KR20030077888A - 코드 분할 다중 접속 통신 시스템에서 시공간 송신다이버시티 방식으로 인코딩된 채널 신호 수신 장치 및 방법 - Google Patents

코드 분할 다중 접속 통신 시스템에서 시공간 송신다이버시티 방식으로 인코딩된 채널 신호 수신 장치 및 방법 Download PDF

Info

Publication number
KR20030077888A
KR20030077888A KR1020020016857A KR20020016857A KR20030077888A KR 20030077888 A KR20030077888 A KR 20030077888A KR 1020020016857 A KR1020020016857 A KR 1020020016857A KR 20020016857 A KR20020016857 A KR 20020016857A KR 20030077888 A KR20030077888 A KR 20030077888A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
signal
antenna
power control
pattern
channel
Prior art date
Application number
KR1020020016857A
Other languages
English (en)
Other versions
KR100886534B1 (ko
Inventor
임영석
안원익
Original Assignee
삼성전자주식회사
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 삼성전자주식회사 filed Critical 삼성전자주식회사
Priority to KR1020020016857A priority Critical patent/KR100886534B1/ko
Priority to US10/397,852 priority patent/US7209764B2/en
Publication of KR20030077888A publication Critical patent/KR20030077888A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR100886534B1 publication Critical patent/KR100886534B1/ko

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/24—Radio transmission systems, i.e. using radiation field for communication between two or more posts
    • H04B7/26—Radio transmission systems, i.e. using radiation field for communication between two or more posts at least one of which is mobile
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
    • H04B7/0891—Space-time diversity
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
    • H04B7/0837—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using pre-detection combining
    • H04B7/0842—Weighted combining
    • H04B7/0845—Weighted combining per branch equalization, e.g. by an FIR-filter or RAKE receiver per antenna branch
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/02—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception
    • H04L1/06—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception using space diversity
    • H04L1/0618—Space-time coding
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/06—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station
    • H04B7/0613—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission
    • H04B7/0667—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of delayed versions of same signal
    • H04B7/0669—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of delayed versions of same signal using different channel coding between antennas
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W52/00—Power management, e.g. TPC [Transmission Power Control], power saving or power classes
    • H04W52/04—TPC
    • H04W52/54—Signalisation aspects of the TPC commands, e.g. frame structure
    • H04W52/545—Signalisation aspects of the TPC commands, e.g. frame structure modifying TPC bits in special situations

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Radio Transmission System (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)

Abstract

본 발명은 코드 분할 다중 접속 통신 시스템에 관한 것으로서, 제1안테나와 제2안테나를 구비하는 송신기가 수신기의 전력 제어의 정보를 포함하는 채널 신호를 시공간 송신 다이버시티 인코딩하여 상기 안테나들을 통해 송신하는 통신 시스템에서 상기 송신기에서 송신한 신호를 수신하고, 상기 수신 신호를 미리 설정한 제1패턴을 이용하여 상기 제1안테나에서 송신한 신호로 처리하고, 상기 수신 신호를 상기 제1패턴과 직교성을 가지는 제2패턴을 이용하여 상기 제2안테나에서 송신한 신호로 처리한 후 상기 제1안테나에서 송신한 신호와 상기 제2안테나에서 송신한 신호를 컴바이닝하여 상기 전력 제어 정보를 검출함으로써 전력 제어 정보 검출 지연 시간을 제거한다.

