JP4141067B2 - 自動周波数制御方法およびシステム - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、自動周波数制御システムおよび方法に関し、より詳細には、マルチパス伝送信号の搬送周波数をトラッキングするための広帯域用の改良された無線通信システムの受信機における自動周波数制御システムおよび方法に関する。
【0002】
【従来の技術】
スペクトル拡散方式の通信技術は、雑音の多い無線周波数(RF)スペクトル内でも通信ユーザが運用できるようにするものであり、特に狭帯域の妨害波に対して有効である。スペクトル拡散方式の通信は、比較的小さい電力スペクトル密度で行うことができ、同じ周波数スペクトルを多数のユーザが共用できる。更に、受信機はマルチパスを活用するように構成でき、これらのスペクトル拡散方式の特徴により軍用技術の早期の開発が促進されている。
【0003】
共通するタイプのスペクトル拡散方式として、チャープ方式、周波数ホッピング方式および直接拡散方式、すなわち擬似雑音(PN)方式がある。チャープ方式は周波数領域に単調に拡散された時間領域でインパルス信号を伝送する方式であり、受信機が拡散された周波数信号をインパルス信号に戻すように変換する。これら周波数拡散されたインパルス信号は、レーダ、情報のパルス位置変調またはその双方のための用途、例えば1970年代にジェネラルダイナミックス社のエレクトロニクス事業部によって開発されたR3トランスポンダのような用途を有する。周波数ホッピング方式はユーザが同時に通信周波数を切り替えるようにユーザを同期化することにより通信を行う方式である。
【0004】
直接拡散方式は、搬送波信号を位相シフトキー変調するようにPN符号発生器を用いて、一般に直交位相変調フォーマットで情報のデジタルストリームを拡散する方式である。PN符号発生器の擬似雑音系列は周期的なものであり、マッチング用PN符号を用いて受信機内で拡散された信号を逆拡散することができる。直接拡散方式は雑音に対するイミュニティが優れている。使用されるPN符号により、ユーザのPN符号間の相関性を最小にしながら、多数のユーザがスペクトルを共用できる。しかしながら直接拡散方式はRF帯域幅を広くし、信号取得時間を長くしなければならない。
【0005】
1997年5月のIEEE第47回伝達物技術の会議議事録のオノエ他著の論文「第3世代の移動通信システムのための広帯域CDMA無線制御技術」に記載されているように、第3世代の広帯域CDMA(W−CDMA)方式が開発中であり、この方式はグローバルな用途を有し得る。このW−CDMA方式はパイロットチャネルの替わりに放送チャネル、すなわちパーチチャネルを有する。各タイムスロット、すなわち放送チャネルのスロットは一連の時間多重化されたシンボルから成り、マスクされた長い符号、すなわち特別なタイミングシンボルセグメントは既知の情報の1つのシンボルを拡散するのに、短い符号を使用する。このようなセグメントにより移動局は電源をオンにした直後に、システムのタイミング情報を取得できる。
【0006】
ほとんどの通信方式では、一定の周波数を有する搬送波信号を中心にして信号が伝送される。この信号を取得するシステム内の受信機は復調を保証するために送信機の周波数に極めて近い周波数でその局部発振器を作動させることを保証しなければならない。この局部発振器の制御は自動周波数制御(AFC)と称される機構により維持される。
【0007】
セルラ通信システムの多くはデータを伝送するのに広帯域信号を使用している。広帯域搬送波信号により受信機は伝送された信号を多数のパスに解析でき、各パスを使って局部発振器の周波数を制御するための信号が発生される。一般にセルラ通信では、使用される広帯域信号はCDMA信号である。
【0008】
どのような通信方式でも受信された搬送波の周波数を正確にトラッキングできなければならない。CDMA方式はマルチパス信号の受信においてロバストであるが、適正な復調を保証するには正しい搬送周波数を取得する必要がある。受信機のクロックが不正確であり、送信機の周波数にドリフトがあり、ドップラー効果がある場合、CDMA受信機は各マルチパス信号の搬送周波数をトラッキングし、調節しなければならない。
【0009】
図11は、従来技術におけるCDMA受信機の自動周波数制御(AFC)システムを示す図で、AFCシステム10では、ライン12a,12bおよび12c上の受信された信号は、毎秒fs回のサンプリング回数でサンプリングされる。次に信号の各々は数値制御された発振器(NCO)14によって発生された局部発振器(LO)の周波数にマッチングされ、周波数検出器16a,16bおよび16cへ送られる。すなわち各逆拡散された信号はミキサ18a,18bおよび18cによりLOの信号と混合され、対応する逆拡散された信号の周波数に比例してダウンコンバートされた信号が発生され、周波数検出器16a,16bおよび16cへ送られる。周波数検出器16a,16bおよび16cの出力信号は、信号の搬送周波数と局部発振器の周波数との差に比例した誤差信号であり、これら誤差信号はNCO14へ印加される前に合波器19で合計される。逆拡散された信号とその信号の時間遅延された信号とをマッチングさせ、次に位相検出を実行することにより、周波数の検出が行われる。検出プロセスで信号をシフトするようなシステムもある。このシフトは周波数検出器16a,16bおよび16cへ導入する前に逆拡散された信号を予めシフトすることによって補償される。
