JP3360069B2 - 自動周波数制御回路 - Google Patents
自動周波数制御回路Info
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- JP3360069B2 JP3360069B2 JP2000261294A JP2000261294A JP3360069B2 JP 3360069 B2 JP3360069 B2 JP 3360069B2 JP 2000261294 A JP2000261294 A JP 2000261294A JP 2000261294 A JP2000261294 A JP 2000261294A JP 3360069 B2 JP3360069 B2 JP 3360069B2
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
- H04B1/7073—Synchronisation aspects
- H04B1/7087—Carrier synchronisation aspects
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/0014—Carrier regulation
- H04L2027/0044—Control loops for carrier regulation
- H04L2027/0063—Elements of loops
- H04L2027/0065—Frequency error detectors
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、通信方式にＣＤ
ＭＡ（Code Division Multiple Access）方式を採用し
た自動車電話システム、携帯電話システムあるいは無線
ＬＡＮシステムで用いられる端末装置の自動周波数制御
回路に関する。
ＭＡ（Code Division Multiple Access）方式を採用し
た自動車電話システム、携帯電話システムあるいは無線
ＬＡＮシステムで用いられる端末装置の自動周波数制御
回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】周知のように、従来よりＣＤＭＡ方式を
採用した無線通信システムの移動無線端末装置の受信系
は、図６に示すように構成されている。図示しない基地
局からの無線信号は、アンテナ１にて受信された後、Ｒ
Ｆ部２にてダウンコンバートされてベースバンド信号に
変換される。このベースバンド信号は、サーチャ１０お
よびフィンガ３１〜３ｎに出力される。
採用した無線通信システムの移動無線端末装置の受信系
は、図６に示すように構成されている。図示しない基地
局からの無線信号は、アンテナ１にて受信された後、Ｒ
Ｆ部２にてダウンコンバートされてベースバンド信号に
変換される。このベースバンド信号は、サーチャ１０お
よびフィンガ３１〜３ｎに出力される。
【０００３】サーチャ１０は、上記ベースバンド信号を
種々のタイミングで逆拡散することにより、受信に適し
たｎ個の異なるパスを検出する。そしてこの検出した各
パスを受信するためのスロットの同期位置およびフレー
ムの同期位置を、パス同期情報としてフィンガ３１〜３
ｎに割り当てる。
種々のタイミングで逆拡散することにより、受信に適し
たｎ個の異なるパスを検出する。そしてこの検出した各
パスを受信するためのスロットの同期位置およびフレー
ムの同期位置を、パス同期情報としてフィンガ３１〜３
ｎに割り当てる。
【０００４】フィンガ３１〜３ｎは、それぞれサーチャ
１０より割り当てられたパス同期情報に基づくタイミン
グのスクランブルコードを生成し、このスクランブルコ
ードを用いて上記ベースバンド信号を逆拡散する。この
ようにして、フィンガ３１〜３ｎより逆拡散されたｎ個
のベースバンド信号は、ＲＡＫＥ合成される。
１０より割り当てられたパス同期情報に基づくタイミン
グのスクランブルコードを生成し、このスクランブルコ
ードを用いて上記ベースバンド信号を逆拡散する。この
ようにして、フィンガ３１〜３ｎより逆拡散されたｎ個
のベースバンド信号は、ＲＡＫＥ合成される。
【０００５】また、フィンガ３１〜３ｎは、それぞれの
逆拡散結果から、自己に割り当てられたパスの周波数誤
差Δｆ１〜Δｆｎを検出する機能を備えており、それぞ
れ図７に示すように構成される。
逆拡散結果から、自己に割り当てられたパスの周波数誤
差Δｆ１〜Δｆｎを検出する機能を備えており、それぞ
れ図７に示すように構成される。
【０００６】ＲＦ部２からのベースバンド信号は、乗算
器３１０に入力される。乗算器３１０では、上記ベース
バンド信号が、ＣＰＩＣＨスクランブルコード発生器３
２０にて生成されたスクランブルコードと乗算される。
なお、ＣＰＩＣＨスクランブルコード発生器３２０は、
サーチャ１０より割り当てられたパス同期情報に基づく
タイミングでスクランブルコードを生成する。
器３１０に入力される。乗算器３１０では、上記ベース
バンド信号が、ＣＰＩＣＨスクランブルコード発生器３
２０にて生成されたスクランブルコードと乗算される。
なお、ＣＰＩＣＨスクランブルコード発生器３２０は、
サーチャ１０より割り当てられたパス同期情報に基づく
タイミングでスクランブルコードを生成する。
【０００７】乗算器３１０の乗算結果は、積分器３３０
によって、１シンボルに相当する期間の間、積分され
る。この積分結果は、１シンボル遅延器３４０と、乗算
器３６０に出力される。
によって、１シンボルに相当する期間の間、積分され
る。この積分結果は、１シンボル遅延器３４０と、乗算
器３６０に出力される。
【０００８】１シンボル遅延器３４０は、積分器３３０
の積分結果を、１シンボルに相当する期間の間だけ遅延
させて、複素共役器３５０に出力する。複素共役器３５
０は、１シンボル遅延器３４０より入力される積分結果
の複素成分の符号を反転させ、この反転結果を乗算器３
６０に出力する。
の積分結果を、１シンボルに相当する期間の間だけ遅延
させて、複素共役器３５０に出力する。複素共役器３５
０は、１シンボル遅延器３４０より入力される積分結果
の複素成分の符号を反転させ、この反転結果を乗算器３
６０に出力する。
【０００９】乗算器３６０は、積分器３３０の出力と複
素共役器３５０の出力を、複素乗算することにより、図
８に示すように、連続するシンボル間の位相回転量、す
なわち周波数誤差（Δｆ１〜Δｆｎ）を求める。
素共役器３５０の出力を、複素乗算することにより、図
８に示すように、連続するシンボル間の位相回転量、す
なわち周波数誤差（Δｆ１〜Δｆｎ）を求める。
【００１０】以上のようにして、フィンガ３１〜３ｎに
てそれぞれ求められた周波数誤差Δｆ１〜Δｆｎは、加
算器（Σ）４で加算される。そして、この加算結果は、
ローパスフィルタ（ＬＰＦ）５にて平均化され、周波数
誤差Δｆとして、ｔａｎ-1回路６に出力される。
てそれぞれ求められた周波数誤差Δｆ１〜Δｆｎは、加
算器（Σ）４で加算される。そして、この加算結果は、
ローパスフィルタ（ＬＰＦ）５にて平均化され、周波数
誤差Δｆとして、ｔａｎ-1回路６に出力される。
【００１１】ｔａｎ-1回路６は、周波数誤差Δｆのアー
クタンジェント成分を求める。ここで求められたアーク
タンジェント成分は、積分器７にて積分された後、ＶＣ
Ｏ制御変換テーブル８に出力される。
クタンジェント成分を求める。ここで求められたアーク
タンジェント成分は、積分器７にて積分された後、ＶＣ
