JPH10215234A - ディジタル音声放送受信機 - Google Patents
ディジタル音声放送受信機Info
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- JPH10215234A JPH10215234A JP9018592A JP1859297A JPH10215234A JP H10215234 A JPH10215234 A JP H10215234A JP 9018592 A JP9018592 A JP 9018592A JP 1859297 A JP1859297 A JP 1859297A JP H10215234 A JPH10215234 A JP H10215234A
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- H04H2201/20—Aspects of broadcast communication characterised by the type of broadcast system digital audio broadcasting [DAB]
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＯＦＤＭ伝送方式を用いるディジタル音声放
送では、受信機に高い同調精度が要求され、同時に放送
周波数のオフセットに対応するための周波数制御を行う
ことが要求される。この発明は、周波数ずれによる他キ
ャリアからの漏れの影響が少ない位相誤差信号が得られ
るディジタル音声放送受信機を得る。 【解決手段】 差動復調器１１のデータから位相誤差検
出器１２ｂで位相誤差を検出し、平均値処理部２１で位
相誤差の平均値を求め、メモリ１９に位相誤差検出器１
２ｂの出力の各キャリアの位相誤差を記憶し、位相誤差
補正部２３ａでメモリ１９に記憶した位相誤差のうち平
均値と符号が逆の位相誤差を除外して再度位相誤差の平
均値を求め、他のキャリアからの漏れの影響が少ない位
相誤差信号が得られる。
送では、受信機に高い同調精度が要求され、同時に放送
周波数のオフセットに対応するための周波数制御を行う
ことが要求される。この発明は、周波数ずれによる他キ
ャリアからの漏れの影響が少ない位相誤差信号が得られ
るディジタル音声放送受信機を得る。 【解決手段】 差動復調器１１のデータから位相誤差検
出器１２ｂで位相誤差を検出し、平均値処理部２１で位
相誤差の平均値を求め、メモリ１９に位相誤差検出器１
２ｂの出力の各キャリアの位相誤差を記憶し、位相誤差
補正部２３ａでメモリ１９に記憶した位相誤差のうち平
均値と符号が逆の位相誤差を除外して再度位相誤差の平
均値を求め、他のキャリアからの漏れの影響が少ない位
相誤差信号が得られる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、各キャリアが差動
位相変調されＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Divisio
n Multiplexing：直交周波数多重変調）変調されたディ
ジタル音声放送受信機に関する。
位相変調されＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Divisio
n Multiplexing：直交周波数多重変調）変調されたディ
ジタル音声放送受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】マルチパス、フェージングなど電波伝播
の問題の影響を強く受ける移動体に対し、ディジタルデ
ータを伝送可能とする方式として、ＯＦＤＭ（Orthogon
al Frequency Division Multiplexing：直交周波数多重
変調）伝送方式が知られており放送への利用が進められ
ている。その代表的なものがＩＴＵ−Ｒ勧告ＢＳ．７７
４に記載されるディジタル音声放送方式（以下、ＤＡＢ
（Digital Audio Broadcasting）と記す）である。
の問題の影響を強く受ける移動体に対し、ディジタルデ
ータを伝送可能とする方式として、ＯＦＤＭ（Orthogon
al Frequency Division Multiplexing：直交周波数多重
変調）伝送方式が知られており放送への利用が進められ
ている。その代表的なものがＩＴＵ−Ｒ勧告ＢＳ．７７
４に記載されるディジタル音声放送方式（以下、ＤＡＢ
（Digital Audio Broadcasting）と記す）である。
【０００３】図１６はディジタル音声放送受信機のブロ
ック図である。図において、１はアンテナ、２はＲＦ増
幅器、３は周波数変換器（ＭＩＸ）、４は局部発振器
（ＬＯ）、５は中間周波増幅器（ＩＦ ＡＭＰ）、６は
直交復調器（ＤＥＭＯＤ）、７はＡ／Ｄ変換器、８は同
期信号検出器（同期検出）、９は同期制御手段、１０は
複素離散フーリエ変換処理（以下、「ＤＦＴ」という）
手段、１１は差動復調器、１２は位相誤差検出器、１３
は周波数同調制御手段、１４はビタビ復号器、１５はＭ
ＰＥＧ音声デコーダ、１６はＤ／Ａ変換器、１７は音声
増幅器、１８はスピーカである。
ック図である。図において、１はアンテナ、２はＲＦ増
幅器、３は周波数変換器（ＭＩＸ）、４は局部発振器
（ＬＯ）、５は中間周波増幅器（ＩＦ ＡＭＰ）、６は
直交復調器（ＤＥＭＯＤ）、７はＡ／Ｄ変換器、８は同
期信号検出器（同期検出）、９は同期制御手段、１０は
複素離散フーリエ変換処理（以下、「ＤＦＴ」という）
手段、１１は差動復調器、１２は位相誤差検出器、１３
は周波数同調制御手段、１４はビタビ復号器、１５はＭ
ＰＥＧ音声デコーダ、１６はＤ／Ａ変換器、１７は音声
増幅器、１８はスピーカである。
【０００４】以上のように構成された受信機において、
アンテナ１にて受信された放送波は、ＲＦ増幅器２にお
いて増幅、周波数変換器３にて周波数変換、中間周波増
幅器５にて隣接チャンネル波など不要成分の除去および
増幅、直交復調器６にて検波が行われ、ベースバンド信
号としてＡ／Ｄ変換器７に与えられる。
アンテナ１にて受信された放送波は、ＲＦ増幅器２にお
いて増幅、周波数変換器３にて周波数変換、中間周波増
幅器５にて隣接チャンネル波など不要成分の除去および
増幅、直交復調器６にて検波が行われ、ベースバンド信
号としてＡ／Ｄ変換器７に与えられる。
【０００５】Ａ／Ｄ変換器７によりサンプリングされた
信号は、ＤＦＴ手段１０にてＤＦＴが行われ、４相位相
変調（ＱＰＳＫ）された各伝送キャリアの位相が検出さ
れる。続く差動復調器１１では、時間的に隣接する２伝
送シンボルの同一キャリアの変調位相を比較し、この間
の位相推移を出力する処理（差動復調）が行われ、差動
復調されたデータは、送信側にて変調を行う際のキャリ
ア順序規則に従い、順次ビタビ復号器１４に出力され
る。
信号は、ＤＦＴ手段１０にてＤＦＴが行われ、４相位相
変調（ＱＰＳＫ）された各伝送キャリアの位相が検出さ
れる。続く差動復調器１１では、時間的に隣接する２伝
送シンボルの同一キャリアの変調位相を比較し、この間
の位相推移を出力する処理（差動復調）が行われ、差動
復調されたデータは、送信側にて変調を行う際のキャリ
ア順序規則に従い、順次ビタビ復号器１４に出力され
る。
【０００６】ビタビ復号器１４では、送信側にて行われ
る複数伝送シンボルにまたがる時間インターリーブの解
除を行うとともに、畳み込み符号化して伝送されたデー
タの復号を行い、この際、伝送路で発生するデータの誤
り訂正が行われる。
る複数伝送シンボルにまたがる時間インターリーブの解
除を行うとともに、畳み込み符号化して伝送されたデー
タの復号を行い、この際、伝送路で発生するデータの誤
り訂正が行われる。
【０００７】ＭＰＥＧ音声デコーダ１５は、ＩＳＯ／Ｍ
ＰＥＧ１レイヤー２の規定に従い、ビタビ復号器１４か
ら出力される圧縮されたＤＡＢ放送音声データを伸張し