【0010】
誤差信号を組み合わせると、1つのパスだけからの誤差信号を使用するのと異なり、搬送周波数のトラッキングの信頼性が高まる。しかしながら、図11から判るように、逆拡散された信号の各々を予めシフトした後に、数個の周波数検出器が必要である。これにより、このトラッキング方式は極めて複雑となり、数回の乗算演算が必要となる。
【0011】
「CDMAチャネル予測のためのシステムおよび方法」を発明の名称とし、コワルスキー他を発明者とし、1998年1月29日に米国特許庁に出願され、本願出願人に譲渡された、継続中の米国特許出願第09/015,424号は、トラヒックチャネルを逆拡散し、復調するために、広帯域CDMAシステムにおいてパーチチャネルから誘導されたタイミングを使うための方法を開示している。このシステムは、トラヒックチャネルの作動を簡略化するが、AFCを簡略化するための特定のシステムは示していない。
【0012】
「パイロットで支援された時間可変有限インパルス応答、適応型チャネルマッチング受信システムおよび方法」を発明の名称とし、コワルスキー他を発明者とし、1998年3月25日に米国特許庁へ出願され、本願出願人に譲渡された継続中の米国特許出願第09/048,240号は、トラヒックチャネルのタイミングおよび復調を簡略化するシステムを開示しているが、AFCを簡略化するための特定のシステムは開示されていない。
【0013】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は、上述のごとき実状に鑑みてなされたものであり、CDMA受信機の構造におけるAFC機能を簡略化し、受信機の部品数,電力消費量および算術的演算の回数を低減することをその目的とする。
【0014】
また、搬送周波数をトラッキングする際の受信機の精度および性能に影響を与えることなく、CDMA受信機におけるAFC機能を簡略化すること、更に、搬送周波数をトラッキングする際の受信機の精度および性能に影響を与えることなく、周波数弁別器の数または周波数弁別器の演算の回数を低減することを目的とする。
【0015】
【課題を解決するための手段】
従って、本発明は、CDMAまたはW−CDMAシステムのような広帯域無線通信システムにおいて、対応するドップラー周波数のシフト、すなわち周波数誤差を伴った複数の伝送パスに沿って受信された通信信号の搬送周波数をトラッキングするために、自動周波数制御(AFC)を行うため方法を提供する。
【0016】
一般に、かかるシステムは少なくとも1つの基地局からの通信信号を受信する移動局を含み、前記方法は、(a)各伝送パスからの搬送波信号を組み合わせ、よって搬送波信号の平均を発生するステップと、(b)ステップ(a)で発生された平均搬送波信号に応答し、周波数誤差計算を1回しか行わないように、前記平均搬送波信号の周波数誤差を計算するステップとを備える。このように1回の周波数誤差計算しか行わない。受信される搬送波信号の周波数は常に伝送周波数と同じ周波数となるわけではない。従って、受信機において、搬送周波数は既知である場合でも復調を適性に行うには、調節と収集を行うことが必要である。
【0017】
本発明の利点としては、多数の伝送パスの入力信号から1つの平均値を計算するだけでよいということが挙げられる。後に示すように、この1つの平均値を使って全ての入力搬送波信号を訂正する。本発明により1つの平均値だけを計算するという簡潔性を維持しながら、平均値計算におけるいくつかの入力された搬送波信号の周波数を用いることによる精度が得られる。
【0018】
一般に、搬送波信号は処理のためにダウンコンバートされ、次に基準周波数を有する基準信号が発生される。この基準信号とは、局部発振周波数を有する局部発振器(LO)の信号である。基準信号と各伝送パスに対する搬送波信号との比較に応答し、各伝送パスに対するダウンコンバートされた信号が発生される。このダウンコンバートされた信号を発生するステップは、LO信号と各伝送パスの受信搬送波信号とを混合することを含む。ステップ(a)は、ダウンコンバートされた信号を合波することを含む。
【0019】
この方法は、ステップ(b)の後に、(c)ステップ(b)で計算された周波数誤差に応答し、基準周波数を変更し、よって1つの誤差信号によって各伝送パスのダウンコンバートされた周波数を訂正するステップを更に含む。
【0020】
