KR100630043B1

KR100630043B1 - 이동통신시스템의 수신단에서의 주파수 오차 추정 및 결합기

Info

Publication number: KR100630043B1
Application number: KR1020030078379A
Authority: KR
Inventors: 안원익; 임채만; 임영석
Original assignee: 삼성전자주식회사
Priority date: 2003-11-06
Filing date: 2003-11-06
Publication date: 2006-09-27
Also published as: KR20050043470A; CN1614899A; EP1530334A3; EP1530334A2; US20050101271A1

Abstract

본 발명은 이동통신시스템의 주파수 오차 추정 및 결합기에 관한 것이다. 본 발명에 따라 주파수 오차 추정 및 결합기는 송신단으로부터 수신되는 소정 채널의 위상 기준 심볼을 이용하여 주파수 오차를 검출하는 주파수 오차 검출기와, 상기 검출된 주파수 오차를 이용하여 일정한 기준 시간마다 기준 주파수 오차를 생성하는 기준 주파수 오차 생성기와, 상기 수신 전력 세기에 따라 상기 기준 주파수 오차 생성기로부터 출력되는 주파수 오차를 적절한 레벨로 조정하여 출력하는 레벨 조정기와, 상기 레벨 조정기를 통해 각 핑거에서 출력되는 주파수 오차를 결합하는 주파수 오차 결합기를 포함한다.

주파수 오차, TPC

Description

이동통신시스템의 수신단에서의 주파수 오차 추정 및 결합기{FREQUENCY ERROR DETECTOR AND FREQUENCY ERROR COMBINER FOR RECEIVER IN A MOBILE COMMUNICATION SYSTEM}

도 1은 이동통신시스템에서의 CPICH의 변조 패턴을 나타낸 도면,

도 2는 UMTS 시스템에서의 CPICH 기준 심볼의 복소 평면도,

도 3은 UMTS 시스템에서의 하향 DPCH의 프레임 구조를 나타낸 도면이고,

도 4는 하향 DPCH에서의 TPC 비트 패턴을 나타낸 도면,

도 5는 본 발명에 따른 UMTS 시스템의 UE에서의 자동 주파수 조절(Automatic Frequency Control)의 전체 구조를 나타낸 도면,

도 6은 본 발명에 따른 주파수 오차 추정 및 주파수 오차 결합기의 블록 구성도,

도 7은 UMTS 시스템에서 슬롯 형식에 따른 다운링크 DPCCH에 대한 TPC 및 파일럿의 비트를 나타낸 표를 나타낸 도면,

도 8은 본 발명에 따른 기준 주파수 오차 추정 동작을 설명하기 위한 도면.

본 발명은 이동통신시스템에서 주파수 오차 검출기 및 주파수 오차 결합기에 관한 것이다.

통상적으로 이동통신시스템은 동기 방식과 비동기 방식으로 크게 구분될 수 있는데, 비동기 방식은 유럽에서 채택되고 있는 방식이며, 동기방식은 미국에서 채택하고 있는 방식이다. 유럽에서의 이러한 이동통신시스템은 UMTS(Universal Mobile Telecommunication System)라고 하고, UMTS에서의 이동통신단말기는 UE(user equipment)라고 한다.

한편, 주파수 옵셋(offset)은 반송파 주파수가 온도에 따라 점차적으로 변하기 때문에 이동통신시스템에 있어서 피할 수 없는 성능 저하의 요인이다. 따라서 주파수 옵셋을 보상하기 위한 AFC(Automatic Frequency Control)가 필요하다. UMTS 시스템에서 주파수 오차 제어 루프의 기준 신호가 되는 것은 공통 파일롯 채널 신호(common pilot channel: 이하 CPICH라고 함)이다.

도 1은 이러한 CPICH의 변조 패턴을 나타낸다. CPICH의 평균 위상은 트래픽(traffic) 채널의 전송 속도와 무관하게 임의의 시간 구간을 택하여 계산할 수 있다. CPICH는 변조되지 않은 신호를 전송하기 때문에, 연속적인 CPICH 신호로부터 위상 변화를 계산할 수 있다. 즉, 수신 신호를 일정 구간 동안 I&D(integrate & dump)함으로써 현재 수신 심볼의 좌표를 알 수 있고, 이 좌표와 이전 수신 심볼의 좌표로부터 현재 수신 심볼의 위상 변화를 계산할 수 있다. 작은 위상 변화에 대해서, 위의 결과는 위상 변화의 선형 추정 값이 되며, 이 값은 바로 주파수 오차에 비례한다. 이와 같은 위상의 변화는 단말기가 기지국에 대해 상대적으로 타이밍이 부정확하기 때문에 생기게 된다. 이와 같이 UMTS 시스템에서 주파수 오차 제어(AFC) 루프의 기준 신호가 되는 것은 CPICH이다. 이러한 CPICH 기준 심볼의 복소 평면도를 도 2에 도시한다.