てＤ／Ａ変換器１６に与える。Ｄ／Ａ変換器１６にてア
ナログ変換された音声信号は、増幅器１７をとおしてス
ピーカ１８より再生される。
ＰＥＧ１レイヤー２の規定に従い、ビタビ復号器１４か
ら出力される圧縮されたＤＡＢ放送音声データを伸張し
てＤ／Ａ変換器１６に与える。Ｄ／Ａ変換器１６にてア
ナログ変換された音声信号は、増幅器１７をとおしてス
ピーカ１８より再生される。
【０００８】ここで、同期信号検出器８は、ＤＡＢの伝
送信号中に含まれるフレーム同期信号の内、ヌルシンボ
ル（信号なしの期間）をエンベロープ検波により検出す
るものであり、この出力は、同期制御手段９を通してＤ
ＦＴ手段１０にて行われるＤＦＴが正しく信号の伝送フ
レームおよび各シンボルに同期して行われるためのタイ
ミング信号となる。
送信号中に含まれるフレーム同期信号の内、ヌルシンボ
ル（信号なしの期間）をエンベロープ検波により検出す
るものであり、この出力は、同期制御手段９を通してＤ
ＦＴ手段１０にて行われるＤＦＴが正しく信号の伝送フ
レームおよび各シンボルに同期して行われるためのタイ
ミング信号となる。
【０００９】位相誤差検出器１２は、差動復調器１１よ
り出力される各キャリアの位相データの本来の位相点か
らの誤差を検出するものである。すなわち、ＤＡＢで
は、直交復調器６に与えられる信号の周波数が正しい場
合には、差動復調器１１より出力される各キャリア対応
の差動復調データの位相は、ほぼπ／４、３・π／４、
５・π／４、７・π／４の位相のいずれかとなる。そこ
で各キャリア対応のデータを４乗して２πに対する余剰
をとると、この値は元のデータに誤差がない場合はπ、
元のデータに位相誤差がある場合にはその４倍の値にな
ることから、位相誤差検出を行う。実際には、位相誤差
検出器１２では、多数キャリアのデータについて上記操
作を行い、その結果を平均化することで検出の精度を向
上する。
り出力される各キャリアの位相データの本来の位相点か
らの誤差を検出するものである。すなわち、ＤＡＢで
は、直交復調器６に与えられる信号の周波数が正しい場
合には、差動復調器１１より出力される各キャリア対応
の差動復調データの位相は、ほぼπ／４、３・π／４、
５・π／４、７・π／４の位相のいずれかとなる。そこ
で各キャリア対応のデータを４乗して２πに対する余剰
をとると、この値は元のデータに誤差がない場合はπ、
元のデータに位相誤差がある場合にはその４倍の値にな
ることから、位相誤差検出を行う。実際には、位相誤差
検出器１２では、多数キャリアのデータについて上記操
作を行い、その結果を平均化することで検出の精度を向
上する。
【００１０】このようにして求めた位相誤差εは、差動
復調器１１の出力であるため、このときの信号周波数の
誤差ζとの間に式（１）の関係を持つ。 ζ＝ε／Ｔ ……（１） ここで、Ｔはガードインターバルを含むシンボル期間で
ある。周波数同調制御手段１３は、この位相誤差εが小
さくなるよう局部発振器４の周波数を制御することで、
周波数変換器３から出力される中間周波信号の周波数を
制御して直交復調器６から与えられるベースバンド信号
の周波数誤差ζを０に近づけるよう動作する。
復調器１１の出力であるため、このときの信号周波数の
誤差ζとの間に式（１）の関係を持つ。 ζ＝ε／Ｔ ……（１） ここで、Ｔはガードインターバルを含むシンボル期間で
ある。周波数同調制御手段１３は、この位相誤差εが小
さくなるよう局部発振器４の周波数を制御することで、
周波数変換器３から出力される中間周波信号の周波数を
制御して直交復調器６から与えられるベースバンド信号
の周波数誤差ζを０に近づけるよう動作する。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】既に説明したように、
ＤＡＢ信号は多数のキャリアから構成されている。各キ
ャリアを分離するためＤＦＴは、図１７に示す出力特性
を有しており、周波数が正しく引き込まれている場合
は、他キャリアからの成分は漏れてこない。ところが、
周波数が正しく引き込まれていないと図１８に示すよう
に他キャリアからの成分が漏れてくる。
ＤＡＢ信号は多数のキャリアから構成されている。各キ
ャリアを分離するためＤＦＴは、図１７に示す出力特性
を有しており、周波数が正しく引き込まれている場合
は、他キャリアからの成分は漏れてこない。ところが、
周波数が正しく引き込まれていないと図１８に示すよう
に他キャリアからの成分が漏れてくる。
【００１２】ここで、周波数ずれがあっても他キャリア
からの漏れがないとすれば、隣接したキャリアｓ１とｓ
２は式（２）で表せる。 ｓ１＝ｅｘｐ｛ｊ（２π（ｆ０＋Δｆ−ｎ・ｆｃｃ）ｔ｝ ｓ２＝ｅｘｐ｛ｊ（２π（ｆ０＋Δｆ−ｎ・ｆｃｃ） （ｔ＋ｔｓｙｍ）＋θｎ）｝……（２） 但し、 ｆ０：送信周波数 Δｆ：周波数ずれ ｎ：キャリア番号 ｆｃｃ：キャリアの周波数間隔 ｔｓｙｍ：１シンボルの期間 θｎ：（２Ｎ＋１）π／４ 、Ｎは任意の整数 である。
からの漏れがないとすれば、隣接したキャリアｓ１とｓ
２は式（２）で表せる。 ｓ１＝ｅｘｐ｛ｊ（２π（ｆ０＋Δｆ−ｎ・ｆｃｃ）ｔ｝ ｓ２＝ｅｘｐ｛ｊ（２π（ｆ０＋Δｆ−ｎ・ｆｃｃ） （ｔ＋ｔｓｙｍ）＋θｎ）｝……（２） 但し、 ｆ０：送信周波数 Δｆ：周波数ずれ ｎ：キャリア番号 ｆｃｃ：キャリアの周波数間隔 ｔｓｙｍ：１シンボルの期間 θｎ：（２Ｎ＋１）π／４ 、Ｎは任意の整数 である。
【００１３】よって、隣接するシンボルの同一キャリア
の（２・Ｎ＋１）π／４からの位相誤差は式（３） θ＝Δｆ・ｔｓｙｍ ……（３） で表せ、周波数ずれに比例することがわかる。
の（２・Ｎ＋１）π／４からの位相誤差は式（３） θ＝Δｆ・ｔｓｙｍ ……（３） で表せ、周波数ずれに比例することがわかる。
【００１４】ところが、実際には周波数がずれると他キ
ャリアからの漏れ、例えば−８０Ｈｚの周波数があると
図１９に示すような差動復調データに大きなばらつきが
でる。ここで、差動復調のデータは０〜π／２、π／２
〜π、π〜３π／２、３π／２〜２πの４つの象限にわ
かれるが、図１９のように隣の象限に入り込むデータが
生じ、隣の象限に変化したデータは符号が反対で大きな
位相誤差になる。位相誤差検出器における平均化処理に
は、この位相誤差の符号が逆の誤ったデータも用いてい
るので、その結果、真の値より小さくなる。
ャリアからの漏れ、例えば−８０Ｈｚの周波数があると
図１９に示すような差動復調データに大きなばらつきが
でる。ここで、差動復調のデータは０〜π／２、π／２
〜π、π〜３π／２、３π／２〜２πの４つの象限にわ
かれるが、図１９のように隣の象限に入り込むデータが
生じ、隣の象限に変化したデータは符号が反対で大きな
位相誤差になる。位相誤差検出器における平均化処理に
は、この位相誤差の符号が逆の誤ったデータも用いてい
るので、その結果、真の値より小さくなる。
【００１５】また、周波数のずれが大きいほど他キャリ
アからの成分の漏れも大きくなるのでばらつきが大きく
なり、更に、隣の象限に近いデータになるため、上記の
誤差が生じやすい。このため、周波数ずれと位相誤差の
平均値は図２０に示すように、７０Ｈｚ程度の周波数ず
れから位相誤差が小さくなり、周波数ずれと平均位相誤
差が比例しなくなる。このため、周波数ずれが大きいと
周波数の引き込みに時間がかかると言う問題があった。
アからの成分の漏れも大きくなるのでばらつきが大きく
なり、更に、隣の象限に近いデータになるため、上記の
誤差が生じやすい。このため、周波数ずれと位相誤差の
平均値は図２０に示すように、７０Ｈｚ程度の周波数ず
れから位相誤差が小さくなり、周波数ずれと平均位相誤
差が比例しなくなる。このため、周波数ずれが大きいと
周波数の引き込みに時間がかかると言う問題があった。
【００１６】本発明は上記の問題を解決するためになさ
れたもので、周波数ずれによる位相誤差のばらつきの影