この方法は、ステップ(c)の後に、(d)各伝送パスの第1受信信号の信号対雑音比とステップ(a)で発生された平均第1受信信号の信号対雑音比とを比較するステップと、(e)前記ステップ(d)で計算された信号対雑音比の差に応答し、各伝送パスに対する重みを計算するステップとを更に備え、ステップ(a)がステップ(d)で計算された重みに応答し、第1受信信号を平均化する際の各伝送パスの重要性を可変調節し、よって受信信号の組み合わせの信号対雑音比を改善する。
【0021】
本発明のいくつかの実施の形態においては、先の平均ダウンコンバート信号を蓄積する。次に、ステップ(b)は、(b1)現在の平均第1受信信号と蓄積されている平均第1受信信号との差を検出するサブステップと、(b2)ステップ(b1)で検出された周波数変化に応答し、誤差信号を発生するサブステップを含み、ステップ(c)は、ステップ(b2)で発生された誤差信号に応答し、基準周波数を変更することを含む。
【0022】
各伝送パスは、対応する遅延時間を有し、本方法はステップ(a)に先立ち、fsのレートで受信通信信号をサンプリングするステップと、1/fsに等しい遅延時間を測定するステップと、1/fsの遅延時間が終了した後に受信された通信信号を無視するステップを更に備え、ステップ(a)は1/fs以下の遅延時間を有する受信通信信号を合計し、よって平均受信通信信号の周波数誤差の雑音を低くすることを含む。
【0023】
本発明は、受信したマルチパス通信の搬送周波数をトラッキングするための自動周波数制御(AFC)システムも提供する。このシステムは、各入力端が1つの伝送パスに対応する複数の入力端を有する合波器を含む。この合波器は、受信通信周波数を有する受信通信信号を受け入れ、平均受信通信信号を供給するための出力端を有する。このAFCシステムは平均受信通信信号を受け入れるための、合波器の出力端に作動的に接続された入力端を有する周波数誤差計算器も含む。この周波数誤差計算器は、周波数誤差を計算する前にマルチパスを通って受信された信号を平均化するよう、平均受信通信信号に応答し、周波数誤差信号を供給するための出力端を有する。
【0024】
受信通信信号を複数のフィンガが並列処理するようになっている。各フィンガは、伝送パスに対応する受信通信信号を受け入れるための入力端を有すると共に、合波器の対応する入力端に作動的に接続された出力端で受信通信信号を供給する。
【0025】
基準周波数を有する基準信号を受け入れるための第1入力端および受信搬送波信号を受け入れるための第2入力端を1つの乗算器が有する。この乗算器は、搬送波信号と基準信号とを混合し、出力端で受信周波数を有するダウンコンバート信号を供給するようになっている。フィンガの各々はこの乗算器の出力端からのダウンコンバート信号を受け入れ、合波器は平均ダウンコンバート信号を供給する。
【0026】
周波数誤差計算器は平均ダウンコンバート信号を受け入れるための、合波器の出力端に作動的に接続された入力端を有する周波数弁別器を含む。この周波数弁別器は平均ダウンコンバート信号の周波数の変化を測定し、出力端に誤差信号を供給するようになっている。
【0027】
そして、各請求項の発明は、以下の技術手段により構成される。
請求項1の発明は、少なくとも1つの基地局からの通信信号を受信する移動局を含む広帯域無線通信システムにおける、対応するドップラー周波数シフトを伴った複数の伝送パスに沿って受信された通信信号の搬送周波数をトラッキングするための自動周波数制御方法であって、各伝送パスは、対応する遅延時間を有し、当該自動周波数制御方法は、(a)各伝送パスからの受信通信信号を組み合わせ、よって平均受信通信信号を発生するステップと、(b)ステップ(a)で発生された前記平均受信通信信号の平均値に応答し、周波数誤差計算を1回しか行わないように、平均受信通信信号の周波数誤差を計算するステップと、を含み、ステップ(a)に先立ち、f s のレートで受信通信信号をサンプリングするステップと、1/f s に等しい遅延時間を測定するステップと、1/f s の遅延時間が終了した後に受信された通信信号を無視するステップと、を更に含み、ステップ(a)は、1/f s 以下の遅延時間を有する受信通信信号を合計し、よって前記平均受信通信信号の周波数誤差の雑音を低くすることを含むことを特徴としたものである。
【0036】
請求項2の発明は、対応するドップラー周波数シフトを伴った複数の伝送パスに沿って伝搬してきた通信信号を受け入れるための広帯域無線通信システムの受信機における、受信通信信号の搬送周波数をトラッキングするための自動周波数制御システムであって、受信通信周波数を有する受信通信信号を受け入れるための、各々が1つの伝送パスに対応した複数の入力端を有し、更に平均受信通信信号を供給するための出力端を有する合波器と、前記平均受信通信信号を受け入れるよう、前記合波器の出力端に作動的に接続された入力端を有し、周波数誤差を計算する前にマルチパスを通って受信された信号を平均化するように、前記平均受信通信信号に応答し、周波数誤差信号を供給するための出力端を有する、周波数誤差計算器と、f s をマルチパスを通って受信された信号をサンプリングするレートとして、1/f s の周期的時間インターバル測定値を供給する出力端を有するクロックと、を有し、前記合波器は前記1/f s の時間インターバル測定値を受け入れるためのクロック入力端を有し、前記合波器は、1/f s の時間インターバルにわたって受信された通信信号を合計すると共に、平均受信通信信号を計算するための1/f s 遅延時間が終了した後に受信される通信信号を無視し、よって前記平均受信通信信号の周波数誤差の雑音を低くするようになっていることを特徴としたものである。
