KR100330222B1 - 이동통신시스템의 채널 복조 장치 및 방법 - Google Patents

이동통신시스템의 채널 복조 장치 및 방법 Download PDF

Info

Publication number
KR100330222B1
KR100330222B1 KR1020000025973A KR20000025973A KR100330222B1 KR 100330222 B1 KR100330222 B1 KR 100330222B1 KR 1020000025973 A KR1020000025973 A KR 1020000025973A KR 20000025973 A KR20000025973 A KR 20000025973A KR 100330222 B1 KR100330222 B1 KR 100330222B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
channel
signal
antenna
common pilot
mixer
Prior art date
Application number
KR1020000025973A
Other languages
English (en)
Other versions
KR20010104824A (ko
Inventor
조영익
Original Assignee
윤종용
삼성전자 주식회사
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 윤종용, 삼성전자 주식회사 filed Critical 윤종용
Priority to KR1020000025973A priority Critical patent/KR100330222B1/ko
Publication of KR20010104824A publication Critical patent/KR20010104824A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR100330222B1 publication Critical patent/KR100330222B1/ko

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/02—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception
    • H04L1/06—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception using space diversity
    • H04L1/0618—Space-time coding
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/02—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception
    • H04L1/06—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception using space diversity
    • H04L1/0618—Space-time coding
    • H04L1/0631—Receiver arrangements

Abstract

본 발명은 이동통신시스템에 관한 것으로서, 기지국으로부터 전용 물리 채널 신호 및 공통 파일럿 채널 신호를 수신하고, 상기 수신된 전용 물리 채널 신호를 역확산하고 상기 수신된 공통 파일럿 채널 신호를 안테나별로 채널 추정하여, 상기 역확산된 전용 물리 채널 신호를 상기 채널 추정한 공통 파일럿 채널 신호를 가지고 전송 다이버시티 부호화 시구간에 따라 채널 보상함을 특징으로 한다.