Description

코드 분할 다중 접속 통신 시스템에서 시공간 송신 다이버시티 방식으로 인코딩된 채널 신호 수신 장치 및 방법{APPARATUS FOR RECEIVING CHANNEL ENCODED USING SPACE TIME TRANSMIT DIVERSITY SCHEME IN CODE DIVISION MULTIPLE ACCESS COMMUNICATION SYSTEM}
본 발명은 이동 통신 시스템에 관한 것으로서, 특히 시공간 송신 다이버시티 방식을 사용하는 채널 신호에 대한 복조 지연을 제거하는 채널 복조 장치 및 방법에 관한 것이다.
이동통신시스템(Mobile Telecommunication System)이 급속히 발전해 나가고, 또한 상기 이동 통신 시스템에서 서비스하는 데이터량이 급속하게 증가함에 따라 보다 고속의 데이터를 전송하기 위한 3세대 이동 통신 시스템이 개발되었다. 이런 3세대 이동 통신 시스템은 유럽은 기지국간 비동기방식인 광대역 코드 분할 다중접속(W-CDMA: Wideband-Code Division Multiple Access, 이하 "W-CDMA"라 칭하기로 한다) 방식을, 북미는 기지국간 동기방식인 코드 분할 다중 접속-2000(CDMA-2000) 방식을 무선 접속 규격으로 표준화하고 있으며, 상기 이동 통신 시스템은 통상적으로 한 기지국(Node B)을 통해 다수개의 사용자 단말기(UE: User Equipment)들이 교신하는 형태로 구성된다. 그런데, 상기 이동 통신 시스템에서 고속 데이터 전송시 무선 채널 상에서 발생하는 페이딩(Fading) 현상에 의해 수신 신호의 위상 왜곡이 발생하게 된다. 상기 페이딩 현상은 수신 신호의 진폭을 수 dB에서 수십 dB까지 감소시키므로, 페이딩 현상에 의해 왜곡된 수신 신호의 위상은 데이터 복조시 보상을 수행하지 않을 경우, 송신측에서 전송한 송신 데이터의 정보 오류 원인이 되어 이동통신 서비스의 품질을 저하시키게 된다. 그러므로 이동 통신 시스템에서 고속 데이터를 서비스 품질 저하 없이 전송하기 위해서는 페이딩 현상을 극복해야만 하고, 이런 페이딩 현상을 극복하기 위해서 다양한 종류의 다이버시티(Diversity) 방식이 사용된다.
일반적으로 CDMA 방식에서는 채널 신호의 지연 확산(delay spread)을 이용해 다이버시티 수신하는 레이크(Rake) 수신기를 사용하고 있다. 상기 레이크 수신기는 다중 경로(multi-path) 신호를 수신하기 위한 수신 다이버시티가 적용되고 있지만, 상기에서 설명한 지연 확산을 이용하는 다이버시티 기법을 적용한 레이크 수신기는 지연 확산이 설정치보다 작은 경우 동작하지 않는 문제점이 있다. 또한. 인터리빙(Interleaving) 방식과 코딩(Coding) 방식을 이용하는 시간 다이버시티(Time diversity) 방식은 일반적으로 도플러 확산(Doppler spread) 채널에서 사용된다. 하지만, 상기 시간 다이버시티 방식은 저속 도플러 확산 채널에서는 이용하는 것이 힘들다는 문제점이 있었다.
그러므로 실내 채널과 같이 지연 확산이 작은 채널과, 보행자 채널과 같이 도플러 확산이 저속인 채널에서는 상기 페이딩 현상을 극복하기 위해 공간 다이버시티(Space Diversity) 기법이 사용된다. 상기 공간 다이버시티는 두 개 이상의 송수신 안테나를 이용하는 다이버시티 기법이다. 즉, 한 개의 안테나를 통해 전송된 신호가 페이딩 현상으로 인해 그 신호 크기가 감소할 경우, 나머지 안테나들을 통해 전송된 신호들을 수신하여 송신 신호를 복조하는 방식이다. 상기 공간 다이버시티는 수신 안테나를 이용하는 수신 안테나 다이버시티 방식과 송신 안테나를 이용하는 송신 다이버시티 방식으로 분류할 수 있다. 그러나. 상기 수신안테나 다이버시티 방식의 경우 사용자 단말기에 적용하므로 사용자 단말기의 크기와 비용 측면에서 다수개의 안테나들을 설치하는 것이 난이하기 때문에, 일반적으로 기지국에 다수개의 안테나들을 설치하는 송신 다이버시티 방식을 사용하는 것이 권장된다.
상기 송신 다이버시티 방식은 순방향(down-link) 신호를 수신하여 다이버시티 이득을 얻을 수 있게 하는 알고리즘을 의미하며, 크게 개루프 모드(Open Loop Mode)와 폐루프 모드(Closed Loop Mode)로 구분된다. 상기 개루프 모드는 기지국에서 정보 비트들(information bits)을 인코딩(Encoding)하여 다이버시티 안테나들을 통해 전송하면, 사용자 단말기에서 상기 기지국에서 전송한 신호를 수신하여 디코딩(Decoding)함으로써 다이버시티 이득을 얻게 되는 방식이다. 상기 폐루프 모드는 (1) 사용자 단말기가 기지국의 송신 안테나들 각각을 통해 전송된 신호들이 겪게될 채널 환경들을 예측하여 계산하고, (2) 사용자 단말기가 상기 계산된 예측값들을 가지고 수신 신호의 전력을 최대로 생성할 수 있는 기지국 안테나들의 가중치(Weight)를 계산하여 역방향(Up link)을 통해 기지국에 전송하면,(3) 기지국이 상기 사용자 단말기에서 전송한 가중치 신호를 수신하여 각각의 안테나들의 가중치를 조절하는 방식이다. 여기서, 상기 기지국은 상기 사용자 단말기의 채널 측정을 위해 다수개의 안테나들 별로 구분되는 파일럿 신호를 전송하고, 이에 상기 사용자 단말기는 상기 안테나들 별로 구분되는 파일럿 신호를 통해 채널을 측정하고, 상기 측정된 채널 정보로 최적의 가중치를 찾게 되는 것이다.
한편, 상기 W-CDMA 방식을 사용하는 통신 시스템의 채널 구조는 크게 물리 채널(Physical Channel), 전송 채널(Transport Channel) 및 논리 채널(Logical Channel)로 구분된다. 상기 물리채널은 정보 데이터 전송 방향에 따라 순방향 물리 채널과 역방향 물리채널의 구조를 가진다. 그리고, 상기 순방향 물리 채널은 순방향 물리 공통 채널(PDSCH: Physical Downlink Shared Channel, 이하 "PDSCH"라 칭하기로 한다)과 순방향 전용 물리 채널(DPCH: Dedicated Physical Channel, 이하 "DPCH"라 칭하기로 한다)로 구분되며, 이를 도 1을 참조하여 설명하기로 한다.
상기 도 1은 이동 통신 시스템의 순방향 전용물리채널의 구조를 도시한 도면이다.
상기 도 1을 참조하면, 상기 순방향 DPCH의 각 프레임(frame)은 15개의 슬럿들(slot#0~slot#14)로 구성된다. 상기 슬럿들 각각은 기지국에서 사용자 단말기로 전송되는 상위계층의 데이터를 전송하는 전용 물리 데이터 채널(DPDCH: DedicatedPhysical Data CHannel, 이하 "DPDCH"라 칭하기로 한다)과, 물리 계층(physical layer) 제어신호를 전송하는 전용 물리 제어 채널(DPCCH: Dedicated Physical Control CHannel, 이하 "DPCCH"라 칭하기로 한다)로 구성된다. 상기 DPCCH는 사용자 단말기의 전송 출력을 제어하기 위한 전송 전력 제어(TPC: Transport Power Control, 이하 "TPC"라 칭하기로 한다) 신호(signal), 전송 포맷 조합 표시(TFCI: Transport Format Combination Indicator, 이하 "TFCI"라 칭하기로 한다) 신호(signal), 파일럿(pilot) 심볼로 구성된다. 상기 도 1에 도시한 바와 같이 상기 순방향 DPCH의 한 프레임(frame)을 구성하는 슬럿들 각각은 2560 칩(chips)으로 구성된다. 상기 도 1에서의 데이터 1(Data 1) 신호(signal) 및 데이터 2(Data 2) 신호(signal)는 상기 DPDCH를 통해 기지국으로부터 사용자 단말기로 전송되는 상위 계층의 데이터를 나타내며, 상기 TPC 심볼은 상기 기지국에서 사용자 단말기로 사용자 단말기의 전송 전력을 제어하도록 하는 정보를 나타낸다. 한편, 상기 TFCI는 현재 전송되고 있는 한 프레임(10ms)동안 전송되는 순방향 채널이 어떤 형태의 전송 포맷 조합(TFC: Transport Format Combination, 이하 "TFC"라 칭하기로 한다)을 사용하여 전송되었는지를 나타낸다. 마지막으로, 상기 파일럿 신호(signal)는 사용자 단말기가 DPCH의 전송 전력을 제어할 수 있는 기준을 나타내기 위한 것이다. 여기서, 상기 TFCI에 포함되어 있는 정보는 다이나믹 파트(Dynamic part)와 세미-스테이틱 파트(semi-static part)로 분류할 수 있다. 상기 다이나믹 파트(Dynamic part)에는 전송 블록 크기(TBS: Transport Block Size, 이하 "TBS"라 칭하기로 한다)와 전송블록 셋 크기(TBSS: Transport Block Set Size, 이하 "TBSS"라 칭하기로한다) 정보가 포함된다. 상기 세미-스테이틱 파트(semi-static part)에는 전송 시간 간격(TTI: Transmission Time Interval, 이하 "TTI"라 칭하기로 한다), 채널 코딩 방법(channel coding scheme), 코딩 레이트(coding rate), 스테이틱 레이트 매칭(static rate matching), CRC(Cyclic Redundancy Check) 크기 등의 정보가 포함된다. 따라서, 상기 TFCI는 한 프레임 동안 전송되는 채널의 전송 블록(TB: Transport Block, 이하 "TB"라 칭하기로 한다) 수와, 상기 각 TB들에서 사용할 수 있는 TFC에 번호를 부여하게 된다.
