者 山本 裕彦 千葉県緑区有吉町803−16 鎌取セントラ ルマンション

Claims (16)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 少なくとも１つの基地局からの通信信号
    を受信する移動局を含む広帯域無線通信システムにおけ
    る、対応するドップラー周波数シフトを伴った複数の伝
    送パスに沿って受信された通信信号の搬送周波数をトラ
    ッキングするための自動周波数制御方法であって、
    （ａ）各伝送パスからの受信通信信号を組み合わせ、よ
    って平均受信通信信号を発生するステップと、（ｂ）ス
    テップ（ａ）で発生された前記平均受信通信信号に応答
    し、周波数誤差計算を１回しか行わないように、前記平
    均受信通信信号の周波数誤差を計算するステップと、を
    含むことを特徴とする自動周波数制御方法。
  2. 【請求項２】 ステップ（ａ）に先立ち、 基準周波数を有する基準信号を発生し、 基準信号および各伝送パスに対する受信搬送波信号に応
    答し、各伝送パスに対する第１受信信号を発生するステ
    ップを更に含み、 ステップ（ａ）は、前記受信搬送波信号を第１受信信号
    に変換するように第１受信信号を組み合わせることを含
    むことを特徴とする請求項１に記載の自動周波数制御方
    法。
  3. 【請求項３】 ステップ（ｂ）の後で、（ｃ）ステップ
    （ｂ）において計算された前記周波数誤差に応答し、各
    伝送パスの第１周波数を１つの誤差信号で訂正するよう
    に前記基準周波数を変更するステップを更に含むことを
    特徴とする請求項２に記載の自動周波数制御方法。
  4. 【請求項４】 ステップ（ａ）に先立ち、 各伝送パスの前記受信通信信号を並列に解析するステッ
    プと、 各伝送パスの前記受信通信信号を復調し、対応する受信
    搬送波信号を発生するステップと、を更に含むことを特
    徴とする請求項１に記載の自動周波数制御方法。
  5. 【請求項５】 前記基準信号を発生する前記ステップ
    は、局部周波数を有する局部発振器の信号である前記基
    準信号を含み、 各第１受信信号を発生する前記ステップは、各伝送パス
    の前記受信搬送波信号と前記局部発振器の信号とを混合
    することを含むことを特徴とする請求項２に記載の自動
    周波数制御方法。
  6. 【請求項６】 各第１受信信号を発生する前記ステップ
    は、前記受信搬送波信号を第１受信信号にダウンコンバ
    ートすることを含み、ダウンコンバートされた前記第１
    受信信号がベースバンド周波数を有することを特徴とす
    る請求項５に記載の自動周波数制御方法。
  7. 【請求項７】 ステップ（ｃ）の後に、（ｄ）各伝送パ
    スの第１受信信号の信号対雑音比とステップ（ａ）で発
    生された平均第１受信信号の信号対雑音比とを比較する
    ステップと、（ｅ）前記ステップ（ｄ）で計算された信
    号対雑音比の差に応答し、各伝送パスに対する重みを計
    算するステップと、を更に含み、 ステップ（ａ）は、ステップ（ｄ）で計算された前記重
    みに応答し、第１受信信号を平均化する際の各伝送パス
    の重要性を可変調節し、よって受信信号の前記組み合わ
    せの信号対雑音比を改善することを含むことを特徴とす
    る請求項３に記載の自動周波数制御方法。
  8. 【請求項８】 ステップ（ｂ）に先立ち、 （ａ１）先の平均第１受信信号を蓄積するステップを更
    に含み、ステップ（ｂ）は、 （ｂ１）平均第１受信信号と、ステップ（ａ１）で蓄積
    された平均第１受信信号との差を検出するサブステップ
    と、 （ｂ２）ステップ（ｂ１）で検出された周波数変化に応
    答し、誤差信号を発生するサブステップと、を含み、ス
    テップ（ｃ）は、ステップ（ｂ２）で発生された前記誤
    差信号に応答し、前記基準周波数を変更することを含む
    ことを特徴とする請求項３に記載の自動周波数制御方
    法。
  9. 【請求項９】 各伝送パスは、対応する遅延時間を有
    し、ステップ（ａ）に先立ち、 ｆsのレートで受信通信信号をサンプリングするステッ
    プと、 １／ｆsに等しい遅延時間を測定するステップと、 １／ｆsの遅延時間が終了した後に受信された通信信号
    を無視するステップと、を更に含み、 ステップ（ａ）は、１／ｆs以下の遅延時間を有する受
    信通信信号を合計し、よって前記平均受信通信信号の周
