JP3666162B2 - ディジタル放送受信機 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、各キャリアが差動位相変調されＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数多重変調）変調されたディジタル放送受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】
マルチパス、フェージングなど電波伝播の問題の影響を強く受ける移動体に対し、ディジタルデータを伝送可能とする方式として、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数多重変調）伝送方式が知られており放送への利用が進められている。その代表的なものがＩＴＵ−Ｒ勧告ＢＳ．７７４に記載されるディジタル放送方式（以下、ＤＡＢ（Digital Audio Broadcasting）と記す）である。
【０００３】
図１６はディジタル放送受信機のブロック図である。
図において、１はアンテナ、２はＲＦ増幅器、３は周波数変換器（ＭＩＸ）、４は局部発振器（ＬＯ）、５は中間周波増幅器（ＩＦ ＡＭＰ）、６は直交復調器（ＤＥＭＯＤ）、７はＡ／Ｄ変換器、８は同期信号検出器（同期検出）、９は同期制御手段、１０は複素離散フーリエ変換処理（以下、「ＤＦＴ」という）手段、１１は差動復調器、１２は位相誤差検出器、１３は周波数同調制御手段、１４はビタビ復号器、１５はＭＰＥＧ音声デコーダ、１６はＤ／Ａ変換器、１７は音声増幅器、１８はスピーカである。
【０００４】
以上のように構成された受信機において、アンテナ１にて受信された放送波は、ＲＦ増幅器２において増幅、周波数変換器３にて周波数変換、中間周波増幅器５にて隣接チャンネル波など不要成分の除去および増幅、直交復調器６にて検波が行われ、ベースバンド信号としてＡ／Ｄ変換器７に与えられる。
【０００５】
Ａ／Ｄ変換器７によりサンプリングされた信号は、ＤＦＴ手段１０にてＤＦＴが行われ、４相位相変調（ＱＰＳＫ）された各伝送キャリアの位相が検出される。続く差動復調器１１では、時間的に隣接する２伝送シンボルの同一キャリアの変調位相を比較し、この間の位相推移を出力する処理（差動復調）が行われ、差動復調されたデータは、送信側にて変調を行う際のキャリア順序規則に従い、順次ビタビ復号器１４に出力される。
【０００６】
ビタビ復号器１４では、送信側にて行われる複数伝送シンボルにまたがる時間インターリーブの解除を行うとともに、畳み込み符号化して伝送されたデータの復号を行い、この際、伝送路で発生するデータの誤り訂正が行われる。
【０００７】
ＭＰＥＧ音声デコーダ１５は、ＩＳＯ／ＭＰＥＧ１レイヤー２の規定に従い、ビタビ復号器１４から出力される圧縮されたＤＡＢ放送音声データを伸張してＤ／Ａ変換器１６に与える。Ｄ／Ａ変換器１６にてアナログ変換された音声信号は、増幅器１７をとおしてスピーカ１８より再生される。
【０００８】
ここで、同期信号検出器８は、ＤＡＢの伝送信号中に含まれるフレーム同期信号の内、ヌルシンボル（信号なしの期間）をエンベロープ検波により検出するものであり、この出力は、同期制御手段９を通してＤＦＴ手段１０にて行われるＤＦＴが正しく信号の伝送フレームおよび各シンボルに同期して行われるためのタイミング信号となる。
【０００９】
位相誤差検出器１２は、差動復調器１１より出力される各キャリアの位相データの本来の位相点からの誤差を検出するものである。すなわち、ＤＡＢでは、直交復調器６に与えられる信号の周波数が正しい場合には、差動復調器１１より出力される各キャリア対応の差動復調データの位相は、ほぼπ／４、３・π／４、５・π／４、７・π／４の位相のいずれかとなる。
そこで各キャリア対応のデータを４乗して２πに対する余剰をとると、この値は元のデータに誤差がない場合はπ、元のデータに位相誤差がある場合にはその４倍の値になることから、位相誤差検出を行う。実際には、位相誤差検出器１２では、多数キャリアのデータについて上記操作を行い、その結果を平均化することで検出の精度を向上する。
【００１０】
このようにして求めた位相誤差εは、差動復調器１１の出力であるため、このときの信号周波数の誤差ζとの間に式（１）の関係を持つ。
ζ＝ε／Ｔ ……（１）
ここで、Ｔはガードインターバルを含むシンボル期間である。
周波数同調制御手段１３は、この位相誤差εが小さくなるよう局部発振器４の周波数を制御することで、周波数変換器３から出力される中間周波信号の周波数を制御して直交復調器６から与えられるベースバンド信号の周波数誤差ζを０に近づけるよう動作する。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
既に説明したように、ＤＡＢ信号は多数のキャリアから構成されている。各キャリアを分離するためＤＦＴは、図１７に示す出力特性を有しており、周波数が正しく引き込まれている場合は、他キャリアからの成分は漏れてこない。