도 2는 UMTS 시스템에서의 CPICH 기준 심볼의 복소 평면도이다.

UMTS 시스템의 수신단에서 기준 신호를 이용하여 주파수 오차를 검출하는 것이 FDD(Frequency Difference Detector)이다. 이와 같은 주파수 오차 검출 방법으로 arc tangent를 이용하는 방법과 CPFDD(cross product frequency difference detector)를 이용하는 방법이 있다. CPFDD는 지연된 I채널과 Q채널 값을 원래 값과 교차하여 곱하는 방식이다. 이 두 방법의 차이는 arc tangent를 이용하는 방법은 신호의 크기로 정규화(normalization)하는 반면, CPFDD를 이용하는 방법은 신호의 크기로 정규화하지 않음으로써 신호의 크기에 따라 가중치를 가하고 있다는 점이다. 즉, 신호의 크기가 작은 경우, 잡음에 의해 정확성이 떨어지므로, 가중치를 주는 CPFDD를 이용하는 방법이 실제 상황에서 더 나은 성능을 보인다. 이상적인 채널환경에서는 arc tangent를 이용하는 방법이 가장 정확한 위상 오차를 추정한다.

이러한 CPICH 기준 심볼의 복소수 값을 이용하여 Arc tangent 알고리즘에 따 라 위상 추정값을 구하는 방식은 이하 수학식 2이며 CPFDD 알고리즘에 따라 위상 추정값을 구하는 방식은 이하 수학식 3이다.

이와 같이 구한 위상 추정 오차를 할당된 핑거에서 가중치 없이 그대로 결합한다.

이와 같이, CPICH를 사용하여 AFC를 구동시키는 기술은 미국 특허 제6,510,187호에 개시되어 있다. 이 특허에는 송신 안테나 다이버시티 기법의 유무에 따라서 누적하는 CPICH의 심볼 구간을 다르게 설정하여 누적하고, 이 출력들 간의 복소 공액(complex conjugate) 곱을 함으로써 위상차를 측정하기 위한 값을 출력하는 구성이 개시되어 있다.

한편, UMTS 시스템에서 순방향 링크 용량을 증대시킬 수 있는 방안으로 마치 무대위의 배우에게 스포트라이트(spotlight)를 비추는 것과 같이 송수신 안테나 빔이 해당 단말에게만 국한되도록 하는 빔형성(beam forming) 기술을 사용하면서 각 사용자별로 동기복조를 할 수 있도록 전용 위상기준 신호를 송신할 수 있다.

이러한 빔형성 기술을 이용하면, DPCH(dedicate physical channel), DSCH(Downlink Shared Channel), HS-DSCH (High Speed Downlink Shared Channel)를 셀의 특정 영역에만 전송할 수 있다. 이 경우 상위 계층에서 하향 링크의 위상 기준이 CPICH(Common Pilot Channel)가 아님을 알려 준다. 따라서 CPICH가 아닌 다른 채널을 이용하여 주파수 오차를 보상하여야 한다.

UE가 빔형성(beam-forming) 셀로 이동하게 되면 UE에게 상위 계층에서 위상 기준으로 P-CPICH(Primary CPICH)나 S-CPICH(Secondary CPICH)를 사용할 수 없고, 그 셀의 하향 DPCH를 위상 기준으로 사용할 수 있다고 알려 준다. 여기에서, 송신 다이버시티(Transmit Diversity : STTD or TxAA)를 사용하지 않는다고 가정한다. 따라서 UE는 DPCH를 이용하여 주파수 오차를 검출하여 보상하여야 한다.

현재 빔형성(beam-forming) 안테나를 이용하여 DPCH를 전송하는 방법이 진행 중에 있으며, 이를 이용하여 주파수 오차를 검출하여 보상하는 방법에 대해 제시되어 있지 않다.

따라서 본 발명의 목적은 UMTS AFC에서 UE 하향 링크의 위상 기준이 CPICH가 아닌 경우의 주파수 오차 검출 및 결합기를 제공함에 있다.