Description

이동통신시스템의 채널 복조 장치 및 방법{APPARATUS FOR DEMODULATING CHANNEL AND METHOD THEREOF IN MOBILE TELECOMMUNICATION SYSTEM}
본 발명은 이동통신시스템에 관한 것으로서, 특히 전송 다이버시티 기법을 적용하는 채널 복조 장치 및 방법에 관한 것이다.
이동통신 시스템(Mobile Telecommunication System)에서는 무선 채널 상에서 발생하는 페이딩(Fading) 현상에 의해 수신 신호의 위상이 왜곡된다. 이렇게 페이딩 현상에 의해 왜곡된 수신 신호의 위상은 데이터 복조시 보상을 수행하지 않을 경우, 송신측에서 전송한 송신데이터의 정보 오류원인이 되어 이동통신 서비스의 품질을 저하시키게 되는 원인이 된다.
이러한 무선 채널상의 신호 위상 왜곡을 추정 및 보상하여 정보오류를 최소화시키기 위해 현재 3GPP (3rd Generation Partnership Project)에서 표준화중인 IMT-2000(International Mobile Telecommunication-2000) 이동통신 시스템의 하향링크(Down Link: 기지국에서 이동국 방향)에서 전송 다이버시티(Transmit Diversity) 기법을 적용하고 있다. 상기 전송 다이버시티 기법은 하향링크 신호를 수신하여 다이버시티 이득을 얻을 수 있게 하는 알고리즘을 의미하며, 크게 오픈 루프 모드(Open Loop Mode)와 폐루프 모드(Closed Loop Mode)로 구분된다. 상기 오픈 루프 모드는 기지국에서 데이터 신호를 인코딩(Encoding)하여 다이버시티 안테나를 통해 전송하면, 이동국에서 상기 기지국에서 전송한 신호를 수신하여 디코딩(Decoding)함으로써 다이버시티 이득을 얻게 되는 방식이다. 상기 폐루프 모드는 (1) 이동국이 기지국의 각 송신 안테나를 통해 전송된 신호가 겪게 될 채널 환경을 예측하여 계산하고, (2) 상기 이동국이 상기 계산된 예측값을 가지고 수신신호의 전력을 최대로 생성할 수 있는 기지국 안테나들의 가중치(Weight)를 계산하여 상향링크(Up Link, 이동국에서 기지국 방향)를 통해 기지국에 전송하면,(3) 상기 기지국에서 상기 이동국에서 전송한 가중치 신호를 수신하여 각각의 안테나들의 가중치를 조절하는 방식이다.
상기 오픈 루프 모드 방식중의 하나인 시공간 블록 코딩 전송 다이버시티(STTD: Space Time block coding based Transmit Diversity, 이하 'STTD'라 칭하기로 함) 방식을 적용한 경우, 상기 STTD가 전용 물리 채널(DPCH: Dedicate Physical CHannel), 제1공통 제어 물리 채널(P_CCPCH: Primary_Common Control Physical CHannel), 제2공통 제어 물리 채널(S_CCPCH: Secondry _Common Control Physical CHannel), 동기 채널(SCH: Synchronisation CHannel), PICH(Page Indication CHannel), AICH(Aquisition Indication CHannel), PDSCH(Physical Downlink Shared CHannel)를 고려하며, 공통 파일럿 채널(CPICH: Common PIlot CHannel)을 사용해 STTD 디코딩을 위한 채널 예측값을 안테나 별로 도출하여 적용한다.
여기서, 도 1을 참조하여 상기 전송 다이버시티 기법을 적용하는 이동통신시스템의 채널 변조 장치를 상세히 설명하기로 한다.
상기 도 1은 이동통신시스템의 기지국 채널 변조 장치를 도시한 블록도로서, 상기 채널 변조 장치는 다이버시티 안테나를 위한 서로 다른 파일럿 패턴(Pilot Pattern)을 가지는 두 개의 공통 파일럿 채널과 하나의 전용 물리 채널을 가진다. 여기서, 상기 전용 물리 채널을 일 예로 들어 설명하지만, 상기에서 설명한 바와 같이 STTD가 고려될 수 있는 다른 채널들 역시 가능하다. 상기 전용 물리 채널의 채널 인코더(111), 전송률 매칭기(113), 인터리버(115)는 전송 다이버시티 기법을 적용하지 않는 경우와 동일하게 동작한다.
먼저, 채널 인코더(Channel Encoder)(111)는 상기 전용 물리 채널을 통해 전송하고자 하는 데이터를 인코딩하고, 인코딩된 데이터를 전송률 매칭기(113)로 전송한다. 상기 전송률 매칭기(113)는 상기 채널 인코더(111)에서 출력한 인코딩된데이터를 전송하고자 하는 전송률로 매칭하여 인터리버(Interleaver)(115)로 출력한다. 상기 인터리버(115)는 상기 전송률 매칭기(113)에서 출력한 데이터를 입력하여 미리 설정되어 있는 인터리빙(Interleaving) 방식에 따라 인터리빙한 후 MUX(117)로 출력한다. 상기 MUX(117)는 상기 인터리버(115)에서 출력한 데이터와 상기 TPC, TFIC 데이터를 입력하여 멀티플렉싱하여 STTD 인코더(119)로 출력한다. 상기 STTD 인코더(119)는 상기 멀티플렉서(117)에서 출력한 상기 인터리빙된 데이터와 TPC, TFIC 데이터가 믹싱된 신호를 입력하여 STTD 인코딩하여 MUX(121)로 출력한다. 여기서, 상기 STTD 인코더(119)는 인터리빙된 데이터와 TPC, TFIC 데이터를 STTD 방식으로 인코딩하여 제1안테나를 통해 전송될 심벌과, 제2안테나를 통해 전송될 심벌로 각각 생성하여 MUX(121)로 출력한다. 