ところが、周波数が正しく引き込まれていないと図１８に示すように他キャリアからの成分が漏れてくる。
【００１２】
ここで、周波数ずれがあっても他キャリアからの漏れがないとすれば、隣接したキャリアｓ１とｓ２は式（２）で表せる。

但し、
ｆ０：送信周波数
Δｆ：周波数ずれ
ｎ：キャリア番号
ｆｃｃ：キャリアの周波数間隔
ｔｓｙｍ：１シンボルの期間
θｎ：（２Ｎ＋１）π／４ 、Ｎは任意の整数
θｃ：２π（ｆ０−ｎ・ｆｃｃ）・ｔｓｙｍ
である。
【００１３】
よって、隣接するシンボルの同一キャリアの（２・Ｎ＋１）π／４からの位相誤差は式（３）
θ＝Δｆ・ｔｓｙｍ ……（３）
で表せ、周波数ずれに比例することがわかる。
【００１４】
ところが、実際には周波数がずれると他キャリアからの漏れ、例えば−８０Ｈｚの周波数があると図１９に示すような差動復調データに大きなばらつきがでる。ここで、差動復調のデータは０〜π／２、π／２〜π、π〜３π／２、３π／２〜２πの４つの象限にわかれるが、図１９のように隣の象限に入り込むデータが生じ、隣の象限に変化したデータは符号が反対で大きな位相誤差になる。位相誤差検出器における平均化処理には、この位相誤差の符号が逆の誤ったデータも用いているので、その結果、真の値より小さくなる。
【００１５】
また、周波数のずれが大きいほど他キャリアからの成分の漏れも大きくなるのでばらつきが大きくなり、更に、隣の象限に近いデータになるため、上記の誤差が生じやすい。このため、周波数ずれと位相誤差の平均値は図２０に示すように、７０Ｈｚ程度の周波数ずれから位相誤差が小さくなり、周波数ずれと平均位相誤差が比例しなくなる。このため、周波数ずれが大きいと周波数の引き込みに時間がかかると言う問題があった。
【００１６】
本発明は上記の問題を解決するためになされたもので、周波数ずれによる位相誤差のばらつきの影響を受けない局部発振器の周波数制御手段を備えたディジタル放送受信機を得ることを目的とする。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
この発明にかかるディジタル放送受信機は、アンテナから入力したＤＡＢ信号をＤＦＴでＯＦＤＭ復調し、差動復調器で連続したシンボル間の同一キャリアの位相差を計算し、位相誤差検出器で第Ｎ象限の差動復調データに対し（２Ｎ−１）π／４ラジアンからのずれを位相差として検出し、平均値処理部で各キャリアの位相誤差を平均し、符号判定部で位相誤差の符号を検出し、符号判定部の結果に応じて、位相誤差補正部で隣接キャリアに変化したデータの影響を排除することで位相誤差を補正し、補正した位相誤差で局部発振器の周波数を制御する。
【００１８】
この発明にかかるディジタル放送受信機は、アンテナから入力したＤＡＢ信号をＤＦＴでＯＦＤＭ復調し、差動復調器で連続したシンボル間の同一キャリアの位相差を計算し、位相誤差検出器で第Ｎ象限の差動復調データに対し（２Ｎ−１）π／４ラジアンからのずれを位相差として検出し、平均値処理部で各キャリアの位相誤差を平均し、符号判定部で位相誤差の符号を検出し、符号判定部の結果に応じて位相誤差補正部で隣接キャリアに変化したデータを復元して局部発振器の周波数を制御する。
【００１９】
また、アンテナから入力したＤＡＢ信号をＤＦＴでＯＦＤＭ復調し、差動復調器で連続したシンボル間の同一キャリアの位相差を計算し、位相回転部で第Ｎ象限の差動復調データに対し（２Ｎ−１）π／４ラジアンの位相回転を行い、虚数部符号判定部で位相回転後のデータの虚数部の符号を判定し、虚数部の符号が同じデータのみで加算し、位相誤差検出器で隣接キャリアに変化したデータの影響を排除し位相誤差を検出し、局部発振器の周波数を制御する。
【００２０】
また、アンテナから入力したＤＡＢ信号をＤＦＴでＯＦＤＭ復調し、差動復調器で連続したシンボル間の同一キャリアの位相差を計算し、位相回転部で第Ｎ象限の差動復調データに対し（２Ｎ−１）π／４ラジアンの位相回転を行い、虚数部符号判定部で位相回転後のデータの虚数部の符号を判定し、虚数部の符号が同じデータのみで加算し、位相誤差検出器で隣接キャリアに変化したデータを復元し局部発振器の周波数を制御する。
【００２１】
また、アンテナから入力したＤＡＢ信号をＤＦＴでＯＦＤＭ復調し、差動復調器で連続したシンボル間の同一キャリアの位相差を計算し、位相誤差検出器で第Ｎ象限の差動復調データに対し（２Ｎ−１）π／４ラジアンからのずれを位相差として検出し、平均値処理部で各キャリアの位相誤差を平均し、差動復調器の出力データから他キャリアからの漏れの大小を判断し、位相誤差補正部で他キャリアからの漏れが大きいとき、位相誤差補正部で位相誤差の平均値を補正局部発振器の周波数を制御する。
【００２２】