響を受けない局部発振器の周波数制御手段を備えたディ
ジタル音声放送受信機を得ることを目的とする。
れたもので、周波数ずれによる位相誤差のばらつきの影
響を受けない局部発振器の周波数制御手段を備えたディ
ジタル音声放送受信機を得ることを目的とする。
【００１７】
【課題を解決するための手段】この発明にかかるディジ
タル音声放送受信機は、アンテナから入力したＤＡＢ信
号をＤＦＴでＯＦＤＭ復調し、差動復調器で連続したシ
ンボル間の同一キャリアの位相差を計算し、位相誤差検
出器で第Ｎ象限の差動復調データに対し（２Ｎ−１）π
／４ラジアンからのずれを位相差として検出し、平均値
処理部で各キャリアの位相誤差を平均し、符号判定部で
位相誤差の符号を検出し、符号判定部の結果に応じて、
位相誤差補正部で隣接キャリアに変化したデータの影響
を排除することで位相誤差を補正し、補正した位相誤差
で局部発振器の周波数を制御する。
タル音声放送受信機は、アンテナから入力したＤＡＢ信
号をＤＦＴでＯＦＤＭ復調し、差動復調器で連続したシ
ンボル間の同一キャリアの位相差を計算し、位相誤差検
出器で第Ｎ象限の差動復調データに対し（２Ｎ−１）π
／４ラジアンからのずれを位相差として検出し、平均値
処理部で各キャリアの位相誤差を平均し、符号判定部で
位相誤差の符号を検出し、符号判定部の結果に応じて、
位相誤差補正部で隣接キャリアに変化したデータの影響
を排除することで位相誤差を補正し、補正した位相誤差
で局部発振器の周波数を制御する。
【００１８】この発明にかかるディジタル音声放送受信
機は、アンテナから入力したＤＡＢ信号をＤＦＴでＯＦ
ＤＭ復調し、差動復調器で連続したシンボル間の同一キ
ャリアの位相差を計算し、位相誤差検出器で第Ｎ象限の
差動復調データに対し（２Ｎ−１）π／４ラジアンから
のずれを位相差として検出し、平均値処理部で各キャリ
アの位相誤差を平均し、符号判定部で位相誤差の符号を
検出し、符号判定部の結果に応じて位相誤差補正部で隣
接キャリアに変化したデータを復元して局部発振器の周
波数を制御する。
機は、アンテナから入力したＤＡＢ信号をＤＦＴでＯＦ
ＤＭ復調し、差動復調器で連続したシンボル間の同一キ
ャリアの位相差を計算し、位相誤差検出器で第Ｎ象限の
差動復調データに対し（２Ｎ−１）π／４ラジアンから
のずれを位相差として検出し、平均値処理部で各キャリ
アの位相誤差を平均し、符号判定部で位相誤差の符号を
検出し、符号判定部の結果に応じて位相誤差補正部で隣
接キャリアに変化したデータを復元して局部発振器の周
波数を制御する。
【００１９】また、アンテナから入力したＤＡＢ信号を
ＤＦＴでＯＦＤＭ復調し、差動復調器で連続したシンボ
ル間の同一キャリアの位相差を計算し、位相回転部で第
Ｎ象限の差動復調データに対し（２Ｎ−１）π／４ラジ
アンの位相回転を行い、虚数部符号判定部で位相回転後
のデータの虚数部の符号を判定し、虚数部の符号が同じ
データのみで加算し、位相誤差検出器で隣接キャリアに
変化したデータの影響を排除し位相誤差を検出し、局部
発振器の周波数を制御する。
ＤＦＴでＯＦＤＭ復調し、差動復調器で連続したシンボ
ル間の同一キャリアの位相差を計算し、位相回転部で第
Ｎ象限の差動復調データに対し（２Ｎ−１）π／４ラジ
アンの位相回転を行い、虚数部符号判定部で位相回転後
のデータの虚数部の符号を判定し、虚数部の符号が同じ
データのみで加算し、位相誤差検出器で隣接キャリアに
変化したデータの影響を排除し位相誤差を検出し、局部
発振器の周波数を制御する。
【００２０】また、アンテナから入力したＤＡＢ信号を
ＤＦＴでＯＦＤＭ復調し、差動復調器で連続したシンボ
ル間の同一キャリアの位相差を計算し、位相回転部で第
Ｎ象限の差動復調データに対し（２Ｎ−１）π／４ラジ
アンの位相回転を行い、虚数部符号判定部で位相回転後
のデータの虚数部の符号を判定し、虚数部の符号が同じ
データのみで加算し、位相誤差検出器で隣接キャリアに
変化したデータを復元し局部発振器の周波数を制御す
る。
ＤＦＴでＯＦＤＭ復調し、差動復調器で連続したシンボ
ル間の同一キャリアの位相差を計算し、位相回転部で第
Ｎ象限の差動復調データに対し（２Ｎ−１）π／４ラジ
アンの位相回転を行い、虚数部符号判定部で位相回転後
のデータの虚数部の符号を判定し、虚数部の符号が同じ
データのみで加算し、位相誤差検出器で隣接キャリアに
変化したデータを復元し局部発振器の周波数を制御す
る。
【００２１】また、アンテナから入力したＤＡＢ信号を
ＤＦＴでＯＦＤＭ復調し、差動復調器で連続したシンボ
ル間の同一キャリアの位相差を計算し、位相誤差検出器
で第Ｎ象限の差動復調データに対し（２Ｎ−１）π／４
ラジアンからのずれを位相差として検出し、平均値処理
部で各キャリアの位相誤差を平均し、差動復調器の出力
データから他キャリアからの漏れの大小を判断し、位相
誤差補正部で他キャリアからの漏れが大きいとき、位相
誤差補正部で位相誤差の平均値を補正局部発振器の周波
数を制御する。
ＤＦＴでＯＦＤＭ復調し、差動復調器で連続したシンボ
ル間の同一キャリアの位相差を計算し、位相誤差検出器
で第Ｎ象限の差動復調データに対し（２Ｎ−１）π／４
ラジアンからのずれを位相差として検出し、平均値処理
部で各キャリアの位相誤差を平均し、差動復調器の出力
データから他キャリアからの漏れの大小を判断し、位相
誤差補正部で他キャリアからの漏れが大きいとき、位相
誤差補正部で位相誤差の平均値を補正局部発振器の周波
数を制御する。
【００２２】また、アンテナから入力したＤＡＢ信号を
ＤＦＴでＯＦＤＭ復調し、差動復調器で連続したシンボ
ル間の同一キャリアの位相差を計算し、位相誤差検出器
で第Ｎ象限の差動復調データに対し（２Ｎ−１）π／４
ラジアンからのずれを位相誤差として検出し、平均値処
理部で各キャリアの位相誤差を平均し、ばらつき判定部
で差動復調データのばらつきを検出し、ばらつきが大き
いとき位相誤差の平均値に補正を施し局部発振器の周波
数を制御する。
ＤＦＴでＯＦＤＭ復調し、差動復調器で連続したシンボ
ル間の同一キャリアの位相差を計算し、位相誤差検出器
で第Ｎ象限の差動復調データに対し（２Ｎ−１）π／４
ラジアンからのずれを位相誤差として検出し、平均値処
理部で各キャリアの位相誤差を平均し、ばらつき判定部
で差動復調データのばらつきを検出し、ばらつきが大き
いとき位相誤差の平均値に補正を施し局部発振器の周波
数を制御する。
【００２３】また、アンテナから入力したＤＡＢ信号を
ＤＦＴでＯＦＤＭ復調し、差動復調器で連続したシンボ
ル間の同一キャリアの位相差を計算し、位相誤差検出器
で第Ｎ象限の差動復調データに対し（２Ｎ−１）π／４
ラジアンからのずれを位相差として検出し、平均値処理
部で各キャリアの位相誤差を平均し、傾き検出部で位相
誤差の大きさの傾きを検出し、傾きが収束方向にないと
き位相誤差の平均値に補正を施し、補正した位相誤差で
局部発振器の周波数を制御する。
ＤＦＴでＯＦＤＭ復調し、差動復調器で連続したシンボ
ル間の同一キャリアの位相差を計算し、位相誤差検出器
で第Ｎ象限の差動復調データに対し（２Ｎ−１）π／４
ラジアンからのずれを位相差として検出し、平均値処理
部で各キャリアの位相誤差を平均し、傾き検出部で位相
誤差の大きさの傾きを検出し、傾きが収束方向にないと
き位相誤差の平均値に補正を施し、補正した位相誤差で
局部発振器の周波数を制御する。
【００２４】
【発明の実施の形態】請求項１の発明に係るディジタル
音声放送受信機においては、位相誤差補正部は、位相誤
差の平均値の符号と異なる位相誤差は差動復調データの
位相が差が±π／２を越えたため隣の象限のデータとし
て扱われ、データが誤っていると判断し、位相誤差の平
均値の符号と一致した位相誤差のみで平均処理をし位相
誤差を補正する。
音声放送受信機においては、位相誤差補正部は、位相誤
差の平均値の符号と異なる位相誤差は差動復調データの
位相が差が±π／２を越えたため隣の象限のデータとし
て扱われ、データが誤っていると判断し、位相誤差の平