전술한 발명의 목적을 달성하기 위해 본 발명은 슬롯 형식에 따라 다른 프레임 포맷을 갖는 이동통신시스템의 수신단에서 주파수 오차 추정 및 결합기에 있어 서, 송신단으로부터 수신되는 소정 채널의 위상 기준 심볼을 이용하여 주파수 오차를 검출하는 주파수 오차 검출기와, 상기 검출된 주파수 오차를 이용하여 일정한 기준 시간마다 기준 주파수 오차를 생성하는 기준 주파수 오차 생성기와, 상기 수신 전력 세기에 따라 상기 기준 주파수 오차 생성기로부터 출력되는 주파수 오차를 적절한 레벨로 조정하여 출력하는 레벨 조정기와, 상기 레벨 조정기를 통해 각 핑거에서 출력되는 주파수 오차를 결합하는 주파수 오차 결합기를 포함한다.

이하 본 발명의 바람직한 실시 예들을 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 또한 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있는 공지 기능 및 구성에 대한 상세한 설명은 생략한다.

본 발명은 DPCH(Dedicated Physical Channel)의 DPCCH(Dedicated Physical Control Channel)를 위상 기준으로 사용한다. DPCCH의 파일럿(Pilot) 필드는 다양한 슬롯(Slot) 형식에 따라 정해진 패턴으로 송신되기 때문이다. 여기에 전력 제어에 사용되는 TPC 필드도 동일 슬롯 내에서는 동일한 비트를 전송하므로, 이 TPC 필드와 파일럿 필드를 이용하여 주파수 오차를 검출할 수 있다. 또한 검출된 주파수 오차를 핑거에서 측정되는 수신 전력의 세기에 따라 가중치를 주어 주파수 오차를 결합하도록 한다. 예를 들어 소프트 핸드오버(soft handover) 환경에서 인접 셀이 빔형성(beam-forming) 셀인 경우, DPCH는 빔형성(beam-forming)을 하지 않은 경우에 비해 6 dB 강하게 전송한다. 따라서 더 강한 신호로부터 검출되는 주파수 오차에 가중치를 줌으로써, 주파수 오차 보상의 성능을 개선시킬 수 있다.

도 3은 UMTS 시스템에서의 하향 DPCH의 프레임 구조를 나타낸 도면이고, 도 4는 하향 DPCH에서의 TPC 비트 패턴을 나타낸 도면이다.

도 3을 참조하면, DPCH는 데이터 전송을 위한 DPDCH(Data1+Data2)와 제어신호를 위한 DPCCH(TPC+TFCI+Pilot)으로 구성된다. 상위 계층으로부터 위상 기준이 CPICH가 아니고 DPCH라는 신호를 받게 되면, UE는 DPCH(Dedicated Physical Channel)의 DPCCH(Dedicated Physical Control Channel)를 위상 기준으로 사용한다. 구체적으로 UE는 DPCCH(22)의 TPC 심볼(25)과 DPDCH(24)의 파일럿 심볼(27)을 이용하여 주파수 오차를 검출한다. DPCCH(24)의 파일럿 심볼(27)은 다양한 슬롯 형식에 따라 정해진 패턴으로 송신되기 때문이다. 여기에 전력 제어에 사용되는 TPC 심볼(25)도 동일 슬롯 내에서는 동일한 비트를 전송하므로, 이 TPC 심볼(25)과 파일럿 심볼(27)을 이용하여 주파수 오차를 검출할 수 있다. 즉, 이는 하향 DPCH에서 고정된 비트 패턴을 갖는 것은 TPC 심볼(25)과 파일럿 심볼(27)이기 때문이다. 이러한 TPC 심볼의 비트 패턴은 도 4에 도시되어 있다. 도 4에 도시된 바와 같이, TPC 비트 패턴은 송신기 파워 제어 커맨드가 1인 경우에는 모든 비트가 예컨대, 1의 값을 가지며, 송신기 파워 제어 커맨드가 0인 경우에는 모든 비트가 예컨대, 0의 값을 갖는다.

한편, 도 3에 나타난 것과 같이 TPC 심볼(25)과 파일럿 심볼(27) 구간이 일정하지 않으며, 길이도 길지 않기 때문에, 나머지 구간에 대해서 주파수 오차를 검출할 수 없다. 즉, 짧은 TPC 심볼(25) 구간과 파일럿 심볼(27) 구간 내에서만 주파수 오차를 검출하고, 대부분의 나머지 구간에서는 이전 오차를 유지하고 있거나, 검출 오차를 0으로 하여 주파수 제어 루프를 다음 주파수 오차가 검출될 때까지 현재 상태로 유지시켜야 한다.