그런데 상기 DPCH를 통한 신호 송신에는 상기에서 설명한 개루프 모드 방식들 중 시공간 송신 다이버시티(STTD: Space Time block coding based Transmit Diversity, 이하 "STTD"라 칭하기로 한다) 방식을 사용한다(UMTS 표준 규격 TS 25.211). 상기 STTD 방식 사용을 고려하는 채널들로는 상기 DPCH 이외에도, 제1공통 제어 물리 채널(P_CCPCH: Primary_Common Control Physical CHannel), 제2공통 제어 물리 채널(S_CCPCH: Secondary _Common Control Physical CHannel), 동기 채널(SCH: Synchronization CHannel), PICH(Page Indication CHannel), AICH(Aquisition Indication CHannel), PDSCH 등이 있다.
그러면 여기서 상기 STTD 방식에 따른 채널 인코딩을 도 2를 참조하여 설명하기로 한다.
상기 도 2는 시공간 송신 다이버시티 인코더를 통한 채널 인코딩을 개략적으로 도시한 도면이다.
상기 도 2를 참조하면, 먼저 송신 다이버시티 방법에서 사용되는 송신 다이버시티 부호화 구간에 따라 심볼들은 순차적으로 STTD 인코더(119)로 입력된다. 그러면 상기 STTD 인코더(119)는 상기 입력되는 심볼들을 STTD 방식으로 인코딩한 후 2개의 송신 안테나들로 출력한다. 일 예로 송신 다이버시티 부호화 구간 T1에 심볼 S1이, 송신 다이버시티 부호화 구간 T2에 심볼 S2가 순차적으로 상기 STTD 인코더(119)에 입력될 경우, 상기 STTD 인코더(119)는 상기 순차적으로 입력되는 S1S2심볼을 STTD 인코딩하여 제1안테나를 통해 S1S2로, 제2안테나를 통해 -S2 *S1 *로 출력한다.
그러면 여기서 도 3을 참조하여 상기 도 2에서 설명한 STTD 인코딩의 채널 정보 비트 인코딩을 설명하기로 한다.
상기 도 3은 시공간 송신 다이버시티 인코더를 통한 채널 비트 인코딩을 개략적으로 도시한 도면이다.
상기 도 3을 참조하면, 상기 도 2에서 설명한 바와 같이 상기 송신 다이버시티 부호화 시구간에 따라 입력되는 각각의 심볼들 S1, S2을 각각 b0b1, b2b3의 채널 정보 비트로 구성된다고 가정하기로 한다. 그러면 상기 STTD 인코더(119)로 심볼 S1, S2에 해당하는 b0b1b2b3의 채널 정보 비트가 입력되고, 상기 STTD 인코더(119)는 상기 b0b1b2b3의 채널 정보 비트를 STTD 인코딩하여 제1안테나로 채널 정보 비트 b0b1b2b3(S1S2)를, 상기 제2안테나로 채널 정보 비트 -b2b3b0-b1(-S2 *S1 *)를 출력한다.
상기에서 설명한 바와 같이 상기 순방향 DPCH 신호는 STTD 인코딩을 적용하여 신호를 전송하는데, 상기 순방향 DPCH중 특히 TPC 필드와 파일럿 필드 신호는 상기 STTD 인코딩을 적용함에 있어 다음과 같은 규칙을 가진다.
먼저, 상기 TPC 필드의 신호, 일 예로 TPC 비트들은 모두 STTD 인코딩을 적용한다. 일반적으로, 상기 TPC 필드를 통해 전송되는 신호는 한 슬럿 내의 구간동안 동일한 값을 가지는 비트들로 전송한다. 여기서 상기 TPC 필드에 STTD 인코딩을 적용하는 경우 상기 TPC 필드를 통해 전송되는 TPC 비트들수가 4와 8인 경우는 TPC 비트들끼리 STTD 인코딩을 적용한다. 한편, TPC 비트들수가 2인 경우는 TPC 비트들만으로는 STTD 인코딩이 불가능하므로 상기 데이터 1의 마지막 2 비트와 함께 STTD 인코딩을 적용하여 안테나 1과 안테나 2로 전송한다.
또한, 상기 파일럿 필드는 상기 파일럿 필드를 구성하는 비트수에 따라 인코딩 방식을 상이하게 적용한다. 즉, 상기 파일럿 필드를 구성하는 비트 수가 2일때는 인접한 데이터 2(Data 2) 필드의 마지막 심볼과 함께 STTD 인코딩을 수행하고, 상기 파일럿 필드를 구성하는 비트 수가 4일 때는 상기 파일럿 필드의 두 심볼끼리 STTD 인코딩을 수행하며, 상기 파일럿 필드를 구성하는 비트수가 8이나 16일 때는, 즉 8의 배수 이상일 경우는 짝수번째 심볼들끼리는 STTD 인코딩을 수행하고, 홀수번째 심볼들끼리는 상기 파일럿 필드의 신호가 직교성이 유지되도록 인코딩을 수행한다. 여기서, 상기 파일럿 필드의 비트들은 2비트가 하나의 심볼을 구성하므로, 상기 파일럿 비트수가 2일 때는 파일럿 심볼이 하나밖에 생성되지 않으므로 상기 파일럿 필드에 인접한 데이터 2(Data 2) 필드의 마지막 심볼과 함께 STTD 인코딩을수행하는 것이며, 파일럿 비트수가 4일때는 2개의 파일럿 심볼들이 생성되므로 그 생성된 2개의 파일럿 심볼들끼리 STTD 인코딩을 수행하며, 상기 파일럿 비트수가 8비트 이상일 경우에는 적어도 4개 이상의 심볼들이 생성되므로 짝수번째 심볼들끼리는 STTD 인코딩을 수행하고, 홀수번째 심볼들끼리는 상기 파일럿 필드의 신호가 직교성이 유지되도록만 인코딩을 수행하게 된다. 상기와 같은 방법으로 파일럿 필드의 심볼들을 STTD 인코딩하면 다수개의 안테나, 즉 안테나 1과 안테나 2의 파일럿 필드의 신호들은 서로 직교성(orthogonality)을 가지게 된다.
여기서, 상기 파일럿 필드를 통해 전송되는 신호 패턴, 즉 파일럿 패턴(pilot pattern)을 하기 표 1 및 표 2에 나타내었다.
상기 표 1은 안테나 1을 통해 전송되는 파일럿 패턴이며, 안테나 2를 통해전송되는 파일럿 패턴은 하기 표 2와 같다.
한편, 상기 W-CDMA 방식을 사용하는 이동 통신 시스템에서 DPCH의 전력 제어는 시스템 성능을 좌우하는 중요한 요인으로 작용하고 있으며, 신속한 전송 전력 제어가 요구된다(UMTS 표준 규격 TS 25.211, TS 25.214 참조). 이는 한 기지국에서 수용할 수 있는 수용 능력, 즉 사용자 단말기들의 수를 증가시키기 위해서는 상기 기지국에서 송신한 신호를 상기 사용자 단말기들 각각의 수신단에서 일정 임계치 이상의 크기로 유지할 수 있도록 제어하고, 또한 상기 사용자 단말기들 각각에서 송신하는 신호들이 상호간의 간섭으로 작용하지 않도록 제어하기 위해서이다. 그래서 상기 사용자 단말기는 상기 기지국에서 전송하는 순방향 DPCCH의 TPC 필드를 통해 수신한 TPC 신호를 이용하여 사용자 단말기 자신의 송신 전력을 조절하며, 또한 파일럿 필드를 통해 수신한 파일럿 심볼을 이용하여 수신 신호의 신호대 간섭비(SIR: Signal to Interference Ratio)를 계산하고, 상기 계산한 신호대 간섭비를 이용하여 상기 기지국의 전송 전력 제어 정보를 생성하여 상기 기지국으로 보고함으로써 상기 기지국이 상기 사용자 단말기에 대한 전송 전력을 조절한다.
그러면 여기서 도 4를 참조하여 상기 DPCH 전력 제어 타이밍을 설명하기로 한다.
상기 도 4는 일반적인 전용 물리 채널 전력 제어 타이밍을 개략적으로 도시한 도면이다.
상기 도 4를 참조하면, 기지국(UTRAN: UMTS Terrestrial Radio Access Network)에서 순방향 DPCCH(DL DPCCH at UTRAN) 신호를 전송하면 사용자 단말기는 소정 시간, 즉 전파지연(propagation delay) 후에 상기 기지국에서 전송한 순방향 DPCCH(DL DPCCH at UTRAN) 신호를 수신한다. 상기 기지국에서 전송한 순방향 DPCCH 신호를 수신한 사용자 단말기는 상기 순방향 DPCCH의 TPC 필드를 읽어 TPC 명령에 상응하도록 송신 전력을 조정하고, 또한 상기 순방향 DPCCH의 파일럿 필드를 읽어 수신 신호의 신호대 간섭비를 계산하고, 상기 계산한 신호대 간섭비를 이용하여 상기 기지국의 전송 전력 조절 여부를 결정하고 이를 역방향 TPC 신호를 통하여 상기 기지국으로 전송한다. 상기 사용자 단말기는 상기 조정된 송신 전력으로 역방향 DPCCH(UL DPCCH at UE) 신호를 상기 기지국으로 송신하고, 그러면 상기 기지국은 소정 시간 후에 상기 사용자 단말기에서 송신한 역방향 DPCCH(UL DPCCH at UTRAN) 신호를 수신한다. 여기서, 상기 역방향 DPCCH 신호에는 상기 사용자 단말기가 계산한 상기 기지국의 송신 전력 제어 정보가 포함된다. 그런데 상기 DPCH 전력 제어를 수행함에 있어 3GPP에서 권고하는 1슬롯(slot) 지연 전력 제어를 만족하기 위해서는 안테나 단을 기준으로 하였을 때 다중 경로 지연 시간 및 전력 제어를 위한 처리 지연 시간을 고려한 총 지연 시간이 512 chip이내이어야만 한다. 상기 총 지연 시간이 상기 512 chip보다 크면 1 슬롯 지연 전력제어가 불가능하게 되므로 시스템 성능 저하가 발생한다.
그런데 상기에서 설명한 바와 같이 순방향 DPCH 전력 제어를 위한 DPCCH의 파일럿 필드와 TPC 필드를 통해 송신되는 신호들은 STTD 인코딩이 적용되므로, 사용자 단말기는 상기 DPCCH의 파일럿 필드와 TPC 필드를 통해 송신된 신호들을 복조할 경우 반드시 상기 STTD 디코딩을 수행하여야만 한다. 그러면 여기서 STTD 인코딩된 DPCCH 신호를 복조하는 장치를 도 5를 참조하여 설명하기로 한다.
상기 도 5는 STTD 인코딩이 적용된 전용 물리 채널 신호를 복조하는 일반적인 장치 내부 구조를 도시한 도면이다.
