JP4316498B2

JP4316498B2 - 無線周波数トラッキングおよび同期捕捉のための装置および方法

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Description

本発明は、一般に無線周波数（ＲＦ）受信に関し、特に、ＲＦ同期捕捉およびトラッキングのための装置および方法に関する。

無線周波数（ＲＦ）レシーバーは、入って来るＲＦ信号を同期捕捉し、追跡するように設計されなければならない。理想的環境では、ＲＦ信号は直系の送信器からレシーバーに移動する。しかしながら、より現実的な設定においては、送信器からのＲＦ信号は様々な物体によって反射されるか回折され、複数の経路に沿ってＲＦレシーバーに到着する。そのようなマルチパス環境では、信号電力レベルは変動する。同期ループにおいて、位相ロックループのような同期ループは所望の動作基点で動作するように設計されたループ帯域幅を有する。しかしながら、マルチパス環境において、信号の電力レベルが変動するにつれ、同期ループのループ帯域幅は変化する。あるチャンネル状態において、この変化は、設計した動作基点から著しく逸脱する可能性があり、同期捕捉時間の増加、より小さな同期捕捉／ロックイン(lock-in)レンジ(range)等のような性能損失を生じる。この問題の従来の解決策は、ループ帯域幅を増加させる設計、または、ハードリミッター(hard limiter)の使用または、同期ループに先行するコヒーレントな自動利得制御(AGC)である。

しかしながら、これらのアプローチの各々は、現実的な動作条件の下では、ＲＦレシーバーの劣化した性能を生じる設計上の制限を有する。

それゆえ、マルチパス環境においても、同期捕捉時間および同期捕捉／ロックインレンジを最適化することができる装置および方法の特筆すべき必要性があることが理解できる。本発明は、以下の詳細な説明および添付図面から明白であるように、この利点および他の利点を提供する。

発明の概要

本発明は、無線周波数信号の検出のためのシステムおよび方法において具現化される。1つの実施形態では、本発明は、無線周波数（ＲＦ）信号の検出のための装置を含み、およびピークＲＦ信号を検出し、タイミングデータを発生するとともに、タイミングデータに関連する大きさデータを発生するピーク検出器を含む。ピーク検出器に接続された逆拡散器は、ピーク検出器からタイミングデータを受信し、ＲＦ信号を逆拡散して逆拡散信号を発生する。ピーク検出器に接続された利得調節発生器は、ピーク検出器から大きさデータを受信し、大きさデータに基づいて利得調整係数を発生する。計測器は、利得調整係数により逆拡散信号を換算し、出力信号を発生する。

一実施形態において、ピーク検出器は非コヒーレントなピーク検出器である。ピーク検出器は、非コヒーレント逆拡散器、大きさ推定器およびソーターを含み、タイミングデータおよび大きさデータを発生してもよい。

一実施形態において、利得調節発生器は、大きさデータに基づいて利得調整係数を計算する。あるいは、利得調節発生器は、複数の利得調整係数を含むデータ記憶エリアを含み、複数の利得調整係数のうち、選択された利得調整係数が、大きさデータに基づいた利得調整係数として選択される。データ記憶エリアは、大きさデータに基づいた入力を有し、出力が、複数の利得調整係数のうちの選択された利得調整係数である、ルックアップテーブルを含んでいてもよい。

一実施形態において、計測器は、第１および第２の入力を有する乗算器として実現される。第１の入力は逆拡散器に接続され、第２の入力は、利得調節発生器に接続される。

一実施形態において、装置は、位相検出器、フィルタおよび出力信号が位相検出器に接続される電圧制御発振器（ＶＣＯ）または数的制御発振器（ＮＣＯ）から構成される位相ロックループ（ＰＬＬ）をさらに含む。ＰＬＬの１つの実施では、位相検出器は、第１および第２入力および出力を有し、第１入力は、出力信号を受信するように構成され、第２入力は、ＶＣＯ／ＮＣＯの出力に接続される。位相検出器の出力はフィルタを介して、ＶＣＯ／ＮＣＯの制御入力に接続される。