두 경우 모두 문제가 있는데, 첫 번째로 짧은 구간 동안 검출된 주파수 오차를 나머지 구간에도 유지시킨다면, 주파수 검출 오차가 실제로 작아졌더라도 다음 검출 오차가 입력될 때까지 이전의 큰 검출 오차로 주파수 보상이 이루어진다. 결국 잔류 주파수 오차의 크기에 영향을 미친다. 두 번째의 경우에는 짧은 구간에만 주파수 검출이 이루어지고, 나머지 긴 구간 동안에는 아무런 보상이 이루어지지 않으므로, 결국 주파수 안정화까지 걸리는 시간이 길어지게 된다.

따라서, 실제로 주파수 오차를 검출하지 못하는 구간에서도 주파수 오차의 근사값을 추정하여 주파수 오차 보상 회로를 일정한 입력 속도로 동작을 시킬 필요가 있다.

도 5는 본 발명에 따른 UMTS의 UE에서의 자동 주파수 조절(Automatic Frequency Control: 이하 AFC라고 함)의 전체 구조를 나타낸다.

도 5를 참조하면, 자동 주파수 조절 구조는 아날로그 부분(100)과 디지털 부분(200)를 포함한다. 아날로그 부분(100)은 믹서(102,112), 위상 시프터(122), 로우패스필터(LPF)(104,114)로 이루어진다. 또한, 아날로그 부분(100)은 믹서(102,112)에 발진 주파수를 제공하는 전압 제어 발진기(Voltage Controlled Oscillator: VCO)(120)를 포함한다.

도 5에 도시된 바와 같이, 믹서(102,112)는 각각 안테나1,2로부터 입력되는 I 수신신호와 Q 수신신호에 대하여 전압 제어 발진기(120)의 출력을 곱한다. 위상 시프터(122)는 전압 제어 발진기(120)로부터 출력되는 신호의 위상을 90도 위상 시프트하여 믹서(102,112)에 출력한다. 로우패스필터(104,114)는 각각 I 수신신호와 Q 수신신호에 대하여 캐리어 주파수 신호를 필터링한다. 디지털 부분(200)은 아날로그 디지털 변환기(202,212), 디스프레딩부(204,214), TPC 및 파일럿 검출기(206,216), 파일럿 패턴 제거부(208,218) 및 주파수 오차 추정 및 주파수 오차 결합기(240)를 포함한다. 아날로그/디지털 변환기(ADC)(202,212)는 로우패스필터(104,114)로부터 출력되는 신호를 디지털 신호로 변환하여 디스프레딩부(204,214)로 출력한다. 디스프레딩부(Despreading)(204,214)는 기지국의 송신단에서 채널화 코드를 이용하여 스프레딩한 데이터에 동일한 코드를 곱하는데, 채널화 코드는 여러 가지 채널이 혼재할 경우 특정 채널을 분리하기 위해 사용된다. TPC 및 파일럿 검출기(206,216)는 디스프레딩부(204,214)로부터의 출력으로부터 TPC 심볼 및 파일럿 심볼을 검출한다. 파일럿 패턴 제거부(208,218)는 TPC 및 파일럿 검출기(206,216)로부터의 신호에서 파일럿 패턴을 제거한다. 주파수 오차 추정 및 주파수 오차 결합기(Frequency Error Detector and Frequency Error Combiner)(240)는 TPC 심볼 및 파일럿 심볼로부터 주파수 오차 값을 결정하여 주파수 오차 값을 레벨 조정기(252)로 출력한다. 루프필터(254)는 상기 주파수 오차 추정 및 주파수 오차 결합기(240)로부터 레벨 조정기(252)를 통해 제공되는 주파수 오차 값을 필터링하여 출력한다. 디지털/아날로그 변환기(DAC)(256)는 상기 루프필터(254)로부터 제공되는 디지털 형태의 주파수 오차 값을 아날로그 형태의 신호로 변환하여 전압 제어 발진기(120)로 출력한다.

도 6은 본 발명에 따른 주파수 오차 추정 및 주파수 오차 결합기의 블록 구성도이다.