상기 도 5를 참조하면, 상기에서 설명한 바와 같이 DPCH 신호를 STTD 인코딩을 적용하여 송신하였을 경우 상기 STTD 인코딩 적용된 DPCH 신호는 사용자 단말기 안테나(도시하지 않음)를 통해 수신되고, 상기 수신된 DPCH 신호는 STTD 디코더(STTD decoder)(511)로 입력된다. 상기 STTD 디코더(511)는 상기 입력된 DPCH 신호를 입력하여 상기 기지국에서 적용한 STTD 인코딩 방식에 상응하는 STTD 디코딩 방식으로 디코딩한 후 출력한다. 상기 STTD 디코더(511)에서 출력한 STTD 디코딩된 DPCH 신호는 각각 복조기(demodulator)와 DPCCH 처리기(DPCCH processor)(513)로 입력된다. 상기 DPCCH 처리기(513)는 상기 STTD 디코딩된 DPCH 신호들중 DPCCH 신호를 입력하여 TPC 필드와 파일럿 필드를 통해 전송된 TPC 신호 및 파일럿 신호를 처리한다. 상기 DPCCH 처리기(513)에서 출력한 TPC 신호 및 파일럿 신호는 상기 DPCH 신호에 대한 measurement가 된다. 결국 사용자 단말기는 상기 파일럿 신호로부터 DPCH를 통해 수신된 신호의 신호대 간섭비를 알게 되고, 또한 상기 TPC 신호로부터 상기 사용자 단말기 자신의 송신 전력에 대한 조정값을 알게되어 TPC 신호를 생성하고, 상기 생성한 TPC 신호를 역방향 전용 물리 채널의 TPC 필드를 통해 상기 기지국으로 전송하여 정확한 전송 전력 제어를 가능하게 한다. 상기 DPCH 신호 복조 과정에 따른 타이밍 관계를 도 6을 참조하여 설명하기로 한다.
상기 도 6은 상기 도 5의 전용 물리 채널 신호 복조 과정에 따른 타이밍 관계를 개략적으로 도시한 도면이다.
상기 도 6을 설명함에 있어 설명의 편의상 상기 DPCH 신호 중 파일럿 필드를 통해 수신되는 신호를 일 예로 하여 설명하기로 한다. 먼저 파일럿 필드를 통해 수신되는 신호, 즉 파일럿 신호는 상기 STTD 디코더(511)로 입력되는데 그 시점을 시간(t)축에서 0으로 설정하였다. 그리고 나서 상기 파일럿 신호는 상기 STTD 디코더(511)를 통해 STTD 디코딩된 후 출력되고 이 시점을 t1 시점으로 표현하였으며, 상기 STTD 디코딩된 파일럿 신호를 이용하여 수신 DPCH 신호의 신호대 간섭비를 계산한다. 상기 계산한 신호대 간섭비를 이용하여 사용자 단말기의 전력 제어를 위해 필요한 TPC를 생성하는데, 이 시점이 t2 시점이 된다. 상기 도 6에서 STTD 디코딩으로 인한 시간 지연이 t1만큼 발생하였다.
결국 DPCH의 파일럿 필드와 TPC 필드를 통해 송신된 신호들을 처리하는데 있어서 STTD 디코딩 방법을 이용한다면 전력제어상의 총 지연시간을 증가시켜서 시스템 성능을 저하시키는 원인이 된다.
따라서, 본 발명의 목적은 코드 분할 다중 접속 통신 시스템에서 전력 제어 지연 시간을 최소화시키는 채널 복조 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 다른 목적은 코드 분할 다중 접속 통신 시스템에서 시공간 송신 다이버시티 인코딩이 적용된 채널 신호에 대한 복조 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 코드 분할 다중 접속 통신 시스템에서 시공간 송신 다이버시티 인코딩이 적용된 전력 제어 정보에 대한 수신 장치 및 방법을 제공함에 있다.
상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 제1견지에 따른 장치는; 제1안테나와 제2안테나를 구비하는 송신기가 수신기의 전력 제어 정보를 포함하는 채널 신호를 시공간 송신 다이버시티 인코딩하여 상기 안테나들을 통해 송신하는 통신 시스템에서 상기 전력 제어 정보를 수신하는 장치에 있어서, 상기 송신기에서 송신한 신호를 수신하고, 상기 수신 신호를 미리 설정한 제1패턴을 이용하여 상기 제1안테나에서 송신한 신호로 처리하는 제1안테나 신호 처리부와, 상기 수신 신호를 상기 제1패턴과 직교성을 가지는 제2패턴을 이용하여 상기 제2안테나에서 송신한 신호로 처리하는 제2안테나 신호 처리부와, 상기 제1안테나 신호 처리부에서 출력된 신호와 제2안테나 신호 처리부에서 출력된 신호를 컴바이닝하여 상기 전력 제어 정보를생성하는 가산기를 포함함을 특징으로 한다.
상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 제2견지에 따른 장치는; 제1안테나와 제2안테나를 구비하는 송신기가 수신기의 전력 제어 정보를 인접한 데이터 정보와 함께 시공간 송신 다이버시티 인코딩하고, 상기 시공간 송신 다이버시티 인코딩한 채널 신호를 상기 안테나들을 통해 송신하는 통신 시스템에서 상기 전력 제어 정보를 수신하는 장치에 있어서, 상기 송신기에서 송신한 신호를 수신하여 상기 제1안테나 및 제2안테나 채널 예측값으로 채널 보상한 제1보상신호 및 제2보상신호를 입력하고, 상기 제1보상신호와 상기 제2보상신호를 디코딩하여 후입력된 정보부터 선출력하도록 하는 시공간 송신 다이버시티 디코더와, 상기 시공간 송신 다이버시티 디코더에서 출력하는 신호와 미리 설정한 제1패턴을 이용해 상기 전력 제어 정보를 검출하는 곱셈기를 포함함을 특징으로 한다.
상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 제3견지에 따른 방법은; 제1안테나와 제2안테나를 구비하는 송신기가 수신기의 전력제어 정보를 포함하는 채널 신호를 시공간 송신 다이버시티 인코딩하여 상기 안테나들을 통해 송신하는 통신 시스템에서 상기 전력 제어 정보를 수신하는 방법에 있어서, 상기 송신기에서 송신한 신호를 수신하고, 상기 수신 신호를 미리 설정한 제1패턴을 이용하여 상기 제1안테나에서 송신한 신호로 처리하는 제1안테나 신호 처리 과정과, 상기 수신 신호를 상기 제1패턴과 직교성을 가지는 제2패턴을 이용하여 상기 제2안테나에서 송신한 신호로 처리하는 제2안테나 신호 처리 과정과, 상기 제1안테나 신호 과정과 제2안테나 신호 처리 과정에서 처리된 신호들을 컴바이닝하여 상기 전력 제어 정보를 검출하는 제3과정을 포함함을 특징으로 한다.
상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 제4견지에 따른 방법은; 제1안테나와 제2안테나를 구비하는 송신기가 수신기의 전력제어 정보를 상기 전력 제어 정보와 인접한 데이터 정보와 함께 시공간 송신 다이버시티 인코딩하고, 상기 시공간 송신 다이버시티 인코딩한 채널 신호를 상기 안테나들을 통해 송신하는 통신 시스템에서 상기 전력 제어 정보를 수신하는 방법에 있어서, 상기 송신기에서 송신한 신호를 수신하여 상기 제1안테나 및 제2안테나 채널 예측값으로 채널 보상한 제1보상신호 및 제2보상신호를 입력하고, 상기 제1보상신호와 상기 제2보상신호를 디코딩하여 후입력된 정보부터 선출력하도록 하는 과정과, 상기 시공간 송신 다이버시티 디코딩된 신호와 미리 설정한 제1패턴을 이용해 상기 전력 제어 정보를 검출하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.
도 1은 이동 통신 시스템의 순방향 전용물리채널의 구조를 도시한 도면
도 2는 시공간 송신 다이버시티 인코더를 통한 채널 인코딩을 개략적으로 도시한 도면
도 3은 시공간 송신 다이버시티 인코더를 통한 채널 비트 인코딩을 개략적으로 도시한 도면
도 4는 일반적인 전용 물리 채널 전력 제어 타이밍을 개략적으로 도시한 도면
도 5는 STTD 인코딩이 적용된 전용 물리 채널 신호를 처리하는 일반적인 장치 내부 구조를 도시한 도면
도 6은 상기 도 5의 전용 물리 채널 신호 복조 과정에 따른 타이밍 관계를 개략적으로 도시한 도면
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 STTD 인코딩이 적용된 전용 물리 채널신호를 처리하는 장치 내부 구조를 도시한 도면
도 8은 본 발명의 다른 실시예에 따른 STTD 인코딩이 적용된 전용 물리 채널 신호를 처리하는 장치 내부 구조를 도시한 도면
도 9는 상기 도 8의 시공간 송신 다이버시티 디코더(811)의 전용 물리 채널 신호 처리 과정에 따른 입출력 신호 타이밍 관계를 개략적으로 도시한 도면
도 10은 본 발명의 실시예에 따른 STTD 인코딩이 적용된 전용 물리 채널 신호를 처리하는 장치 내부 구조를 도시한 도면
도 11은 상기 도 10의 전용 물리 채널 신호 처리 과정에 따른 타이밍 관계를 개략적으로 도시한 도면
이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시예를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 하기의 설명에서는 본 발명에 따른 동작을 이해하는데 필요한 부분만이 설명되며 그 이외 부분의 설명은 본 발명의 요지를 흩트리지 않도록 생략될 것이라는 것을 유의하여야 한다.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 STTD 인코딩이 적용된 전용 물리 채널 신호를 복조하는 장치 내부 구조를 도시한 도면이다.