Ｏ制御変換テーブル８に出力される。
【００１２】ＶＣＯ制御変換テーブル８は、積分器７よ
り入力される種々の値に応じた電圧値を記憶しており、
積分器７の出力値に対応する電圧値の情報を出力する。
ＶＣＯ制御変換テーブル８より出力された電圧値の情報
は、Ｄ／Ａコンバータ（Ｄ／Ａ）９により、上記情報に
対応する電圧信号に変換される。
り入力される種々の値に応じた電圧値を記憶しており、
積分器７の出力値に対応する電圧値の情報を出力する。
ＶＣＯ制御変換テーブル８より出力された電圧値の情報
は、Ｄ／Ａコンバータ（Ｄ／Ａ）９により、上記情報に
対応する電圧信号に変換される。
【００１３】このようにして得られた電圧信号は、ＲＦ
部２における電圧制御発振器の制御信号として用いら
れ、これにより、ローパスフィルタ５の出力（周波数誤
差Δｆ）が０となるように、上記電圧制御発振器の発振
周波数が制御される。
部２における電圧制御発振器の制御信号として用いら
れ、これにより、ローパスフィルタ５の出力（周波数誤
差Δｆ）が０となるように、上記電圧制御発振器の発振
周波数が制御される。
【００１４】ところで、近時、基地局において送信ダイ
バーシチを行うようになった。この送信ダイバーシチ
は、基地局が移動無線端末装置に向けて送信を行う２つ
の送信アンテナＡＮＴ１、ＡＮＴ２を備え、これらから
送信される信号間の位相が移動無線端末装置において適
正な状態になるように、基地局側で制御するものであ
る。
バーシチを行うようになった。この送信ダイバーシチ
は、基地局が移動無線端末装置に向けて送信を行う２つ
の送信アンテナＡＮＴ１、ＡＮＴ２を備え、これらから
送信される信号間の位相が移動無線端末装置において適
正な状態になるように、基地局側で制御するものであ
る。
【００１５】送信アンテナＡＮＴ１、ＡＮＴ２からは、
移動無線端末装置における自動周波数制御（ＡＦＣ）用
に、それぞれ図９に示すようなパターンのシンボル（以
下、ＡＦＣ制御シンボルと称する）を１５フレーム周期
で送信している。なお、図９に示すシンボルパターン
は、３ＧＰＰ（3rd Generation Partnership Project）
に準拠したシンボルパターンを例に挙げたものである。
移動無線端末装置における自動周波数制御（ＡＦＣ）用
に、それぞれ図９に示すようなパターンのシンボル（以
下、ＡＦＣ制御シンボルと称する）を１５フレーム周期
で送信している。なお、図９に示すシンボルパターン
は、３ＧＰＰ（3rd Generation Partnership Project）
に準拠したシンボルパターンを例に挙げたものである。
【００１６】上記ＡＦＣ制御シンボルのパターンの一部
を図１０に示す。送信アンテナＡＮＴ１からは、全て
「Ａ」（Ａ＝１＋ｊ）のシンボルのパターンが送信さ
れ、一方、送信アンテナＡＮＴ２からは、「Ａ」、
「Ａ」、「−Ａ」、「−Ａ」を繰り返すパターンが送信
される。なお、−Ａ＝−１−ｊである。
を図１０に示す。送信アンテナＡＮＴ１からは、全て
「Ａ」（Ａ＝１＋ｊ）のシンボルのパターンが送信さ
れ、一方、送信アンテナＡＮＴ２からは、「Ａ」、
「Ａ」、「−Ａ」、「−Ａ」を繰り返すパターンが送信
される。なお、−Ａ＝−１−ｊである。
【００１７】ここで、移動無線端末装置に向けた送信
が、送信アンテナＡＮＴ１とＡＮＴ２とで同じチャネル
であったとすると、図１０に示す０番目のシンボルは、
送信アンテナＡＮＴ１、ＡＮＴ２ともに「Ａ」シンボル
が送信されることより、図１１に示すようになる。
が、送信アンテナＡＮＴ１とＡＮＴ２とで同じチャネル
であったとすると、図１０に示す０番目のシンボルは、
送信アンテナＡＮＴ１、ＡＮＴ２ともに「Ａ」シンボル
が送信されることより、図１１に示すようになる。
【００１８】そして、図１０に示す１番目のシンボル
は、送信アンテナＡＮＴ１は「Ａ」シンボルが送信さ
れ、一方、送信アンテナＡＮＴ２は「−Ａ」シンボルが
送信されるため、図１１に示すように、信号振幅がほと
んど０の信号となる。
は、送信アンテナＡＮＴ１は「Ａ」シンボルが送信さ
れ、一方、送信アンテナＡＮＴ２は「−Ａ」シンボルが
送信されるため、図１１に示すように、信号振幅がほと
んど０の信号となる。
【００１９】このため、図７に示したような従来の回路
で、送信ダイバーシチを行う基地局から送信される信号
に基づいてシンボル間の位相差Δθ０１，Δθ１２，Δ
θ２ ３，Δθ３４，Δθ４５，…を求め、これより周波
数誤差Δｆを求めようとしても、図１１に示すような状
況では、特に電源投入時のような周波数誤差Δｆが大き
い状況では、周波数誤差Δｆが検出できず、周波数引き
込み動作を正常に行えない虞がある。
で、送信ダイバーシチを行う基地局から送信される信号
に基づいてシンボル間の位相差Δθ０１，Δθ１２，Δ
θ２ ３，Δθ３４，Δθ４５，…を求め、これより周波
数誤差Δｆを求めようとしても、図１１に示すような状
況では、特に電源投入時のような周波数誤差Δｆが大き
い状況では、周波数誤差Δｆが検出できず、周波数引き
込み動作を正常に行えない虞がある。
【００２０】
【発明が解決しようとする課題】従来の自動周波数制御
回路では、通信相手が送信ダイバーシチを行っている
と、特に電源投入時のような周波数誤差が大きい状況で
は、周波数誤差が検出できないために、周波数引き込み
動作を正常に行えない虞があるという問題があった。
回路では、通信相手が送信ダイバーシチを行っている
と、特に電源投入時のような周波数誤差が大きい状況で
は、周波数誤差が検出できないために、周波数引き込み
動作を正常に行えない虞があるという問題があった。
【００２１】この発明は上記の問題を解決すべくなされ
たもので、通信相手が送信ダイバーシチを行っているか
否かに関係なく、正常な周波数引き込み動作を行うこと
が可能な自動周波数制御回路を提供することを目的とす
る。
たもので、通信相手が送信ダイバーシチを行っているか
否かに関係なく、正常な周波数引き込み動作を行うこと
が可能な自動周波数制御回路を提供することを目的とす
る。
【００２２】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに、この発明は、受信したスペクトラム拡散通信方式
の無線信号をベースバンド信号に周波数変換するのに用
いる局部発振信号の周波数を制御する自動周波数制御回
路において、通信相手が複数の送信アンテナを用いて送
信ダイバーシチを行う場合に、複数のアンテナからそれ
ぞれ送信されるシンボルのパターンを記憶するシンボル
パターン記憶手段と、ベースバンド信号から、通信相手
より受信した信号のスロットおよびフレームの同期情報
を検出する同期情報検出手段と、ベースバンド信号を逆
拡散する逆拡散手段と、この逆拡散手段の逆拡散結果を
積分する積分手段と、同期情報検出手段にて検出した同
期情報と、シンボルパターン記憶手段に記憶されるシン
ボルパターンに基づいて、複数の送信アンテナからそれ
ぞれ送信されるシンボルの組合せが、連続する２つの所
定期間内で、それぞれ同じ組合せとなるような２つの所
定期間に対応する逆拡散手段の逆拡散結果を、所定期間
毎に積分するように積分手段を制御する積分制御手段
と、積分手段の出力を遅延させる遅延手段と、この遅延
手段の遅延出力と積分手段の出力との間の位相差に基づ
いて、局部発振信号の周波数誤差を検出する周波数誤差
検出手段と、この周波数誤差検出手段にて検出した周波
数誤差に基づいて、局部発振信号の周波数を制御する周
波数制御手段とを具備して構成するようにした。