【0043】
【発明の実施の形態】
図1は、本発明の実施形態における広帯域無線通信システムの受信機を示すブロック図である。受信機20は対応するドップラー周波数シフトを伴った複数の伝送パスに沿って伝搬した通信信号を受け入れる。受信機20は受信した通信信号の搬送周波数をトラッキングするための自動周波数制御(AFC)システムを特徴とする。この受信機20は、入力ライン24,26および28に接続された複数の入力端を有する合波器22を含む。各入力端および入力ライン24,26および28は、伝送パスに対応し、受信された通信周波数を有する受信された通信信号を受け入れる。合波器22は、受信された通信信号の平均(平均受信通信信号)を供給するための出力端をライン30上に有する。
【0044】
受信機20は、平均受信通信信号を受け入れるための、合波器22の出力端に作動的に接続された入力端をライン30に有する、周波数誤差計算器32も含む。この周波数誤差計算器32は、平均受信通信信号に応答して周波数誤差信号を供給するためのライン34上の出力端を有する。このようにマルチパスを通った受信信号は周波数誤差を計算する前に平均化される。
【0045】
受信機20は、更に受信された通信信号を並列処理するための複数のフィンガ36,38および40を更に含む。フィンガ36,38および40の各々は、伝送パスに対応する受信した通信信号を受け入れるための入力端をそれぞれライン42,44および46上に有する。フィンガ36,38および40は、それぞれライン24,26および28、更に合波器22の対応する入力端に作動的に接続された出力端に受信された通信信号を発生する。これら3つのフィンガ部分の選択は任意であり、CDMAシステムではフィンガ36,38および40が逆拡散器となっている。
【0046】
受信機20は、基準周波数を有する基準信号を受け入れるための第1入力端をライン50上に有する乗算器48を更に含む。乗算器48は受信された搬送波信号を受け入れるための第2入力端をライン52上に有し、この乗算器48は搬送波信号の基準信号とを混合し、ライン54上の出力端に第1の受信された周波数を有する第1受信信号を発生する。フィンガ36,38および40の各々は、この乗算器48の出力端からの第1受信信号を受け入れる。このように合波器22は平均第1受信信号を発生する。
【0047】
本発明のいくつかの実施の形態においては、受信機20は複数の可変重み付け回路56,58および60を含む。これら重み付け回路56,58および60の各々は1つの伝送パスに対応している。各重み付け回路56,58および60は対応するフィンガ36,38および40からの第1受信された信号を受け入れるための入力端を有する。重み付け回路56,58および60は、それぞれライン62,64および66上の利得制御信号を受け入れるための第2入力端を有する。利得制御信号B1,B2およびB3は、第1受信信号の信号対雑音比に応答し、第1受信信号の利得を制御するのに使用される。各重み付け回路56,58および60は、重み付けされた第1受信信号を供給するための、合波器22の対応する入力端に作動的に接続された出力端をライン24,26および28にそれぞれ有する。
【0048】
受信機20は、基準周波数を供給するための、乗算器48の第1入力端に作動的に接続された出力端をライン50上に有する発振器68、例えば数値制御された発振器(NCO)を更に含む。このNCO68は周波数誤差信号を受信するための、周波数誤差計算器32に作動的に接続された入力端をライン34上に有する。発振器68は周波数誤差信号に応答して基準信号を変える。
【0049】
周波数誤差計算器32は、平均第1受信信号を受け入れるための合波器22の出力端に作動的に接続された入力端をライン30上に有する。周波数弁別器70は平均第1受信信号における周波数変化を測定し、ライン32上の出力端に誤差信号を発生する。本発明のいくつかの実施の形態においては、この誤差信号を条件化するのにループフィルタ74を使用している。
【0050】
更に、本発明のいくつかの実施の形態においては、受信機20は1/fs(ここでfsはマルチパスを通って受信された信号をサンプリングするレートである)の周期的時間インターバルの測定値を発生するための出力端をライン78上に有するクロック76を更に含む。次に合波器22は1/fsの時間インターバル測定値を受け入れるための、クロック76の出力端に作動的に接続されたクロック入力端をライン78上に有する。合波器22は1/fsの時間インターバルで受信される通信信号を合計し、1/fsの遅延時間が終了した後に受信された通信信号を無視し、平均受信通信信号を計算する。こうして、平均受信通信信号の周波数誤差の雑音は少なくなる。