また、アンテナから入力したＤＡＢ信号をＤＦＴでＯＦＤＭ復調し、差動復調器で連続したシンボル間の同一キャリアの位相差を計算し、位相誤差検出器で第Ｎ象限の差動復調データに対し（２Ｎ−１）π／４ラジアンからのずれを位相誤差として検出し、平均値処理部で各キャリアの位相誤差を平均し、ばらつき判定部で差動復調データのばらつきを検出し、ばらつきが大きいとき位相誤差の平均値に補正を施し局部発振器の周波数を制御する。
【００２３】
また、アンテナから入力したＤＡＢ信号をＤＦＴでＯＦＤＭ復調し、差動復調器で連続したシンボル間の同一キャリアの位相差を計算し、位相誤差検出器で第Ｎ象限の差動復調データに対し（２Ｎ−１）π／４ラジアンからのずれを位相差として検出し、平均値処理部で各キャリアの位相誤差を平均し、傾き検出部で位相誤差の大きさの傾きを検出し、傾きが収束方向にないとき位相誤差の平均値に補正を施し、補正した位相誤差で局部発振器の周波数を制御する。
【００２４】
【発明の実施の形態】
請求項１の発明に係るディジタル放送受信機においては、位相誤差補正部は、位相誤差の平均値の符号と異なる位相誤差は差動復調データの位相が差が±π／２を越えたため隣の象限のデータとして扱われ、データが誤っていると判断し、位相誤差の平均値の符号と一致した位相誤差のみで平均処理をし位相誤差を補正する。
【００２５】
また、請求項２の発明に係るディジタル放送受信機においては、位相誤差補正部の位相誤差の復元は、位相誤差の符号が平均値と異なる場合には差動復調データが±π／２を越えたため隣の象限のデータとして扱われたと考え、位相誤差をθとすると、位相誤差が正の場合θ−π／２、負の場合θ＋π／２の補正を施す。
【００２６】
また、請求項３の発明に係るディジタル放送受信機においては、位相誤差補正部は正の虚数部と負の虚数部の絶対値が小さい方は位相誤差が±π／２以上なので隣の象限のデータとして扱われ符号が誤ったと考えられるので、絶対値が大きい方の虚数部／実数部のみを計算し位相誤差とする。
【００２７】
また、請求項４の発明に係るディジタル放送受信機においては、位相誤差補正部は、虚数部が正の虚数部／実数部と虚数部が負の虚数部／実数部を計算し、正の虚数部と負の虚数部の絶対値の大きい方はそのままで位相誤差１とする。また小さい方は位相誤差が±π／２を越えたため隣の象限のデータとして扱われ、符号が誤っていると考えられる。そこで、位相誤差をθとすると、虚数部が正の場合θ−π／２、負の場合θ＋π／２の補正を施し、もとの位相誤差に復元し位相誤差２とし、位相誤差１と位相誤差２の平均を位相誤差として用いる。
【００２８】
また、請求項５の発明に係るディジタル放送受信機においては、位相補正部は他キャリアからの漏れが大きくなると位相誤差は他キャリアからの漏れにより真の値より小さくなっているので、例えば位相誤差を増加する処理を施す。
【００２９】
また、請求項６の発明に係るディジタル放送受信機においては、漏れ成分判定部は周波数ずれが大きい程、ＤＦＴ結果に他キャリアからの漏れが多くなり位相にも影響がでる。影響の受け方は近くのキャリアとの位相差が±π／２ラジアンのとき大きくなるが、隣のキャリアがどのような位相差になるかは１通りではない。このため他キャリアからの漏れも変化する。そのため、差動復調した結果も図１９の様にバラツキが生じる。他キャリアからの漏れが大きい程バラツキが大きくなるので、データのバラツキを計算して他キャリアからの漏れの大小を判断する。
【００３０】
また、請求項７の発明に係るディジタル放送受信機においては、漏れ成分判定部は、他キャリアからの漏れが大きい領域と小さい領域では周波数ずれ対位相誤差の傾きの符号が逆になっていることを用いる。まず、局部発振器に位相誤差が０に近づくようにフィードバックをかけているので、他キャリアからの漏れが小さい領域では位相誤差の大きさは小さくなる。しかし、周波数もれが大きい領域では、実際は位相誤差は小さくなっていても、他キャリアの漏れ成分の影響が小さくなり真の位相誤差に近づくため、見かけ上大きくなる。そこで、次式
Δθ＝（今回の位相誤差の平均値の絶対値）−（前回の位相誤差の平均値の絶対値）
で他キャリアからの漏れを検出し、前回の位相誤差と今回の位相誤差の符号が同じ場合は、真の位相誤差は０に近づいている過程と考えられるので、Δθが正の場合、他キャリアからの漏れにより位相誤差が真の値より小さくなっている領域にいると判断できる。
【００３１】
以下、この発明をその実施の形態を示す図面に基づいて具体的に説明する。
実施の形態１．
図１は本発明の実施の形態１を示すブロック構成図である。図において、１はアンテナ、２はＲＦ増幅器、３は周波数変換器（ＭＩＸ）、４は局部発振器（ＬＯ）、５は中間周波増幅器（ＩＦ ＡＭＰ）、６は直交復調器（ＤＥＭＯＤ）、７はＡ／Ｄ変換器、８は同期信号検出器（同期検出）、９は同期制御手段、１０はＤＦＴ手段、１１は差動復調器、１２ｂは差動復調器１１の各キャリアの（２Ｎ−１）π／４からの位相誤差を検出する位相誤差検出器、１３は周波数同調制御手段、１４はビタビ復号器、１５はＭＰＥＧ音声デコーダ、１６はＤ／Ａ変換器、１７は音声増幅器、１８はスピーカ、１９は位相誤差検出器１２ｂの出力を蓄えておくメモリ、２１は位相誤差検出器１２ｂの出力の平均値を計算する平均値処理部、２２ａは平均値処理部１２ｂの出力の符号を判定する符号判定部、２３ａは符号判定部の結果から位相誤差の誤りを判定して、誤っている場合には除外して位相誤差を補正する位相誤差補正部である。