먼저 도 3을 참조하면, 본 발명에 따라 빔형성(Beam-forming) 셀에서 UE는 DPCH(Dedicated Physical Channel)의 DPCCH(Dedicated Physical Control Channel)에서 TPC 심볼(25)과 파일럿 심볼(27)이 위상 기준으로 사용하는데, TPC 심볼(25)과 파일럿 심볼(27) 구간이 일정하지 않으며, 길이도 길지 않다. 이와 같이, TPC 심볼(25) 구간과 파일럿 심볼(27) 구간이 일정하지 않고 길이도 길지 않기 때문에 이들 TPC 심볼(25)과 파일럿 심볼(27)을 이용하여 얻어진 주파수 오차도 일정한 시간 간격으로 얻어질 수 없다. 본 발명은 TPC 심볼(25)과 파일럿 심볼(27)로부터 구해진 실제 주파수 오차를 보간(Interpolation)이나 감쇠(Attenuation) 상수를 이용한 방법을 사용함으로써 추정 주파수 오차를 구한다. 본 발명은 이러한 실제 주파수 오차와 추정 주파수 오차를 일정 시간 간격으로 구해지도록 한다. 본 발명에서 이러한 주파수 오차를 구하는 주기를 기준 시간 간격이라 한다. 그에 따라 본 발명은 실제로 주파수 오차를 검출하지 못하는 구간에서도 주파수 오차의 근사값을 추정하여 주파수 오차 보상 회로를 일정한 입력 속도로 동작을 시키도록 한다.

빔형성(Beam-forming) 셀에서는 STTD(Space Time Transmit Diversity)를 사용하지 않고, DPCH를 기준 위상으로 하기 때문에 DPCH의 SF의 정수배를 기준 시간 간격으로 설정할 수 있다. CPFDD의 입력 간격은 CPFDD의 주파수 오차 검출 범위와 상관이 있다. 따라서 적절한 기준 시간 간격이 선택되어야 한다. 주파수 오차 보상 루프는 그 기준 시간 간격에 따라 동작한다.

만약 이 기준 시간 간격을 512 chips로 선택할 경우, 기존의 CPICH를 이용하는 주파수 오차 검출기와 동일한 주파수 오차 제어 루프를 구성할 수 있다. 즉, 기 존의 CPICH를 기준 위상으로 하는 기존의 AFC 블럭에서는 일반적으로 CPFDD(cross product frequency difference detector)의 입력을 512 chips 간격으로 설정하고, 또한, STTD를 사용하지 않는다면 일반적으로 CPICH의 SF(Spreading Factor)의 정수배를 그 간격으로 설정하기 때문에 기존의 CPICH를 이용하는 주파수 오차 검출기와 동일한 주파수 오차 제어 루프를 구성할 수 있다. 따라서, 핑거의 수신 전력에 따라 가중치를 주어 주파수 오차를 결합하는 부분만 추가함으로써 기존의 구조를 그대로 사용할 수 있다는 이점이 있다.

도 6을 참조하면, 본 발명에 따라 주파수 오차 추정 및 주파수 오차 결합기는 도 5의 TPC 및 파일럿 심볼 검출기(206,216)로부터 TPC 심볼 및 파일럿 심볼을 제공받는다. 그리고 주파수 오차 추정 및 주파수 오차 결합기는 CPFDD(330), 검출된 오차를 이용하여 일정한 기준 시간마다 기준 주파수 오차를 생성하는 기준 주파수 오차 생성기(Reference Frequency Error Generator)(340), 그리고 핑거(finger)의 전력에 따라 가중치를 주어 주파수 오차를 결합할 수 있는 주파수 오차 결합기(Frequency Error Combiner)(400)로 구성된다. CPFDD(330)와 기준 주파수 오차 생성기(Reference Frequency Error Generator)(340)는 다중 경로의 각 경로의 핑거마다 설치되며, 주파수 오차 결합기(400)는 이들 각 경로의 핑거에 연결되어 주파수 오차를 결합하여 도 5의 레벨 조정기(252)를 거쳐 루프 필터(254)에 출력한다. 그리고 본 발명에 따른 주파수 오차 추정 및 주파수 오차 결합기는 핑거로부터 수신 전력의 세기를 측정하여 측정된 수신 전력 세기를 제공하는 RSCP(Received Signal Code Power) 측정기(360) 및 상기 수신 전력 세기에 따라 기준 주파수 오차 생성기(340)로부터 출력되는 주파수 오차를 적절한 레벨로 조정하여 주파수 결합기(400)에 출력하는 레벨 조정기(350)를 포함한다. 주파수 오차 결합기(400)는 각 핑거에서 출력되는 주파수 오차 값을 결합하여 출력한다.