상기 도 7을 설명하기에 앞서 본 발명의 실시예에서는 기지국(Node B)이 2개의 송신 다이버시티(Tx diversity) 안테나, 즉 제1안테나(ANT 1)와 제2안테나(ANT 2)를 통해 채널(channel) 신호를 전송하는 경우를 가정하기로 하며, 전용 물리 채널(DPCH: Dedicated Physical Channel, 이하 "DPCH"라 칭하기로 한다)은 상기 도 1에서 설명한 DPCH 슬롯 포맷(slot format)과 동일한 슬롯 포맷을 가진다. 그리고 상기 도 7은 상기 DPCH 슬롯 포맷에서 전용 물리 제어 채널(DPCCH: Dedicated Physical Control Channel, 이하 "DPCCH"라 칭하기로 한다) 전송 전력 제어(TPC: Transport Power Control, 이하 "TPC"라 칭하기로 한다) 필드(field)를 통해 전송되는 TPC 비트들의 수 및 파일럿(pilot) 필드를 통해 전송되는 파일럿 비트들 수가 4, 8, 16과 같이 적어도 4 이상이며, 4의 배수인 수로 구성될 경우의 DPCH 신호를 처리하는 경우를 가정한다. 상기 도 7을 참조하면, 먼저 기지국에서 상기 2개의 안테나들을 통해 DPCH 신호를 송신하면 사용자 단말기의 안테나를 통해 수신되고, 상기 안테나를 통해 수신된 신호는 채널 보상(channel compensation)된다. 즉 상기 안테나를 통해 수신한 신호를 상기 기지국에서 제1안테나를 통해 송신한 신호의 채널 예측값과 제2안테나를 통해 송신한 신호의 채널 예측값으로 채널 보상한다. 여기서 상기 제1안테나 채널 예측값으로 보상한 신호(ANT 1 compensated signal)를 "제1안테나 채널 보상 신호"라고 정의하며, 상기 제2안테나 채널 예측값으로 보상한 신호(ANT 2 compensated signal)를 "제2안테나 채널 보상 신호"라고 정의한다. 상기 제1안테나 채널 보상 신호 및 제2안테나 채널 보상 신호는 채널 보상만 되었을 뿐 상기 제1안테나 및 제2안테나 신호로 구분된 상태는 아니다. 이렇게 상기 제1안테나 채널 보상 신호 및 제2안테나 채널 보상 신호가 입력되면 역다중화기(DEMUX)(도시하지 않음)는 상기 DPCH의 TPC 필드와 파일럿 필드 신호만을 분리하여 곱셈기(multiplier)(711)로 출력하고, 상기 제2안테나 채널 보상 신호에서 분리한 TPC 필드와 파일럿 필드 신호를 곱셈기(751)로 출력한다. 그런데 상기 TPC 필드 신호와 파일럿 필드 신호, 즉 TPC 심볼과 파일럿 심볼 처리 방법은 동일하므로 여기서는 설명의 편의상 파일럿 심볼, 특히 4비트로 구성된 파일럿 심볼을 일 예로 하여 설명하기로 한다. 그러므로 상기 곱셈기(711) 및 곱셈기(751)로 입력되는 신호는 파일럿 필드를 통해 수신되는 파일럿 신호이다.
상기 곱셈기(711)는 상기 파일럿 신호가 입력되면, 제1안테나 DPCH TPC & 파일럿 패턴 생성기(713)에서 생성한 상기 제1안테나에 해당하는 제1안테나 파일럿 패턴(pilot pattern)과 상기 입력된 파일럿 신호를 곱한 후 누적기(accumulator)(715)로 출력한다. 여기서, 상기 제1안테나 DPCH TPC & 파일럿 패턴 생성기(713)에서 생성하는 제1안테나 파일럿 패턴은 표 1과 표 2를 참고할 때 서로 직교함을 알 수 있다. 특히, 상기 도 7에서는 4비트들로 구성된 파일럿 심볼을 일 예로 하였으므로 상기 제1안테나 DPCH TPC & 파일럿 패턴 생성기(713)는 상기 표 1의 Npilot= 4일 경우의 제1안테나 파일럿 패턴을 상기 곱셈기(711)로 출력하는 것이다. 상기 누적기(715)는 상기 곱셈기(711)에서 출력한 신호, 즉 제1안테나 패턴이 제거된 신호를 상기 파일럿 필드 구간동안 누적한 후 가산기(adder)(730)로 출력한다.
한편, 상기 곱셈기(751)는 상기 파일럿 신호가 입력되면, 제2안테나 DPCHTPC & 파일럿 패턴 생성기(753)에서 생성한 상기 제2안테나에 해당하는 제2안테나 파일럿 패턴과 상기 입력된 파일럿 신호를 곱한 후 누적기(755)로 출력한다. 여기서, 상기 제2안테나 DPCH TPC & 파일럿 패턴 생성기(753)에서 생성하는 제2안테나 파일럿 패턴은 기지국에서 적용한 제2안테나 파일럿 패턴, 즉 상기 표 2에 나타낸 제2안테나 파일럿 패턴과 동일한 파일럿 패턴을 이다. 특히, 상기 도 7에서는 4비트들로 구성된 파일럿 심볼을 일 예로 하였으므로 상기 제2안테나 DPCH TPC & 파일럿 패턴 생성기(753)는 상기 표 2의 Npilot= 4일 경우의 제2안테나 파일럿 패턴을 상기 곱셈기(751)로 출력하는 것이다. 상기 누적기(755)는 상기 곱셈기(751)에서 출력한 신호, 즉 제2안테나 패턴이 제거된 신호를 상기 파일럿 필드 구간동안 누적한 후 상기 가산기(730)로 출력한다. 여기서, 상기 제1안테나 파일럿 신호와 제2안테나 파일럿 신호 자체가 상호간에 직교성(orthogonality)을 가지기 때문에 상기 누적기(715)가 파일럿 필드 구간동안 상기 곱셈기(711)에서 출력되는 신호를 누적할 경우 상기 제1안테나 파일럿 신호와 제2안테나 파일럿 신호의 직교성에 의해 안테나별로 분리된 파일럿 신호 누적값이 상기 누적기(715)에서 출력된다.
결국, 상기 가산기(730)는 상기 누적기(715)와 누적기(755)에서 출력한 신호를 컴바이닝(combining)하여 TPC를 생성할 수 있는 신호를 출력한다. 그리고 기지국에서 STTD 인코딩을 적용하여 DPCH 신호를 송신하였는지 혹은 상기 파일럿 비트들 수 및 TPC 비트들 수에 대한 정보는 제어기(도시하지 않음)로부터 제공되고, 상기 기지국에서 DPCH 신호에 대해 STTD 인코딩을 적용하지 않았을 경우에는 제어기가 제공하는 STTD On/Off 신호에 의해 상기 제2안테나에 관련된 구성들, 즉 곱셈기(751)와, 제2안테나 DPCH TPC & 파일럿 패턴 생성기(753)와, 누적기(755) 및 가산기(730)를 사용하지 않는다. 그 이유는 상기 기지국에서 DPCH 신호에 대해 STTD 인코딩을 적용하지 않았기 때문에 기지국에서 제2안테나를 통해 송신하는 신호가 존재하지 않기 때문이다. 상기 도 7에서 설명한 DPCH 신호 처리 장치는 TPC 신호 및 파일럿 신호를 STTD 디코딩 하지 않고 직접 처리하는 것이 가능하여 상기 STTD 디코딩에 소요되는 시간지연을 제거한다는 이점을 가진다.
상기 도 7에서는 상기 TPC 필드 및 파일럿 필드를 통해 전송되는 신호가 적어도 4개 이상의 비트들인 경우를 가정하여 DPCH 신호 복조를 설명하였으며, 다음으로 상기 TPC 필드 및 파일럿 필드를 통해 전송되는 신호가 2비트로 구성된 경우의 DPCH 신호를 처리하는 장치를 도 8을 참조하여 설명하기로 한다.
상기 도 8은 본 발명의 다른 실시예에 따른 STTD 인코딩이 적용된 DPCH 신호를 처리하는 장치 내부 구조를 도시한 도면이다.
상기 도 8을 설명하기에 앞서 상기 DPCH 슬롯 포맷에서 상기 TPC 필드를 통해 전송되는 TPC 비트들의 수 및 파일럿 필드를 통해 전송되는 파일럿 비트들 수가 2일 경우의 DPCH 신호를 처리하는 경우를 가정한다. 그런데 상기 TPC 필드 신호와 파일럿 필드 신호의 처리 방법은 동일하므로 여기서는 설명의 편의상 파일럿 신호, 특히 2비트로 구성된 파일럿 신호를 일 예로 하여 설명하기로 한다. 여기서, 상기 파일럿 비트들 수가 2인 경우를 상기 도 7에서 설명한 바와 같은 DPCH 신호를 처리하는 장치에서 처리하지 않고 별도의 새로운 DPCH 신호 처리 장치를 도입한 이유는상기 파일럿 비트들이 2비트이기 때문에 기지국에서 STTD 인코딩시 상기 파일럿 비트들 뿐만 아니라 인접한 데이터 2(Data 2)의 데이터 비트들(data bits)을 함께 사용하기 때문이다. 이렇게 데이터 비트들을 함께 사용하여 파일럿 비트들에 대해 STTD 인코딩을 적용하였을 경우 제1안테나와 제2안테나에서 파일럿 비트들의 위치가 서로 다를 뿐만 아니라 데이터 비트들의 패턴을 식별하는 것이 불가능하기 때문에 상기 제1안테나 및 제2안테나를 통해 송신되는 신호들간에 직교성이 유지되지 않기 때문이다.
상기 2비트의 파일럿 비트들을 가지는 파일럿 필드를 포함하는 DPCH 신호를 처리할 경우에는 STTD 인코딩이 적용된 경우와 STTD 인코딩이 적용되지 않은 경우가 상이하게 동작한다. 즉, STTD 인코딩이 적용되지 않은 경우는 제어기(도시하지 않음)에서 제공하는 STTD On/Off 신호에 의해 제1안테나를 통해 수신되는 DPCH 신호가 STTD디코더(811)를 거치지 않고 직접 곱셈기(815)로 입력되어 처리 된다. 그러나, STTD 인코딩이 적용된 경우는 다음과 같이 동작한다. 상기 파일럿 필드를 통해 송신되는 파일럿 비트들이 2비트일 경우 상기 파일럿 필드와 인접한 데이터 2(Data 2) 필드를 통해 송신되는 데이터 비트들의 마지막 심볼, 즉 2비트의 데이터 비트들로 STTD 인코딩되어 송신된다.
상기 도 7에서 설명한 바와 마찬가지로, 먼저 기지국에서 상기 2개의 안테나들을 통해 DPCH 신호를 송신하면 사용자 단말기의 안테나를 통해 수신되고, 상기 안테나를 통해 수신된 신호는 채널 보상된다. 즉 상기 안테나를 통해 수신한 신호를 상기 기지국에서 제1안테나를 통해 송신한 신호의 채널 예측값과 제2안테나를통해 송신한 신호의 채널 예측값으로 채널 보상한다. 여기서 상기 제1안테나 채널 예측값으로 보상한 신호(ANT 1 compensated signal)를 "제1안테나 채널 보상 신호"라고 정의하며, 상기 제2안테나 채널 예측값으로 보상한 신호(ANT 2 compensated signal)를 "제2안테나 채널 보상 신호"라고 정의한다. 상기 제1안테나 채널 보상 신호 및 제2안테나 채널 보상 신호는 채널 보상만 되었을 뿐 상기 제1안테나 및 제2안테나 신호로 구분된 상태는 아니다. 이렇게 상기 제1안테나 채널 보상 신호 및 제2안테나 채널 보상 신호가 입력되면 역다중화기(DEMUX)(도시하지 않음)는 상기 DPCH의 파일럿 필드 신호만을 분리하여 상기 제1안테나 채널 보상 신호에서 분리한 파일럿 필드 신호를 STTD 디코더(STTD decode)(811) 및 선택기(selector)(813)로 출력하고, 상기 제2안테나 채널 보상 신호에서 분리한 파일럿 필드 신호를 상기 STTD 디코더(813)로 출력한다.