[0013] 同期は通信レシーバーの中で実行される本質的であるがやりがいのある仕事である。送信されたシンボルを確実に復調する受信器の場合、（すなわち、シンボルが開始し終了するとき）シンボルタイミングの正確な知識および搬送波周波数が必要である。さらに、コヒーレントレシーバーは、その位相が受信無線周波数（ＲＦ）信号の位相と同期している参照信号を発生することができなければならない。

最も一般的な同期技術は位相ロックループ（ＰＬＬ）である。ＰＬＬは搬送波位相および搬送波周波数回復の両方のために使用される。時間トラッキングループ（ＴＬＬ）は、
タイミング回復のために使用される。図１は従来のＰＬＬ１０を図解する。図１に図解されるように、ＰＬＬ１０は基本的に３つの基本的なコンポーネントを含むフィードバック制御システムである:位相検出器１２、ループフィルタ１４および電圧制御発振器（ＶＣＯ）１６。当業者は、ＶＣＯという用語はアナログ回路文献において典型的に使用され、一方数的制御発振器（ＮＣＯ）という用語はデジタル回路文献において典型的に使用されることを理解するであろう。ここに使用されるように、ＶＣＯ、ＮＣＯという用語は同義的に使用することができる。本発明の範囲はＶＣＯ、ＮＣＯという用語により制限されない。

位相検出器１２は、入力信号(すなわち、ＲＦ信号）とＶＣＯ１６の出力との間の位相差を示す信号を発生する。位相検出器１２からの信号はループフィルタ１４によって処理される。ループフィルタ１４は、典型的に位相検出器１２の出力における高周波成分を除去する低域フィルタである。ループが完成すると、ループフィルタ１４の出力は、ＶＣＯ１６の制御入力に接続される。ＶＣＯ１６の出力は、ＰＬＬ１０において測定された位相差に基づいて受信された信号の位相推定値である。

図１で図解されたＰＬＬ１０に類似したループ構造も、それぞれ自動周波数制御（ＡＦＣ）およびＴＴＬ（これは早遅ゲートシンクロナイザーである）のような周波数同期およびシンボルタイミング同期において広く使用されている。例えば、ＡＦＣループにおいて、位相検出器１２は、受信信号とＶＣＯ１６の出力との間の周波数差を測定する周波数検出器（図示せず）と交換される。ＴＴＬにおいて、位相検出器１２は、タイミング誤差信号の測定値を生成する弁別器（図示せず）と交換される。ＶＣＯ１６は、シンボルタイミングを示す電圧制御クロック（図示せず）を交換される。したがって、図１のＰＬＬ１０により図解される基本ループは所望の信号処理能力を供給するように周知の方法で変更できる。

同期ループ(例えば、ＰＬＬ１０、ＡＦＣループ、およびＴＴＬ）は、典型的には２つの動作モードを有する。すなわち同期を獲得する同期捕捉モードおよび、トラッキングモードである。トラッキングモードは、伝播チャネルまたは発振器ドリフト(drift)により導入される変化のような予測できない変化がある場合に同期を維持する。典型的には、設計者達は、どのくらい高速にシステムが同期を同期捕捉するかおよびどのくらい確実にシステムが同期を維持するかに関心がある。以下に述べるように、これら２つの目標（すなわち、同期捕捉とトラッキング）は、すべての環境下で互換性がない。信号の同期捕捉は、設計上の考察を必要とする。例えば、どのような信号条件の下でシステムが信号を同期捕捉できるかという条件である。例えば、システム設計は、システムが同期捕捉できる、受信信号と局部発振器との間の初期周波数オフセットを考慮しなければならない。これはときどき、レシーバーのロックインレンジと呼ばれる。さらに、レシーバーは、受信信号の位相、周波数およびタイミングを追跡しながら、信号強度における変化のような変化を追跡するように設計されなければならない。

ループ設計(例えば、ＰＬＬ、ＡＦＣ、またはＴＴＬ)における重要なパラメーターは、ループ帯域幅である。ループ帯域幅は、対応する閉ループ伝達関数の等価な雑音帯域幅として定義される。例えば、ＰＬＬ１０内のループ帯域幅は、受信信号の位相と、ＶＣＯ１６の出力の位相の間の伝達関数に対応する等価な雑音帯域幅である。ループ帯域幅は、図１に図解される３つのコンポーネントの特性に依存する。ループフィルタ１４14の構成、例えば、フィルタの次数およびループフィルタ係数は、帯域幅に影響を及ぼす。さらに、位相検出器１２およびＶＣＯ１６の信号利得および入力信号レベルもループ帯域幅に影響を及ぼす。