めに、この発明は、受信したスペクトラム拡散通信方式
の無線信号をベースバンド信号に周波数変換するのに用
いる局部発振信号の周波数を制御する自動周波数制御回
路において、通信相手が複数の送信アンテナを用いて送
信ダイバーシチを行う場合に、複数のアンテナからそれ
ぞれ送信されるシンボルのパターンを記憶するシンボル
パターン記憶手段と、ベースバンド信号から、通信相手
より受信した信号のスロットおよびフレームの同期情報
を検出する同期情報検出手段と、ベースバンド信号を逆
拡散する逆拡散手段と、この逆拡散手段の逆拡散結果を
積分する積分手段と、同期情報検出手段にて検出した同
期情報と、シンボルパターン記憶手段に記憶されるシン
ボルパターンに基づいて、複数の送信アンテナからそれ
ぞれ送信されるシンボルの組合せが、連続する２つの所
定期間内で、それぞれ同じ組合せとなるような２つの所
定期間に対応する逆拡散手段の逆拡散結果を、所定期間
毎に積分するように積分手段を制御する積分制御手段
と、積分手段の出力を遅延させる遅延手段と、この遅延
手段の遅延出力と積分手段の出力との間の位相差に基づ
いて、局部発振信号の周波数誤差を検出する周波数誤差
検出手段と、この周波数誤差検出手段にて検出した周波
数誤差に基づいて、局部発振信号の周波数を制御する周
波数制御手段とを具備して構成するようにした。
【００２３】上記構成の自動周波数制御回路では、同期
情報検出手段にて検出した同期情報と、シンボルパター
ン記憶手段に記憶されるシンボルパターンに基づいて、
複数の送信アンテナからそれぞれ送信されるシンボルの
組合せが、連続する２つの所定期間内で、それぞれ同じ
組合せとなるような２つの所定期間に対応する逆拡散手
段の逆拡散結果を、所定期間毎に積分するように積分手
段を制御し、この積分手段の出力と、これを遅延させた
ものとの間の位相差から、局部発振信号の周波数誤差を
検出し、局部発振信号の周波数を制御するようにしてい
る。
情報検出手段にて検出した同期情報と、シンボルパター
ン記憶手段に記憶されるシンボルパターンに基づいて、
複数の送信アンテナからそれぞれ送信されるシンボルの
組合せが、連続する２つの所定期間内で、それぞれ同じ
組合せとなるような２つの所定期間に対応する逆拡散手
段の逆拡散結果を、所定期間毎に積分するように積分手
段を制御し、この積分手段の出力と、これを遅延させた
ものとの間の位相差から、局部発振信号の周波数誤差を
検出し、局部発振信号の周波数を制御するようにしてい
る。
【００２４】したがって、上記構成の自動周波数制御回
路によれば、通信相手が送信ダイバーシチにより複数の
送信アンテナから自局宛てに送信を行っていたとして
も、各送信アンテナから送信されるシンボルの組合せが
同じ期間の受信信号をそれぞれ積分して、この積分結果
の位相差から周波数誤差を検出するため、通信相手が送
信ダイバーシチを行っているか否かに関係なく、正確な
周波数誤差を検出でき、正常な周波数引き込み動作を行
うことができる。
路によれば、通信相手が送信ダイバーシチにより複数の
送信アンテナから自局宛てに送信を行っていたとして
も、各送信アンテナから送信されるシンボルの組合せが
同じ期間の受信信号をそれぞれ積分して、この積分結果
の位相差から周波数誤差を検出するため、通信相手が送
信ダイバーシチを行っているか否かに関係なく、正確な
周波数誤差を検出でき、正常な周波数引き込み動作を行
うことができる。
【００２５】
【発明の実施の形態】以下、図面を参照して、この発明
の実施形態について説明する。図１は、この発明の第１
の実施形態に係わる自動周波数制御回路の構成を示すも
のである。但し、図１において、従来の自動周波数制御
回路の構成を示す図６と同一部分には同一符号を付して
示す。
の実施形態について説明する。図１は、この発明の第１
の実施形態に係わる自動周波数制御回路の構成を示すも
のである。但し、図１において、従来の自動周波数制御
回路の構成を示す図６と同一部分には同一符号を付して
示す。
【００２６】アンテナ１は、図示しない基地局から、ス
ペクトラム拡散通信方式の無線信号を空間から受信し、
ＲＦ部２に入力する。ＲＦ部２は、局部発振信号を生成
し、この信号を用いて、アンテナ１にて受信された無線
信号をダウンコンバートしてベースバンド信号に変換す
る。
ペクトラム拡散通信方式の無線信号を空間から受信し、
ＲＦ部２に入力する。ＲＦ部２は、局部発振信号を生成
し、この信号を用いて、アンテナ１にて受信された無線
信号をダウンコンバートしてベースバンド信号に変換す
る。
【００２７】サーチャ１０は、上記ベースバンド信号を
種々のタイミングで逆拡散することにより、受信に適し
たｎ個の異なるパスを検出する。そしてこの検出した各
パスを受信するためのスロットの同期位置およびフレー
ムの同期位置を、パス同期情報としてフィンガ３１Ａ〜
３ｎＡに割り当てる。
種々のタイミングで逆拡散することにより、受信に適し
たｎ個の異なるパスを検出する。そしてこの検出した各
パスを受信するためのスロットの同期位置およびフレー
ムの同期位置を、パス同期情報としてフィンガ３１Ａ〜
３ｎＡに割り当てる。
【００２８】フィンガ３１Ａ〜３ｎＡは、それぞれサー
チャ１０より割り当てられたパス同期情報に基づくタイ
ミングのスクランブルコードを生成し、このスクランブ
ルコードを用いて上記ベースバンド信号を逆拡散する。
このようにして、フィンガ３１Ａ〜３ｎＡより逆拡散さ
れたｎ個のベースバンド信号は、ＲＡＫＥ合成される。
チャ１０より割り当てられたパス同期情報に基づくタイ
ミングのスクランブルコードを生成し、このスクランブ
ルコードを用いて上記ベースバンド信号を逆拡散する。
このようにして、フィンガ３１Ａ〜３ｎＡより逆拡散さ
れたｎ個のベースバンド信号は、ＲＡＫＥ合成される。
【００２９】また、フィンガ３１Ａ〜３ｎＡは、それぞ
れの逆拡散結果から、自己に割り当てられたパスの周波
数誤差Δｆ１〜Δｆｎを検出する機能を備えており、そ
れぞれ図２に示すように構成される。
れの逆拡散結果から、自己に割り当てられたパスの周波
数誤差Δｆ１〜Δｆｎを検出する機能を備えており、そ
れぞれ図２に示すように構成される。
【００３０】乗算器３１０は、ＲＦ部２からのベースバ
ンド信号を、ＣＰＩＣＨスクランブルコード発生器３２
０にて生成されたスクランブルコードと乗算する。な
お、ＣＰＩＣＨスクランブルコード発生器３２０は、サ
ーチャ１０より割り当てられたパス同期情報に基づくタ
イミングでスクランブルコードを生成する。
ンド信号を、ＣＰＩＣＨスクランブルコード発生器３２
０にて生成されたスクランブルコードと乗算する。な
お、ＣＰＩＣＨスクランブルコード発生器３２０は、サ
ーチャ１０より割り当てられたパス同期情報に基づくタ
イミングでスクランブルコードを生成する。
【００３１】積分器３３１は、乗算器３１０の乗算結果
を１シンボルに相当する期間の間、積分するもので、後
述するシンボル選択制御部３７１により、上記積分期間
と積分結果の出力タイミングが制御される。この積分し
た結果は、１シンボル遅延器３４０と乗算器３６０に出
力される。
を１シンボルに相当する期間の間、積分するもので、後
述するシンボル選択制御部３７１により、上記積分期間
と積分結果の出力タイミングが制御される。この積分し
た結果は、１シンボル遅延器３４０と乗算器３６０に出
力される。
【００３２】１シンボル遅延器３４０は、積分器３３１
の積分結果を、１シンボルに相当する期間の間だけ遅延
させて、複素共役器３５０に出力する。複素共役器３５