주파수 오차 검출기(CPFDD: cross product frequency difference detector)(330)는 2개의 N 칩(chips) 지연기(310,320), 2개의 곱셈기(312,322), 가산기(324)를 포함한다. 2개의 지연기(310,320)는 제1 수신 심볼 데이터와 제2 수신 심볼 데이터를 각각 지연하여 지연된 제1 수신 심볼 데이터와 제2 수신 심볼 데이터를 출력한다. 한편, 상기 2개의 곱셈기(312,322)는 지연기(310,320)로부터 출력되는 제1 수신 심볼 데이터 및 제2 수신 심볼 데이터와 지연되지 않은 제1 수신 심볼 데이터 및 제2 수신 심볼 데이터를 곱하여 출력한다. 가산기(324)는 곱셈기(312)로부터 출력되는 값과 곱셈기(322)로부터 출력되는 값의 차를 주파수 오차값으로 출력한다.

기준 주파수 오차 생성기(Reference Frequency Error Generator)(340)는 검출된 오차를 이용하여 일정한 기준 시간마다 기준 주파수 오차를 생성한다. 기준 주파수 오차 생성기(340)는 이전 슬롯의 위상 기준 심볼 구간에서 측정한 기준 주파수 오차를 이용하여 보간(Interpolation)이나 감쇠(Attenuation) 상수를 이용한 방법으로 위상 기준 심볼 구간에서의 기준 주파수 오차를 추정하여 출력한다. 이러한 위상 기준 심볼은 전술한 바와 같이, TPC 심볼 및 파일럿 심볼중 어느 하나 이거나 이들 모두가 될 수 있다.

레벨 조정기(350)는 기준 주파수 오차 생성기(340)로부터 출력되는 기준 주파수 오차를 RSCP(Received Signal Code Power) 측정기(360)로부터 제공되는 수신 전력 세기에 따라 적절한 레벨로 조정하여 주파수 결합기(400)에 출력한다. RSCP(Received Signal Code Power) 측정기(360)는 각 핑거로부터 수신 전력의 세기를 측정하여 측정된 수신 전력 세기를 레벨 조정기(350)에 제공한다. 이는 핑거에 수신되는 전력에 따라서 핑거에서 출력되는 주파수 오차에 가중치를 줌으로써 주파수 오차의 정확하게 생성할 수 있도록 하기 위함이다. 주파수 오차 결합기(400)는 각 핑거에서 출력되는 주파수 오차 값을 결합하여 도 5의 레벨 조정기(252)를 거쳐 루프 필터(254)에 출력한다. 다중 경로에 의한 다이버시티 효과를 얻기 위한 주파수 오차 결합기(400)는 각 핑거로부터의 기준 주파수 오차를 결합한다.

상기 본 발명에 따른 기준 주파수 오차 생성기(340)의 동작을 도 7 및 도 8을 참조하여 설명한다. 도 7은 UMTS 시스템에서 슬롯 형식에 따른 다운링크 DPCCH에 대한 TPC 및 파일럿의 비트를 나타낸 표를 나타내고 도 8은 본 발명에 따른 기준 주파수 오차 추정 동작을 설명하기 위한 도면이다.

도 7에 도시된 바와 같이, UMTS 시스템에서는 슬롯 형식에 따라 다른 프레임 포맷을 갖는다. 따라서, 슬룻 형식에 따라 주파수 오차 추정 및 주파수 오차 결합기의 동작도 다르게 된다. 예컨대, 본 발명에 따른 DPCH를 기준 위상으로 하는 AFC 블럭에서 기준 시간 간격이 512 chips라 가정하면, TPC 심볼의 수가 1인 경우를 제외하면 TPC 심볼 구간을 반으로 나누어서 두 기준 TPC 심볼을 생성한 후 그로부터 기준 주파수 오차를 측정한다.

도 8에 상측에 도시된 DPCH의 프레임 구조에서 이전 슬롯의 처음 512 chips 내에 TPC 필드가 포함되는데, 만약 슬롯 형식 12 내지 15인 경우 본 발명은 TPC 필드가 TPC 심볼을 2개 이상 포함하고 있기 때문에, 2개의 기준 TPC 심볼을 이용하여 기준 주파수 오차를 측정한다. 즉, 슬롯 형식 12, 13, 14, 15에서는 처음 512 chips 후에 CPFDD 출력이 계산된다. 나머지 슬롯 형식인 경우에는 TPC 심볼의 수가 1이므로 기준 주파수 오차를 측정할 수 없다. 이 경우 본 발명은 이전 슬롯의 파일럿 심볼 구간에서 측정한 기준 주파수 오차를 이용하여 보간(Interpolation)이나 감쇠(Attenuation) 상수를 이용한 방법으로 TPC 심볼 구간에서의 기준 주파수 오차를 추정한다.