상기 STTD 디코더(813)는 상기 제1안테나 채널 보상 신호 및 제2안테나 채널 보상 신호를 입력으로 하여 STTD 디코딩 한 후 상기 선택기(813)로 출력한다. 상기 STTD 디코더(813)는 상기 제1안테나 채널 보상 신호와 상기 제2안테나 채널 보상 신호를 가지고 STTD 디코딩한 신호를 출력할 경우 입력된 시간의 역순으로 출력한다. 즉, 상기 STTD 디코더(813)로 입력되는 상기 제1안테나 채널 보상 신호 및 제2안테나 채널 보상 신호는, 일 예로 상기 제1안테나 채널 보상 신호가 데이터 심볼과 파일럿 심볼이 순차적으로 입력될 경우 상기 제2안테나 채널 보상 신호는 파일럿 심볼과 데이터 심볼이 순차적으로 입력되는 형태를 가지게 되는데, 이렇게 상기 제1안테나 채널 보상 신호와 제2안테나 채널 보상 신호를 STTD 디코딩하게 되면 일반적으로 입력 시간 순서에 따라 상기 데이터 심볼과 파일럿 심볼이 순차적으로 출력된다. 그러나, 현재 관심있는 신호는 데이터 신호가 아니라 파일럿 신호이기 때문에 파일럿 신호를 먼저 출력하는것이 중요하고, 그래서 상기 STTD 디코더(813)는 상기 STTD 디코딩에 따라 출력되는 신호의 순서를 파일럿 심볼. 데이터 심볼의 순으로 치환하여 출력한다.
한편, 상기 기지국에서 STTD 인코딩을 적용하여 DPCH 신호를 송신하였는지 혹은 상기 파일럿 비트들 수 및 TPC 비트들 수에 대한 정보는 제어기(도시하지 않음)로부터 제공되고, 상기 기지국에서 DPCH 신호에 대해 STTD 인코딩을 적용하지 않았을 경우에는 상기 STTD 디코더(811)를 사용하지 않는다. 그 이유는 상기 기지국에서 DPCH 신호에 대해 STTD 인코딩을 적용하지 않았기 때문에 기지국에서 제1안테나를 통해 송신하는 신호만이 존재하여 STTD 디코딩 자체가 필요없기 때문이다. 상기 선택기(813)는 상기 제어기의 제어에 따라서 상기 DPCH 신호가 STTD 인코딩되지 않았을 경우 상기 제1안테나 채널 보상 신호만을 곱셈기(815)로 출력되도록 선택하고, 상기 DPCH 신호가 STTD 인코딩되었을 경우 상기 STTD 디코더(811)에서 출력하는 신호만을 상기 곱셈기(815)로 출력되도록 선택한다. 상기 곱셈기(815)는 상기 선택기(813)로부터 신호가 입력되면, 제1안테나 DPCH TPC & 파일럿 패턴 생성기(817)에서 생성한 상기 제1안테나에 해당하는 제1안테나 파일럿 패턴과 상기 선택기(813)로부터 입력된 신호를 곱해 파일럿 신호를 처리한다. 여기서, 상기 제1안테나 DPCH TPC & 파일럿 패턴 생성기(817)에서 생성하는 제1안테나 파일럿 패턴은 기지국에서 적용한 제1안테나 파일럿 패턴, 즉 상기 표 1에 나타낸 제1안테나파일럿 패턴의 켤레값이다. 특히, 상기 도 8에서는 2비트들로 구성된 파일럿 심볼을 일 예로 하였으므로 상기 제1안테나 DPCH TPC & 파일럿 패턴 생성기(817)는 상기 표 1의 Npilot= 2일 경우의 제1안테나 파일럿 패턴의 켤레값을 상기 곱셈기(815)로 출력하는 것이다.
한편, 상기 TPC 신호에 대해서도 상기 파일럿 신호와 동일한 방법을 사용하는데, 상기 파일럿 패턴은 기지국 전송 안테나들 각각에 대해 제시(UMTS 표준 규격 TS 25.211 참조)되어 있는 반면, 상기 TPC 패턴은 별도로 제시되어 있지 않다. 그러므로 제1안테나에 대한 TPC 패턴을 찾아야만 하는데, 상기 TPC 신호는 슬롯내의 구간동안 항상 같은 비트를 전송하는데, 중요한 정보를 가지는 것은 상기 TPC 신호의 비트값이 아니라 TPC 신호의 부호이다. 따라서 TPC 신호의 부호를 고려하지 않는다면 상기 제1안테나의 TPC 패턴은 항상 1의 값을 가지는 비트들로만 이루어진다. 그리고, 제 2 안테나의 TPC 패턴은 제 1 안테나의 TPC 패턴을 STTD 인코딩하여 구한다. 상기 TPC 필드의 비트들에 STTD 인코딩을 적용하는 경우 상기 TPC 필드를 통해 전송되는 비트 패턴을 하기 표 3에 나타내었다.
그러면 상기에서 설명한 STTD 디코더(811)의 STTD 디코딩 동작에 따른 입출력 신호 타이밍 관계를 도 9를 참조하여 설명하기로 한다.
상기 도 9는 상기 도 8의 STTD 디코더(811)의 DPCH 신호 복조 과정에 따른 입출력 신호 타이밍 관계를 개략적으로 도시한 도면이다.
상기 도 9에는 먼저 상기 도 8의 STTD 디코더(811)의 입력 신호들, 즉 상기 도 8에 도시한 A 지점 및 B 지점에서의 신호들인 제1안테나 채널 보상 신호 및 제2안테나 채널 보상 신호들이 도시되어 있다. 상기에서 설명한 바와 같이 상기 제1안테나 채널 보상 신호는 데이터 신호와 파일럿 신호가 순차적으로 입력되는 형태를 가지고, 상기 제2안테나 채널 보상 신호는 파일럿 신호와 데이터 신호가 순차적으로 입력되는 형태를 가진다. 이런 형태들을 가지는 상기 제1안테나 채널 보상 신호 및 제2안테나 채널 보상 신호가 상기 STTD 디코더(811)로 입력되면, 상기 STTD 디코더(811)는 상기 입력되는 제1안테나 채널 보상 신호 및 제2안테나 채널 보상 신호를 STTD 디코딩하여 출력한다. 즉 상기 도 8에 도시한 C 지점에서의 신호인 상기 STTD 디코더(811)의 출력 신호는 파일럿 신호, 데이터 신호 순서의 형태를 가진다. 그래서 필요한 파일럿 심볼을 먼저 처리하는 것이 가능하게 된다.
결국 본 발명의 실시예에 따르면 STTD 인코딩을 적용한 DPCH 신호를 수신할 경우에도 상기 STTD 인코딩에 대응하는 별도의 STTD 디코딩을 수행하지 않음으로써 DPCH 신호의 파일럿 신호 및 TPC 신호를 신속하게 검출 가능하고, 따라서 상기 검출한 TPC 신호 및 파일럿 신호를 이용하여 신속한 DPCH 전력 제어가 가능하게 된다. 그러면 여기서 상기 본 발명의 실시예에 따른 전반적인 DPCH 신호를 처리하는 장치를 도 10을 참조하여 상기 종래 기술에 따른 DPCH 신호를 복조하는 장치와 비교하고, 그 DPCH 신호 복조에 따른 타이밍 관계를 도 11을 참조하여 설명하기로 한다.
상기 도 10은 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하는 STTD 인코딩이 적용된 DPCH 신호를 복조하는 장치 내부 구조를 도시한 도면이다.
상기 도 10을 설명함에 있어 상기 도 10에 도시되어 있는 구성부들은 상기 도 7 및 도 8에서 설명한 동작들과 동일한 동작들을 수행하며, 다만 종래 기술 부분에서 설명한 DPCH 신호 복조 장치, 즉 도 5에 도시되어 있는 장치와 비교를 위해 개략적으로 도시한 것이다. 상기 도 10을 참조하면, 상기에서 설명한 바와 같이 DPCH 신호를 STTD 인코딩을 적용하여 송신하였을 경우 상기 STTD 인코딩 적용된 DPCH 신호는 사용자 단말기 안테나(도시하지 않음)를 통해 수신되고, 상기 수신된 DPCH 신호는 STTD 디코더(STTD decoder)(1011)로 입력된다. 상기 STTD 디코더(1011)는 상기 입력된 DPCH 신호를 입력하여 상기 기지국에서 적용한 STTD 인코딩 방식에 상응하는 STTD 디코딩 방식으로 디코딩한 후 복조기(demodulator)로 출력한다. 한편, DPCCH 처리기(1013)는 상기 안테나를 통해 수신된 DPCH 신호들 중 특히 DPCCH 신호를 입력하여 TPC 필드와 파일럿 필드를 통해 전송된 TPC 심볼 및 파일럿 심볼을 처리한다. 여기서, 상기 DPCCH 처리기(1013)의 동작은 상기 도 7 및 도 8에서 설명한 바와 동일하다. 상기 DPCCH 처리기(513)에서 출력한 TPC 신호 및 파일럿 신호는 상기 DPCH 신호에 대한 measurement를 위하여 사용된다.
결국 본 발명의 실시예에 따른 DPCCH 처리기는 기지국에서 STTD 인코딩을 적용하여 DPCH 신호를 송신하였다 할지라도 별도의 STTD 디코딩 과정없이 직접 TPC 신호와 파일럿 신호를 처리함으로써 STTD 디코딩에 소요되는 시간을 제거한다. 그러면 상기 DPCCH 신호 복조 과정에 따른 타이밍 관계를 도 11을 참조하여 설명하기로 한다.
상기 도 11은 상기 도 10의 전용 물리 채널 신호 복조 과정에 따른 타이밍 관계를 개략적으로 도시한 도면이다.
상기 도 11을 설명함에 있어 설명의 편의상 상기 DPCH 신호 중 파일럿 필드를 통해 수신되는 신호를 일 예로 하여 설명하기로 한다. 먼저 상기 사용자 단말기 안테나를 통해 수신된 신호는 상기 STTD 디코더(1011) 및 DPCCH 처리기(1013)로 입력되는데 그 시점을 시간(t)축에서 0으로 설정하였다. 그리고 나서 상기 DPCH 신호의 파일럿 신호는 상기 DPCCH 처리기(1013)를 통해 처리되는데, 이 시점을 t3 시점으로 표현하였으며, 상기 복조된 파일럿 신호를 가지고 수신 DPCH 신호의 신호대 간섭비를 계산한다. 상기 계산한 신호대 간섭비를 가지고 사용자 단말기의 전력 제어를 위해 필요한 TPC를 생성하는데, 이 시점이 t4 시점이 된다. 결국 상기 도 11에서 파일럿 신호를 복조함에 있어 STTD 디코딩으로 인한 지연시간이 발생하지 않았다.
한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 안되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.
상술한 바와 같은 본 발명은, 코드 분할 다중 접속 이동 통신 시스템에서 STTD 인코딩을 적용한 DPCH 신호를 수신할 경우에도 상기 STTD 인코딩에 대응하는 별도의 STTD 디코딩을 수행하지 않아도 됨으로 DPCH 신호의 파일럿 신호 및 TPC 신호를 신속하게 검출 가능하다는 이점을 가진다. 따라서 상기 검출한 TPC 신호 및 파일럿 신호를 이용하여 신속한 DPCH 전력 제어가 가능하게 되어 시스템 성능 향상을 가져온다는 이점을 가진다.