０は、１シンボル遅延器３４０より入力される積分結果
の複素成分の符号を反転させ、この反転結果を乗算器３
６０に出力する。
の積分結果を、１シンボルに相当する期間の間だけ遅延
させて、複素共役器３５０に出力する。複素共役器３５
０は、１シンボル遅延器３４０より入力される積分結果
の複素成分の符号を反転させ、この反転結果を乗算器３
６０に出力する。
【００３３】乗算器３６０は、積分器３３１の出力と複
素共役器３５０の出力を、複素乗算することにより、図
８に示すように、連続するシンボル間の位相回転量、す
なわち周波数誤差（Δｆ１〜Δｆｎ）を求める。
素共役器３５０の出力を、複素乗算することにより、図
８に示すように、連続するシンボル間の位相回転量、す
なわち周波数誤差（Δｆ１〜Δｆｎ）を求める。
【００３４】シンボル選択制御部３７１は、図９に示し
た３ＧＰＰに準拠したＡＦＣ制御シンボルパターンを記
憶しており、サーチャ１０からのパス同期情報、すなわ
ちスロットの同期位置およびフレームの同期位置の両情
報に基づいて、上記ＡＦＣ制御シンボルパターンのう
ち、現在どのスロットのシンボルを基地局から受信して
いるかを検出する。
た３ＧＰＰに準拠したＡＦＣ制御シンボルパターンを記
憶しており、サーチャ１０からのパス同期情報、すなわ
ちスロットの同期位置およびフレームの同期位置の両情
報に基づいて、上記ＡＦＣ制御シンボルパターンのう
ち、現在どのスロットのシンボルを基地局から受信して
いるかを検出する。
【００３５】そして、シンボル選択制御部３７１は、上
記検出したスロットの位置情報に基づいて、図３に示す
ように、基地局の送信アンテナＡＮＴ１とＡＮＴ２から
送信されるシンボルの組合せが、同じ組合せとなるよう
な連続する２つのスロット間の位相差を検出するように
積分器３３１の積分期間と出力タイミングを制御する。
記検出したスロットの位置情報に基づいて、図３に示す
ように、基地局の送信アンテナＡＮＴ１とＡＮＴ２から
送信されるシンボルの組合せが、同じ組合せとなるよう
な連続する２つのスロット間の位相差を検出するように
積分器３３１の積分期間と出力タイミングを制御する。
【００３６】加算器（Σ）４は、フィンガ３１Ａ〜３ｎ
Ａにてそれぞれ求められた周波数誤差Δｆ１〜Δｆｎを
加算する。そして、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）５は、
加算器４の加算結果を平均化して、この平均化結果を周
波数誤差Δｆとして、ｔａｎ -1回路６に出力する。
Ａにてそれぞれ求められた周波数誤差Δｆ１〜Δｆｎを
加算する。そして、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）５は、
加算器４の加算結果を平均化して、この平均化結果を周
波数誤差Δｆとして、ｔａｎ -1回路６に出力する。
【００３７】ｔａｎ-1回路６は、周波数誤差Δｆのアー
クタンジェント成分を求める。ここで求められたアーク
タンジェント成分は、積分器７にて積分された後、ＶＣ
Ｏ制御変換テーブル８に出力される。
クタンジェント成分を求める。ここで求められたアーク
タンジェント成分は、積分器７にて積分された後、ＶＣ
Ｏ制御変換テーブル８に出力される。
【００３８】ＶＣＯ制御変換テーブル８は、積分器７よ
り入力される種々の値に応じた電圧値を記憶しており、
積分器７の出力値に対応する電圧値の情報を出力する。
ＶＣＯ制御変換テーブル８より出力された電圧値の情報
は、Ｄ／Ａコンバータ（Ｄ／Ａ）９により、上記情報に
対応する電圧信号に変換される。
り入力される種々の値に応じた電圧値を記憶しており、
積分器７の出力値に対応する電圧値の情報を出力する。
ＶＣＯ制御変換テーブル８より出力された電圧値の情報
は、Ｄ／Ａコンバータ（Ｄ／Ａ）９により、上記情報に
対応する電圧信号に変換される。
【００３９】このようにして得られた電圧信号は、ＲＦ
部２における電圧制御発振器の制御信号として用いら
れ、これにより、ローパスフィルタ５の出力（周波数誤
差Δｆ）が０となるように、上記電圧制御発振器の発振
周波数が制御される。
部２における電圧制御発振器の制御信号として用いら
れ、これにより、ローパスフィルタ５の出力（周波数誤
差Δｆ）が０となるように、上記電圧制御発振器の発振
周波数が制御される。
【００４０】次に、上記構成の自動周波数制御回路にお
けるの周波数誤差Δｆの検出および制御動作について説
明する。基地局から受信された無線信号は、アンテナ１
にて受信された後、ＲＦ部２によりダウンコンバートさ
れてベースバンド信号に変換され、サーチャ１０および
フィンガ３１Ａ〜３ｎＡに出力される。
けるの周波数誤差Δｆの検出および制御動作について説
明する。基地局から受信された無線信号は、アンテナ１
にて受信された後、ＲＦ部２によりダウンコンバートさ
れてベースバンド信号に変換され、サーチャ１０および
フィンガ３１Ａ〜３ｎＡに出力される。
【００４１】サーチャ１０では、上記ベースバンド信号
を種々のタイミングで逆拡散して、受信に適したｎ個の
異なるパスを検出する。そしてこの検出した各パスを受
信するためのスロットの同期位置およびフレームの同期
位置を、パス同期情報としてフィンガ３１Ａ〜３ｎＡに
割り当てる。
を種々のタイミングで逆拡散して、受信に適したｎ個の
異なるパスを検出する。そしてこの検出した各パスを受
信するためのスロットの同期位置およびフレームの同期
位置を、パス同期情報としてフィンガ３１Ａ〜３ｎＡに
割り当てる。
【００４２】フィンガ３１Ａ〜３ｎＡでは、以下のよう
な動作が行われる。すなわち、ＲＦ部２からのベースバ
ンド信号は、乗算器３１０にて、ＣＰＩＣＨスクランブ
ルコード発生器３２０にて生成されたスクランブルコー
ドと乗算される。
な動作が行われる。すなわち、ＲＦ部２からのベースバ
ンド信号は、乗算器３１０にて、ＣＰＩＣＨスクランブ
ルコード発生器３２０にて生成されたスクランブルコー
ドと乗算される。
【００４３】なお、このスクランブルコードは、ＣＰＩ
ＣＨスクランブルコード発生器３２０が、サーチャ１０
より割り当てられたパス同期情報に基づくタイミングで
生成したものである。
ＣＨスクランブルコード発生器３２０が、サーチャ１０
より割り当てられたパス同期情報に基づくタイミングで
生成したものである。
【００４４】そして、乗算器３１０の乗算結果は、シン
ボル選択制御部３７１の制御に基づいて、積分器３３１
によって、１シンボルに相当する期間の間、積分され
る。そして、この積分した結果は、シンボル選択制御部
３７１の指示に応じて、積分器３３１から１シンボル遅
延器３４０と乗算器３６０に出力される。
ボル選択制御部３７１の制御に基づいて、積分器３３１
によって、１シンボルに相当する期間の間、積分され
る。そして、この積分した結果は、シンボル選択制御部
３７１の指示に応じて、積分器３３１から１シンボル遅
延器３４０と乗算器３６０に出力される。
【００４５】シンボル選択制御部３７１は、サーチャ１
０からのパス同期情報、すなわちスロットの同期位置お
よびフレームの同期位置の両情報を、自己が記憶してい
るＡＦＣ制御シンボルパターンと比較して、現在どのス
ロットのシンボルを基地局から受信しているかを検出す
る。
０からのパス同期情報、すなわちスロットの同期位置お
よびフレームの同期位置の両情報を、自己が記憶してい
るＡＦＣ制御シンボルパターンと比較して、現在どのス
ロットのシンボルを基地局から受信しているかを検出す
る。
【００４６】そして、シンボル選択制御部３７１は、基