与えられた外部雑音および干渉レベルについては、より大きな帯域幅が、より多くの雑音および干渉がループに入ることを可能にし、その結果、位相ジッタ(すなわち、ＶＣＯ１６の出力における位相推定値はより雑音が多くなる)およびより低いループ信号対雑音比（ＳＮＲ）を生じる。この議論のために、雑音は関心のある周波数帯域に存在するかもしれない背景雑音であり、人為的かもしれないし、自然に発生するかもしれない。干渉は、ここに使用されるように、マイクロ波、他の基地局および他の無線通信システムからの望ましくない信号のような人為的な信号に言及する。ＰＬＬ１０が低いＳＮＲを持っている場合、ループは、サイクルをはずす可能性が高い（すなわち、短い時間間隔で２πラジアンの倍数だけ位相誤差ジャンプを招く）。これは、タイミング回復のようなアプリケーションに弊害をもたらす。いくつかの条件の下では、ロックから離脱することは可能である。

他方では、より広いループ帯域幅は、より短い同期捕捉時間（すなわち、同期状態に到達するのに必要な時間）および受信信号の位相(あるいは周波数あるいはタイミング)の変更に対するより短いループ応答時間を許容する。更に、より大きなループ帯域幅を備えたループはより大きな同期捕捉／ロックインレンジを有する。このレンジは、受信信号と、ループがサイクルスリップを有して／有さずに同期捕捉できる自由継続周波数との間の最大周波数オフセットとして定義される。実際上、ループ帯域幅のような設計された動作基点は、これらのトレードオフをバランスすることにより決定される。

無線移動通信システムでは、送信された信号は、レシーバーに到着する前に複数の伝播経路を通って移動する。各伝播経路がランダムな減衰および位相オフセットを引き起こすので、これらのマルチパス成分の重複である受信信号は、レシーバーの可動性による到着時刻と同様に位相と振幅における変化を経験するであろう。レシーバー設計がこれらの要因を緩和しない場合、このフェージングマルチパス効果は厳しい性能劣化を引き起こすかもしれない。

ダイレクトシーケンススペクトル拡散信号を使用するシステムでは、レーキレシーバーはフェージングマルチパス効果に対抗するために一般に使用される。レーキレシーバーは複数の伝播経路から信号エネルギーを集めて、それらを結合し、ＳＮＲを増大させる。レーキレシーバーはこの分野においてよく知られており、ここでは、さらに詳細に記載する必要はない。

レーキレシーバーの有効性は、チャネル推定値の正確さに極度に依存する。変調されていないパイロット信号が利用できないシステム、例えば、ＩＥＥＥ８０２．１１ｂ標準で指定されたシステムでは、チャネル推定値は決定に指図されたやり方で典型的に得られる。例えば、与えられたコードオフセットで受信信号を拡散コードの局所複製と相互に関連づけることは、送信されたデータシンボルと、そのオフセットで(すなわち、対応する伝播遅延で）におけるマルチパス成分の複素値チャネル利得との積の推定値を与える。したがって、送信されたデータシンボルの決定が十分に信頼できるとすると、チャンネル利得の推定値は、相関性を、データ変調を除去するための対応するシンボル決定の複素共役により乗算することにより得ることができる。したがって、このプロセスは決定指図される。最も正確なシンボル決定を得るためには、チャンネル推定値が得られ、最適の結合が起こるかもしれない前に、最も強いマルチパスコンポーネントが意志決定プロセスの中で使用されなければならないことはあきらかである。なぜならば、最も強いマルチパスコンポーネントは、すべてのマルチパスコンポーネント中で最も高いＳＮＲを有するからである。

送信されたシンボルを正確に復調するためにタイミング、周波数および／または位相同期(上に記述された様々な同期ループを使用して)が要求されることに留意する必要がある。

シンボル決定の正確さに関して上に議論された同じ理由のために、最も強いマルチパスコンポーネントも最適にマルチパスコンポーネントを組み合わせることができる前に同期ループを駆動するために使用されなければならない。