均値の符号と一致した位相誤差のみで平均処理をし位相
誤差を補正する。
【００２５】また、請求項２の発明に係るディジタル音
声放送受信機においては、位相誤差補正部の位相誤差の
復元は、位相誤差の符号が平均値と異なる場合には差動
復調データが±π／２を越えたため隣の象限のデータと
して扱われたと考え、位相誤差をθとすると、位相誤差
が正の場合θ−π／２、負の場合θ＋π／２の補正を施
す。
声放送受信機においては、位相誤差補正部の位相誤差の
復元は、位相誤差の符号が平均値と異なる場合には差動
復調データが±π／２を越えたため隣の象限のデータと
して扱われたと考え、位相誤差をθとすると、位相誤差
が正の場合θ−π／２、負の場合θ＋π／２の補正を施
す。
【００２６】また、請求項３の発明に係るディジタル音
声放送受信機においては、位相誤差補正部は正の虚数部
と負の虚数部の絶対値が小さい方は位相誤差が±π／２
以上なので隣の象限のデータとして扱われ符号が誤った
と考えられるので、絶対値が大きい方の虚数部／実数部
のみを計算し位相誤差とする。
声放送受信機においては、位相誤差補正部は正の虚数部
と負の虚数部の絶対値が小さい方は位相誤差が±π／２
以上なので隣の象限のデータとして扱われ符号が誤った
と考えられるので、絶対値が大きい方の虚数部／実数部
のみを計算し位相誤差とする。
【００２７】また、請求項４の発明に係るディジタル音
声放送受信機においては、位相誤差補正部は、虚数部が
正の虚数部／実数部と虚数部が負の虚数部／実数部を計
算し、正の虚数部と負の虚数部の絶対値の大きい方はそ
のままで位相誤差１とする。また小さい方は位相誤差が
±π／２を越えたため隣の象限のデータとして扱われ、
符号が誤っていると考えられる。そこで、位相誤差をθ
とすると、虚数部が正の場合θ−π／２、負の場合θ＋
π／２の補正を施し、もとの位相誤差に復元し位相誤差
２とし、位相誤差１と位相誤差２の平均を位相誤差とし
て用いる。
声放送受信機においては、位相誤差補正部は、虚数部が
正の虚数部／実数部と虚数部が負の虚数部／実数部を計
算し、正の虚数部と負の虚数部の絶対値の大きい方はそ
のままで位相誤差１とする。また小さい方は位相誤差が
±π／２を越えたため隣の象限のデータとして扱われ、
符号が誤っていると考えられる。そこで、位相誤差をθ
とすると、虚数部が正の場合θ−π／２、負の場合θ＋
π／２の補正を施し、もとの位相誤差に復元し位相誤差
２とし、位相誤差１と位相誤差２の平均を位相誤差とし
て用いる。
【００２８】また、請求項５の発明に係るディジタル音
声放送受信機においては、位相補正部は他キャリアから
の漏れが大きくなると位相誤差は他キャリアからの漏れ
により真の値より小さくなっているので、例えば位相誤
差を増加する処理を施す。
声放送受信機においては、位相補正部は他キャリアから
の漏れが大きくなると位相誤差は他キャリアからの漏れ
により真の値より小さくなっているので、例えば位相誤
差を増加する処理を施す。
【００２９】また、請求項６の発明に係るディジタル音
声放送受信機においては、漏れ成分判定部は周波数ずれ
が大きい程、ＤＦＴ結果に他キャリアからの漏れが多く
なり位相にも影響がでる。影響の受け方は近くのキャリ
アとの位相差が±π／２ラジアンのとき大きくなるが、
隣のキャリアがどのような位相差になるかは１通りでは
ない。このため他キャリアからの漏れも変化する。その
ため、差動復調した結果も図１９の様にバラツキが生じ
る。他キャリアからの漏れが大きい程バラツキが大きく
なるので、データのバラツキを計算して他キャリアから
の漏れの大小を判断する。
声放送受信機においては、漏れ成分判定部は周波数ずれ
が大きい程、ＤＦＴ結果に他キャリアからの漏れが多く
なり位相にも影響がでる。影響の受け方は近くのキャリ
アとの位相差が±π／２ラジアンのとき大きくなるが、
隣のキャリアがどのような位相差になるかは１通りでは
ない。このため他キャリアからの漏れも変化する。その
ため、差動復調した結果も図１９の様にバラツキが生じ
る。他キャリアからの漏れが大きい程バラツキが大きく
なるので、データのバラツキを計算して他キャリアから
の漏れの大小を判断する。
【００３０】また、請求項７の発明に係るディジタル音
声放送受信機においては、漏れ成分判定部は、他キャリ
アからの漏れが大きい領域と小さい領域では周波数ずれ
対位相誤差の傾きの符号が逆になっていることを用い
る。まず、局部発振器に位相誤差が０に近づくようにフ
ィードバックをかけているので、他キャリアからの漏れ
が小さい領域では位相誤差の大きさは小さくなる。しか
し、周波数もれが大きい領域では、実際は位相誤差は小
さくなっていても、他キャリアの漏れ成分の影響が小さ
くなり真の位相誤差に近づくため、見かけ上大きくな
る。そこで、次式 Δθ＝（今回の位相誤差の平均値の絶対値）−（前回の
位相誤差の平均値の絶対値） で他キャリアからの漏れを検出し、前回の位相誤差と今
回の位相誤差の符号が同じ場合は、真の位相誤差は０に
近づいている過程と考えられるので、Δθが正の場合、
他キャリアからの漏れにより位相誤差が真の値より小さ
くなっている領域にいると判断できる。
声放送受信機においては、漏れ成分判定部は、他キャリ
アからの漏れが大きい領域と小さい領域では周波数ずれ
対位相誤差の傾きの符号が逆になっていることを用い
る。まず、局部発振器に位相誤差が０に近づくようにフ
ィードバックをかけているので、他キャリアからの漏れ
が小さい領域では位相誤差の大きさは小さくなる。しか
し、周波数もれが大きい領域では、実際は位相誤差は小
さくなっていても、他キャリアの漏れ成分の影響が小さ
くなり真の位相誤差に近づくため、見かけ上大きくな
る。そこで、次式 Δθ＝（今回の位相誤差の平均値の絶対値）−（前回の
位相誤差の平均値の絶対値） で他キャリアからの漏れを検出し、前回の位相誤差と今
回の位相誤差の符号が同じ場合は、真の位相誤差は０に
近づいている過程と考えられるので、Δθが正の場合、
他キャリアからの漏れにより位相誤差が真の値より小さ
くなっている領域にいると判断できる。
【００３１】以下、この発明をその実施の形態を示す図
面に基づいて具体的に説明する。 実施の形態１．図１は本発明の実施の形態１を示すブロ
ック構成図である。図において、１はアンテナ、２はＲ
Ｆ増幅器、３は周波数変換器（ＭＩＸ）、４は局部発振
器（ＬＯ）、５は中間周波増幅器（ＩＦ ＡＭＰ）、６
は直交復調器（ＤＥＭＯＤ）、７はＡ／Ｄ変換器、８は
同期信号検出器（同期検出）、９は同期制御手段、１０
はＤＦＴ手段、１１は差動復調器、１２ｂは差動復調器
１１の各キャリアの（２Ｎ−１）π／４からの位相誤差
を検出する位相誤差検出器、１３は周波数同調制御手
段、１４はビタビ復号器、１５はＭＰＥＧ音声デコー
ダ、１６はＤ／Ａ変換器、１７は音声増幅器、１８はス
ピーカ、１９は位相誤差検出器１２ｂの出力を蓄えてお
くメモリ、２１は位相誤差検出器１２ｂの出力の平均値
を計算する平均値処理部、２２ａは平均値処理部１２ｂ
の出力の符号を判定する符号判定部、２３ａは符号判定
部の結果から位相誤差の誤りを判定して、誤っている場
合には除外して位相誤差を補正する位相誤差補正部であ
る。
面に基づいて具体的に説明する。 実施の形態１．図１は本発明の実施の形態１を示すブロ
ック構成図である。図において、１はアンテナ、２はＲ
Ｆ増幅器、３は周波数変換器（ＭＩＸ）、４は局部発振
器（ＬＯ）、５は中間周波増幅器（ＩＦ ＡＭＰ）、６
は直交復調器（ＤＥＭＯＤ）、７はＡ／Ｄ変換器、８は
同期信号検出器（同期検出）、９は同期制御手段、１０
はＤＦＴ手段、１１は差動復調器、１２ｂは差動復調器
１１の各キャリアの（２Ｎ−１）π／４からの位相誤差
を検出する位相誤差検出器、１３は周波数同調制御手
段、１４はビタビ復号器、１５はＭＰＥＧ音声デコー
ダ、１６はＤ／Ａ変換器、１７は音声増幅器、１８はス
ピーカ、１９は位相誤差検出器１２ｂの出力を蓄えてお