地局の送信アンテナＡＮＴ１とＡＮＴ２から送信される
シンボルの組合せが、同じ組合せとなるような連続する
スロット間の位相差を検出するように、積分器３３１の
積分期間と出力タイミングを制御する。
地局の送信アンテナＡＮＴ１とＡＮＴ２から送信される
シンボルの組合せが、同じ組合せとなるような連続する
スロット間の位相差を検出するように、積分器３３１の
積分期間と出力タイミングを制御する。
【００４７】すなわち、例えば、図３では、１番目のシ
ンボルと２番目のシンボルの組合せが、同じシンボルの
組合せであることより、これらのシンボル間の位相差Δ
θ１ ２を求めるように、シンボル選択制御部３７１が積
分器３３１の積分期間と出力タイミングを制御する。
ンボルと２番目のシンボルの組合せが、同じシンボルの
組合せであることより、これらのシンボル間の位相差Δ
θ１ ２を求めるように、シンボル選択制御部３７１が積
分器３３１の積分期間と出力タイミングを制御する。
【００４８】そしてまた、３番目のシンボルの組合せと
４番目のシンボルの組合せが、同じシンボルの組合せで
あることより、これらのシンボル間の位相差Δθ３４を
求めるように、シンボル選択制御部３７１が積分器３３
１の積分期間と出力タイミングを制御する。以後このよ
うな制御を繰り返す。
４番目のシンボルの組合せが、同じシンボルの組合せで
あることより、これらのシンボル間の位相差Δθ３４を
求めるように、シンボル選択制御部３７１が積分器３３
１の積分期間と出力タイミングを制御する。以後このよ
うな制御を繰り返す。
【００４９】このような制御により、フィンガ３１Ａ〜
３ｎＡにてそれぞれ乗算器３６０より得られる位相回転
量Δθ１２，Δθ３４，Δθ５６…，Δθ７８…は、周
波数誤差（Δｆ１〜Δｆｎ）として、加算器４に入力さ
れ、ここで、他のフィンガ３１Ａ〜３ｎＡにて得られた
周波数誤差（Δｆ１〜Δｆｎ）と加算される。
３ｎＡにてそれぞれ乗算器３６０より得られる位相回転
量Δθ１２，Δθ３４，Δθ５６…，Δθ７８…は、周
波数誤差（Δｆ１〜Δｆｎ）として、加算器４に入力さ
れ、ここで、他のフィンガ３１Ａ〜３ｎＡにて得られた
周波数誤差（Δｆ１〜Δｆｎ）と加算される。
【００５０】そして、この加算結果は、ローパスフィル
タ５にて平均化され、周波数誤差Δｆとして、ｔａｎ-1
回路６に出力され、ここで、周波数誤差Δｆのアークタ
ンジェント成分が求められる。
タ５にて平均化され、周波数誤差Δｆとして、ｔａｎ-1
回路６に出力され、ここで、周波数誤差Δｆのアークタ
ンジェント成分が求められる。
【００５１】ここで求められたアークタンジェント成分
は、積分器７にて積分された後、ＶＣＯ制御変換テーブ
ル８に出力される。ＶＣＯ制御変換テーブル８は、積分
器７の積分結果に対応する電圧値の情報を出力する。Ｖ
ＣＯ制御変換テーブル８より出力された電圧値の情報
は、Ｄ／Ａコンバータ（Ｄ／Ａ）９により、上記情報に
対応する電圧信号に変換される。
は、積分器７にて積分された後、ＶＣＯ制御変換テーブ
ル８に出力される。ＶＣＯ制御変換テーブル８は、積分
器７の積分結果に対応する電圧値の情報を出力する。Ｖ
ＣＯ制御変換テーブル８より出力された電圧値の情報
は、Ｄ／Ａコンバータ（Ｄ／Ａ）９により、上記情報に
対応する電圧信号に変換される。
【００５２】このようにして得られた電圧信号は、ＲＦ
部２における電圧制御発振器の制御信号として用いら
れ、これにより、ローパスフィルタ５の出力（周波数誤
差Δｆ）が０となるように、上記電圧制御発振器の発振
周波数が制御される。
部２における電圧制御発振器の制御信号として用いら
れ、これにより、ローパスフィルタ５の出力（周波数誤
差Δｆ）が０となるように、上記電圧制御発振器の発振
周波数が制御される。
【００５３】以上のように、上記構成の自動周波数制御
回路では、スロットの同期位置およびフレームの同期位
置の両情報に基づいて、基地局の送信アンテナＡＮＴ１
とＡＮＴ２から送信されるシンボルの組合せが、同じ組
合せとなるような連続する２スロット間の位相差を検出
するようにしている。
回路では、スロットの同期位置およびフレームの同期位
置の両情報に基づいて、基地局の送信アンテナＡＮＴ１
とＡＮＴ２から送信されるシンボルの組合せが、同じ組
合せとなるような連続する２スロット間の位相差を検出
するようにしている。
【００５４】すなわち、上記構成の自動周波数制御回路
では、同じ振幅となるような２つのスロット間の位相差
Δθを検出し、これに基づく周波数誤差Δｆを減じるよ
うにしている。
では、同じ振幅となるような２つのスロット間の位相差
Δθを検出し、これに基づく周波数誤差Δｆを減じるよ
うにしている。
【００５５】したがって、上記構成の自動周波数制御回
路によれば、基地局が送信ダイバーシチを行っているか
否かに関係なく、電源投入時のような周波数誤差が大き
い状況にあっても、正常な周波数引き込み動作を行うこ
とができる。
路によれば、基地局が送信ダイバーシチを行っているか
否かに関係なく、電源投入時のような周波数誤差が大き
い状況にあっても、正常な周波数引き込み動作を行うこ
とができる。
【００５６】次に、この発明の第２の実施形態に係わる
自動周波数制御回路について説明する。第２の実施形態
の自動周波数制御回路は、図６に示した自動周波数制御
回路と同様の構成よりなるが、第１の実施形態とは、フ
ィンガ３１Ａ〜３ｎＡを図４に示すように構成した点が
異なる。以下、図４を参照して説明する。
自動周波数制御回路について説明する。第２の実施形態
の自動周波数制御回路は、図６に示した自動周波数制御
回路と同様の構成よりなるが、第１の実施形態とは、フ
ィンガ３１Ａ〜３ｎＡを図４に示すように構成した点が
異なる。以下、図４を参照して説明する。
【００５７】乗算器３１０は、ＲＦ部２からのベースバ
ンド信号を、ＣＰＩＣＨスクランブルコード発生器３２
０にて生成されたスクランブルコードと乗算する。な
お、ＣＰＩＣＨスクランブルコード発生器３２０は、サ
ーチャ１０より割り当てられたパス同期情報に基づくタ
イミングでスクランブルコードを生成する。
ンド信号を、ＣＰＩＣＨスクランブルコード発生器３２
０にて生成されたスクランブルコードと乗算する。な
お、ＣＰＩＣＨスクランブルコード発生器３２０は、サ
ーチャ１０より割り当てられたパス同期情報に基づくタ
イミングでスクランブルコードを生成する。
【００５８】積分器３３２は、乗算器３１０の乗算結果
を２シンボルに相当する期間の間、積分するもので、後
述するシンボル選択制御部３７２により、上記積分期間
と積分結果の出力タイミングが制御される。この積分し
た結果は、２シンボル遅延器３４１と乗算器３６１に出
力される。
を２シンボルに相当する期間の間、積分するもので、後
述するシンボル選択制御部３７２により、上記積分期間
と積分結果の出力タイミングが制御される。この積分し
た結果は、２シンボル遅延器３４１と乗算器３６１に出
力される。
【００５９】同様に、積分器３３３は、乗算器３１０の
乗算結果を２シンボルに相当する期間の間、積分するも
ので、後述するシンボル選択制御部３７２により、上記
積分期間と積分結果の出力タイミングが制御される。こ
の積分した結果は、２シンボル遅延器３４２と乗算器３
６２に出力される。
乗算結果を２シンボルに相当する期間の間、積分するも
ので、後述するシンボル選択制御部３７２により、上記
積分期間と積分結果の出力タイミングが制御される。こ
の積分した結果は、２シンボル遅延器３４２と乗算器３
６２に出力される。