同期ループがマルチパスチャネルで作動する場合、設計上の問題が生じる。

上述したように、ループコンポーネントパラメータおよび構成の所定のセットに関して、ループ帯域幅は、ループ(すなわち、図１の入力信号)を入力する信号電力レベルに依存する。マルチパスコンポーネントの強度が時間に対してランダムに変化するので、ループ帯域幅、また、それゆえ、同期捕捉時間および同期捕捉／ロックインレンジは、それに応じて変動する。これは、ループ帯域幅の振幅変調現象に帰着する。すなわち、ループ帯域幅は入力信号の振幅に応じて変動する。この変動が設計された動作基点から著しく逸脱するとき、システムは相当な性能損失を経験するであろう。

例えば、典型的な通信レシーバーは、一定のレベルにレシーバーの合計入力電力(すなわち信号電力、干渉電力および雑音電力の和）を維持するために非コヒーレントな自動利得制御（ＡＧＣ）機構を利用する。しかしながら、上に記述されたチャンネル評価プロセスでは、最も強いマルチパスコンポーネントだけが同期ループを駆動するために使用することができる。したがって、たとえ非コヒーレントなＡＧＣが一定の合計受信電力を維持しても、構成要素であるマルチパスコンポーネントの電力の分布は時間に対して変化する可能性がある。したがって、最も強いマルチパス信号の強度時間に対して変化する可能性がある。これは、ループへの入力信号電力を異ならせ、従って、ループ帯域幅を異ならせる。

典型的な実施では、ループパラメーターは、非コヒーレントなＡＧＣによって設定された電力レベルに基づいて設計される。そのようなレシーバー設計では、最も強いパスの電力レベルに依存する、結果として生じる有効なループ帯域幅は目標ループ帯域幅より小さい。それは合計受信電力に基づいて計算される。従って、レシーバーはより小さな同期捕捉およびロックインレンジを持っているかもしれず、それゆえ、入力信号を得るためにより小さな量の周波数オフセットを許容することができる。

縮小されたループ帯域幅のさらなる結果は、縮小された帯域幅がとにかく同期捕捉できると仮定すると、より長い同期捕捉時間である。それゆえ、短いデータパケットの受信は失敗するかもしれない。よりよい性能および同期、シンボル決定、チャンネル評価およびレーキ結合を達成するために、マルチパス環境においてループ帯域幅の損失を補償することができる機構が備わっていなければならない。

この問題を多少とも解決する従来の試みはより広いループ帯域幅を使用するか、あるいは同期化ループの前段にハードリミッターまたはコヒーレントなＡＧＣを備えることである。マルチパス効果による減衰を考慮にいれると、帯域幅を広げるアプローチは、最も強いマルチパスコンポーネントの最小の受理可能か平均の信号の強度に基づいて目標ループ帯域幅を増加させて、そして、あらゆる入って来る信号の電力レベルのためにこのループ帯域幅を使用する。このアプローチは、最悪のケースあるいは平均ケースシナリオに基づくので、主要な欠点は、有効なループ帯域幅が、あるチャネル条件下で過度になり得、それにより、より多くの雑音がループに入力することを可能にし、したがって、同期化ループの性能を下げるということである。

ハードリミッターは、本質的に２レベルの中層のスカラー量子化器である。入力が正なら、このリミッターは正の一定値を出力する（または、入力が負なら、負の一定値を出力する）。この一定値は目標ループ帯域幅に基づいて決定される。ハードリミッターは、信号、雑音および干渉の入力電力レベルに関係なく一定の出力電力を有する。したがって、雑音と干渉の存在がリミッターの出力における信号の電力レベルを抑え、それによりループの入力ＳＮＲを劣化させることはあきらかである。この劣化は低いＳＮＲ条件において、悪化する。