상기 MUX(121)는 상기 STTD 인코더(119)에서 출력한 STTD 인코딩된 제1안테나 심벌과 파일럿 심벌(PILOT Symbol)을, 그리고 STTD 인코딩된 제2안테나 심벌과 다이버시티 파일럿 심벌(Diversity PILOT Symbol)을 각각 멀티플렉싱하고, 상기 STTD 인코딩된 제1안테나 심벌과 파일럿 심벌(PILOT Symbol)이 멀티플렉싱된 심벌을 믹서(123)로, STTD 인코딩된 제2안테나 심벌과 다이버시티 파일럿 심벌(Diversity PILOT Symbol)이 멀티플렉싱된 심벌을 믹서(125)로 출력한다. 상기 믹서(123)는 상기 MUX(121)에서 출력한 STTD 인코딩된 제1안테나 심벌과 파일럿 심벌(PILOT Symbol)이 멀티플렉싱된 심벌과 확산 길이(SPREADING LENGTH) M인 채널 코드(CHANNELIZATION CODE) 및 롱 스크램블링 코드(LONG SCRAMBLING CODE) CP를 믹싱하여 가산기(131)로 출력한다. 상기가산기(131)는 믹서(127)에서 출력하는 확산 길이(SPREADING LENGTH) 256인 채널 코드(CHANNELIZATION CODE) 및 롱 스크램블링 코드(LONG SCRAMBLING CODE) CP'와 CPICH가 믹싱된 심벌과 상기 믹서(123)에서 출력한 심벌을 가산하여 제1안테나로 출력하여 이동국으로 전송하도록 한다.
한편, 상기 믹서(123)는 상기 MUX(121)에서 출력한 STTD 인코딩된 제2안테나 심벌과 다이버시티 파일럿 심벌(Diversity PILOT Symbol)이 멀티플렉싱된 심벌과 확산 길이(SPREADING LENGTH) M인 채널 코드(CHANNELIZATION CODE) 및 롱 스크램블링 코드(LONG SCRAMBLING CODE) CP를 믹싱하여 가산기(133)로 출력한다. 상기 가산기(133)는 믹서(129)에서 출력하는 확산 길이(SPREADING LENGTH) 256인 채널 코드(CHANNELIZATION CODE) 및 롱 스크램블링 코드(LONG SCRAMBLING CODE) CP'와 다이버시티 CPICH가 믹싱된 심벌과 상기 믹서(125)에서 출력한 심벌을 가산하여 제2안테나로 출력하여 이동국으로 전송하도록 한다.
여기서, 상기 STTD 인코더(119)에서 STTD인코딩되는 채널 인코딩의 일 실시예를 도 2를 통해 설명하기로 한다.
상기 도 2는 STTD 인코더를 통한 채널 인코딩의 일 실시예를 도시한 도면으로서, 전송 다이버시티 기법에서 사용되는 전송 다이버시티 부호화 구간에 따라 심벌들을 순차적으로 상기 STTD 인코더(119)를 통해 STTD 인코딩한다. 예를 들어 전송 다이버시티 부호화 구간 T1에 심벌 S1, 전송 다이버시티 부호화 구간 T2에 심벌S2이 순차적으로 상기 STTD 인코더(119)에 입력되면, 상기 STTD 인코더(119)는 상기 입력되는 S1S2심벌을 STTD 인코딩하여 제1안테나를 통해 S1S2로, 제2안테나를 통해 -S2 *S1 *로 출력한다.
여기서, 도 3을 참조하여 상기 도 2에서 설명한 STTD 인코딩의 채널 비트 인코딩을 설명하기로 한다. 상기 STTD 인코딩에서 설명한 바와 같이 상기 전송 다이버시티 부호화 시구간에 따라 입력되는 각각의 심벌들 S1, S2을 각각 b0b1, b2b3의 채널비트로 생성된다고 가정할 때 상기 STTD 인코더(119)로 심벌 S1, S2, 즉 b0b1b2b3의 채널비트가 입력된다. 상기 STTD 인코더(119)는 상기 b0b1b2b3의 채널비트를 STTD 인코딩하여 제1안테나로 채널 비트 b0b1b2b3(S1S2)를, 상기 제2안테나로 채널 비트 -b2b3b0-b1(-S2 *S1 *)를 출력한다.
그리고, 상기 도 1에서 설명한 공통 파일럿 채널의 구조를 도 4를 참조로 하여 설명하기로 한다. 상기 도 4는 공통 파일럿 채널의 구조를 도시한 도면으로서, 상기 공통 파일럿 채널은 기지국에서 이동국 방향인 하향링크의 물리 채널들(일 예로, 전용 물리 채널)의 위상기준(Phase Reference)으로 사용되는 물리채널이다. 상기 공통 파일럿 채널은 제1안테나 공통 파일럿 채널(Common Pilot Channel)과 제2안테나 공통 파일럿 채널로 구분되며, 하향링크 전송 다이버시티 기법을 적용하는 경우 상기 제1안테나 공통 파일럿 채널과 제2안테나 공통 파일럿 채널을 통해 전송되는 공통 파일럿 심벌은 동일한 확산코드(Spreading Code)와 스크램블링 코드(Scrambling Code)를 가지고 확산한 후 제1안테나 및 제2안테나 각각으로 전송한다. 여기서, 상기 제1안테나 공통 파일럿 채널과 제2안테나 공통 파일럿 채널은 서로 다른 파일럿 심벌 패턴을 사용한다. 상기 제1안테나 파일럿 패턴은 A(=1+j)가 모든 시구간동안 전송되는 반면에, 제2안테나 패턴은 A,-A,-A,A와 같은 패턴이 반복되다가 프레임의 마지막 슬럿인 제15슬럿의 마지막 두 심벌 구간 동안은 A,-A로 구성된다. 이렇게 기지국이 서로 다른 파일럿 심벌 패턴을 사용하여 제1안테나 및 제2안테나 각각을 통해 공통 파일럿 채널을 전송하기 때문에, 이동국은 상기 서로 다른 파일럿 패턴을 사용하여 제1안테나를 통해 수신되는 공통 파일럿 심벌과 제2안테나를 통해 수신되는 공통 파일럿 심벌을 구분하는 것이다.