【００３２】
アンテナ１で受信したデータは、ＲＦ増幅器２、周波数変換器３、中間周波増幅器５、直交復調器６、Ａ／Ｄ変換器７を通り、ＤＦＴ手段１０で複素離散フーリエ変換処理される。ＤＦＴ手段１０で復調された信号を差動復調器１１で差動復調する。ここで局部発振器４の発振周波数がずれていると、１シンボルの期間で所定以上の位相回転がおこる。
【００３３】
このため、隣接シンボル間の差動復調データの位相は（２Ｎ−１）π／４からずれる。位相誤差検出器１２ｂはこの各キャリアの位相誤差θｉを計算し、メモリ１９はθｉを記憶する。
また、位相誤差検出器１２ｂで検出した位相誤差の平均処理を平均値処理部２１で行う。この処理は隣の象限に変化したデータも含まれるので、計算した値は真の位相誤差より小さくなる。しかし、図２０からその符号は変化しないと考えられる。
位相誤差補正部２３ａはメモリ１９の位相誤差データのなかで、符号判定部２２ａが判定した平均値と符号が同じデータのとき、制御部２４がスイッチ２６をオンにし、平均値処理部２７でメモリ１９から入力される位相誤差の平均値を計算する。
【００３４】
図２は位相誤差補正部２３ａにおける処理のフローチャートで、１００で初期設定を行い、１０１で位相誤差の平均値の符号とｉ番目の位相誤差の符号が同じか否かを判断し、同じ場合は１０２で位相誤差θｉを加算し、加算したキャリア数ｎを１加え、異なる場合は１０３でｉを更新し、１０４でｉが最後のデータに対応した値より大きい場合データの終わりと判断して１０５で平均値の計算を行う。
この処理により、隣の象限に変化したデータの影響をうけることなく位相誤差を検出できる。
【００３５】
図３は従来例と実施の形態１の差動復調データの周波数ずれによる位相差を測定した結果を示す図であり、実施の形態１では大きな周波数ずれまで、ほぼ周波数ずれに比例した位相誤差が検出でき、周波数同調制御手段１３は、局部発振器４の周波数をこの位相誤差に比例した周波数分だけ変更する。
【００３６】
実施の形態２．
図４は本発明の実施の形態２を示すブロック構成図で、図１と同一符号はそれぞれ同一または相当部分を示している。図において、２３ｂは符号判定部の結果に応じ位相誤差の誤りを検出し誤っている場合は復元する位相誤差補正部で、制御部２４ｂ，スイッチ２６ｂ，平均値処理部２７および位相誤差復元部２８で構成されている。
【００３７】
アンテナ１から符号判定部２２ａまでは、実施の形態１と同じであるので、説明を省略する。
実施の形態１における位相誤差補正部２３ａでは、符号判定部２２ａの出力と符号の異なる位相誤差データは用いなかったが、実施の形態２では符号の異なる位相誤差データを用いる点が異なる。すなわち、制御部２４ｂは、メモリ１９の位相誤差データの符号が符号判定部２２ａで判定された平均値の符号と同じ場合はスイッチ２６ｂを平均値処理部２７側に接続し、符号が異なる場合は位相誤差復元部２８側に接続する。位相誤差復元部２８は、位相データθｉ≧０のときはθｉ←θｉ−π／２、θｉ＜０のときはθｉ←θｉ＋π／２の処理を行い、平均値処理部２７に出力する。平均値処理部２７は、入力された位相誤差の平均値を計算する。
【００３８】
図５は、位相誤差補正部２３ｂにおける処理のフローチャートで、θave は位相誤差の平均値、θave’は位相誤差の平均値の補正値、θｉはｉ番目のキャリアの位相誤差である。
まず１００ｂで初期設定をし、１０１で位相誤差の平均値θave とｉ番目の位相誤差θｉの符号が一致する場合は１０２の処理を行い、そうでない場合は１０６でｉ番目の位相誤差θi が正か否かを判断し、正の時はπ／２進んだ象限のデータが変化したと考えられるので、１０７でπ／２進んだ位相を基準にして位相誤差を補正し、負の場合はπ／２遅れた象限のデータが変化したと考えられるので、１０８でπ／２遅れた位相を基準にして位相誤差を補正する。この後１０２で位相誤差の平均の和の計算とキャリア番号ｉの更新を行い、１０３でｉがデータ数より大きくなると終わりとし、１０４で平均値計算を行い、周波数同調制御手段１３に出力する。
【００３９】
これにより、大きな周波数ずれまで、ほぼ周波数ずれに比例した位相誤差が検出でき、周波数同調制御手段１３は、局部発振器４の周波数をこの位相誤差に比例した周波数分だけ変更する。
【００４０】
なお、位相誤差検出は、第Ｎ象限のデータを−（２Ｎ−１）π／４ラジアンの回転を加えた後、虚数部／実数部で近似しても良い。
【００４１】
実施の形態３．
図６は本発明の実施の形態３を示すブロック構成図で、図１と同一符号はそれぞれ同一または相当部分を示している。図において、２３ｃは位相誤差補正部で、比較部３４，スイッチ３５および割り算部３６で、構成されている。