ＰＬＬ１０の前段にコヒーレントＡＧＣ２０を用いた一般的な帯域幅調節スキームを図２の機能ブロック図に図解する。コヒーレントＡＧＣ２０は図１のＰＬＬ１０のコヒーレントＡＧＣと類似したフィードバック制御構造を有する。制御ループ内の３つのエレメントは、利得制御増幅器（ＧＣＡ）２２、大きさ検出器２４、およびフィルタ３２である。大きさ検出器２４は、２つの信号を比較し、制御電圧を生成するという点で図1の位相検出器１２に似ている。位相検出器１２は入力信号をＶＣＯ１６の出力と比較するけれども、大きさ検出器２４は、基準電圧２４をＧＣＡ２２の出力と比較し、差分信号を発生する。差分信号はフィルタ３２によりフィルタされ、ＧＣＡ２２のための制御信号を発生する。ＧＣＡ２２は、制御信号に基づいて入力信号の電力を調節するために使用される。ＧＣＡ２２への制御信号はフィルタ３２を介して大きさ検出器２４により供給される。

ＶＣＯ１６の出力は、直交位相シフター３４に接続され、大きさ検出器２４のための位相基準信号を供給する。この結果、コヒーレントＡＧＣを生じる。大きさ検出器２４は、乗算器２４および低域フィルタ２８を含む。乗算器26は、ＧＣＡ２２の出力と直交位相シフター３４からの位相基準信号とを結合し、信号の大きさの尺度を発生する。低域フィルタ２８は、大きさ推定値を供給するために、積の高周波成分を除去する。大きさ検出器２４の出力は加算器３０により基準電圧ＶREFと比較される。加算器３０によって生成された差分信号は、フィルタ３２によってフィルタされる。フィルタ３２の出力は、ＧＣＡ２２の利得を調節する制御信号として役立つ。

コヒーレンとＡＧＣ２０の応答は十分高速であると仮定すると、ＰＬＬ１０に入力する信号の大きさは、

であり、この場合ＶREFは、基準電圧であり、θeは、位相検出器１２の入力とＶＣＯ１６の出力との間の位相誤差である。トラッキング・モード（すなわち、ＰＬＬ１０がロックされている）では、θ_eは、０に近い。したがって、ＰＬＬ１０の入力信号の大きさはＶ_REFにおいてほぼ定数として保持される。この定数は、目標ループ帯域幅のような所望の動作基点に相当する。しかしながら、同期捕捉モード（すなわち、ＰＬＬはロックから外れており同期捕捉しようと試みている）では、θ_eはゼロに近くない。その結果、ＰＬＬ１０の入力信号の大きさは、

（但しkは整数）なので、Ｖ_REFより大きい。この結果、過度のループ帯域幅を生じる。このアプローチの欠点は、上に議論された、帯域幅を広げるアプローチのそれに似ている。ループ帯域幅の適切な調節は特に同期捕捉モードにおいて、レシーバー回路の満足な動作に不可欠である。

本発明の実施形態は、ループ帯域幅が信号の強度に基づいて調節される技術を提供する。本発明の実施形態は、図３の機能ブロック図で図解されたシステム１００で示される。システムは、最も強いマルチパスコンポーネントの強度を評価するためにノンコヒーレントなピーク検出器１０２を使用し、次に、ループ帯域幅の損失を補償するために帯域幅調節利得係数を介して同期ループの入力を計る。ピーク検出器１０２がノンコヒーレントなので、同期したＰＬＬ１０からの位相基準は必要なく、それにより、図２に関して上述したように、同期捕捉モードにおけるコヒーレントなＡＧＣアプローチが直面した問題を緩和する。さらに、システム１００の帯域幅調節係数は、同じ量による、信号のコンポーネントおよび干渉/雑音コンポーネントを計る。したがって、ＳＮＲ劣化を引き起こすハードリミッターと異なり、システム１００でのループの入力ＳＮＲは変更されない。図３で図解するように、受信信号である入力信号は干渉と雑音を含むすべてのマルチパスコンポーネントの重ね合せである。入力信号は様々なコードオフセットの逆拡散器１１０により最初に逆拡散される。典型的な実施では、逆拡散器１１０は１／２チップ間隔ごとにコードオフセットを使用する。しかしながら、他の間隔が使用されてもよい。本発明は、逆拡散器１１０によって使用される特定のチップ間隔によって制限されない。

以下の議論の目的のために、ｉ番目のコードオフセットにおけるマルチパスコンポーネントの複素評価されたチャネル利得はｈ_iとして指定され、最も強いマルチパスコンポーネントはｈ_maxとして指定される。一般法則の損失なしで、および説明の便宜のために、