상기 도 1내지 도4에서 설명한 바와 같이 이동통신시스템의 기지국의 채널 변조 장치에서는 전송 다이버시티 기법을 적용하여 다수개의 안테나, 예를 들어 2개의 안테나를 통해 파일럿 위상을 달리한 물리채널들을 변조하여 각각 전송하고 있다. 따라서, 상기 이동통신 시스템의 이동국은 상기 기지국에서 전송 다이버시티를 적용하여 전송한 채널을 전송 안테나별 전파경로상의 위상 왜곡을 각각 독립적으로 측정하여 수신신호에 보상하는 동기형 채널 복조 시스템을 필요로 하게 되었다.
따라서, 본 발명의 목적은 전송 다이버시티 기법을 적용하는 이동통신시스템에서 동기형 채널 복조 장치를 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 전송 다이버시티 기법을 적용하는 이동통신시스템에서 동기형 채널 복조 방법을 제공함에 있다.
상기한 목적을 달성하기 위한 본 발명의 장치는; 이동통신시스템의 채널 복조 장치에 있어서, 전용 물리 채널을 통해 수신되는 전용 물리 채널 신호를 역확산하는 역확산기와, 공통 파일럿 채널을 통해 수신되는 공통 파일럿 채널 신호를 안테나별로 채널 추정하는 채널추정기와, 상기 역확산된 전용 물리 채널 신호와 상기 채널 추정된 공통 파일럿 채널 신호를 전송 다이버시티 부호화 시구간에 따라 채널 보상하는 채널 보상기를 포함하여 구성됨을 특징으로 한다.
상기한 목적을 달성하기 위한 본 발명의 방법은; 이동통신시스템의 채널 복조 방법에 있어서, 전용 물리 채널을 통해 수신되는 전용 물리 채널 신호를 역확산하는 과정과, 공통 파일럿 채널을 통해 수신되는 공통 파일럿 채널 신호를 안테나별로 채널 추정하는 과정과, 상기 역확산된 전용 물리 채널 신호와 상기 채널 추정한 공통 파일럿 채널 신호를 전송 다이버시티 부호화 시구간에 따라 채널 보상하는 과정으로 이루어짐을 특징으로 한다.
도 1은 이동통신시스템의 기지국 채널 변조 장치를 도시한 블록도
도 2는 STTD 인코더를 통한 채널 인코딩의 일 실시예를 도시한 도면
도 3은 STTD 인코더를 통한 채널 비트 인코딩의 일 실시예를 도시한 도면
도 4는 공통 파일럿 채널의 구조를 도시한 도면
도 5는 본 발명의 실시예에 따른 이동국 채널 복조 장치를 도시한 블록도
도 6은 도 5의 채널 추정기를 상세하게 도시한 블록도
이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시예를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 하기의 설명에서는 본 발명에 따른 동작을 이해하는데 필요한 부분만이 설명되며 그 이외 부분의 설명은 본 발명의 요지를 흩트리지 않도록 생략될 것이라는것을 유의하여야 한다.
도 5는 본 발명의 실시예에 따른 이동국 채널 복조 장치를 도시한 블록도이다.
이동통신 시스템(Mobile Telecommunication System)의 기지국에서 전송 다이버시티(Transmit Diversity) 기법(일 예로, 시공간 블록 코딩 전송 다이버시티( STTD: Space Time block coding based Transmit Diversity, 이하 'STTD'라 칭하기로 함)을 적용하여 전송하고자 하는 데이터 심벌을 다수개의 안테나(일 예로, 제1안테나 및 제2안테나)를 통해 하향링크(Down Link, 기지국에서 이동국 방향)로 전송한다. 그러면 이동국은 상기 기지국에서 전송한 신호를 하나의 안테나를 통해 수신하고, 상기 기지국에서 다수개의 안테나 각각을 통해 전송한 데이터 심벌은 상기 각각의 안테나별로 독립적인 전파경로를 거쳐 상기 이동국으로 수신되며, 상기 수신된 데이터 심벌(Rx_IN)은 전용 물리 채널(DPCH: Dedicate Physical CHannel) 역확산기(511)로 입력된다. 상기 전용 물리 채널 역확산기(511)는 채널 구분을 위한 확산 코드(Spread Code)인 채널 코드(CHANNELIZATION CODE)와 해당 셀의 스크램블링 코드(Scrambling Code)로 상기 수신 데이터 심벌에 대한 복소유형의 역확산을 수행하여 전용 물리 채널 신호를 역확산하여 복소합&덤프기(Complex Sum＆Dumper)(513)로 출력한다. 상기 복소합&덤프기(513)는 상기 전용 물리채널 역확산기(511)에서 출력한 역확산된 전용 물리 채널 신호를 Integration/Dump를 수행하여 상기 전용 물리 채널의 심볼 에너지를 컨쥬게이터(Conjugator)(525) 및 믹서(529)로 출력한다. 상기 전용 물리 채널 역확산기(511)는 수신되는 전용 물리채널 신호를 상기 기지국에서 변조하는 전용 물리 채널의 심벌 시구간에 상응하여 그 역확산 단위를 결정하며, 상기 복소합&덤프기(513)는 상기 전용 물리 채널 역확산기(511)에서 상기 전용 물리 채널의 심벌 시구간 단위로 역확산된 전용 물리 채널 신호에 대해서 Integration/Dump를 수행하는 것이다.
한편, 상기 각각의 안테나별로 독립적인 전파경로를 거쳐 상기 이동국으로 수신된 데이터 심벌(Rx_IN)은 공통 파일럿 채널(CPICH: Common PIlot CHannel) 역확산기(517)로 입력된다. 상기 공통 파일럿 채널 역확산기(517)는 상기 수신된 데이터 심벌을 입력하여 공통 파일럿 채널의 기준위상 검출을 위한 공통 파일럿 채널 구분용 확산코드(일 예로 OVSF (Orthogonal variable spread factor) 코드)와 해당 셀의 스크램블링 코드를 이용하여 복소유형의 역확산을 수행하여 복소합&덤프기(Complex Sum＆Dumper)(519)로 출력한다. 상기 복소합&덤프기(519)는 상기 공통 파일럿 채널 역확산기(517)에서 출력한 역확산된 공통 파일럿 채널 신호를 입력하여 Integration/Dump를 수행함으로써 공통 파일럿 채널 심볼 에너지를 얻게 된다. 상기 복소합&덤프기(Complex Sum＆Dumper)(513) 및 복소합&덤프기(Complex Sum＆Dumper)(519)의 출력신호는 상기 기지국에서 제1안테나, 제2안테나 각각을 통해 전송한 신호중 어떤 신호인지 식별이 불가능한 상태이며, 다중경로 페이딩 현상을 통해 신호의 진폭과 위상이 왜곡되어 있으며 잡음 또한 혼재된 신호이다.