【0051】
図1に示された方式は、受信され、逆拡散された信号が組み合わされ、次にミキサ82を通って周波数検出器70へ印加される前に位相シフタ80によってシフト(fs/8)されている状態を示す。この位相値の選択は使用される周波数検出器のタイプおよび他のループパラメータに応じて任意に決定される。図1から判るように、本実施形態では、1つの周波数検出器70しか使用していないので、実行すべき演算回数が少なくなっている。再度、図11を参照すると、従来のAFCシステムでは周波数検出器を各受信機のフィンガとしなければならないことが理解できよう。
【0052】
再度図1を参照すると、ライン62,64および66上の重み(B1,B2およびB3)は、信号対雑音比を最大にするよう、最大比合計することによって決定される。しかしながら本発明の好ましい実施の形態としては、重み付け回路56,58および60は除くものとする。周波数トラッキング方法を簡略化するために、重み付け回路56,58および60を除く理由については、後により詳細に説明する。
【0053】
図2は、周波数検出器の一例を示す図で、周波数検出器70は周知であるので詳細には説明しない。ライン30上の合波された信号は遅延回路100を通して遅延される。代表的な遅延時間は、CDMAシステムでは1シンボルである。ライン30上の組み合わされた信号は、ライン102上のその信号自身の遅延された信号とマッチングされる。すなわちライン102上の遅延された信号は乗算器104でライン30上の元の組み合わせ信号と混合される。従って、すべての重みを1に設定できる。すなわち、重み付け回路56,58および60は省略される。
【0054】
図3は、図1の受信機から重み付け回路56,58および60を除いた受信機を示す図である。シミュレーションによれば、このような実施の形態の発明は、妥当な性能を有し、図11の従来の回路の性能よりも良好であることが実証されており、性能をなんら妥協することなく複雑さを低減している。
【0055】
図4は、フィンガ部分36の詳細図と共に、受信機20を示した図である。簡潔にするために1つのフィンガしか示していない。図4に示されたフィンガ部分36は、上述の米国特許出願09/048,240号および第09/014,424号に開示されたものである。フィンガは前述したように、主に受信信号を逆拡散する機能を有する。図4における第1フィンガ36を例にとると、フィンガはロングコードおよびPCショートコード発生器の2つの拡散コード発生器を有する。ロングコード発生器の出力信号と受信信号は複素乗算され、ロングコード逆拡散信号が生成される。
逆拡散信号は後段に出力されるとともに、さらに積分器(Σ64,Σ4)で積分され、レーキ式コヒーレント検出器でチャネル推定信号を生成するとともに、周波数弁別器70に入力されるための信号を生成する。また、2つのコード発生器の出力と受信信号はDLLに入力されタイミング信号を生成する。
【0056】
しかしながら、本発明に開示されたAFCの組み合わせ原理は、受信された同じ信号の数個のコピーをマルチパスまたはアンテナダイバーシティにより利用できる広帯域システムでも利用できる。
【0057】
従来技術で説明した図11における例および図1と図3において説明した本発明は、遅延拡散チャネルがサンプリング長さ1/fsよりもあまり長くないことを明らかに仮定している。しかしながら、このことはすべての状況には当てはまらず、上記仮定が当てはまらなくなることによりトラッキングが失われることとなる。このような状況を回避するために、誤差信号を発生するように、エポックを数個のシンボルよりも長くしたパスをドロップできる。このことは、所定の時間窓内のフィンガ36のマッチングされたフィルタの出力が、この窓内に入るパスしか含まないかどうかを検査することによって達成できる。すなわち、マルチパス信号の平均化には、サンプリング時間1/fsよりも長いエポックを有するパスは含まれない。若干長いか、または短いサンプリング時間にもこの概念が当てはまる。
【0058】
これまで説明した方法は、W−CDMAシステムで応用するために開発されたものである。しかしながらこれら方式は一般に充分であり、マルチパスの問題を解決できる任意のタイプの広帯域システムにも適用できる本発明の目的としては、2GHzにおいて約3ppmの局部発振器のドリフトをトラッキングし、制御できるようなAFCのロバストな構造を提供することにある。このAFCはこの周波数ドリフトが0.1ppmまで低下するように設計できる。
【0059】