【００６０】２シンボル遅延器３４１は、積分器３３２
の積分結果を、２シンボルに相当する期間の間だけ遅延
させて、複素共役器３５１に出力する。複素共役器３５
１は、２シンボル遅延器３４１より入力される積分結果
の複素成分の符号を反転させ、この反転結果を乗算器３
６１に出力する。
の積分結果を、２シンボルに相当する期間の間だけ遅延
させて、複素共役器３５１に出力する。複素共役器３５
１は、２シンボル遅延器３４１より入力される積分結果
の複素成分の符号を反転させ、この反転結果を乗算器３
６１に出力する。
【００６１】乗算器３６１は、積分器３３２の出力と複
素共役器３５１の出力を、複素乗算することにより、連
続するシンボル間の位相回転量、すなわち周波数誤差を
求める。
素共役器３５１の出力を、複素乗算することにより、連
続するシンボル間の位相回転量、すなわち周波数誤差を
求める。
【００６２】同様に、２シンボル遅延器３４２は、積分
器３３３の積分結果を、２シンボルに相当する期間の間
だけ遅延させて、複素共役器３５２に出力する。複素共
役器３５２は、２シンボル遅延器３４２より入力される
積分結果の複素成分の符号を反転させ、この反転結果を
乗算器３６２に出力する。
器３３３の積分結果を、２シンボルに相当する期間の間
だけ遅延させて、複素共役器３５２に出力する。複素共
役器３５２は、２シンボル遅延器３４２より入力される
積分結果の複素成分の符号を反転させ、この反転結果を
乗算器３６２に出力する。
【００６３】乗算器３６２は、積分器３３３の出力と複
素共役器３５２の出力を、複素乗算することにより、連
続するシンボル間の位相回転量、すなわち周波数誤差を
求める。
素共役器３５２の出力を、複素乗算することにより、連
続するシンボル間の位相回転量、すなわち周波数誤差を
求める。
【００６４】加算器（Σ）３８０は、乗算器３６１にて
求めた周波数誤差と乗算器３６２にて求めた周波数誤差
を加算する。このようにして得られた周波数誤差は、周
波数誤差Δｆとして加算器４に出力する。
求めた周波数誤差と乗算器３６２にて求めた周波数誤差
を加算する。このようにして得られた周波数誤差は、周
波数誤差Δｆとして加算器４に出力する。
【００６５】シンボル選択制御部３７２は、図９に示し
た３ＧＰＰに準拠したＡＦＣ制御シンボルパターンを記
憶しており、サーチャ１０からのパス同期情報、すなわ
ちスロットの同期位置およびフレームの同期位置の両情
報に基づいて、上記ＡＦＣ制御シンボルパターンのう
ち、現在どのスロットのシンボルを基地局から受信して
いるかを検出する。
た３ＧＰＰに準拠したＡＦＣ制御シンボルパターンを記
憶しており、サーチャ１０からのパス同期情報、すなわ
ちスロットの同期位置およびフレームの同期位置の両情
報に基づいて、上記ＡＦＣ制御シンボルパターンのう
ち、現在どのスロットのシンボルを基地局から受信して
いるかを検出する。
【００６６】そして、シンボル選択制御部３７２は、上
記検出したスロットの位置情報に基づいて、図５に示す
ように、基地局の送信アンテナＡＮＴ１とＡＮＴ２から
送信されるシンボルの組合せが、連続する２スロット間
で直交するような組合せの２スロットを、それぞれ積分
器３３２，３３３に積分させて出力させるように制御す
る。
記検出したスロットの位置情報に基づいて、図５に示す
ように、基地局の送信アンテナＡＮＴ１とＡＮＴ２から
送信されるシンボルの組合せが、連続する２スロット間
で直交するような組合せの２スロットを、それぞれ積分
器３３２，３３３に積分させて出力させるように制御す
る。
【００６７】次に、上記構成のフィンガ３１Ａ〜３ｎＡ
による周波数誤差Δｆ１〜Δｆｎの検出動作について説
明する。ＲＦ部２からのベースバンド信号は、乗算器３
１０にて、ＣＰＩＣＨスクランブルコード発生器３２０
にて生成されたスクランブルコードと乗算される。
による周波数誤差Δｆ１〜Δｆｎの検出動作について説
明する。ＲＦ部２からのベースバンド信号は、乗算器３
１０にて、ＣＰＩＣＨスクランブルコード発生器３２０
にて生成されたスクランブルコードと乗算される。
【００６８】なお、このスクランブルコードは、ＣＰＩ
ＣＨスクランブルコード発生器３２０が、サーチャ１０
より割り当てられたパス同期情報に基づくタイミングで
生成したものである。
ＣＨスクランブルコード発生器３２０が、サーチャ１０
より割り当てられたパス同期情報に基づくタイミングで
生成したものである。
【００６９】そして、乗算器３１０の乗算結果は、シン
ボル選択制御部３７２の制御に基づいて、積分器３３
２，３３３によって、それぞれ２シンボルに相当する期
間の間、積分される。そして、この積分した結果は、シ
ンボル選択制御部３７２の指示に応じて出力される。
ボル選択制御部３７２の制御に基づいて、積分器３３
２，３３３によって、それぞれ２シンボルに相当する期
間の間、積分される。そして、この積分した結果は、シ
ンボル選択制御部３７２の指示に応じて出力される。
【００７０】シンボル選択制御部３７２は、サーチャ１
０からのパス同期情報、すなわちスロットの同期位置お
よびフレームの同期位置の両情報、自己が記憶している
ＡＦＣ制御シンボルパターンと比較して、現在どのスロ
ットのシンボルを基地局から受信しているかを検出す
る。
０からのパス同期情報、すなわちスロットの同期位置お
よびフレームの同期位置の両情報、自己が記憶している
ＡＦＣ制御シンボルパターンと比較して、現在どのスロ
ットのシンボルを基地局から受信しているかを検出す
る。
【００７１】そして、シンボル選択制御部３７２は、上
記検出したスロットの位置情報に基づいて、基地局の送
信アンテナＡＮＴ１とＡＮＴ２から送信されるシンボル
の組合せが、連続する２スロット間で直交するような組
合せの２スロットを、それぞれ積分器３３２，３３３に
積分させて出力させるように制御する。
記検出したスロットの位置情報に基づいて、基地局の送
信アンテナＡＮＴ１とＡＮＴ２から送信されるシンボル
の組合せが、連続する２スロット間で直交するような組
合せの２スロットを、それぞれ積分器３３２，３３３に
積分させて出力させるように制御する。
【００７２】すなわち、シンボル選択制御部３７２は、
例えば、積分器３３２に対しては、図５に示すように、
０番目のシンボルと１番目のシンボルが互いに直交する
シンボルの組合せであることより、これら２シンボルを
積分した結果と、同様に直交するシンボルの組合せであ
る、２番目のシンボルと３番目のシンボルを積分した結
果を出力するように制御する。
例えば、積分器３３２に対しては、図５に示すように、
０番目のシンボルと１番目のシンボルが互いに直交する
シンボルの組合せであることより、これら２シンボルを
積分した結果と、同様に直交するシンボルの組合せであ
る、２番目のシンボルと３番目のシンボルを積分した結
果を出力するように制御する。
【００７３】一方、積分器３３３に対して、シンボル選
択制御部３７２は、図５に示すように、４番目のシンボ
ルと５番目のシンボルが互いに直交するシンボルの組合
せであることより、これら２スロットを積分した結果
と、同様に直交するシンボルの組合せである、６番目の
シンボルと７番目のシンボルを積分した結果を出力する
ように制御する。
択制御部３７２は、図５に示すように、４番目のシンボ
ルと５番目のシンボルが互いに直交するシンボルの組合
せであることより、これら２スロットを積分した結果
と、同様に直交するシンボルの組合せである、６番目の
シンボルと７番目のシンボルを積分した結果を出力する
ように制御する。