상기 복소합&덤프기(519)는 상기 공통 파일럿 채널 역확산기(517)에서 출력한 역확산된 공통 파일럿 채널 심볼 에너지를 제1안테나 채널 추정기(ChannelEstimator)(521) 및 제2안테나 채널 추정기(523)로 출력한다. 상기 제1안테나 채널 추정기(521)와 제2안테나 채널 추정기(523) 각각은 상기 제1안테나 및 제2안테나 각각의 독립적인 전파경로에 대해 채널추정하여 출력한다. 여기서, 상기 제1안테나 채널 추정기(521)에서 출력한 제1안테나 채널에 대한 채널 추정치를 h1, 상기 제2안테나 채널 추정기(523)에서 출력한 제2안테나 채널에 대한 채널 추정치를 h2라고 정의한다. 상기 제1안테나 채널 추정기(521)에서 출력한 h1는 컨쥬게이터(Conjugator)(527)로, 상기 제2안테나 채널 추정기(523)에서 출력한 h2는 믹서(531)로 입력되고, 상기 h1및 h2는 잡음 제거된 상태이며, 또한 상기 제1안테나 및 제2안테나 각각의 전송 경로상에서 발생하는 위상왜곡 측정 상태이다.
한편, 상기 복소합&덤프기(513)가 출력한 전송 다이버시티 부호화 구간에 따른 전용 물리 채널 심벌 에너지를(일 예로, 첫번째 전송 다이버시티 부호화 구간 에 해당하는 수신 전용 물리 채널 심벌 에너지를 r1이라 정의하고, 두번째 전송 다이버시트 부호화 구간에 해당하는 수신 전용 물리 채널 심벌 에너지를 r2라고 정의한다.) 컨쥬게이터(525) 및 믹서(529)로 출력한다.
여기서, 상기 전용 물리 채널 수신신호 r1, r2를 설명한다.
먼저, 기지국에서 STTD 방식으로 전송 다이버시티 기법을 적용하여 채널 변조된 전용 물리 채널 신호가 상기 기지국의 제1안테나 및 제2안테나 별로 독립적인 전파경로를 거쳐 이동국에 수신된다. 상기 수신된 전용 물리 채널 신호는 전용 물리 채널 역확산기(511) 및 복소합&덤프기(513)를 거친 신호, 즉 전송 다이버시티 부호화 구간에 따른 첫번째와 두번째 수신 전용 물리 채널 심벌 에너지는 하기 수학식 1과 수학식 2로 각각 표현 가능하다.
여기서, h1은 상기 기지국 제1안테나를 통해 전송되는 신호가 겪게 되는 채널특성이며, h2는 상기 기지국 제2안테나를 통해 전송되는 신호가 겪게 되는 채널특성이며, 상기 h1과 h2는 두 심벌 구간 동안 거의 변화가 없다고 가정한다. 그리고, 상기 S1은 STTD 방식으로 부호화할 블록의 첫 번째 심벌이고, 상기 S2는 STTD 방식으로 부호화할 블록의 두 번째 심벌이며, n1과 n2는 수신신호에 더해지는 백색 가산성 가우시안 잡음(Additive White Gaussian Noise) 성분이다.
첫 번째 전송 다이버시티 시구간에 상기 복소합&덤프기(513)가 출력한 r1은 컨쥬게이터(525)로 입력되고, 상기 컨쥬게이터(525)는 상기 복소합&덤프기(513)에서 출력한 r1을 입력하여 컨쥬게이트(Conjugate)를 취하여 믹서(531)로 출력한다. 상기 믹서(531)는 상기 컨쥬게이터(525)에서 출력한 신호와 상기 제2안테나 채널추정기(523)에서 출력된 신호, 즉 h2를 믹싱하여 제1스위치(537)로 출력한다. 상기 믹서(531)에서 출력한 신호가 수신신호 r1, 즉 첫번째 심벌에 대한 신호이므로 상기 스위치(537)는 지연기(539)로 스위칭한다. 상기 지연기(539)는 상기 제1스위치(537)에서 스위칭한 상기 믹서(531)의 출력신호를 2 타임 슬럿(time slot) 지연하여 곱셈기(541)로 출력한다. 상기 곱셈기(541)는 상기 지연기(539)에서 출력한 신호를 입력하여 -1을 곱한후 제2스위치(543)로 출력한다. 상기 제2스위치(543)는 상기 곱셈기(541)에서 출력한 신호를 가산기(535)로 상기 출력하도록 스위칭한다.
두 번째 전송 다이버시티 시구간에 상기 복소합&덤프기(513)가 출력한 r2는 컨쥬게이터(525)로 입력되고, 상기 컨쥬게이터(525)는 상기 복소합&덤프기(513)에서 출력한 r2를 입력하여 컨쥬게이트(Conjugate)를 취하여 상기 믹서(531)로 출력한다. 상기 믹서(531)는 상기 컨쥬게이터(525)에서 출력한 신호와 상기 제2안테나 채널 추정기(523)에서 출력한 신호, 즉 h2를 믹싱하여 제1스위치(537)로 출력한다. 상기 믹서(531)에서 출력한 신호가 수신신호 r2,즉 두번째 심벌에 대한 신호이므로 상기 스위치(537)는 제2스위치(543)로 스위칭한다. 상기 제2스위치(543)는 상기 제1스위치(537)에서 출력한 신호를 가산기(535)로 출력하도록 스위칭한다.