전술한 도 3을 참조하면, Data1를 갖는 DPDCH(21), TPC와 TFCI을 갖는 DPCCH(22), Data2를 갖는 DPDCH(23) 및 파일럿을 갖는 DPCCH(24)을 포함한 슬롯에서 TPC(25), TFCI(26), Data2가 전송되고 나면 파일럿 심볼(27)이 전송되는데, ㅍ파일럿 심볼(27) 구간은 슬롯 형식에 따라 64 chips에서 1024 chips의 범위를 가질 수 있다(도 7).

도 7에 도시된 바와 같이, 슬롯 형식 6, 7의 예를 들면, SF(Spreading Factor)는 256이고, TPC 필드는 256 chips, 파일럿 필드는 1024 chips이다. TPC 심볼의 수는 1이므로 TPC 심볼을 이용하여 기준 주파수 오차를 측정할 수는 없다. 따라서 파일럿 심볼만을 이용하는데, AFC 블록에서 기준 시간 간격이 512 chips이면 2 번의 CPFDD의 출력을 측정할 수 있다. 만약 기준 시간 간격이 516 chips이면, 총 슬롯의 길이가 2560 chips이므로, 모두 5번의 CPFDD 출력이 계산되어야 하는데, 상기와 같이 슬롯 형식 6, 7 경우에는 2번의 CPFDD의 출력이 계산되므로, 나머지 3번의 경우에 대해 CPFDD 출력을 추정하여야 한다. 이 때, 본 발명에 따른 기준 주파수 오차 생성기(340)는 512 chips 마다 기준 주파수 오차를 생성하여 주파수 오차 결합기(400)로 입력될 수 있도록 한다.

또, 기준 시간 간격이 256 chips라면 한 슬롯에서 총 10번의 CPFDD의 출력이 생성되어야 하는데, 파일럿 심볼 구간에서 4번의 기준 주파수 오차가 측정된다. 기준 주파수 오차 생성기(340)는 측정한 기준 오차로부터 측정할 수 없는 기준 오차를 추정하여야 하는데, 이를 위하여 보간을 사용할 수도 있고 간단히 이전 측정 오차의 값에 감쇠 상수를 곱하여 추정하는 방법도 있다.

도 8에 기준 시간 간격이 512 chips이고, 파일럿 심볼 구간이 1024 chips인 경우를 나타내었다. cE(current slot error)를 현재 슬롯의 위상 오차라고 하고, pE(previous slot error)를 이전 슬롯의 위상 오차라고 가정하면, 측정 가능한 기준 오차는 cE(3), cE(4)이며, 추정하여야 하는 기준 오차는 cE(0), cE(1), cE(2)이다. 만약 TPC 심볼 구간에서 측정한 기준 주파수 오차가 있었다면, 그 때의 위상 오차는 TPC 심볼간의 시간 간격인 32 chips에서 256 chips 동안의 위상 오차이므로, 기준 시간 동안의 위상 오차가 되도록 변환해 주어야한다. 작은 구간에서 위상 오차는 시간에 선형 비례하므로, 본 발명에서는 기준 시간과 실제 TPC 심볼 간의 시간 차이를 고려해서 변환한다. 즉 기준 주파수 오차는 모두 동일한 기준 시간 동안의 측정 오차가 된다.

추정 방법으로는 보간을 이용하는 방법과 감쇠 상수를 이용하는 방법이 있다.

먼저 도 8의 첫 번째 예에서 보간을 이용하는 방법은 이전 슬롯들의 pE(3), pE(4)를 이용하여 cE(0), cE(1), cE(2)를 추정하는 것이다. 이전 몇 슬롯을 포함할 수도 있고, 현재 슬롯과의 시간차에 따라 가중치를 줄 수도 있다. 도 8의 실시 예에서는 이전 한 슬롯 만을 고려하고, 가장 간단한 선형 보간을 이용하는 경우이다.

그리고 도 8의 두 번째 예에서 감쇠 상수를 이용하는 방법은 제어 루프가 오차를 줄이는 방향으로 진행할 것이라는 가정하고, 최근의 측정한 오차에 1 이하의 이득을 곱하여 추정하는 것이다. 즉, cE(0) = a*pE(4), cE(1) = b*pE(4), cE(2) = c*pE(4). 여기서 a, b, c는 1 이하의 상수로 시뮬레이션을 통하여 결정할 수 있다.

이와 같은 방법으로 기준 주파수 오차 생성기(340)는 기준 시간 간격에 따라 기준 주파수 오차를 생성하며, 이를 핑거의 수신 전력에 따라 가중치를 주어 결합하여 주파수 오차 제어 루프가 동작한다. 만약 파일럿 심볼 구간이 기준 시간 이하라면, 파일럿 심볼 구간을 반으로 나누어서 두 개의 결합 파일럿 심볼을 생성한다. 그로부터 파일럿 심볼 구간 마지막에 하나의 기준 오차만을 측정한다. 이 경우에도 마찬가지로 기준 시간 동안의 측정 오차가 되도록 계산해 주어야 한다.