再度図2を参照すると、弁別器70への入力信号は1/fsのレートでサンプリングされた逆拡散信号である。この逆拡散信号は乗算器104で遅延逆拡散信号にマッチングされ、その結果生じる信号から誤差信号が計算される。図5は、逆拡散信号の離散周波数Ωの関数である図2に示された誤差信号e(t)の曲線を示すグラフである。弁別器70の出力信号はノコギリ歯特性を有し、((n−1)π/2,nπ/2)(ここでn=−1,....,2である)の範囲に限り線形である。周波数Ω0+nπ/2に対し、この出力信号は同一である。π/2以上のシフト量は無視し、誤差信号の計算にあたってデータの変調は考慮しない。しかしながら弁別器はθを局部発振器の離散周波数における最大可能なドリフト量として、(−θ,θ)の範囲でリニアに作動する。弁別器70に加える前に逆拡散信号の離散周波数がπ/4だけシフトすると、θはπ/4となる。このことは、周波数弁別器70がΔf=±1/(8*fs)程度に大きい周波数ドリフトを検出することも意味する。
【0060】
W−CDMA仕様によれば、発振器の最大可能なドリフト量は3ppmであり、この値は2GHzの搬送周波数では6kHzのドリフト量に相当する。
│Δf│=8kHzと設定すると、Ts=64000となる。従って、8kHz程度に大きいドリフト量をトラッキングできるようにするには、逆拡散された信号を毎秒64000回でサンプリングしなければならない。このような値は特に、このレートが既にシステム内で利用できるようになっている場合のクロックとして特に適す。この方式が8kHzまでトラッキングしなければならない場合でも、雑音の影響はループの性能に大きく影響しないように、約6kHzの周波数誤差に対してのみ使用することをアドバイスできる。
【0061】
次に簡単に図3を参照すると、ライン24,26および28上の逆拡散信号は、rl d(n);l=1,....,L;ここでLはAFCを行うために利用できるパスの総数であり、本実施形態では3である。ループフィルタ74は次のような伝達関数を有する。
【0062】
【数1】
【0063】
ここで、k1およびk2は、ループフィルタの所望する応答に基づき設定できる係数である。合波器の出力信号は周波数検出器へ送られる前に4kHz(または離散周波数においてπ/4)だけシフトされる。これと対照的に従来技術の方法はAFCを行っているが、合波前に誤差信号を計算している(図11を参照)。従来技術では数個の周波数検出器が必要である。従って、本発明は計算的に複雑でなくなっている。図11の従来技術のシステムおよび本発明の双方は、1つのパスだけを使ってAFCを行う場合よりも信頼性が高く、パスのうちの一部が深いフェード状態または喪失状態のいずれかになった場合でも、連続的なトラッキングを保証できる。
【0064】
一般性を失うことなく、誤差信号の構成を見るためにl(エル)番目の逆拡散信号は次のように表示される。
【0065】
【数2】
【0066】
ここで、αlはチャネル係数である。上記式において、我々はデータ変調だけでなく加算的白色ガウス雑音を無視する。局部基準信号は次のように示される。
【0067】
【数3】
【0068】
更に、Δωfs<<1とし、遅延拡散量を多くてfsの大きさであると仮定する。合波器22の出力信号は次のように示される。
【0069】
【数4】
【0070】
上記方程式の右側の加算式の項は、指数項と比較して極めてゆっくりと変化し、2つの連続するシンボルに対し一定と見なすことができるので、周波数弁別器の出力信号はΔに比例する。
【0071】
組み合わせに使用される重みBはこれらの重みが周波数弁別器70の出力端で最大の信号対雑音比に対し最適化されると、α* lに等しくなる。しかしながらかかる演算は微分復調を行う弁別器70によって既に暗黙に行われている。従って、Blはすべてのl=1,....,Lに対して一定となるように設定できる。
【0072】
拡散信号は64個のシンボルにわたって平均化され、周波数弁別器に印加されることに注目されたい。このような操作は64kサンプル/秒レートとなるように行われる。
【0073】
上記AFC方式を用いることにより、既にW−CDMA方式のトランシーバがシミュレートされている。検討したフェージングモデルはCLASSICドップラースペクトルを有する「チャネルB」であり、都市/準都市の低雑音環境に対し、共同技術委員会(JTC)によって提案されている。このチャネルはタップ付き遅延ラインモデルに基づきシミュレートされる。これらタップ値は次の表1に示されている。
【0074】
【表1】
【0075】
このモデルに対して選択されるドップラー周波数は50Hzであり、AFC部分ではl=1,....,Lおよびk1=−0.2728およびk2=2.1488に対してBl=1/6である。
【0076】
図6は帰還システムの周波数応答の大きさを示す図、図7は帰還システムの周波数応答の位相を示す図、図8は帰還システムのステップ応答を示す図である。これらパラメータは周波数弁別器が既にリニア領域で作動するように選択されていることに留意すべきである。
【0077】