    波数誤差の雑音を低くすることを含むことを特徴とする
    請求項１に記載の自動周波数制御方法。
  10. 【請求項１０】 対応するドップラー周波数シフトを伴
    った複数の伝送パスに沿って伝搬してきた通信信号を受
    け入れるための広帯域無線通信システムの受信機におけ
    る、受信通信信号の搬送周波数をトラッキングするため
    の自動周波数制御システムであって、 受信通信周波数を有する受信通信信号を受け入れるため
    の、各々が１つの伝送パスに対応した複数の入力端を有
    し、更に平均受信通信信号を供給するための出力端を有
    する合波器と、 前記平均受信通信信号を受け入れるよう、前記合波器の
    出力端に作動的に接続された入力端を有し、周波数誤差
    を計算する前にマルチパスを通って受信された信号を平
    均化するように、前記平均受信通信信号に応答し、周波
    数誤差信号を供給するための出力端を有する、周波数誤
    差計算器と、を有することを特徴とする自動周波数制御
    システム。
  11. 【請求項１１】 受信通信信号を並列処理するための複
    数のフィンガを更に有し、各々の前記フィンガは、伝送
    パスに対応する受信通信信号を受け入れるための入力端
    を有し、前記合波器の対応する入力端に作動的に接続さ
    れた出力端にて、受信通信信号を供給するようになって
    いることを特徴とする請求項１０に記載の自動周波数制
    御システム。
  12. 【請求項１２】 基準周波数を有する基準信号を受け入
    れるための第１入力端および受信搬送波信号を受け入れ
    るための第２入力端を有する乗算器を更に有し、該乗算
    器は、前記搬送波信号と前記基準信号とを混合し、出力
    端にて第１受信周波数を有する第１受信信号を供給し、
    前記フィンガの各々が前記乗算器の出力端からの第１受
    信信号を受け入れ、前記合波器が平均第１受信信号を供
    給するようになっていることを特徴とする請求項１１に
    記載の自動周波数制御システム。
  13. 【請求項１３】 複数の可変重み付け回路を更に有し、
    該重み付け回路の各々は、１つの伝送パスに対応すると
    共に、対応するフィンガからの前記第１受信信号を受け
    入れるための入力端を有し、更に前記重み付け回路は、
    前記第１受信信号の利得を制御するよう、前記第１受信
    信号の信号対雑音比に応答する利得制御信号を受け入れ
    るための第２入力端を有し、各々の前記重み付け回路
    は、重み付けされた前記第１受信信号を供給するよう、
    前記合波器の対応する入力端に作動的に接続された出力
    端を有することを特徴とする請求項１２に記載の自動周
    波数制御システム。
  14. 【請求項１４】 前記基準周波数を供給するよう前記乗
    算器の第１入力端に作動的に接続された出力端と、前記
    周波数誤差信号を受けるよう前記周波数誤差計算器の出
    力端に作動的に接続された入力端とを有する発振器を更
    に有し、該発振器は、前記周波数誤差信号に応答して前
    記基準周波数を変更するようになっていることを特徴と
    する請求項１２に記載の自動周波数制御システム。
  15. 【請求項１５】 前記周波数誤差計算器は、前記平均第
    １受信信号を受け入れるための、前記合波器の出力端に
    作動的に接続された入力端を有する周波数弁別器を有
    し、該周波数弁別器は前記平均第１受信信号の周波数変
    化を測定すると共に、出力端に前記誤差信号を供給する
    ようになっていることを特徴とする請求項１２に記載の
    自動周波数制御システム。
  16. 【請求項１６】 ｆsをマルチパスを通って受信された
    信号をサンプリングするレートとして、１／ｆsの周期
    的時間インターバル測定値を供給する出力端を有するク
    ロックを更に有し、 前記合波器は前記１／ｆsの時間インターバル測定値を
    受け入れるためのクロック入力端を有し、前記合波器
    は、１／ｆsの時間インターバルにわたって受信された
    通信信号を合計すると共に、平均受信通信信号を計算す
    るための１／ｆs遅延時間が終了した後に受信される通
    信信号を無視し、よって前記平均受信通信信号の周波数
    誤差の雑音を低くするようになっていることを特徴とす
    る請求項１０に記載の自動周波数制御システム。
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