Claims (22)

  1. 제1안테나와 제2안테나를 구비하는 송신기가 수신기의 전력 제어 정보를 포함하는 채널 신호를 시공간 송신 다이버시티 인코딩하여 상기 안테나들을 통해 송신하는 통신 시스템에서 상기 전력 제어 정보를 수신하는 장치에 있어서,
    상기 송신기에서 송신한 신호를 수신하고, 상기 수신 신호를 미리 설정한 제1패턴을 이용하여 상기 제1안테나에서 송신한 신호로 처리하는 제1안테나 신호 처리부와,
    상기 수신 신호를 상기 제1패턴과 직교성을 가지는 제2패턴을 이용하여 상기 제2안테나에서 송신한 신호로 처리하는 제2안테나 신호 처리부와,
    상기 제1안테나 신호 처리부에서 출력된 신호와 제2안테나 신호 처리부에서 출력된 신호를 컴바이닝하여 상기 전력 제어 정보를 생성하는 가산기를 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 제1안테나 신호 처리부는;
    상기 수신신호를 입력하고, 상기 수신신호와 상기 제1패턴을 곱하는 제1곱셈기와,
    상기 제1곱셈기에서 출력하는 신호를 상기 채널의 전력제어정보가 포함된 필드의 크기만큼 누적하는 제1누적기를 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 제2안테나 신호 처리부는;
    상기 수신신호를 입력하고, 상기 수신신호와 상기 제2패턴을 곱하는 제2곱셈기와,
    상기 제2곱셈기에서 출력하는 신호를 상기 채널의 전력제어정보가 포함된 필드의 크기만큼 누적하는 제2누적기를 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 채널은 전용 물리 채널임을 특징으로 하는 상기 장치.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 전력 제어 정보는 전력 제어 비트들 혹은 파일럿 비트들임을 특징으로 하는 상기 장치.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 전력 제어 정보가 상기 전력 제어 비트들일 경우 상기 제1패턴과 제2패턴은 하기 표 4의 안테나 1과 안테나 2에 표시된 패턴을 가짐을 특징으로 하는 상기 장치.
  7. 제1안테나와 제2안테나를 구비하는 송신기가 수신기의 전력 제어 정보를 인접한 데이터 정보와 함께 시공간 송신 다이버시티 인코딩하고, 상기 시공간 송신 다이버시티 인코딩한 채널 신호를 상기 안테나들을 통해 송신하는 통신 시스템에서 상기 전력 제어 정보를 수신하는 장치에 있어서,
    상기 송신기에서 송신한 신호를 수신하여 상기 제1안테나 및 제2안테나 채널 예측값으로 채널 보상한 제1보상신호 및 제2보상신호를 입력하고, 상기 제1보상신호와 상기 제2보상신호를 디코딩하여 후입력된 정보부터 선출력하도록 하는 시공간 송신 다이버시티 디코더와,
    상기 시공간 송신 다이버시티 디코더에서 출력하는 신호와 미리 설정한 제1패턴을 이용해 상기 전력 제어 정보를 검출하는 곱셈기를 포함함을 특징으로 하는상기 장치.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 송신기는 데이터 정보를 상기 전력 제어 정보에 선행하여 송신함을 특징으로 하는 상기 장치.
  9. 제7항에 있어서,
    상기 채널은 전용 물리 채널임을 특징으로 하는 상기 장치.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 전력 제어 정보는 전력 제어 비트들 혹은 파일럿 비트들임을 특징으로 하는 상기 장치.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 전력 제어 정보가 상기 전력 제어 비트들일 경우 상기 제1패턴과 상기 제1패턴과 직교성을 가지는 제2패턴은 하기 표 5의 안테나 1과 안테나 2에 표시된패턴을 가짐을 특징으로 하는 상기 장치.
  12. 제1안테나와 제2안테나를 구비하는 송신기가 수신기의 전력제어 정보를 포함하는 채널 신호를 시공간 송신 다이버시티 인코딩하여 상기 안테나들을 통해 송신하는 통신 시스템에서 상기 전력 제어 정보를 수신하는 방법에 있어서,
    상기 송신기에서 송신한 신호를 수신하고, 상기 수신 신호를 미리 설정한 제1패턴을 이용하여 상기 제1안테나에서 송신한 신호로 처리하는 제1안테나 신호 처리 과정과,
    상기 수신 신호를 상기 제1패턴과 직교성을 가지는 제2패턴을 이용하여 상기 제2안테나에서 송신한 신호로 처리하는 제2안테나 신호 처리 과정과,
    상기 제1안테나 신호 과정과 제2안테나 신호 처리 과정에서 처리된 신호들을 컴바이닝하여 상기 전력 제어 정보를 검출하는 제3과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
  13. 제12항에 있어서,
    상기 제1안테나 신호 처리 과정은;
    상기 수신신호를 입력하고, 상기 수신신호와 상기 제1패턴을 곱하는 과정과,
    상기 수신 신호와 제1패턴을 곱한 신호를 상기 채널의 전력제어정보가 포함된 필드의 크기만큼 누적하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
  14. 제12항에 있어서,
    상기 제2안테나 신호 처리 과정은;
    상기 수신신호를 입력하고, 상기 수신신호와 상기 제2패턴을 곱하는 과정과,
    상기 수신 신호와 제2패턴을 곱한 신호를 상기 채널의 전력제어정보가 포함된 필드의 크기만큼 누적하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
  15. 제12항에 있어서,
    상기 채널은 전용 물리 채널임을 특징으로 하는 상기 방법.
  16. 제15항에 있어서,
    상기 전력 제어 정보는 전력 제어 비트들 혹은 파일럿 비트들임을 특징으로하는 상기 방법.
  17. 제16항에 있어서,
    상기 전력 제어 정보가 상기 전력 제어 비트들일 경우 상기 제1패턴과 제2패턴은 하기 표 6의 안테나 1과 안테나 2에 표시된 패턴을 가짐을 특징으로 하는 상기 방법.
  18. 제1안테나와 제2안테나를 구비하는 송신기가 수신기의 전력제어 정보를 상기 전력 제어 정보와 인접한 데이터 정보와 함께 시공간 송신 다이버시티 인코딩하고, 상기 시공간 송신 다이버시티 인코딩한 채널 신호를 상기 안테나들을 통해 송신하는 통신 시스템에서 상기 전력 제어 정보를 수신하는 방법에 있어서,
    상기 송신기에서 송신한 신호를 수신하여 상기 제1안테나 및 제2안테나 채널 예측값으로 채널 보상한 제1보상신호 및 제2보상신호를 입력하고, 상기 제1보상신호와 상기 제2보상신호를 디코딩하여 후입력된 정보부터 선출력하도록 하는 과정과,
    상기 시공간 송신 다이버시티 디코딩된 신호와 미리 설정한 제1패턴을 이용해 상기 전력 제어 정보를 검출하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
  19. 제18항에 있어서,
    상기 송신기는 데이터 정보가 상기 전력 제어 정보에 선행하여 송신함을 특징으로 하는 상기 방법.
  20. 제18항에 있어서,
    상기 채널은 전용 물리 채널임을 특징으로 하는 상기 방법.
  21. 제20항에 있어서,
    상기 전력 제어 정보는 전력 제어 비트들 혹은 파일럿 비트들임을 특징으로 하는 상기 방법.
  22. 제21항에 있어서,
    상기 전력 제어 정보가 상기 전력 제어 비트들일 경우 상기 제1패턴과 상기 제1패턴과 직교성을 가지는 제2패턴은 하기 표 7의 안테나 1과 안테나 2에 표시된 패턴을 가짐을 특징으로 하는 상기 방법.
KR1020020016857A 2002-03-27 2002-03-27 코드 분할 다중 접속 통신 시스템에서 시공간 송신 다이버시티 방식을 이용한 채널 신호 수신 장치 및 방법 KR100886534B1 (ko)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020020016857A KR100886534B1 (ko) 2002-03-27 2002-03-27 코드 분할 다중 접속 통신 시스템에서 시공간 송신 다이버시티 방식을 이용한 채널 신호 수신 장치 및 방법
US10/397,852 US7209764B2 (en) 2002-03-27 2003-03-27 Apparatus and method for receiving channel signal using space time transmit diversity scheme in code division multiple access communication system