と仮定することができる。すなわち、平均の受信信号電力は送信された信号電力と同じである。さらに、議論のために、送信されたデータシンボルｄはユニット電力(すなわち、｜ｄ｜＝１）を持っていると仮定することができる。さらに、上述した理由により、レシーバーにおける拡散シーケンスの局所複製が以下のように正規化されると仮定することができる。すなわち、何の歪もなくシンボル拡散の送信された拡散シーケンスが受信されると、逆拡散器１１０の出力は、ユニット電力を有するように正規化されると仮定することができる。したがって、ｉ番目のコードオフセットにおける逆拡散器１１０の出力は以下のように書いてもよい：

但し、

は、それぞれ、Ｚ_iの同相成分および直交成分であり、Ｉ_iおよびＮ_iは、それぞれｉ番目のコードオフセットの干渉および雑音を示す。その干渉は外部ソースおよび他のマルチパスコンポーネントからかもしれない。

逆拡散器１１０は、雑音および干渉を抑えることができる処理利得を提供する（すなわち、方程式（１）な中のＩ_iおよびＮ_iは信号成分ｈ_iおよびｄに対して相対的に小さい）ので、ｚ_iは、送信されたデータシンボルｄと、チャネル利得ｈ_iの積の推定値としての役目をする。

逆拡散器１１０の出力｛ｚ_i｝は、大きさ推定器１１２に接続される。大きさ推定器１１２は、種々のマルチパスコンポーネントのチャネル利得の大きさ推定値を生成する。

大きさ推定器１１２は様々な異なる技術で実現することができる。

例えば、

として示されるｈ_iの大きさは、ノンコヒーレントに

によって取得してもよい。当業者は、大きさ推定器１１２が他の周知の技術を用いて実現されてもよいことを認識するであろう。本発明は、大きさ推定器１１２の特定の実施によって制限されない。

推定値の変化を低減するために、大きさ推定値は典型的には、いくつかのシンボル間隔に関して平均化されることは、留意されるべきである。これらの大きさ推定値は、

により示される最大の大きさを選択するソーター１１４に接続される。この場合、

である。但し、

の値は、最も強いマルチパスコンポーネントの大きさ推定値を表す。そして、対応するコード位相は、そのマルチパスコンポーネントの粗いタイミングを示す。すなわち、ｉ番目のコードオフセットは、タイミング情報を供給し、一方、そのｉ番目のコンポーネントに関連する大きさは上述の式（３）により与えられる。したがって、ソーター１１４は大きさおよびタイミング情報の両方を生成する。最も強いパス（すなわち、

）の大きさは、最も強いパスの大きさを示す。信号は、以下により詳細に記載されるように、調節係数発生器１０４に供給される。

上述したように、ソーター１１４はまた、マルチパスコンポーネントの中で最も強いパスのタイミングを示す粗いタイミング情報を生成する。粗いタイミング情報は逆拡散器１２０で使用され、最も強いマルチパスコンポーネントを逆拡散する。式（１）に表現される逆拡散器１１０の出力に類似して、逆拡散器１２０の出力は、以下のように表すことができる。

但し、Ｉ'およびＮ'は、それぞれ対応する干渉および雑音成分を示す。最も強い信号パスのため精細なタイミングをＴＴＬ（図示せず）により得て、逆拡散器１２０の粗いタイミングと一緒に使用してもよいことに留意する必要がある。簡潔さと明瞭のために、精細なタイミング成分は図３に図解されていない。しかしながら、精細なタイミングのためのＴＴＬの使用は技術において周知であり、より非常に詳しくここに記述される必要はない。

[0040] 典型的な設計において、（ｘとして指定された）逆拡散器１２０の出力は、同期ループの入力であることに留意する必要がある。これは、図１乃至図２の「入力信号」の均等物である。ノンコヒーレントなＡＧＣに関して上述したように、ループ帯域幅パラメーターは、ノンコヒーレントなＡＧＣにより維持される合計受信電力に基づいて、典型的に設計される。すなわち、ループの所望の入力は、次のように表現することができる:

但し、すべてのパラメーターが以前に定義されている。式（５）において、項

は、ノンコヒーレントＡＧＣが

を得ると仮定してすべてのマルチパスコンポーネントから集めた合計受信電力を表す。式（４）および（５）を比較すると、同期化ループの入力であるｘは、

なので、ｈ_maxだけ減衰し、結果として、ループ帯域幅の損失を生じる。

ループ帯域幅の損失を補償するために、逆拡散器１２０の出力は、例えば乗算器を用いて、係数

を乗算することにより計測される。この係数は、図３のｙとして指定される、乗算器１２２の出力が、

となるように、ピーク検出器１０２の出力の最も強いパス（すなわち、

）の大きさに基づいて計算される。

この式において、

という近似式は、上述の式（２）に従う。式（５）と式（６）を比較すると、利得調節の後に、入力信号電力がほぼ所望の電力と同じであることが明らかである。

効率的なハードウェアによる実施のために、調節係数１０４によるループ帯域幅調節の発生は、

を計算するのに必要な除算を無くすために、テーブルルックアップにより得ることができる。特にデータルックアップテーブルの入力は、ピークデータ出力

であり、テーブルの出力は、

のあらかじめ計算された量子化されたバージョンである。

量子化を行なう複数の方法はシステム１００によって実施してもよいことに留意する必要がある。例えば、量子化は線形であってもよいし、または非線形であってもよい。実際の実施は、ルックアップテーブルを格納することができる最大メモリサイズのような、特定性能要求および複雑さ制約に依存する。さらに、位相検出器１２の後であってループフィルタ１４の前に乗算器１２２により調節係数の乗算を行うことができることに留意する必要がある。このように、実数の乗数を保存することは可能である。なぜならば、逆拡散器１２０の出力は典型的に複素評価され、一方、位相検出器１２の出力は、実数評価されるからである。最後に、図３は、ＰＬＬ１０の使用を用いて図解されているけれども、単に図３の中のＰＬＬを対応する同期ループに取り替えることにより、変更なしでＡＦＣとＴＴＬに同じループ調節機構を適用することができることに留意されなければならない。

図３の機能ブロック図に図解されるコンポーネントは、周知のハードウエアコンポーネントにより実施してもよく、または、デジタルシグナルプロセッサー（ＤＳＰ）のようなプロセッサーにより実行される命令のセットとして実施してもよい。あるいは、図３の機能ブロック図に図解されるコンポーネントは、ハードウエアコンポーネントと、ＤＳＰにより実行される命令群の組み合わせにより実施してもよい。

システム１００により実施されるプロセスは、図４のフローチャートに図解される。このフローチャートにおいて、開始２００において、入力信号は、無線レシーバーにより検出された。当業者は、アンテナ、無線周波数増幅器、フィルタ等のような一般的な無線部品をシステム１００に使用してもよいことを理解するであろう。明瞭と簡潔さのために、これらの従来の部品はここに図解されない。ステップ２０２において、システム１００は選択されたコード間隔で入って来る信号を逆拡散する。１／２チップの典型的なコード間隔を使用してもよいが、他のコード間隔をシステム１００によって容易に実施してもよい。ステップ２０４において、システム１００は最大の大きさとタイミングを決定する。上述したように、選択されたチップ間隔での一連のコードサンプルが解析され、どのコード間隔が最大の振幅を持っているかを決定する。そのサンプルの大きさおよびそのサンプルのタイミングは、その後のプロセスの中で使用される。

ステップ２０６において、システム１００は、調節係数を決定するために最大の大きさを使用する。上述したように、調節係数は、ここに提供される開示に基づいてリアルタイムで計算してもよい。あるいは、計算は、ルックアップテーブルのような記憶エリアにあらかじめ記憶された所望のスケール係数を用いて前もって実行してもよい。記憶エリアの異なる実施は技術的に周知であり、ここに記述される必要はない。本発明が、リアルタイム計算、データルックアップテーブルの形態で実施されようとそうでなかろうと、または、ハードウエアまたは、ＤＳＰによって実行されるソフトウェア命令群により実施用されようとそうでなかろうと、本発明は、調節係数の特定の実施により限定されない。

ステップ２０８において、システム１００は、入って来る信号を逆拡散するために、ステップ２０４において派生されたタイミング情報を使用する。上述したように、選択されたコードサンプルは粗いタイミング情報を供給してもよい。また、ＴＴＬは、ステップ２０８で行なわれた、逆拡散動作のための精細なタイミング情報を供給するために使用されてもよい。ステップ２１０において、システムは、ステップ２０６で計算された調節係数に基づいて逆拡散信号を計る。