한편, 상기 믹서(529)는 첫 번째 전송 다이버시티 시구간에는 상기 복소합&덤프기(513)에서 출력한 r1과 상기 제1안테나 채널 추정기(521)에서 출력한 신호,즉 h1를 컨쥬게이터(527)를 통해 컨쥬게이트 취한 신호를 믹싱하여 지연기(533)로 출력한다. 두번째 전송 다이버시티 시구간에는 상기 믹서(529)는 상기 복소합&덤프기(513)에서 출력한 r2와 상기 제1안테나 채널 추정기(521)에서 출력한 신호, 즉 h1를 컨쥬게이터(527)를 통해 컨쥬게이트 취한 신호를 믹싱하여 지연기(533)로 출력한다. 상기 지연기(533)는 상기 믹서(529)에서 출력한 신호를 입력하여 1 타임 슬럿 지연한 후 상기 가산기(535)로 출력한다. 상기 가산기(535)는 상기 지연기(533)와 상기 제2스위치(543)에서 출력한 신호를 입력하여 가산하고, 그 가산된 신호(FNG_OUT)를 출력한다.
여기서, 상기 첫번째 수신신호 r1에 대한 상기 가산기(535)의 출력은 하기 수학식 3 으로 표현 가능하다.
이와 마찬가지로 두번째 전송 다이버시티 구간에 따른 수신신호 r2에 대한 상기 가산기(535)의 출력은 하기 수학식 4로 표현가능하다.
즉, 상기 가산기(535)에서 출력된 S1' 및 S2'는 왜곡된 진폭과 위상이 보상된 신호이며 상기 연속적인 신호는 채널 복호 회로부에 입력하여 에러정정을 수행한다.
상기 제1안테나 채널 추정기(521) 및 제2안테나 채널 추정기(523)에서 상기 복소합&덤프기(519)에서 출력한 신호를 채널 추정하는 과정을 도 6을 참조하여 설명하기로 한다.
상기 도 6은 도 5의 채널 추정기를 상세하게 도시한 블록도로서, 제1안테나 및 제2안테나의 독립적인 전파경로에 대한 채널추정을 통한 위상왜곡을 측정하기 위해 상기 복소합&덤프기(Complex Sum＆Dumper)(519)의 출력 신호를 입력신호로 하여 제1안테나 채널 추정기(Channel Estimator)(521)와 제2안테나 채널 추정기(523)에서 제1 안테나 및 제2안테나의 전파경로에 대한 채널추정을 수행한다. 상기 각각의 제1안테나 채널 추정기(521) 및 제2안테나 채널 추정기(523)는 동일한 구성을 가지며, 다만 채널 추정을 위한 공통 파일럿 채널이 상이하게 적용되므로, 제1안테나 추정기(521)의 동작만을 설명하기로 한다.
상기 복소합&덤프기(519)의 출력신호, 즉 상기 제1안테나 추정기(521)의 입력 신호를 x(n)이라 가정하며, 상기 x(n)은 상기 기지국의 제1안테나 및 제2안테나를 통해서 전송된 공통 파일럿 채널 심벌 에너지를 의미한다. 그리고 상기 입력신호 x(n)은 파일럿 심벌 패턴이 상기 제1안테나 및 제2안테나 별로 식별되지 않은 혼재된 상태의 신호이다. 먼저, 공통 파일럿 채널 변조 패턴 복소 컨쥬게이터(Complex Conjugate of CPICH Modulation Pattern)(611)는 파일럿 심벌 에너지를 안테나 전파 경로별로 식별하기 위해 공통 파일럿 채널 심벌 패턴의 복소 컨쥬게이트(complex conjugate)를 취한 심벌을 발생하여 믹서(613)로 출력한다. 상기 믹서(613)는 상기 입력신호 x(n)과 상기 공통 파일럿 채널 변조 패턴 복소 컨쥬게이터(611)에서 출력한 공통 파일럿 채널 심벌 패턴의 복소 컨쥬게이트(complex conjugate)를 취한 심벌을 믹싱하여 복소합&덤프기(615)로 출력한다. 상기 복소합&덤프기(615)는 상기 믹서(613)에서 출력한 공통 파일럿 채널 심벌 속도의 출력신호를 제1안테나 및 제2안테나의 파일럿 심벌간의 직교성이 성립하는 심벌간의 복소 가산을 수행하며 수행된 결과를 저역 통과 필터(LPF: Low Pass Filter)(617)로 출력한다. 이때 복소 가산 동작 원리는 두 신호간의 연산을 수행하되 한번 연산에 이용된 신호는 다음 신호와의 연산에 이용하지 않는다. 즉 제1안테나 및 제2안테나 간의 채널추정을 식별하기 위해서 도 4에서 설명한 바와 같이 제1안테나 및 제2안테나의 파일럿 심벌간의 직교성(orthogonality)이 성립하는 심벌간의 연산수행을 의미하는 것이다. 상기 복소합&덤프기(615)에서 출력한 신호는 제1안테나 및 제2안테나의 전파경로에 대한 채널추정은 독립적으로 식별이 되었지만, 상기 채널 추정된 신호에는 잡음성분이 혼재하고 있는 상태의 신호이다. 상기 복소합&덤프기(615)에서 출력한 신호는 상기 저역통과필터(LPF: Low Pass Filter)(617)로 입력되며, 상기 저역통과 필터(617)는 1 탭 무한 임펄스 응답(IIR: Infinite ImpulseResponse) 필터로 상기 복소합&덤프기(615)에서 출력한 신호를 필터링하여 잡음을 제거하여 출력한다.
여기서 상기 IIR 필터를 통한 입력신호 x(n)은로 표현가능하며, 상기 a1및 b0는 상기 IIR 필터의 특성에 따라 주어지는 계수(Coefficient)계수이며, 상기 a1및 b0을 조정하여 필터링되는 신호의 대역폭(Band Width)을 조절하는 것이 가능하다. 상기 저역통과 필터(617)를 거친 최종 출력 신호 y(n)은 잡음 제거된 채널추정치로써 상기 기지국의 제1안테나 및 제2안테나의 전송 경로상에서 발생하는 위상왜곡 측정 신호로써 상기 도 5에 도시한 h1, h2를 나타낸다.
한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 안되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.
상술한 바와 같은 본 발명은, 이동통신 시스템의 기지국에서 전송 다이버시티 기법을 적용하여 신호를 전송할 경우 이동국이 상기 전송다이버시티 전송된 신호를 수신하여 수신 경로에 따른 위상 왜곡 및 진폭을 보상한 채널 보상을 가능하게 한다는 이점을 가진다.
따라서 상기 위상 왜곡 및 진폭을 보상한 채널 보상을 수행한 채널 복조를 가능하게 한다는 이점을 가진다.