図9は、本発明と従来技術の周波数誤差の実効値を比較して示した図である。符号化されたデータが、まず等しく予想される二進数字としてランダムに発生され、これら数字はQPSKシンボルに変換され、トラヒックおよびパーチチャネルの双方に対し、QPSKを使って拡散される。こうして得られた波形は1チップあたり4サンプルのレートでサンプリングされる。局部発振器と受信信号との間には6kHzの差があると仮定している。加算的白色ガウス雑音(AWGN)をサンプリングされた信号に加え、次にすべてのパスが完全にトラッキングされたとの仮定の元に、長い符号を使って逆拡散する。受信されたデータと送信データとを比較することによりビット誤りを決定する。このようなプロセスによって計算されたビット誤り率は、完全にロックされたシステムに対して得られたビット誤り率とほとんど同じであるので、これ以上説明しない。1つのパスおよび3つのパスを使用するAFCに対し、図9で周波数誤差の実効値をプロットすることにより、組み合わせシステムの性能が得られる。図9から明らかに判るように、双方の方式は0.1ppm(100Hz)以内のトラッキング誤差を得ることができる。
【0078】
図10は、本発明の実施形態における自動周波数制御方法のフローを示す図で、対応するドップラー周波数シフトがある場合に複数の伝送パスに沿って受信された通信信号の搬送周波数をトラッキングするために自動周波数制御(AFC)を行う方法を示している。ステップ200は少なくとも1つの基地局からの通信信号を受信する移動局を含む広帯域無線通信システムを提供しており、ステップ202は各伝送パスから受信された通信信号を合波し、よって平均受信通信信号を発生するようになっており、ステップ204はステップ202で発生された平均受信通信信号に応答し、平均受信信号の周波数誤差を計算し、ステップ206は1回の周波数誤差計算しか行わない場合の積である。
【0079】
本発明のいくつかの実施の形態においては、ステップ202に対して別のステップが先行する。ステップ200aは基準周波数を有する基準信号を発生し、ステップ200bは基準信号および各伝送パスに対して受信された搬送波信号に応答し、各伝送パスに対する第1受信信号を発生する。更に、本発明のいくつかの実施の形態においては、200aはLO周波数を有する局部発振器(LO)信号である基準信号を含む。ステップ200bはLO信号と各伝送パスの受信搬送波信号とを混合し、次にステップ202は、受信した搬送波信号を第1受信信号に変換するように第1受信信号を組み合わせる。ステップ200bは一般に受信搬送波信号を第1受信信号へダウンコンバートする。すなわち、第1受信信号はベースバンド周波数を有する。
【0080】
一般に、ステップ202には別のステップが先行する。ステップ200cは各伝送パスの受信通信信号を並列に解析する。ステップ200dは各伝送パスの受信通信信号を復調し、対応する受信搬送波信号を発生する。
【0081】
本発明のいくつかの実施の形態においては、ステップ204に別のステップも続く。ステップ204aはステップ204で計算された周波数誤差に応答し、各伝送パスの第1周波数が1つの誤差信号によって訂正されるように、基準周波数を変える。
【0082】
本発明のいくつかの実施の形態においては、ステップ204aに別のステップ(図示せず)が続く。ステップ204bは、各伝送パスの第1受信信号の信号対雑音比とステップ202で発生された平均第1受信信号の信号対雑音比とを比較する。ステップ204cは、ステップ204bで計算された信号対雑音比の差に応答し、各伝送パスに対する重みを計算する。次にステップ202はステップ204bで計算された重みに応答し、組み合わされた受信信号の信号対雑音比が改善されるように、第1受信信号を平均化する際に、各伝送パスの重要度を可変調節する。上述のように、本発明の好ましい実施形態では、信頼性ある精度を得るには重みを使用する必要はない。
【0083】
本発明のいくつかの実施の形態においては、ステップ204に別のステップが先行する。ステップ202aは先の平均第1受信信号を蓄積する。次にステップ204はサブステップ(図示せず)を含む。ステップ2041は平均第1受信信号とステップ202aで蓄積された平均第1受信信号との差を検出し、ステップ2042はステップ2041で検出された周波数変化に応答して誤差信号を発生する。次にステップ204aはステップ2042で発生された誤差信号に応答し、基準周波数を変更する。
【0084】
本発明のいくつかの実施の形態においては、ステップ200は各伝送パスに対応する遅延時間を与える。更にステップ202には別のステップが先行する。ステップ200eはfsのレートで受信通信信号をサンプリングし、ステップ200fは1/fsに等しい遅延時間を測定し、ステップ200gは1/fsの遅延時間が終了した後に受信される通信信号を無視する。ステップ202は平均受信通信信号の周波数誤差の雑音が低くなるように遅延時間が時間1/fs以下の受信通信信号を合計する。
【0085】
【発明の効果】
以上で単一の誤差信号を発生するために数個のパスを組み合わせるためのシステムおよび方法について説明した。このような簡略化によって1つ以上のパスがドロップアウトしても、この方式は作動するので、このような簡略化はシステムの全体の信頼性を改善する。更に制御用ソフトウェアの制約がほとんどなくなる。このような方式は同一の誤差信号を発生するのに数個の周波数検出器が必要とされる公知の全てのIS−95移動局用モデムで使用される方式よりも簡略である。