くメモリ、２１は位相誤差検出器１２ｂの出力の平均値
を計算する平均値処理部、２２ａは平均値処理部１２ｂ
の出力の符号を判定する符号判定部、２３ａは符号判定
部の結果から位相誤差の誤りを判定して、誤っている場
合には除外して位相誤差を補正する位相誤差補正部であ
る。
【００３２】アンテナ１で受信したデータは、ＲＦ増幅
器２、周波数変換器３、中間周波増幅器５、直交復調器
６、Ａ／Ｄ変換器７を通り、ＤＦＴ手段１０で複素離散
フーリエ変換処理される。ＤＦＴ手段１０で復調された
信号を差動復調器１１で差動復調する。ここで局部発振
器４の発振周波数がずれていると、１シンボルの期間で
所定以上の位相回転がおこる。
器２、周波数変換器３、中間周波増幅器５、直交復調器
６、Ａ／Ｄ変換器７を通り、ＤＦＴ手段１０で複素離散
フーリエ変換処理される。ＤＦＴ手段１０で復調された
信号を差動復調器１１で差動復調する。ここで局部発振
器４の発振周波数がずれていると、１シンボルの期間で
所定以上の位相回転がおこる。
【００３３】このため、隣接シンボル間の差動復調デー
タの位相は（２Ｎ−１）π／４からずれる。位相誤差検
出器１２ｂはこの各キャリアの位相誤差θｉを計算し、
メモリ１９はθｉを記憶する。また、位相誤差検出器１
２ｂで検出した位相誤差の平均処理を平均値処理部２１
で行う。この処理は隣の象限に変化したデータも含まれ
るので、計算した値は真の位相誤差より小さくなる。し
かし、図２０からその符号は変化しないと考えられる。
位相誤差補正部２３ａはメモリ１９の位相誤差データの
なかで、符号判定部２２ａが判定した平均値と符号が同
じデータのとき、制御部２４がスイッチ２６をオンに
し、平均値処理部２７で位相誤差検出部２５から入力さ
れる位相誤差の平均値を計算する。
タの位相は（２Ｎ−１）π／４からずれる。位相誤差検
出器１２ｂはこの各キャリアの位相誤差θｉを計算し、
メモリ１９はθｉを記憶する。また、位相誤差検出器１
２ｂで検出した位相誤差の平均処理を平均値処理部２１
で行う。この処理は隣の象限に変化したデータも含まれ
るので、計算した値は真の位相誤差より小さくなる。し
かし、図２０からその符号は変化しないと考えられる。
位相誤差補正部２３ａはメモリ１９の位相誤差データの
なかで、符号判定部２２ａが判定した平均値と符号が同
じデータのとき、制御部２４がスイッチ２６をオンに
し、平均値処理部２７で位相誤差検出部２５から入力さ
れる位相誤差の平均値を計算する。
【００３４】図２は位相誤差補正部２３ａにおける処理
のフローチャートで、１００で初期設定を行い、１０１
で位相誤差の平均値の符号とｉ番目の位相誤差の符号が
同じか否かを判断し、同じ場合は１０２で位相誤差θｉ
を加算し、加算したキャリア数ｎを１加え、異なる場合
は１０３でｉを更新し、１０４でｉが最後のデータに対
応した値より大きい場合データの終わりと判断して１０
５で平均値の計算を行う。この処理により、隣の象限に
変化したデータの影響をうけることなく位相誤差を検出
できる。
のフローチャートで、１００で初期設定を行い、１０１
で位相誤差の平均値の符号とｉ番目の位相誤差の符号が
同じか否かを判断し、同じ場合は１０２で位相誤差θｉ
を加算し、加算したキャリア数ｎを１加え、異なる場合
は１０３でｉを更新し、１０４でｉが最後のデータに対
応した値より大きい場合データの終わりと判断して１０
５で平均値の計算を行う。この処理により、隣の象限に
変化したデータの影響をうけることなく位相誤差を検出
できる。
【００３５】図３は従来例と実施の形態１の差動復調デ
ータの周波数ずれによる位相差を測定した結果を示す図
であり、実施の形態１では大きな周波数ずれまで、ほぼ
周波数ずれに比例した位相誤差が検出でき、周波数同調
制御手段１３は、局部発振器４の周波数をこの位相誤差
に比例した周波数分だけ変更する。
ータの周波数ずれによる位相差を測定した結果を示す図
であり、実施の形態１では大きな周波数ずれまで、ほぼ
周波数ずれに比例した位相誤差が検出でき、周波数同調
制御手段１３は、局部発振器４の周波数をこの位相誤差
に比例した周波数分だけ変更する。
【００３６】実施の形態２．図４は本発明の実施の形態
２を示すブロック構成図で、図１と同一符号はそれぞれ
同一または相当部分を示している。図において、２３ａ
は符号判定部の結果に応じ位相誤差の誤りを検出し誤っ
ている場合は復元する位相誤差補正部で、制御部２４
ｂ．位相誤差検出部２５，スイッチ２６ｂ，平均値処理
部２７および位相誤差復元部２８で構成されている。
２を示すブロック構成図で、図１と同一符号はそれぞれ
同一または相当部分を示している。図において、２３ａ
は符号判定部の結果に応じ位相誤差の誤りを検出し誤っ
ている場合は復元する位相誤差補正部で、制御部２４
ｂ．位相誤差検出部２５，スイッチ２６ｂ，平均値処理
部２７および位相誤差復元部２８で構成されている。
【００３７】アンテナ１から符号判定部２２ａまでは、
実施の形態１と同じであるので、説明を省略する。実施
の形態１における位相誤差補正部２３ａでは、符号判定
部２２ａの出力と符号の異なる位相誤差データは用いな
かったが、実施の形態２では符号の異なる位相誤差デー
タを用いる点が異なる。すなわち、制御部２４ｂは、メ
モリ１９の位相誤差データの符号が符号判定部２２ａで
判定された平均値の符号と同じ場合はスイッチ２６ｂを
平均値処理部２７側に接続し、符号が異なる場合は位相
誤差復元部２８側に接続する。位相誤差復元部２８は、
位相データθｉ≧０のときはθｉ←θｉ−π／２、θｉ
＜０のときはθｉ←θｉ＋π／２の処理を行い、平均値
処理部２７に出力する。平均値処理部２７は、入力され
た位相誤差の平均値を計算する。
実施の形態１と同じであるので、説明を省略する。実施
の形態１における位相誤差補正部２３ａでは、符号判定
部２２ａの出力と符号の異なる位相誤差データは用いな
かったが、実施の形態２では符号の異なる位相誤差デー
タを用いる点が異なる。すなわち、制御部２４ｂは、メ
モリ１９の位相誤差データの符号が符号判定部２２ａで
判定された平均値の符号と同じ場合はスイッチ２６ｂを
平均値処理部２７側に接続し、符号が異なる場合は位相
誤差復元部２８側に接続する。位相誤差復元部２８は、
位相データθｉ≧０のときはθｉ←θｉ−π／２、θｉ
＜０のときはθｉ←θｉ＋π／２の処理を行い、平均値
処理部２７に出力する。平均値処理部２７は、入力され
た位相誤差の平均値を計算する。
【００３８】図５は、位相誤差補正部２３ｂにおける処
理のフローチャートで、θave は位相誤差の平均値、θ
ave’は位相誤差の平均値の補正値、θｉはｉ番目のキ
ャリアの位相誤差である。まず１００ｂで初期設定を
し、１０１で位相誤差の平均値θave とｉ番目の位相誤
差θｉの符号が一致する場合は１０２の処理を行い、そ
うでない場合は１０６でｉ番目の位相誤差θi が正か否
かを判断し、正の時はπ／２進んだ象限のデータが変化
したと考えられるので、１０７でπ／２進んだ位相を基
準にして位相誤差を補正し、負の場合はπ／２遅れた象
限のデータが変化したと考えられるので、１０８でπ／
２遅れた位相を基準にして位相誤差を補正する。この後
１０２で位相誤差の平均の和の計算とキャリア番号ｉの
更新を行い、１０３でｉがデータ数より大きくなると終
わりとし、１０４で平均値計算を行い、周波数同調制御
手段１３に出力する。
理のフローチャートで、θave は位相誤差の平均値、θ
ave’は位相誤差の平均値の補正値、θｉはｉ番目のキ
ャリアの位相誤差である。まず１００ｂで初期設定を
し、１０１で位相誤差の平均値θave とｉ番目の位相誤
差θｉの符号が一致する場合は１０２の処理を行い、そ
うでない場合は１０６でｉ番目の位相誤差θi が正か否
かを判断し、正の時はπ／２進んだ象限のデータが変化
したと考えられるので、１０７でπ／２進んだ位相を基
準にして位相誤差を補正し、負の場合はπ／２遅れた象