【００７４】このような制御により、乗算器３６１で
は、０番目のシンボルと１番目のシンボルを積分した結
果と、２番目のシンボルと３番目のシンボルを積分した
結果との間の位相差Δθ１が求められ、一方、乗算器３
６２では、４番目のシンボルと５番目のシンボルを積分
した結果と、６番目のシンボルと７番目のシンボルを積
分した結果との間の位相差Δθ２が求められる。
は、０番目のシンボルと１番目のシンボルを積分した結
果と、２番目のシンボルと３番目のシンボルを積分した
結果との間の位相差Δθ１が求められ、一方、乗算器３
６２では、４番目のシンボルと５番目のシンボルを積分
した結果と、６番目のシンボルと７番目のシンボルを積
分した結果との間の位相差Δθ２が求められる。
【００７５】そして、これらの位相差Δθ１と位相差Δ
θ２は、加算器３８０で加算され、この加算結果は、周
波数誤差（Δｆ１〜Δｆｎ）として、加算器４に入力さ
れる。そして、ここで、他のフィンガ３１Ａ〜３ｎＡに
て得られた周波数誤差（Δｆ１〜Δｆｎ）と加算され
る。
θ２は、加算器３８０で加算され、この加算結果は、周
波数誤差（Δｆ１〜Δｆｎ）として、加算器４に入力さ
れる。そして、ここで、他のフィンガ３１Ａ〜３ｎＡに
て得られた周波数誤差（Δｆ１〜Δｆｎ）と加算され
る。
【００７６】以上のように、図４に示したフィンガ３１
Ａ〜３ｎＡでは、スロットの同期位置およびフレームの
同期位置の両情報に基づいて、基地局の送信アンテナＡ
ＮＴ１とＡＮＴ２から送信されるシンボルの組合せが、
直交するシンボルの組合せとなるような連続する２つの
シンボルを積分し、そしてこの積分結果間の位相差Δθ
を求め、これに基づいて周波数誤差Δｆを検出するよう
にしている。
Ａ〜３ｎＡでは、スロットの同期位置およびフレームの
同期位置の両情報に基づいて、基地局の送信アンテナＡ
ＮＴ１とＡＮＴ２から送信されるシンボルの組合せが、
直交するシンボルの組合せとなるような連続する２つの
シンボルを積分し、そしてこの積分結果間の位相差Δθ
を求め、これに基づいて周波数誤差Δｆを検出するよう
にしている。
【００７７】したがって、上記構成の自動周波数制御回
路によれば、基地局との周波数誤差が０．５ｐｐｍ未満
の場合において、シンボルパターンの直交性に着目し
て、周波数誤差を検出するようにしているので、高い精
度で周波数の追従が行え、通信品質を高めることができ
る。
路によれば、基地局との周波数誤差が０．５ｐｐｍ未満
の場合において、シンボルパターンの直交性に着目し
て、周波数誤差を検出するようにしているので、高い精
度で周波数の追従が行え、通信品質を高めることができ
る。
【００７８】尚、この発明は上記実施の形態に限定され
るものではない。例えば、上記第２の実施形態では、２
シンボル毎の位相差を求めるようにしたが、２シンボル
以上の位相差を求めることにより、さらに周波数誤差の
検出精度を高めることができる。
るものではない。例えば、上記第２の実施形態では、２
シンボル毎の位相差を求めるようにしたが、２シンボル
以上の位相差を求めることにより、さらに周波数誤差の
検出精度を高めることができる。
【００７９】また、上記第２の実施形態では、基地局が
送信ダイバーシチを行っていることが前提となるが、基
地局が送信ダイバーシチを行っていない場合には、従来
と同様に、１系統により周波数誤差を検出するように切
り換えることにより、消費電力を節約することができ
る。
送信ダイバーシチを行っていることが前提となるが、基
地局が送信ダイバーシチを行っていない場合には、従来
と同様に、１系統により周波数誤差を検出するように切
り換えることにより、消費電力を節約することができ
る。
【００８０】そしてまた、上述の実施形態では、第１の
実施形態と第２の実施形態を別の自動周波数制御回路と
して説明したが、上記２つの実施形態の自動周波数制御
回路を両方とも、１つの受信回路に適用することも可能
である。
実施形態と第２の実施形態を別の自動周波数制御回路と
して説明したが、上記２つの実施形態の自動周波数制御
回路を両方とも、１つの受信回路に適用することも可能
である。
【００８１】このように、上記２つの実施形態の自動周
波数制御回路を１つの受信回路に適用する場合には、電
源投入時などのように周波数誤差が大きい場合には、第
１の実施形態の自動周波数制御回路を機能させる。
波数制御回路を１つの受信回路に適用する場合には、電
源投入時などのように周波数誤差が大きい場合には、第
１の実施形態の自動周波数制御回路を機能させる。
【００８２】そして、周波数誤差が小さくなった場合に
は、第２の実施形態の自動周波数制御回路を機能させる
ことにより、通信相手が送信ダイバーシチを行っている
か否かに関係なく、正常な周波数引き込み動作を行うと
ともに、周波数誤差の検出精度を高めることができる。
その他、この発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の変形
を施しても同様に実施可能であることはいうまでもな
い。
は、第２の実施形態の自動周波数制御回路を機能させる
ことにより、通信相手が送信ダイバーシチを行っている
か否かに関係なく、正常な周波数引き込み動作を行うと
ともに、周波数誤差の検出精度を高めることができる。
その他、この発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の変形
を施しても同様に実施可能であることはいうまでもな
い。
【００８３】
【発明の効果】以上述べたように、この発明では、同期
情報検出手段にて検出した同期情報と、シンボルパター
ン記憶手段に記憶されるシンボルパターンに基づいて、
複数の送信アンテナからそれぞれ送信されるシンボルの
組合せが、連続する２つの所定期間内で、それぞれ同じ
組合せとなるような２つの所定期間に対応する逆拡散手
段の逆拡散結果を、所定期間毎に積分するように積分手
段を制御し、この積分手段の出力と、これを１サンプル
分遅延させたものとの間の位相差から、局部発振信号の
周波数誤差を検出し、局部発振信号の周波数を制御する
ようにしている。
情報検出手段にて検出した同期情報と、シンボルパター
ン記憶手段に記憶されるシンボルパターンに基づいて、
複数の送信アンテナからそれぞれ送信されるシンボルの
組合せが、連続する２つの所定期間内で、それぞれ同じ
組合せとなるような２つの所定期間に対応する逆拡散手
段の逆拡散結果を、所定期間毎に積分するように積分手
段を制御し、この積分手段の出力と、これを１サンプル
分遅延させたものとの間の位相差から、局部発振信号の
周波数誤差を検出し、局部発振信号の周波数を制御する
ようにしている。
【００８４】したがって、この発明によれば、通信相手
が送信ダイバーシチにより複数の送信アンテナから自局
宛てに送信を行っていたとしても、各送信アンテナから
送信されるシンボルの組合せが同じ期間の受信信号をそ
れぞれ積分して、この積分結果の位相差から周波数誤差
を検出するため、通信相手が送信ダイバーシチを行って
いるか否かに関係なく、正確な周波数誤差を検出でき、
正常な周波数引き込み動作を行うことが可能な自動周波
数制御回路を提供できる。
が送信ダイバーシチにより複数の送信アンテナから自局
宛てに送信を行っていたとしても、各送信アンテナから
送信されるシンボルの組合せが同じ期間の受信信号をそ
れぞれ積分して、この積分結果の位相差から周波数誤差
を検出するため、通信相手が送信ダイバーシチを行って
いるか否かに関係なく、正確な周波数誤差を検出でき、