２９は差動復調器１１の各キャリアのＮ象限のデータを（２Ｎ−１）π／４からの位相誤差を検出する位相回転部、３０は位相回転部２９の出力の位相誤差の虚数部の符号を判定する虚数部符号判定部、３１は位相回転部２９の出力を虚数部符号判定部３０の判定結果に基づいて切り替えるスイッチ、３２と３３はスイッチ３１に接続された加算器である。
【００４２】
アンテナ１からスピーカ１８までの動作は、実施の形態１と同じであるので、説明を省略する。
ＤＦＴ手段１０で復調された信号を差動復調器１１で差動復調する。ここで局部発振器４の発振周波数がずれていると、１シンボルの期間で所定以上の位相回転がおこる。このため差動復調データの位相は（２Ｎ−１）π／４からずれる。位相回転部２９は差動復調データの出力を−（２Ｎ−１）π／４ラジアン回転させる。この操作後の正の実軸からの位相ずれが位相誤差になる。
【００４３】
以下、図７のフローチャートに従って動作を説明する。まず、２００で初期設定し、２０１でキャリアを設定する。次に、虚数部符号判定部３０は２０２で位相回転部２９の出力データの虚数部の符号を判定してスイッチ３５を切り替え、正の場合は２０４で虚数部符号判定部３０の出力が加算器３２へ接続されて２０４の計算を行い、負の場合は、加算器３３へ接続されて２０３の計算を行う。
【００４４】
次に、２０５でデータが終わりと判断すると、位相誤差補正部２３ｃの比較部３４は２０６で加算器３２と加算器３３の出力のうち虚数部の絶対値の大きさを比較して負の虚数部が大きいときはスイッチ３５を加算器３３へ接続して２０７で虚数部／実数部（Ｉｍｍ／Ｒｅｍ）の計算を割り算部３６で行う。また正のときはスイッチ３５を加算器３３へ接続して２０８で虚数部／実数部（Ｉｍｐ／Ｒｅｐ）の計算を割り算部３６で行い、位相誤差として周波数同調制御手段１３に出力する。これにより、他キャリアからの漏れにより隣の象限のデータに変化した差動復調データの影響を受けることなく、局部発振器４の制御ができる。
【００４５】
実施の形態４．
図８は本発明の実施の形態４を示すブロック構成図で、図６と同一符号はそれぞれ同一または相当部分を示している。図において、２３ｄは位相誤差補正部で、比較部３４，割り算部３７，３８，切り替え部３９，平均部４０および復元部４１で構成されている。
【００４６】
アンテナ１からスイッチ３１までの動作は、実施の形態３と同じであるので、説明を省略する。
加算器３２は虚数部の符号が正の場合の複素データを加算し、加算器３３は虚数部の符号が負の場合の複素データを加算する。割り算部３７は加算器３２の虚数部／実数部を、割り算部３８は加算器３３の虚数部／実数部を計算する。切り替え部２９は、虚数部の絶対値が大きい方の割り算部の出力を平均部４０に、小さいほうを復元部４１に入力し、位相補正後に入力する。
【００４７】
図９にフローチャートを示す。図９に示した２００から２０５までの処理は、実施の形態３の図７に示したフローチャートと同一であるので、説明は省略する。２０６では、虚数部が正の場合、割り算部３７は虚数部／実数部を計算し、虚数部が負の場合、割り算部３８は虚数部／実数部を計算する。次に、比較部３４は、２０７で加算器３２と３３の虚数部の絶対値を比較し、もし加算器３３の負の虚数部の絶対値が大きいときは、加算器３２の虚数部で計算したθavepが誤っているので２０９の処理で復元する。また、２０７で正の虚数部（加算器３２の虚数部）の絶対値が、加算器３３の虚数部の絶対値より大きい場合は、θavemを２１３の処理を行って補正する。平均部４０は、誤りと判断されなかった位相誤差と復元した位相誤差の平均処理を２１４で行い、位相誤差として周波数同調制御手段１３に出力する。
【００４８】
これにより、他キャリアからの漏れにより隣の象限のデータに変化した差動復調データの影響を受けることなく、局部発振器４の制御ができる。
【００４９】
実施の形態５．
図１０は本発明の実施の形態５を示すブロック構成図で、図１と同一符号はそれぞれ同一または相当部分を示している。図において、１２ｃは差動復調器１１の各キャリアの（２Ｎ−１）π／４からの位相誤差の平均値を検出する位相誤差平均値検出器、４２は差動復調器１１に接続された他キャリアの漏れの大きさを推定する漏れ成分判定部、２３ｅは漏れ成分判定部４２に接続され、漏れ成分の大きいとき位相誤差の平均値を補正する位相誤差補正部である。
【００５０】
アンテナ１からスピーカ１８までの動作は、実施の形態１と同じであるので、説明を省略する。
ＤＦＴ手段１０で復調された信号を差動復調器１１で差動復調する。ここで局部発振器４の発振周波数がずれていると１シンボルの期間で所定以上の位相回転がおこる。このため差動復調データの位相は（２Ｎ−１）π／４からずれる。位相誤差平均値検出器１２ｃはこの位相誤差の各キャリアの平均値を出力する。
【００５１】