Claims (22)

  1. 이동통신시스템의 채널 복조 장치에 있어서,
    전용 물리 채널을 통해 수신되는 전용 물리 채널 신호를 역확산하는 역확산기와,
    공통 파일럿 채널을 통해 수신되는 공통 파일럿 채널 신호를 안테나별로 채널 추정하는 채널추정기와,
    상기 역확산된 전용 물리 채널 신호와 상기 채널 추정된 공통 파일럿 채널 신호를 전송 다이버시티 부호화 시구간에 따라 채널 보상하는 채널 보상기를 포함하여 구성됨을 특징으로 하는 채널 복조 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 채널 추정기는;
    상기 공통 파일럿 채널을 통해 수신되는 신호를 확산코드와 믹싱하여 역확산하는 공통 파일럿 채널 역확산기와,
    공통 파일럿 채널 변조 패턴의 복소 컨쥬게이트 값를 생성하는 공통 파일럿 채널 변조 패턴 복소 컨쥬게이터와,
    상기 역확산된 공통 파일럿 채널 신호와 상기 공통 파일럿 채널 변조 패턴의 복소 컨쥬케이트 값을 믹싱하는 믹서와,
    상기 믹서의 출력 신호를 적분, 덤프하는 복소합 및 덤프기를 포함하여 구성됨을 특징으로 하는 채널 복조 장치.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 채널 추정기는 상기 복소합 및 덤프기 출력 신호에 포함되어 있는 잡음을 제거하는 저역통과 필터를 더 포함하여 구성됨을 특징으로 하는 채널 복조 장치.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 저역 통과 필터는 필터 특성 계수를 변환하여 필터링되는 신호의 대역폭을 조절하는 무한 임펄스 응답 필터임을 특징으로 하는 채널 복조 장치.
  5. 제2항에 있어서,
    상기 채널 추정기는 상기 전송 다이버시티 기법이 적용된 안테나 개수와 동일하게 구성됨을 특징으로 하는 채널 복조 장치.
  6. 제2항에 있어서,
    상기 공통 파일럿 채널 변조 패턴은 상기 안테나별로 상이한 패턴을 가짐을 특징으로 하는 채널 복조 장치.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 전송 다이버시티는 시공간 블록 코딩 전송 다이버시티를 적용함을 특징으로 하는 채널 복조 장치.
  8. 제1항에 있어서,
    상기 채널 보상기는;
    상기 채널추정된 신호를 컨쥬게이트 취하는 제1컨쥬게이터와,
    상기 컨쥬게이터 출력 신호와 상기 역확산된 전용 물리 채널 신호를 믹싱하는 제1믹서와,
    상기 역확산된 전용 물리 채널 신호의 컨쥬게이트를 취하는 제2컨쥬게이터와,
    상기 채널추정된 신호와 상기 제2컨쥬게이터 출력을 믹싱하는 제2믹서와,
    상기 제2믹서에서 출력된 신호를 상기 제1믹서에서 출력된 신호와 가산하는 경로를 결정하는 스위칭부와,
    상기 제2믹서 출력 신호와 제1믹서 출력 신호를 가산하는 가산기를 포함하여 구성됨을 특징으로 하는 채널 복조 장치.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 채널 보상기는 제1믹서와 가산기 사이에 연결되어 상기 제1믹서의 출력을 1 타임슬럿 지연하는 제1지연기를 더 포함하여 구성됨을 특징으로 하는 채널 복조 장치.
  10. 제8항에 있어서
    상기 스위칭부는 상기 제2믹서와 연결되는 제1스위치와,
    상기 제2스위치와 연결되어 상기 제2믹서 출력이 홀수번째 심벌일 경우 2타임 슬럿 지연하는 제2지연기와,
    상기 제2지연기 출력에 -1을 곱셈하는 곱셈기와,
    상기 곱셈기와 일단이 연결되며, 다른 일단이 상기 가산기와 연결되는 제2스위치를 포함하여 구성함을 특징으로 하는 채널 복조 장치.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 스위칭부는 상기 제2믹서 출력이 짝수번째 심벌일 경우 상기 제1스위치와 제2스위치가 직접 스위칭됨을 특징으로 하는 채널 복조 장치.
  12. 제5항에 있어서,
    상기 채널 보상기에서 채널 보상한 신호는 상기 안테나가 제1안테나, 제2안테나로 구성되었을 경우, 제1안테나를 통해 수신한 채널 보상신호는 하기 수학식 5로 계산됨을 특징으로 하는 채널 복조 장치.
    단, h1: 상기 제1안테나로 전송되는 신호가 겪는 채널특성
    h2: 상기 제2안테나로 전송되는 신호가 겪는 채널특성
    S1: 시공간 타임 블록 전송 다이버시티 방식으로 부호화할 블록의 첫 번째 심벌
    S2: 시공간 타임 블록 전송 다이버시티 방식으로 부호화할 블록의 두 번째 심벌
    n1: 제1안테나로 수신되는 신호에 가산되는 백색 가산성 가우시안 잡음
    n2: 제2안테나로 수신되는 신호에 가산되는 백색 가산성 가우시안 잡음
  13. 제12항에 있어서,
    상기 채널 보상기에서 상기 제2안테나를 통해 수신한 채널 보상 신호는 하기 수학식 6을 통해 계산됨을 특징으로 하는 채널 복조 장치.
  14. 이동통신시스템의 채널 복조 방법에 있어서,
    전용 물리 채널을 통해 수신되는 전용 물리 채널 신호를 역확산하는 과정과,
    공통 파일럿 채널을 통해 수신되는 공통 파일럿 채널 신호를 안테나별로 채널 추정하는 과정과,
    상기 역확산된 전용 물리 채널 신호와 상기 채널 추정한 공통 파일럿 채널 신호를 전송 다이버시티 부호화 시구간에 따라 채널 보상하는 과정으로 이루어짐을특징으로 하는 채널 복조 방법.
  15. 제14항에 있어서,
    상기 채널 추정하는 과정은;
    상기 수신되는 공통 파일럿 채널 신호에 확산코드를 믹싱하여 공통 파일럿 채널 신호를 역확산하는 과정과,
    공통 파일럿 채널 변조 패턴의 복소 컨쥬게이트 값을 생성하는 과정과,
    상기 역확산된 공통 파일럿 채널 신호와 상기 공통 파일럿 채널 변조 패턴의 복소 컨쥬케이트 값을 믹싱하는 과정과,
    상기 역확산된 공통 파일럿 채널 신호와 상기 공통 파일럿 채널 변조 패턴의 복소 컨쥬게이트 값이 믹싱된 신호를 적분, 덤프하는 과정으로 이루어짐을 특징으로 하는 채널 복조 방법.
  16. 제12항에 있어서,
    상기 적분, 덤프된 신호를 저역 필터링하여 상기 적분, 덤프된 신호에 포함되어 있는 잡음을 제거하는 과정을 더 포함함을 특징으로 하는 채널 복조 방법.
  17. 제15항에 있어서,
    상기 채널 추정 과정은 상기 전송 다이버시티에서 적용한 안테나 각각에 대한 채널 추정을 수행함을 특징으로 하는 채널 복조 방법.
  18. 제15항에 있어서,
    상기 공통 파일럿 채널 변조 패턴은 전송 안테나별로 상이한 패턴을 가짐을 특징으로 하는 채널 복조 방법.
  19. 제14항에 있어서,
    상기 전송 다이버시티는 시공간 블록 코딩 전송 다이버시티 기법을 적용함을 특징으로 하는 채널 복조 방법.
  20. 제14항에 있어서,
    상기 채널을 보상하는 과정은;
    상기 채널추정된 신호의 컨쥬게이트 값과 상기 역확산된 전용 물리 채널 신호를 믹싱하는 과정과,
    상기 역확산된 전용 물리 채널 신호의 컨쥬게이트 값과 상기 채널추정된 신호를 믹싱하는 과정과,
    상기 채널추정된 신호의 컨쥬게이트값과 상기 역확산된 전용 물리 채널을 믹싱한 신호와, 상기 역확산된 전용 물리 채널의 컨쥬게이트 값과 상기 채널추정된 신호를 믹싱한 신호를 상기 역확산된 전용 물리 채널 신호의 심벌 순서에 따라 경로를 결정하여 가산하는 과정으로 이루어짐을 특징으로 하는 채널 복조 방법.
  21. 제20항에 있어서,
    상기 채널 보상한 신호는 상기 안테나가 제1안테나, 제2안테나로 구성되었을 경우, 제1안테나를 통해 수신한 채널 보상신호는 하기 수학식 7로 계산됨을 특징으로 하는 채널 복조 방법.
    단, h1: 상기 제1안테나로 전송되는 신호가 겪는 채널특성
    h2: 상기 제2안테나로 전송되는 신호가 겪는 채널특성
    S1: 시공간 타임 블록 전송 다이버시티 방식으로 부호화할 블록의 첫 번째심벌
    S2: 시공간 타임 블록 전송 다이버시티 방식으로 부호화할 블록의 두 번째 심벌
    n1: 제1안테나로 수신되는 신호에 가산되는 백색 가산성 가우시안 잡음
    n2: 제2안테나로 수신되는 신호에 가산되는 백색 가산성 가우시안 잡음
  22. 제21항에 있어서,
    상기 제2안테나를 통해 수신한 채널 보상 신호는 하기 수학식 8로 계산됨을 특징으로 하는 채널 복조 방법.
KR1020000025973A 2000-05-16 2000-05-16 이동통신시스템의 채널 복조 장치 및 방법 KR100330222B1 (ko)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020000025973A KR100330222B1 (ko) 2000-05-16 2000-05-16 이동통신시스템의 채널 복조 장치 및 방법