限のデータが変化したと考えられるので、１０８でπ／
２遅れた位相を基準にして位相誤差を補正する。この後
１０２で位相誤差の平均の和の計算とキャリア番号ｉの
更新を行い、１０３でｉがデータ数より大きくなると終
わりとし、１０４で平均値計算を行い、周波数同調制御
手段１３に出力する。
【００３９】これにより、大きな周波数ずれまで、ほぼ
周波数ずれに比例した位相誤差が検出でき、周波数同調
制御手段１３は、局部発振器４の周波数をこの位相誤差
に比例した周波数分だけ変更する。
周波数ずれに比例した位相誤差が検出でき、周波数同調
制御手段１３は、局部発振器４の周波数をこの位相誤差
に比例した周波数分だけ変更する。
【００４０】なお、位相誤差検出は、第Ｎ象限のデータ
を−（２Ｎ−１）π／４ラジアンの回転を加えた後、虚
数部／実数部で近似しても良い。
を−（２Ｎ−１）π／４ラジアンの回転を加えた後、虚
数部／実数部で近似しても良い。
【００４１】実施の形態３．図６は本発明の実施の形態
３を示すブロック構成図で、図１と同一符号はそれぞれ
同一または相当部分を示している。図において、２３ｃ
は位相誤差補正部で、比較部３４，スイッチ３５および
割り算部３６で、構成されている。２９は差動復調器１
１の各キャリアのＮ象限のデータを（２Ｎ−１）π／４
からの位相誤差を検出する位相回転部、３０は位相回転
部２９の出力の位相誤差の虚数部の符号を判定する虚数
部符号判定部、３１は位相回転部２９の出力を虚数部符
号判定部３０の判定結果に基づいて切り替えるスイッ
チ、３２と３３はスイッチ３１に接続された加算器であ
る。
３を示すブロック構成図で、図１と同一符号はそれぞれ
同一または相当部分を示している。図において、２３ｃ
は位相誤差補正部で、比較部３４，スイッチ３５および
割り算部３６で、構成されている。２９は差動復調器１
１の各キャリアのＮ象限のデータを（２Ｎ−１）π／４
からの位相誤差を検出する位相回転部、３０は位相回転
部２９の出力の位相誤差の虚数部の符号を判定する虚数
部符号判定部、３１は位相回転部２９の出力を虚数部符
号判定部３０の判定結果に基づいて切り替えるスイッ
チ、３２と３３はスイッチ３１に接続された加算器であ
る。
【００４２】アンテナ１からスピーカ１８までの動作
は、実施の形態１と同じであるので、説明を省略する。
ＤＦＴ手段１０で復調された信号を差動復調器１１で差
動復調する。ここで局部発振器４の発振周波数がずれて
いると、１シンボルの期間で所定以上の位相回転がおこ
る。このため差動復調データの位相は（２Ｎ−１）π／
４からずれる。位相回転部２９は差動復調データの出力
を−（２Ｎ−１）π／４ラジアン回転させる。この操作
後の正の実軸からの位相ずれが位相誤差になる。
は、実施の形態１と同じであるので、説明を省略する。
ＤＦＴ手段１０で復調された信号を差動復調器１１で差
動復調する。ここで局部発振器４の発振周波数がずれて
いると、１シンボルの期間で所定以上の位相回転がおこ
る。このため差動復調データの位相は（２Ｎ−１）π／
４からずれる。位相回転部２９は差動復調データの出力
を−（２Ｎ−１）π／４ラジアン回転させる。この操作
後の正の実軸からの位相ずれが位相誤差になる。
【００４３】以下、図７のフローチャートに従って動作
を説明する。まず、２００で初期設定し、２０１でキャ
リアを設定する。次に、虚数部符号判定部３０は２０２
で位相回転部２９の出力データの虚数部の符号を判定し
てスイッチ３５を切り替え、正の場合は２０４で虚数部
符号判定部３０の出力が加算器３２へ接続されて２０４
の計算を行い、負の場合は、加算器３３へ接続されて２
０３の計算を行う。
を説明する。まず、２００で初期設定し、２０１でキャ
リアを設定する。次に、虚数部符号判定部３０は２０２
で位相回転部２９の出力データの虚数部の符号を判定し
てスイッチ３５を切り替え、正の場合は２０４で虚数部
符号判定部３０の出力が加算器３２へ接続されて２０４
の計算を行い、負の場合は、加算器３３へ接続されて２
０３の計算を行う。
【００４４】次に、２０５でデータが終わりと判断する
と、位相誤差補正部２３ｃの比較部３４は２０６で加算
器３２と加算器３３の出力のうち虚数部の絶対値の大き
さを比較して負の虚数部が大きいときはスイッチ３５を
加算器３３へ接続して２０７で虚数部／実数部（Ｉｍｍ
／Ｒｅｍ）の計算を割り算部３６で行う。また正のとき
はスイッチ３５を加算器３３へ接続して２０８で虚数部
／実数部（Ｉｍｐ／Ｒｅｐ）の計算を割り算部３６で行
い、位相誤差として周波数同調制御手段１３に出力す
る。これにより、他キャリアからの漏れにより隣の象限
のデータに変化した差動復調データの影響を受けること
なく、局部発振器４の制御ができる。
と、位相誤差補正部２３ｃの比較部３４は２０６で加算
器３２と加算器３３の出力のうち虚数部の絶対値の大き
さを比較して負の虚数部が大きいときはスイッチ３５を
加算器３３へ接続して２０７で虚数部／実数部（Ｉｍｍ
／Ｒｅｍ）の計算を割り算部３６で行う。また正のとき
はスイッチ３５を加算器３３へ接続して２０８で虚数部
／実数部（Ｉｍｐ／Ｒｅｐ）の計算を割り算部３６で行
い、位相誤差として周波数同調制御手段１３に出力す
る。これにより、他キャリアからの漏れにより隣の象限
のデータに変化した差動復調データの影響を受けること
なく、局部発振器４の制御ができる。
【００４５】実施の形態４．図８は本発明の実施の形態
４を示すブロック構成図で、図６と同一符号はそれぞれ
同一または相当部分を示している。図において、２３ｄ
は位相誤差補正部で、比較部３４，割り算部３７，３
８，切り替え部３９，平均部４０および復元部４１で構
成されている。
４を示すブロック構成図で、図６と同一符号はそれぞれ
同一または相当部分を示している。図において、２３ｄ
は位相誤差補正部で、比較部３４，割り算部３７，３
８，切り替え部３９，平均部４０および復元部４１で構
成されている。
【００４６】アンテナ１からスイッチ３１までの動作
は、実施の形態３と同じであるので、説明を省略する。
加算器３２は虚数部の符号が正の場合の複素データを加
算し、加算器３３は虚数部の符号が負の場合の複素デー
タを加算する。割り算部３７は加算器３２の虚数部／実
数部を、割り算部３８は加算器３３の虚数部／実数部を
計算する。切り替え部２９は、虚数部の絶対値が大きい
方の割り算部の出力を平均部４０に、小さいほうを復元
部４１に入力し、位相補正後に入力する。
は、実施の形態３と同じであるので、説明を省略する。
加算器３２は虚数部の符号が正の場合の複素データを加
算し、加算器３３は虚数部の符号が負の場合の複素デー
タを加算する。割り算部３７は加算器３２の虚数部／実
数部を、割り算部３８は加算器３３の虚数部／実数部を
計算する。切り替え部２９は、虚数部の絶対値が大きい
方の割り算部の出力を平均部４０に、小さいほうを復元
部４１に入力し、位相補正後に入力する。
【００４７】図９にフローチャートを示す。図９に示し
た２００から２０５までの処理は、実施の形態３の図７
に示したフローチャートと同一であるので、説明は省略
する。２０６では、虚数部が正の場合、割り算部３７は
虚数部／実数部を計算し、虚数部が負の場合、割り算部
３８は虚数部／実数部を計算する。次に、比較部３４
は、２０７で加算器３２と３３の虚数部の絶対値を比較
し、もし加算器３３の負の虚数部の絶対値が大きいとき
は、加算器３２の虚数部で計算したθavepが誤っている
ので２０９の処理で復元する。また、２０７で正の虚数
部（加算器３２の虚数部）の絶対値が、加算器３３の虚
数部の絶対値より大きい場合は、θavemを２１３の処理
を行って補正する。平均部４０は、誤りと判断されなか
った位相誤差と復元した位相誤差の平均処理を２１４で
行い、位相誤差として周波数同調制御手段１３に出力す
る。
た２００から２０５までの処理は、実施の形態３の図７
に示したフローチャートと同一であるので、説明は省略