以下、図１１のフローチャートに従って説明する。
漏れ成分判定部４２が３００で他キャリアからの漏れ成分が大きいと判断すると位相誤差補正部２３ｅが３０１で位相誤差の補正を行う。
以下、３０１の処理について説明する。θｐは、ほぼ３０度程度の値でキャリア漏れの影響があるときの位相誤差の最大値である。ここでキャリア漏れの影響が大きいときの傾きは、小さいときの傾きの約２倍になっている。これと周波数ずれに対して位相誤差が比例することを考慮して、他キャリアからの漏れが大きい場合は式（４）で式（３）に近づくように補正する。
θ’＝３・θｐ／２−θ／２ …… （４）
但し、θｐは位相誤差平均値の理論的最大値
θ は平均処理手段の出力
θ’は補正した位相誤差
である。
【００５２】
この位相誤差を用いることにより、他キャリアからの漏れにより隣の象限のデータに変化した差動復調データの影響を受けることなく、局部発振器４の制御ができる。
【００５３】
また、式（４）に従わなくても、位相誤差が増加する操作を加えても良い。
例えば式（４）の係数を変えたり、比較的大きな固定値（例えば他キャリアからの漏れがある場合の最大値のキャリア３０度）に置き換えても良い。
【００５４】
実施の形態６．
図１２は本発明の実施の形態６を示すブロック構成図で、図１０と同一符号はそれぞれ同一または相当部分を示している。図において、４３は差動復調器１１に接続されデータのばらつきを計算するばらつき検出部、２３ｅは漏れ成分判定部に接続され、漏れ成分の大きいとき位相誤差の平均値を補正する位相誤差補正部である。
【００５５】
アンテナ１からスピーカ１８までの動作は、実施の形態１と同じであるので、説明を省略する。
ＤＦＴ手段１０で復調された信号を差動復調器１１で差動復調する。ここで局部発振器４の発振周波数がずれていると、１シンボルの期間で所定以上の位相回転がおこる。このため、差動復調データの位相は（２Ｎ−１）π／４からずれる。位相誤差平均値検出器１２ｃはこの位相誤差の各キャリアの平均値を出力する。
【００５６】
また、他キャリアからの漏れが大きいと差動復調データもばらつく。そこで差動復調の信号のばらつきσを次式で計算する。
σ＝Σ｛（Ｒｅｉ−Ｒｅａｖｅ）2 ＋（Ｉｍｉ−Ｉｍａｖｅ）2 ｝…（５）
但し
Ｒｅｉ ：ｉ番目の差動データの実数部
Ｒｅａｖｅ：実数部の平均値
Ｉｍｉ ：ｉ番目の差動データの虚数部
Ｉｍａｖｅ：虚数部の平均値
である。
【００５７】
つぎに、位相誤差の動作を図１３のフローチャートで説明する。３０２でばらつきσが定値より大きいか否かを判断する。小さいときは他キャリアからの成分の漏れが小さいと判断し、位相誤差の補正は行わない。
【００５８】
また、ばらつきσが設定値より大きいとき３０１で補正する。３０１は実施の形態５と同様の処理である。
【００５９】
この位相誤差を用いることにより、他キャリアからの漏れにより隣の象限のデータに変化した差動復調データの影響を受けることなく、局部発振器４の制御ができる。
【００６０】
また、式（４）に従わなくても、位相誤差が増加する操作を加えても良い。例えば式（４）の係数を変えたり、比較的大きな固定値（例えば他キャリアからの漏れがある場合の最大値のキャリア３０度）に置き換えても良い。
【００６１】
実施の形態７．
図１４は本発明の実施の形態７を示すブロック構成図で、図１０と同一符号はそれぞれ同一または相当部分を示している。図において、４４は位相誤差平均値検出器１２ｃに接続され、位相誤差の傾きの絶対値の時間変化を監視する傾き判定部、２３ｅは位相誤差平均値検出器１２ｃおよび傾き判定部４４に接続された位相誤差補正部である。
【００６２】
アンテナ１からスピーカ１８までの動作は、実施の形態１と同じであるので、説明を省略する。
ＤＦＴ手段１０で復調された信号を差動復調器１１で差動復調する。ここで局部発振器４の発振周波数がずれていると、１シンボルの期間で所定以上の位相回転がおこる。このため差動復調データの位相は（２Ｎ−１）π／４からずれる。位相誤差平均値検出器１２ｃは、この位相誤差の各キャリアの平均値を出力する。
【００６３】
次に傾き判定部４４と位相誤差補正部２３ｅの動作を図１５のフローチャートで説明する。
３０３は今回検出した位相誤差と前回の位相誤差の絶対値を比較している。ここで、位相誤差が０に近づくよう局部発振器４にフィードバックをかけているので、真の位相誤差は今回の方が小さくなっている。
【００６４】
しかし、実際は図２０からもわかるように周波数ずれが大きくなり、他キャリアからの漏れ成分が大きくなると、真の位相誤差よりも検出した位相誤差が小さくなり、周波数ずれが０に近づくほど位相誤差より大きくなる。それで、３０３の処理では、今回の位相誤差が前回より大きくなった場合、他キャリアからの漏れ成分が大きい領域にいると判断できるので、この場合３０１で実施の形態５と同様に式（４）の位相誤差の補正を行う。
【００６５】