【0086】
本発明の利点としては、多数の伝送パスの入力信号から1つの平均値を計算するだけでよいということが挙げられる。この1つの平均値を使って全ての入力搬送波信号を訂正する。本発明により1つの平均値だけを計算するという簡潔性を維持しながら、平均値計算におけるいくつかの入力された搬送波信号の周波数を用いることによる精度が得られる。よって、受信機の部品数,電力消費量および算術的演算の回数を低減することができる。つまり、搬送周波数をトラッキングする際の受信機の精度および性能に影響を与えることなく、CDMA受信機におけるAFC機能を簡略化できる。更に、搬送周波数をトラッキングする際の受信機の精度および性能に影響を与えることなく、周波数弁別器の数または周波数弁別器の演算の回数を低減できる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の実施形態における広帯域無線通信システムの受信機を示すブロック図である。
【図2】周波数検出器の一例を示す図である。
【図3】図1において重み付け回路を除いた受信機を示すブロック図である。
【図4】フィンガ部分の詳細図により受信機を示す図である。
【図5】逆拡散信号の離散周波数Ωの関数として示された、図2における誤差信号e(t)を示す図である。
【図6】帰還システムの周波数応答の大きさを示す図である。
【図7】帰還システムの周波数応答の位相を示す図である。
【図8】帰還システムのステップ応答を示す図である。
【図9】本発明と従来技術の周波数誤差の実効値を比較する図である。
【図10】ドップラー周波数シフトがある場合の、複数の伝送パスに沿って受信された通信信号の搬送周波数をトラッキングするために、自動周波数制御(AFC)を行うための方法のフローを示す図である。
【図11】従来技術によるCDMA受信機の自動周波数制御(AFC)システムを示す図である。
【符号の説明】
20…受信機、22…合波器、24,26,28…入力ライン、32…周波数誤差計算器、36,38,40…フィンガ、48…乗算器、56,58,60…重み付け回路、68…発振器、70…周波数弁別器、74…ループフィルタ、76…クロック。
Claims (2)
- 少なくとも1つの基地局からの通信信号を受信する移動局を含む広帯域無線通信システムにおける、対応するドップラー周波数シフトを伴った複数の伝送パスに沿って受信された通信信号の搬送周波数をトラッキングするための自動周波数制御方法であって、
各伝送パスは、対応する遅延時間を有し、
当該自動周波数制御方法は、
(a)各伝送パスからの受信通信信号を組み合わせ、よって平均受信通信信号を発生するステップと、
(b)ステップ(a)で発生された前記平均受信通信信号に応答し、周波数誤差計算を1回しか行わないように、前記平均受信通信信号の周波数誤差を計算するステップと、
を含み、
ステップ(a)に先立ち、
f s のレートで受信通信信号をサンプリングするステップと、
1/f s に等しい遅延時間を測定するステップと、
1/f s の遅延時間が終了した後に受信された通信信号を無視するステップと、
を更に含み、
ステップ(a)は、1/f s 以下の遅延時間を有する受信通信信号を合計し、よって前記平均受信通信信号の周波数誤差の雑音を低くすることを含むことを特徴とする自動周波数制御方法。 - 対応するドップラー周波数シフトを伴った複数の伝送パスに沿って伝搬してきた通信信号を受け入れるための広帯域無線通信システムの受信機における、受信通信信号の搬送周波数をトラッキングするための自動周波数制御システムであって、
受信通信周波数を有する受信通信信号を受け入れるための、各々が1つの伝送パスに対応した複数の入力端を有し、更に平均受信通信信号を供給するための出力端を有する合波器と、
前記平均受信通信信号を受け入れるよう、前記合波器の出力端に作動的に接続された入力端を有し、周波数誤差を計算する前にマルチパスを通って受信された信号を平均化するように、前記平均受信通信信号に応答し、周波数誤差信号を供給するための出力端を有する、周波数誤差計算器と、
f s をマルチパスを通って受信された信号をサンプリングするレートとして、1/f s の周期的時間インターバル測定値を供給する出力端を有するクロックと、
を有し、
前記合波器は前記1/f s の時間インターバル測定値を受け入れるためのクロック入力端を有し、前記合波器は、1/f s の時間インターバルにわたって受信された通信信号を合計すると共に、平均受信通信信号を計算するための1/f s 遅延時間が終了した後に受信される通信信号を無視し、よって前記平均受信通信信号の周波数誤差の雑音を低くするようになっていることを特徴とする自動周波数制御システム。
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