する。２０６では、虚数部が正の場合、割り算部３７は
虚数部／実数部を計算し、虚数部が負の場合、割り算部
３８は虚数部／実数部を計算する。次に、比較部３４
は、２０７で加算器３２と３３の虚数部の絶対値を比較
し、もし加算器３３の負の虚数部の絶対値が大きいとき
は、加算器３２の虚数部で計算したθavepが誤っている
ので２０９の処理で復元する。また、２０７で正の虚数
部（加算器３２の虚数部）の絶対値が、加算器３３の虚
数部の絶対値より大きい場合は、θavemを２１３の処理
を行って補正する。平均部４０は、誤りと判断されなか
った位相誤差と復元した位相誤差の平均処理を２１４で
行い、位相誤差として周波数同調制御手段１３に出力す
る。
【００４８】これにより、他キャリアからの漏れにより
隣の象限のデータに変化した差動復調データの影響を受
けることなく、局部発振器４の制御ができる。
隣の象限のデータに変化した差動復調データの影響を受
けることなく、局部発振器４の制御ができる。
【００４９】実施の形態５．図１０は本発明の実施の形
態５を示すブロック構成図で、図１と同一符号はそれぞ
れ同一または相当部分を示している。図において、１２
ｃは差動復調器１１の各キャリアの（２Ｎ−１）π／４
からの位相誤差の平均値を検出する位相誤差平均値検出
器、４２は差動復調器１１に接続された他キャリアの漏
れの大きさを推定する漏れ成分判定部、２３ｅは漏れ成
分判定部４２に接続され、漏れ成分の大きいとき位相誤
差の平均値を補正する位相誤差補正部である。
態５を示すブロック構成図で、図１と同一符号はそれぞ
れ同一または相当部分を示している。図において、１２
ｃは差動復調器１１の各キャリアの（２Ｎ−１）π／４
からの位相誤差の平均値を検出する位相誤差平均値検出
器、４２は差動復調器１１に接続された他キャリアの漏
れの大きさを推定する漏れ成分判定部、２３ｅは漏れ成
分判定部４２に接続され、漏れ成分の大きいとき位相誤
差の平均値を補正する位相誤差補正部である。
【００５０】アンテナ１からスピーカ１８までの動作
は、実施の形態１と同じであるので、説明を省略する。
ＤＦＴ手段１０で復調された信号を差動復調器１１で差
動復調する。ここで局部発振器４の発振周波数がずれて
いると１シンボルの期間で所定以上の位相回転がおこ
る。このため差動復調データの位相は（２Ｎ−１）π／
４からずれる。位相誤差平均値検出器１２ｃはこの位相
誤差の各キャリアの平均値を出力する。
は、実施の形態１と同じであるので、説明を省略する。
ＤＦＴ手段１０で復調された信号を差動復調器１１で差
動復調する。ここで局部発振器４の発振周波数がずれて
いると１シンボルの期間で所定以上の位相回転がおこ
る。このため差動復調データの位相は（２Ｎ−１）π／
４からずれる。位相誤差平均値検出器１２ｃはこの位相
誤差の各キャリアの平均値を出力する。
【００５１】以下、図１１のフローチャートに従って説
明する。漏れ成分判定部４２が３００で他キャリアから
の漏れ成分が大きいと判断すると位相誤差補正部２３ｅ
が３０１で位相誤差の補正を行う。以下、３０１の処理
について説明する。θｐは、ほぼ３０度程度の値でキャ
リア漏れの影響があるときの位相誤差の最大値である。
ここでキャリア漏れの影響が大きいときの傾きは、小さ
いときの傾きの約２倍になっている。これと周波数ずれ
に対して位相誤差が比例することを考慮して、他キャリ
アからの漏れが大きい場合は式（４）で式（３）に近づ
くように補正する。 θ’＝３・θｐ／２−θ／２ …… （４） 但し、θｐは位相誤差平均値の理論的最大値 θ は平均処理手段の出力 θ’は補正した位相誤差 である。
明する。漏れ成分判定部４２が３００で他キャリアから
の漏れ成分が大きいと判断すると位相誤差補正部２３ｅ
が３０１で位相誤差の補正を行う。以下、３０１の処理
について説明する。θｐは、ほぼ３０度程度の値でキャ
リア漏れの影響があるときの位相誤差の最大値である。
ここでキャリア漏れの影響が大きいときの傾きは、小さ
いときの傾きの約２倍になっている。これと周波数ずれ
に対して位相誤差が比例することを考慮して、他キャリ
アからの漏れが大きい場合は式（４）で式（３）に近づ
くように補正する。 θ’＝３・θｐ／２−θ／２ …… （４） 但し、θｐは位相誤差平均値の理論的最大値 θ は平均処理手段の出力 θ’は補正した位相誤差 である。
【００５２】この位相誤差を用いることにより、他キャ
リアからの漏れにより隣の象限のデータに変化した差動
復調データの影響を受けることなく、局部発振器４の制
御ができる。
リアからの漏れにより隣の象限のデータに変化した差動
復調データの影響を受けることなく、局部発振器４の制
御ができる。
【００５３】また、式（４）に従わなくても、位相誤差
が増加する操作を加えても良い。例えば式（４）の係数
を変えたり、比較的大きな固定値（例えば他キャリアか
らの漏れがある場合の最大値のキャリア３０度）に置き
換えても良い。
が増加する操作を加えても良い。例えば式（４）の係数
を変えたり、比較的大きな固定値（例えば他キャリアか
らの漏れがある場合の最大値のキャリア３０度）に置き
換えても良い。
【００５４】実施の形態６．図１２は本発明の実施の形
態６を示すブロック構成図で、図１０と同一符号はそれ
ぞれ同一または相当部分を示している。図において、４
３は差動復調器１１に接続されデータのばらつきを計算
するばらつき検出部、２３ｅは漏れ成分判定部に接続さ
れ、漏れ成分の大きいとき位相誤差の平均値を補正する
位相誤差補正部である。
態６を示すブロック構成図で、図１０と同一符号はそれ
ぞれ同一または相当部分を示している。図において、４
３は差動復調器１１に接続されデータのばらつきを計算
するばらつき検出部、２３ｅは漏れ成分判定部に接続さ
れ、漏れ成分の大きいとき位相誤差の平均値を補正する
位相誤差補正部である。
【００５５】アンテナ１からスピーカ１８までの動作
は、実施の形態１と同じであるので、説明を省略する。
ＤＦＴ手段１０で復調された信号を差動復調器１１で差
動復調する。ここで局部発振器４の発振周波数がずれて
いると、１シンボルの期間で所定以上の位相回転がおこ
る。このため、差動復調データの位相は（２Ｎ−１）π
／４からずれる。位相誤差平均値検出器１２ｃはこの位
相誤差の各キャリアの平均値を出力する。
は、実施の形態１と同じであるので、説明を省略する。
ＤＦＴ手段１０で復調された信号を差動復調器１１で差
動復調する。ここで局部発振器４の発振周波数がずれて
いると、１シンボルの期間で所定以上の位相回転がおこ
る。このため、差動復調データの位相は（２Ｎ−１）π
／４からずれる。位相誤差平均値検出器１２ｃはこの位
相誤差の各キャリアの平均値を出力する。
【００５６】また、他キャリアからの漏れが大きいと差
動復調データもばらつく。そこで差動復調の信号のばら
つきσを次式で計算する。 σ＝Σ｛（Ｒｅｉ−Ｒｅａｖｅ）2 ＋（Ｉｍｉ−Ｉｍａｖｅ）2 ｝…（５） 但し Ｒｅｉ ：ｉ番目の差動データの実数部 Ｒｅａｖｅ：実数部の平均値 Ｉｍｉ ：ｉ番目の差動データの虚数部 Ｉｍａｖｅ：虚数部の平均値 である。
動復調データもばらつく。そこで差動復調の信号のばら
つきσを次式で計算する。 σ＝Σ｛（Ｒｅｉ−Ｒｅａｖｅ）2 ＋（Ｉｍｉ−Ｉｍａｖｅ）2 ｝…（５） 但し Ｒｅｉ ：ｉ番目の差動データの実数部 Ｒｅａｖｅ：実数部の平均値 Ｉｍｉ ：ｉ番目の差動データの虚数部 Ｉｍａｖｅ：虚数部の平均値 である。
【００５７】つぎに、位相誤差の動作を図１３のフロー
チャートで説明する。３０２でばらつきσが定値より大
きいか否かを判断する。小さいときは他キャリアからの
成分の漏れが小さいと判断し、位相誤差の補正は行わな
い。
チャートで説明する。３０２でばらつきσが定値より大
きいか否かを判断する。小さいときは他キャリアからの
成分の漏れが小さいと判断し、位相誤差の補正は行わな
い。
【００５８】また、ばらつきσが設定値より大きいとき