この位相誤差を用いることにより、他キャリアからの漏れにより隣の象限のデータに変化した差動復調データの影響を受けることなく、局部発振器４の制御ができる。
【００６６】
また、位相補正は式（４）に従わなくても、位相誤差が増加する操作を加えても良い。例えば式（４）の係数を変えたり、比較的大きな固定値（例えば他キャリアからの漏れがある場合の最大値のキャリア３０度）に置き換えても良い。
【００６７】
【発明の効果】
この発明によれば、他キャリアからの漏れにより隣接キャリアに変化した差動復調出力データから計算した位相誤差を除外しているので、周波数ずれによる位相誤差が小さくならず周波数の引き込み時間を短くできる。
【００６８】
また、他キャリアからの漏れにより隣接キャリアに変化した差動復調出力データから計算した位相誤差を補正して用いるので、周波数ずれによる位相誤差が小さくならず、かつ平均ポイント数が減らず位相誤差のばらつきが大きくなることなく周波数の引き込み時間を短くできる。
【００６９】
また、他キャリアからの漏れにより隣接キャリアに変化した差動復調出力データを除外した後、位相誤差を求めるので、周波数ずれによる位相誤差が小さくならず周波数の引き込み時間を短くできる。
【００７０】
また、他キャリアからの漏れにより隣接キャリアに変化した差動復調出力データを除外した後、位相誤差を求めるので、周波数ずれによる位相誤差が小さくならず平均ポイント数も減少しないので、位相誤差の平均値のばらつきを大きくすることなく周波数の引き込み時間を短くできる。
【００７１】
また、漏れ成分を差動復調出力から判断し、既に計算した位相誤差の平均値をほぼ周波数ずれに比例する直線の値に補正するので、周波数の引き込み時間を短くできる。
【００７２】
また、位相誤差が時間が経過すると大きくなる領域では他キャリアからの漏れを検出し、既に計算した位相誤差の平均値をほぼ周波数ずれに比例する直線上の値に補正するので、引き込み時間を短くできる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 この発明の実施の形態１によるディジタル放送受信機の構成を示すブロック図である。
【図２】 実施の形態１の位相誤差補正部のフローチャートである。
【図３】 実施の形態１の周波数ずれ対位相誤差の測定結果である。
【図４】 この発明の実施の形態２によるディジタル放送受信機の構成を示すブロック図である。
【図５】 実施の形態２の位相誤差補正部のフローチャートである。
【図６】 この発明の実施の形態３によるディジタル放送受信機の構成を示すブロック図である。
【図７】 実施の形態３の位相誤差補正部のフローチャートである。
【図８】 この発明の実施の形態４によるディジタル放送受信機の構成を示すブロック図である。
【図９】 実施の形態４の位相誤差補正部のフローチャートである。
【図１０】 この発明の実施の形態５によるディジタル放送受信機の構成を示すブロック図である。
【図１１】 実施の形態５の漏れ成分判定部と位相誤差補正部のフローチャートである。
【図１２】 この発明の実施の形態６によるディジタル放送受信機の構成を示すブロック図である。
【図１３】 実施の形態６の漏れ成分判定部と位相誤差補正部のフローチャートである。
【図１４】 この発明の実施の形態７によるディジタル放送受信機の構成を示すブロック図である。
【図１５】 実施の形態７の傾き判定部と位相誤差補正部のフローチャートである。
【図１６】 従来のディジタル放送受信機を示すブロック図である。
【図１７】 周波数ずれがない場合のＤＦＴの概念図である。
【図１８】 周波数ずれがある場合のＤＦＴの概念図である。
【図１９】 周波数ずれによる他キャリアからの漏れによる差動復調データ計算値を示す図である。
【図２０】 他キャリアからの漏れによる周波数ずれ対位相誤差の計算値を示す図である。
【符号の説明】
１ アンテナ、２ ＲＦ増幅器（ＲＦ）、３ 周波数変換器（ＭＩＸ）、４ 局部発振器（ＬＯ）、５ 中間周波増幅器（ＩＦ ＡＭＰ）、６ 直交復調器（ＤＥＭＯＤ）、７ Ａ／Ｄ変換器、８ 同期信号検出器、１０ 複素離散フーリエ変換処理（ＤＦＴ）手段、１１ 差動復調器、１２ｂ 位相誤差検出器、１２ｃ 位相誤差平均値検出器、１３ 周波数同調制御手段、１４ ビタビ復号器、１５ ＭＰＥＧ音声デコーダ、１６ Ｄ／Ａ変換器、１７ 音声増幅器、１８ スピーカ、１９ メモリ、２１，２７ 平均値処理部、２２ａ 符号判定部、２３ａ〜２３ｅ 位相誤差補正部、２４ 制御部、２６，３１，３５ スイッチ、２８ 位相誤差復元部、２９ 位相回転部、３０ 虚数部符号判定部、３２，３３ 加算器、３４ 比較部、３６〜３８ 割り算部、３９ 切り替え部、４０ 平均部、４１ 復元部、４２ 漏れ成分判定部、４３ ばらつき検出部、４４ 傾き判定部。

Claims (7)

1. マルチキャリア伝送方式ディジタル放送に対応し、受信信号の周波数をシフトする周波数シフト手段と、
   周波数シフトされた信号を複素離散フーリエ変換する複素フーリエ変換部と、