正常な周波数引き込み動作を行うことが可能な自動周波
数制御回路を提供できる。
【図１】この発明に係わる自動周波数制御回路の第１の
実施の形態の構成を示す回路ブロック図。
実施の形態の構成を示す回路ブロック図。
【図２】図１に示した自動周波数制御回路のフィンガの
構成を示す回路ブロック図。
構成を示す回路ブロック図。
【図３】図２に示したフィンガによる位相差検出の対象
となるスロットの組合せを示す図。
となるスロットの組合せを示す図。
【図４】第２の実施形態に係わるフィンガの構成を示す
回路ブロック図。
回路ブロック図。
【図５】図４に示したフィンガによる位相差検出の対象
となるスロットの組合せを示す図。
となるスロットの組合せを示す図。
【図６】従来の自動周波数制御回路の構成を示す回路ブ
ロック図。
ロック図。
【図７】図６に示した従来の自動周波数制御回路のフィ
ンガの構成を示す回路ブロック図。
ンガの構成を示す回路ブロック図。
【図８】シンボル間の位相差を検出する原理を説明する
ための図。
ための図。
【図９】基地局が送信ダイバーシチを行う際に、各アン
テナから送信されるシンボルの一部を示す図。
テナから送信されるシンボルの一部を示す図。
【図１０】図７に示した従来のフィンガによる位相差検
出の対象となるスロットの組合せを示す図。
出の対象となるスロットの組合せを示す図。
【図１１】基地局が送信ダイバーシチを行うために、図
７に示した従来のフィンガでは位相差が検出できないこ
とを説明するための図。
７に示した従来のフィンガでは位相差が検出できないこ
とを説明するための図。
１…アンテナ ２…ＲＦ部 ３１Ａ〜３ｎＡ…フィンガ ４…加算器（Σ） ５…ローパスフィルタ（ＬＰＦ） ６…ｔａｎ-1回路 ７…積分器 ８…ＶＣＯ制御変換テーブル ９…Ｄ／Ａコンバータ（Ｄ／Ａ） １０…サーチャ ３１０…乗算器 ３２０…ＣＰＩＣＨスクランブルコード発生器 ３３１，３３２，３３３…積分器 ３４０，３４１，３４２…シンボル遅延器 ３５０，３５１，３５２…複素共役器 ３６０，３６１，３６２…乗算器 ３７１，３７２…シンボル選択制御部 ３８０…加算器（Σ）
フロントページの続き (56)参考文献 特開2000−49660（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−228208（ＪＰ，Ａ) 特開2001−313592（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−274830（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04J 13/00 - 13/06 H04B 1/69 - 1/713
Claims (4)
- 【請求項１】 受信したスペクトラム拡散通信方式の無
線信号をベースバンド信号に周波数変換するのに用いる
局部発振信号の周波数を制御する自動周波数制御回路に
おいて、 通信相手が複数の送信アンテナを用いて送信ダイバーシ
チを行う場合に、前記複数のアンテナからそれぞれ送信
されるシンボルのパターンを記憶するシンボルパターン
記憶手段と、 前記ベースバンド信号から、前記通信相手より受信した
信号のスロットおよびフレームの同期情報を検出する同
期情報検出手段と、 前記ベースバンド信号を逆拡散する逆拡散手段と、 この逆拡散手段の逆拡散結果を積分する積分手段と、 前記同期情報検出手段にて検出した同期情報と、シンボ
ルパターン記憶手段に記憶されるシンボルパターンに基
づいて、前記複数の送信アンテナからそれぞれ送信され
るシンボルの組合せが、連続する２つの所定期間内で、
それぞれ同じ組合せとなるような前記２つの所定期間に
対応する前記逆拡散手段の逆拡散結果を、前記所定期間
毎に積分するように前記積分手段を制御する積分制御手
段と、 前記積分手段の出力を遅延させる遅延手段と、 この遅延手段の遅延出力と前記積分手段の出力との間の
位相差に基づいて、前記局部発振信号の周波数誤差を検
出する周波数誤差検出手段と、 この周波数誤差検出手段にて検出した周波数誤差に基づ
いて、前記局部発振信号の周波数を制御する周波数制御
手段とを具備することを特徴とする自動周波数制御回
路。 - 【請求項２】 前記積分制御手段は、前記同期情報検出
手段にて検出した同期情報と、シンボルパターン記憶手
段に記憶されるシンボルパターンに基づいて、前記複数
の送信アンテナからそれぞれ送信されるシンボルの組合
せが、連続する２つのシンボルにおいて、それぞれ同じ
組合せとなるような前記２つのシンボルに対応する前記
逆拡散手段の逆拡散結果を、各シンボル毎に積分するよ
うに前記積分手段を制御することを特徴とする請求項１
に記載の自動周波数制御回路。 - 【請求項３】 前記積分制御手段は、前記同期情報検出
手段にて検出した同期情報と、シンボルパターン記憶手
段に記憶されるシンボルパターンに基づいて、前記複数
の送信アンテナからそれぞれ送信されるシンボルの組合
せが、連続する２つの所定期間内で、それぞれ同じ組合
せとなるような前記期間に対応する前記逆拡散手段の逆
拡散結果を、各期間毎に積分するように前記積分手段を
制御するもので、前記シンボルの組合せは、互いに直交
するシンボルパターンの組合せであることを特徴とする
請求項１に記載の自動周波数制御回路。 - 【請求項４】 前記積分制御手段は、 周波数誤差が予め設定した値以上の場合には、前記同期
情報検出手段にて検出した同期情報と、シンボルパター
ン記憶手段に記憶されるシンボルパターンに基づいて、
前記複数の送信アンテナからそれぞれ送信されるシンボ
ルの組合せが、連続する２つのシンボルにおいて、それ
ぞれ同じ組合せとなるような前記２つのシンボルに対応
する前記逆拡散手段の逆拡散結果を、各シンボル毎に積
分するように前記積分手段を制御し、 周波数誤差が予め設定した値未満の場合には、前記同期
情報検出手段にて検出した同期情報と、シンボルパター
ン記憶手段に記憶されるシンボルパターンに基づいて、
前記複数の送信アンテナからそれぞれ送信されるシンボ
ルの組合せが、連続する２つの所定期間内で、それぞれ
同じ組合せとなるような前記期間に対応する前記逆拡散
手段の逆拡散結果を、各期間毎に積分するように前記積
分手段を制御し、前記期間内の２つのスロットにおける
前記シンボルの組合せは、互いに直交するシンボルパタ
ーンの組合せとすることを特徴とする請求項１に記載の
自動周波数制御回路。
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|---|---|---|---|
| JP2000261294A JP3360069B2 (ja) | 2000-08-30 | 2000-08-30 | 自動周波数制御回路 |
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2001
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- 2001-02-27 DE DE2001632858 patent/DE60132858T2/de not_active Expired - Lifetime
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| DE60132858T2 (de) | 2009-02-12 |
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