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020020016857A KR100886534B1 (ko) 2002-03-27 2002-03-27 코드 분할 다중 접속 통신 시스템에서 시공간 송신 다이버시티 방식을 이용한 채널 신호 수신 장치 및 방법

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20030077888A true KR20030077888A (ko) 2003-10-04
KR100886534B1 KR100886534B1 (ko) 2009-03-02

Family

ID=29546271

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020020016857A KR100886534B1 (ko) 2002-03-27 2002-03-27 코드 분할 다중 접속 통신 시스템에서 시공간 송신 다이버시티 방식을 이용한 채널 신호 수신 장치 및 방법

Country Status (2)

Country Link
US (1) US7209764B2 (ko)
KR (1) KR100886534B1 (ko)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101466894B1 (ko) * 2008-10-07 2014-12-02 삼성전자주식회사 무선통신시스템에서 전력 제어 장치 및 방법

Families Citing this family (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20050032933A (ko) * 2003-10-02 2005-04-08 엘지전자 주식회사 전송 포맷 조합의 시그널링 방법
EP1566896A1 (de) * 2004-02-18 2005-08-24 Siemens Aktiengesellschaft Verfahren zur Kommunikation über eine Mehrzahl von netzseitigen Sendeantennen
KR101075761B1 (ko) * 2005-02-02 2011-10-24 삼성전자주식회사 다중입출력 시스템에서 심볼을 송신하는 송신기 및 송신 방법
US20070025345A1 (en) * 2005-07-27 2007-02-01 Bachl Rainer W Method of increasing the capacity of enhanced data channel on uplink in a wireless communications systems
KR100763529B1 (ko) * 2006-08-30 2007-10-05 한국전자통신연구원 시공간 전송 다이버시티를 적용한 통신 시스템에서전력제어 방법 및 장치
EP1936851B1 (en) 2006-12-18 2019-08-28 Huawei Technologies Co., Ltd. Method and apparatus for transmitting/receiving data and control information through an uplink in a wireless communication system
US7941118B2 (en) * 2007-08-01 2011-05-10 Broadcom Corporation Method and apparatus to process dedicated physical control channel (DPCCH) in a transmit antenna diversity (TXDIV) rake finger
EP2484038A2 (en) 2009-09-30 2012-08-08 InterDigital Patent Holdings, Inc. Method and apparatus for multi-antenna transmission in uplink
CN102075299B (zh) * 2009-11-24 2013-08-28 华为技术有限公司 双空时发射分集模式的接收方法及设备
US20130322364A1 (en) * 2012-05-31 2013-12-05 Mediatek Inc. Method and mobile communications device utilizing the same
US9288760B2 (en) * 2012-10-10 2016-03-15 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for controlling uplink transmit power with optimum delay
US10069519B1 (en) * 2018-01-23 2018-09-04 Mitsubishi Electric Research Laboratories, Inc. Partition based distribution matcher for probabilistic constellation shaping

Family Cites Families (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6088408A (en) * 1998-11-06 2000-07-11 At & T Corp. Decoding for generalized orthogonal designs for space-time codes for wireless communication
CN1164046C (zh) * 1998-05-13 2004-08-25 三星电子株式会社 用于接收由基站发送的信号的移动台的装置和方法
US6977910B1 (en) * 1998-12-31 2005-12-20 Texas Instruments Incorporated Power control with space time transmit diversity
US6317411B1 (en) * 1999-02-22 2001-11-13 Motorola, Inc. Method and system for transmitting and receiving signals transmitted from an antenna array with transmit diversity techniques
US6987746B1 (en) * 1999-03-15 2006-01-17 Lg Information & Communications, Ltd. Pilot signals for synchronization and/or channel estimation
US6594473B1 (en) * 1999-05-28 2003-07-15 Texas Instruments Incorporated Wireless system with transmitter having multiple transmit antennas and combining open loop and closed loop transmit diversities
KR100580090B1 (ko) * 1999-12-18 2006-05-16 주식회사 케이티 송신 안테나 다이버서티를 사용하는 코드분할다중접속 시스템을 위한 모드 선택형 복조장치
ATE510368T1 (de) * 2000-02-16 2011-06-15 Lg Electronics Inc Verfahren zur rahmensynchronisation unter verwendung eines pilotenmuster in einem komprimierden modus
US6650694B1 (en) * 2000-02-18 2003-11-18 Texas Instruments Incorporated Correlator co-processor for CDMA RAKE receiver operations
JP2001267982A (ja) * 2000-03-22 2001-09-28 Matsushita Electric Ind Co Ltd Ｓｔｔｄエンコーディング方法およびダイバシティ送信機
KR100330222B1 (ko) * 2000-05-16 2002-03-25 윤종용 이동통신시스템의 채널 복조 장치 및 방법
US6690712B2 (en) * 2000-05-25 2004-02-10 Samsung Electronics Co., Ltd. Apparatus and method for transmission diversity using more than two antennas
JP2004289191A (ja) * 2001-01-19 2004-10-14 Yozan Inc Ｄｓ−ｃｄｍａシステムにおけるパスサーチ方法および受信装置

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101466894B1 (ko) * 2008-10-07 2014-12-02 삼성전자주식회사 무선통신시스템에서 전력 제어 장치 및 방법

Also Published As

Publication number Publication date
US7209764B2 (en) 2007-04-24
US20030220122A1 (en) 2003-11-27
KR100886534B1 (ko) 2009-03-02

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR100434466B1 (ko) 이동통신시스템에서의 하향 공유 채널의 전력 제어를 위한통신 수행 장치 및 방법
KR100526499B1 (ko) 두 개 이상 안테나를 사용하는 안테나 전송 다이버시티방법 및 장치
KR100377391B1 (ko) 두 개 이상 안테나를 사용하는 안테나 전송 다이버시티방법 및 장치
KR100899735B1 (ko) 이동 통신 시스템에서 적응적 전송 안테나 다이버시티장치 및 방법
US7920639B2 (en) Reception device, communication control method in mobile communication system
US8320499B2 (en) Dynamic space-time coding for a communication system
EP1204219A2 (en) Apparatus and method for controlling transmit antenna array for physical downlink shared channel in a mobile communication system
US7356313B2 (en) Method to enable open loop antenna transmit diversity on channels having dedicated pilots
KR100575930B1 (ko) 송신다이버시티를 사용하는 이동통신 시스템에 있어송신다이버시티의 방식 전환 장치 및 방법
US10412686B2 (en) Radio communication system, method of operating a communication system, and a mobile station
KR100886534B1 (ko) 코드 분할 다중 접속 통신 시스템에서 시공간 송신 다이버시티 방식을 이용한 채널 신호 수신 장치 및 방법
US7885617B2 (en) Base station, radio line control station, and radio communication method
AU1828601A (en) Diffusion code generator, CDMA communication apparatus using the same, and diffusion code generating method used therefor
KR100532311B1 (ko) 이동통신 시스템에서 송신 다이버시티 복조를 위한 장치및 방법
KR100678263B1 (ko) 이동통신시스템에서 송신 안테나 다이버시티 제어방법 및 장치
US20130308686A1 (en) Transmission and Detection in Multiple-Antenna Transmission Systems
KR20050000201A (ko) 시분할-부호분할다중접속 이동통신시스템에서 간섭신호제거장치 및 방법
Hiramatsu et al. Transmit diversity applied on the CDMA/TDD cellular systems

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20130130

Year of fee payment: 5

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20140128

Year of fee payment: 6

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20150129

Year of fee payment: 7

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20160128

Year of fee payment: 8

LAPS Lapse due to unpaid annual fee