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020000025973A KR100330222B1 (ko) 2000-05-16 2000-05-16 이동통신시스템의 채널 복조 장치 및 방법

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20010104824A KR20010104824A (ko) 2001-11-28
KR100330222B1 true KR100330222B1 (ko) 2002-03-25

Family

ID=41692810

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020000025973A KR100330222B1 (ko) 2000-05-16 2000-05-16 이동통신시스템의 채널 복조 장치 및 방법

Country Status (1)

Country Link
KR (1) KR100330222B1 (ko)

Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100713482B1 (ko) * 2000-08-16 2007-04-30 삼성전자주식회사 유-엠-티-에스 시스템에서 수신단에서의 주파수 오차 제어장치
KR100886534B1 (ko) * 2002-03-27 2009-03-02 삼성전자주식회사 코드 분할 다중 접속 통신 시스템에서 시공간 송신 다이버시티 방식을 이용한 채널 신호 수신 장치 및 방법
KR100581083B1 (ko) * 2004-12-13 2006-05-22 한국전자통신연구원 향상된 파일럿 다이버시티를 이용한 채널추정방법

Also Published As

Publication number Publication date
KR20010104824A (ko) 2001-11-28

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR100421139B1 (ko) 시분할 듀플렉싱 부호분할다중접속 이동통신시스템을 위한타임 스위치드 전송 다이버시티 장치 및 방법
CA2294852C (en) Device and method for a mobile station for receiving signals transmitted from a base station
KR100831136B1 (ko) Ｃｄｍａ 통신 시스템에서 전송 전력을 제어하는 방법 및장치
CA2388336C (en) Transmit diversity apparatus and method using two or more antennas
JP2785804B2 (ja) 移動通信システム
EP1039654B1 (en) Pilot signals for synchronisation and/or channel estimation
KR20010072840A (ko) 씨디엠에이 통신 시스템에서의 다중 경로 전파를 위한적응형 수신기
CA2653507C (en) Simple and robust digital code tracking loop for wireless communication systems
KR100979153B1 (ko) 복소 가중치 생성(ｃｗｇ) 알고리즘을 이용한 레이크 수신기에서의 채널 이득 추정
JPWO2002058265A1 (ja) パスサーチ方法及びパスサーチ装置、並びに移動体端末装置
KR20030077888A (ko) 코드 분할 다중 접속 통신 시스템에서 시공간 송신다이버시티 방식으로 인코딩된 채널 신호 수신 장치 및 방법
JP3676986B2 (ja) 無線受信装置及び無線受信方法
KR100330222B1 (ko) 이동통신시스템의 채널 복조 장치 및 방법
KR100407523B1 (ko) 이동 및/또는 고정 송수신 장치사이에서 무선 통신을 수행하는 통신 시스템, 특히 제 3 세대 이동 무선 시스템에서 얼리-레이트 트래킹을 수행하는 레이크 수신기에서 메모리 액세스를 제어하는 방법
KR100353715B1 (ko) 이동통신시스템의 채널 복조 장치 및 방법
Fukumoto et al. Experiments on space time block coding transmit diversity (STTD) in W-CDMA forward link
EP2235848A1 (en) Improvements in or relating to receive diversity systems
KR20020014147A (ko) 이동통신 시스템에서 채널 추정 및 보상을 위한 장치 및방법
JP2002353857A (ja) Ｒａｋｅ受信機およびｒａｋｅ受信方法

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20130227

Year of fee payment: 12

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20140227

Year of fee payment: 13

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20150226

Year of fee payment: 14

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20160226

Year of fee payment: 15

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20170224

Year of fee payment: 16

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20180227

Year of fee payment: 17

LAPS Lapse due to unpaid annual fee