   連続したシンボルの同一キャリアの位相差を検出する差動復調部と、
   前記差動復調部の出力データの位相誤差を検出する位相誤差検出部と、
   前記位相誤差検出部により検出した位相誤差を記憶する記憶部と、
   前記各キャリアの位相誤差の平均値を計算する平均値処理部と、
   前記平均値処理部の出力の符号を判定する符号判定部と、
   前記符号判定部の出力と同一符号の前記記憶部に記憶されている位相誤差との平均値を計算する位相誤差補正部とを備え、
   前記位相誤差補正部の出力により周波数シフトを行うことを特徴とするディジタル放送受信機。
2. マルチキャリア伝送方式ディジタル放送に対応し、受信信号の周波数をシフトする周波数シフト手段と、
   周波数シフトされた信号を複素離散フーリエ変換する複素フーリエ変換部と、
   連続したシンボルの同一キャリアの位相差を検出する差動復調部と、
   前記差動復調部の出力データの位相誤差を検出する位相誤差検出部と、
   前記位相誤差検出部により検出した位相誤差を記憶する記憶部と、
   前記各キャリアの位相誤差の平均値を計算する平均値処理部と、
   前記平均値処理部の出力の符号を判定する符号判定部と、
   前記記憶部に記憶されている位相誤差のうち前記符号判定部の出力と異符号の位相誤差を補正し、この補正した位相誤差を含めて前記符号判定部の出力と符号が同一の位相誤差との平均値を計算する位相誤差補正部と、
   前記位相誤差補正部の出力により同調制御を行う周波数同調制御部を備えたディジタル放送受信機。
3. マルチキャリア伝送方式ディジタル放送に対応し、受信信号の周波数をシフトする周波数シフト手段と、
   周波数シフトされた信号を複素離散フーリエ変換する複素フーリエ変換部と、
   連続したシンボルの同一キャリアの位相差を検出する差動復調部と、
   前記差動復調部の出力データが第Ｎ象限にある時、−（２・Ｎ−１）π／４ラジアンの位相回転を施す位相回転部と、
   前記位相回転部の出力の虚数部の符号を判定する符号判定部と、
   前記符号判定部により判定した符号により切り替えられるスイッチと、
   前記スイッチの第１の出力が入力される第１の加算器と、
   前記スイッチの第２の出力に入力される第２の加算器と、
   前記第１および第２の加算器の出力が入力され、虚数部の絶対値が大きい方の（虚数部）／（実数部）の計算値を位相誤差の平均値として出力する位相誤差補正部と、
   前記位相誤差補正部の出力により同調制御を行う周波数同調制御部を備えたディジタル放送受信機。
4. マルチキャリア伝送方式ディジタル放送に対応し、受信信号の周波数をシフトする周波数シフト手段と、
   周波数シフトされた信号を複素離散フーリエ変換する複素フーリエ変換部と、
   連続したシンボルの同一キャリアの位相差を検出する差動復調部と、
   前記差動復調部の出力データが第Ｎ象限にある時、−（２・Ｎ−１）π／４ラジアンの位相回転を施す位相回転部と、
   前記位相回転部の出力の虚数部の符号を判定する符号判定部と、
   前記符号判定部により判定した符号により切り替えられるスイッチと、
   前記スイッチの第１の出力が入力される第１の加算器と、
   前記スイッチの第２の出力が入力される第２の加算器と、
   前記第１および第２の加算器の出力が入力され、虚数部の絶対値が大きい方の（虚数部）／（実数部）を計算し、更に虚数部の絶対値が小さい方の（虚数部）／（実数部）を補正後平均して出力する位相誤差補正部と、
   前記位相誤差補正部の出力により同調制御を行う周波数同調制御部を備えたディジタル放送受信機。
5. マルチキャリア伝送方式ディジタル放送に対応し、受信信号の周波数をシフトする周波数シフト手段と、
   周波数シフトされた信号を複素離散フーリエ変換する複素フーリエ変換部と、
   連続したシンボルの同一キャリアの位相差を検出する差動復調部と、
   前記差動復調データの位相誤差の平均値を検出する位相誤差平均値検出部と、前記位相誤差復調部の出力データの他キャリアからの成分の漏れを検出する漏れ成分判定部と、
   前記漏れ成分判定部の出力と前記位相誤差平均値検出部の出力が入力され、漏れ成分が設定以上ある場合は、前記位相誤差平均値を補正する位相誤差補正部と、
   前記位相誤差補正部の出力により同調制御を行う周波数同調制御部を備えたディジタル放送受信機。
6. 漏れ成分判定部が、差動復調データのばらつきを検出するものであることを特徴とする請求項５記載のディジタル放送受信機。
7. 漏れ成分判定部が、２つの時刻の差動復調データの位相誤差の平均値の符号が同じで、かつ絶対値の傾きが正の場合、他キャリアからの漏れがあると判定するものであることを特徴とする請求項５記載のディジタル放送受信機。

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