ステップ２１２において、システム１００は、図３のＰＬＬ１０のような位相ロックループに、計測された信号を供給する。プロセスはステップ２１４で終了する。

したがって、システム１００は、ＰＬＬ１０の中で所望のループ帯域幅を達成するために入力信号を計測する。システム１００は、多数の変化する実施において上述した。たとえ様々な実施形態および利点が先の記述で述べられたとしても、上記の開示は実例となるだけであり、詳細にわたって変更してもよく、まだ本発明の広い原理の内にあることが理解されるべきである。したがって、本発明は添付された請求項によってのみ制限されるべきである。

この明細書で参照されるおよび／または出願データシートにリストアップされる上述の米国特許、米国特許出願出版物、米国特許出願、外国特許、外国特許出願および非特許出版物は、参照することによりその全体が本明細書に組み込まれる。

図１は、従来の位相ロックループの機能ブロック図である。図２は、位相ロックループの前段の、コヒーレント自動利得コントローラーを用いた従来のレシーバーの機能ブロック図である。図３は、本発明の1つの実施において図解された無線周波数レシーバーの一部の機能ブロック図である。図４は、本発明の1つの実施の動作を図解するフローチャートである。

Claims

下記を具備する無線周波数（ＲＦ）信号の検出のための装置:
ピークＲＦ信号を検出し、それに関連するタイミングデータおよび大きさデータを発生するピーク検出器;
前記ピーク検出器に接続され、前記タイミングデータを前記ピーク検出器から受け取る逆拡散器、前記逆拡散器は、前記ＲＦ信号を逆拡散し、それにより逆拡散信号を発生する；
前記ピーク検出器に接続され、前記ピーク検出器から前記大きさデータ受信する利得調節発生器、前記利得調節発生器は、前記大きさデータに基づいて、利得調節係数を発生する；
前記利得調節係数と前記逆拡散信号を乗算し、出力信号を発生する乗算器；
位相検出器、フィルタおよび電圧制御発振器（ＶＣＯ）または数的制御発振器（ＮＣＯ）を具備する位相ロックループ（ＰＬＬ）、前記出力信号は、前記位相検出器に接続される。
前記ピーク検出器はノンコヒーレントピーク検出器である、請求項1の装置。
前記ピーク検出器は、ノンコヒーレント逆拡散器、大きさ推定器、およびソーターを具備し、前記タイミングデータおよび前記大きさデータを発生する、請求項1の装置。
前記利得調節発生器は、前記大きさデータに基づいて前記利得調節係数を計算する、請求項1の装置。
前記利得調節発生器は複数の利得調節係数を含むデータ記憶エリアを具備し、複数の利得調節係数の選択された１つが前記大きさデータに基づく前記利得調節係数として選択される、請求項１の装置。
前記複数の利得調節係数は、前記大きさデータに反比例するように選択される、請求項５の装置。
前記位相検出器は、第1と第2入力および出力を有し、前記第１入力は、前記出力信号を受信するように構成され、前記第２入力は、前記ＶＣＯまたはＮＣＯの出力に接続され、前記位相検出器の前記出力は、前記フィルタを介して前記ＶＣＯまたは前記ＮＣＯの制御入力に接続される、請求項１の装置。
下記を具備する、無線周波数（ＲＦ）信号検出のための方法：
ピークＲＦ信号を検出し、前記ピークＲＦ信号に関連する大きさデータを発生する；
前記大きさデータに基づいて利得調節係数を発生する；
前記利得調節係数と前記ＲＦ信号を乗算し、出力信号を発生する；
前記ＲＦ信号と同期化する同期化ループ、前記出力信号は前記同期化ループの入力に供給される、
ここにおいて前記ピークＲＦ信号を検出することは、前記検出されたピークに関連するタイミングデータを発生することを具備し、前記方法は前記タイミングデータを用いて前記ＲＦ信号を逆拡散し、それにより逆拡散ＲＦ信号を発生することをさらに具備し、前記乗算は、前記逆拡散ＲＦ信号を乗算することを具備する。