위와 같이 생성된 주파수 오차를 핑거의 수신 전력에 따라 가중치를 주어 결합하는 방법은 주파수 오차 보상 성능을 향상 시킬 수 있다. 예를 들어 소프트 핸드오버(soft handover) 상황에서 셀 1, 셀 2, 셀 3으로부터 모두 신호를 수신하고 있는 상황이고, 셀 2와 셀 3이 빔형성(beam-forming) 셀이라 가정하면, 셀 1의 CPICH를 이용하여 검출한 주파수 오차와 셀 2와 셀 3의 DPCH를 기준으로 검출된 주파수 오차를 핑거의 수신 전력에 따라 가중치를 주어 결합하는 것이다. 빔형성 셀 에서는 DPCH 전력을 빔형성(beam-forming)하지 않는 경우에 비해 6 dB 높게 전송하게 되며, CPICH는 전송하지 않을 수 있다. 일반 셀에서 CPICH는 -10 dB로 고정하여 전송한다. 따라서 핑거에 수신되는 전력에 따라서 핑거에서 출력되는 주파수 오차에 가중치를 주어 결합하여 검출된 주파수 오차의 정확도를 높일 수 있다. 이러한 방법은 ME가 빠른 속도로 셀 경계에서 이동할 경우 성능 개선이 있다.

전술한 본 발명에 따르면, UMTS UE의 AFC에서 CPICH를 위상 기준으로 사용할 수 없는 경우의 TPC와 파일럿을 이용하여 주파수 오차를 검출하고 핑거에서 수신되는 전력의 세기에 따라 검출되는 주파수 오차에 가중치를 주어 결합하여 전체 주파수 오차 보상 회로의 성능을 개선시킬 수 있다.

Claims

슬롯 형식에 따라 다른 프레임 포맷을 갖는 이동통신시스템의 수신단에서 주파수 오차 추정 및 결합기에 있어서,

송신단으로부터 수신되는 소정 채널의 위상 기준 심볼을 이용하여 주파수 오차를 검출하는 주파수 오차 검출기와,

상기 검출된 주파수 오차를 이용하여 일정한 기준 시간마다 기준 주파수 오차를 생성하는 기준 주파수 오차 생성기와,

상기 수신 전력 세기에 따라 상기 기준 주파수 오차 생성기로부터 출력되는 주파수 오차를 적절한 레벨로 조정하여 출력하는 레벨 조정기와,

상기 레벨 조정기를 통해 각 핑거에서 출력되는 주파수 오차를 결합하는 주파수 오차 결합기를 포함하는 것을 특징으로 하는 주파수 오차 추정 및 결합기.
제1항에 있어서, 상기 소정 채널은 DPCH(Dedicated Physical Channel)의 DPCCH(Dedicated Physical Control Channel)인 것을 특징으로 하는 주파수 오차 추정 및 결합기.
제2항에 있어서, 상기 기준 위상 심볼은 상기 CPCCH의 TPC 심볼 및 파일럿 심볼중 어느 하나 또는 모두인 것을 특징으로 하는 주파수 오차 추정 및 결합기.
제3항에 있어서, 상기 주파수 오차 추정 및 결합기는 빔형성(Beam-forming) 셀 수신단내에 설치되는 것을 특징으로 하는 주파수 오차 추정 및 결합기.
제1항에 있어서, 상기 각 핑거로부터 수신 전력의 세기를 측정하여 측정된 수신 전력 세기를 상기 레벨 조정기로 출력하는 수신 전력 세기 측정기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 주파수 오차 추정 및 결합기.
제1항에 있어서, 상기 기준 주파수 오차 생성기는 상기 주파수 오차 검출기로부터 검출 주파수 오차를 수신하면, 이 검출 주파수 오차를 이용하여 보간(Interpolation) 방식으로 추정 주파수 오차를 생성하는 것을 특징으로 하는 주파수 오차 추정 및 결합기.
제1항에 있어서, 상기 기준 주파수 오차 생성기는 상기 주파수 오차 검출기로부터 검출 주파수 오차를 수신하면, 이 검출 주파수 오차를 이용하여 감쇠(Attenuation) 방식으로 추정 주파수 오차를 생성하는 것을 특징으로 하는 주파수 오차 추정 및 결합기.