３０１で補正する。３０１は実施の形態５と同様の処理
である。
３０１で補正する。３０１は実施の形態５と同様の処理
である。
【００５９】この位相誤差を用いることにより、他キャ
リアからの漏れにより隣の象限のデータに変化した差動
復調データの影響を受けることなく、局部発振器４の制
御ができる。
リアからの漏れにより隣の象限のデータに変化した差動
復調データの影響を受けることなく、局部発振器４の制
御ができる。
【００６０】また、式（４）に従わなくても、位相誤差
が増加する操作を加えても良い。例えば式（４）の係数
を変えたり、比較的大きな固定値（例えば他キャリアか
らの漏れがある場合の最大値のキャリア３０度）に置き
換えても良い。
が増加する操作を加えても良い。例えば式（４）の係数
を変えたり、比較的大きな固定値（例えば他キャリアか
らの漏れがある場合の最大値のキャリア３０度）に置き
換えても良い。
【００６１】実施の形態７．図１４は本発明の実施の形
態７を示すブロック構成図で、図１０と同一符号はそれ
ぞれ同一または相当部分を示している。図において、４
４は位相誤差平均値検出器１２ｃに接続され、位相誤差
の傾きの絶対値の時間変化を監視する傾き判定部、２３
ｅは位相誤差平均値検出器１２ｃおよび傾き判定部４４
に接続された位相誤差補正部である。
態７を示すブロック構成図で、図１０と同一符号はそれ
ぞれ同一または相当部分を示している。図において、４
４は位相誤差平均値検出器１２ｃに接続され、位相誤差
の傾きの絶対値の時間変化を監視する傾き判定部、２３
ｅは位相誤差平均値検出器１２ｃおよび傾き判定部４４
に接続された位相誤差補正部である。
【００６２】アンテナ１からスピーカ１８までの動作
は、実施の形態１と同じであるので、説明を省略する。
ＤＦＴ手段１０で復調された信号を差動復調器１１で差
動復調する。ここで局部発振器４の発振周波数がずれて
いると、１シンボルの期間で所定以上の位相回転がおこ
る。このため差動復調データの位相は（２Ｎ−１）π／
４からずれる。位相誤差平均値検出器１２ｃは、この位
相誤差の各キャリアの平均値を出力する。
は、実施の形態１と同じであるので、説明を省略する。
ＤＦＴ手段１０で復調された信号を差動復調器１１で差
動復調する。ここで局部発振器４の発振周波数がずれて
いると、１シンボルの期間で所定以上の位相回転がおこ
る。このため差動復調データの位相は（２Ｎ−１）π／
４からずれる。位相誤差平均値検出器１２ｃは、この位
相誤差の各キャリアの平均値を出力する。
【００６３】次に傾き判定部４４と位相誤差補正部２３
ｅの動作を図１５のフローチャートで説明する。３０３
は今回検出した位相誤差と前回の位相誤差の絶対値を比
較している。ここで、位相誤差が０に近づくよう局部発
振器４にフィードバックをかけているので、真の位相誤
差は今回の方が小さくなっている。
ｅの動作を図１５のフローチャートで説明する。３０３
は今回検出した位相誤差と前回の位相誤差の絶対値を比
較している。ここで、位相誤差が０に近づくよう局部発
振器４にフィードバックをかけているので、真の位相誤
差は今回の方が小さくなっている。
【００６４】しかし、実際は図２０からもわかるように
周波数ずれが大きくなり、他キャリアからの漏れ成分が
大きくなると、真の位相誤差よりも検出した位相誤差が
小さくなり、周波数ずれが０に近づくほど位相誤差より
大きくなる。それで、３０３の処理では、今回の位相誤
差が前回より大きくなった場合、他キャリアからの漏れ
成分が大きい領域にいると判断できるので、この場合３
０１で実施の形態５と同様に式（４）の位相誤差の補正
を行う。
周波数ずれが大きくなり、他キャリアからの漏れ成分が
大きくなると、真の位相誤差よりも検出した位相誤差が
小さくなり、周波数ずれが０に近づくほど位相誤差より
大きくなる。それで、３０３の処理では、今回の位相誤
差が前回より大きくなった場合、他キャリアからの漏れ
成分が大きい領域にいると判断できるので、この場合３
０１で実施の形態５と同様に式（４）の位相誤差の補正
を行う。
【００６５】この位相誤差を用いることにより、他キャ
リアからの漏れにより隣の象限のデータに変化した差動
復調データの影響を受けることなく、局部発振器４の制
御ができる。
リアからの漏れにより隣の象限のデータに変化した差動
復調データの影響を受けることなく、局部発振器４の制
御ができる。
【００６６】また、位相補正は式（４）に従わなくて
も、位相誤差が増加する操作を加えても良い。例えば式
（４）の係数を変えたり、比較的大きな固定値（例えば
他キャリアからの漏れがある場合の最大値のキャリア３
０度）に置き換えても良い。
も、位相誤差が増加する操作を加えても良い。例えば式
（４）の係数を変えたり、比較的大きな固定値（例えば
他キャリアからの漏れがある場合の最大値のキャリア３
０度）に置き換えても良い。
【００６７】
【発明の効果】この発明によれば、他キャリアからの漏
れにより隣接キャリアに変化した差動復調出力データか
ら計算した位相誤差を除外しているので、周波数ずれに
よる位相誤差が小さくならず周波数の引き込み時間を短
くできる。
れにより隣接キャリアに変化した差動復調出力データか
ら計算した位相誤差を除外しているので、周波数ずれに
よる位相誤差が小さくならず周波数の引き込み時間を短
くできる。
【００６８】また、他キャリアからの漏れにより隣接キ
ャリアに変化した差動復調出力データから計算した位相
誤差を補正して用いるので、周波数ずれによる位相誤差
が小さくならず、かつ平均ポイント数が減らず位相誤差
のばらつきが大きくなることなく周波数の引き込み時間
を短くできる。
ャリアに変化した差動復調出力データから計算した位相
誤差を補正して用いるので、周波数ずれによる位相誤差
が小さくならず、かつ平均ポイント数が減らず位相誤差
のばらつきが大きくなることなく周波数の引き込み時間
を短くできる。
【００６９】また、他キャリアからの漏れにより隣接キ
ャリアに変化した差動復調出力データを除外した後、位
相誤差を求めるので、周波数ずれによる位相誤差が小さ
くならず周波数の引き込み時間を短くできる。
ャリアに変化した差動復調出力データを除外した後、位
相誤差を求めるので、周波数ずれによる位相誤差が小さ
くならず周波数の引き込み時間を短くできる。
【００７０】また、他キャリアからの漏れにより隣接キ
ャリアに変化した差動復調出力データを除外した後、位
相誤差を求めるので、周波数ずれによる位相誤差が小さ
くならず平均ポイント数も減少しないので、位相誤差の
平均値のばらつきを大きくすることなく周波数の引き込
み時間を短くできる。
ャリアに変化した差動復調出力データを除外した後、位
相誤差を求めるので、周波数ずれによる位相誤差が小さ
くならず平均ポイント数も減少しないので、位相誤差の
平均値のばらつきを大きくすることなく周波数の引き込
み時間を短くできる。
【００７１】また、漏れ成分を差動復調出力から判断
し、既に計算した位相誤差の平均値をほぼ周波数ずれに
比例する直線の値に補正するので、周波数の引き込み時
間を短くできる。
し、既に計算した位相誤差の平均値をほぼ周波数ずれに
比例する直線の値に補正するので、周波数の引き込み時
間を短くできる。
【００７２】また、位相誤差が時間が経過すると大きく
なる領域では他キャリアからの漏れを検出し、既に計算
した位相誤差の平均値をほぼ周波数ずれに比例する直線
上の値に補正するので、引き込み時間を短くできる。
なる領域では他キャリアからの漏れを検出し、既に計算
した位相誤差の平均値をほぼ周波数ずれに比例する直線
上の値に補正するので、引き込み時間を短くできる。
【図１】 この発明の実施の形態１によるディジタル音
声放送受信機の構成を示すブロック図である。
声放送受信機の構成を示すブロック図である。
【図２】 実施の形態１の位相誤差補正部のフローチャ
ートである。
ートである。
【図３】 実施の形態１の周波数ずれ対位相誤差の測定
結果である。
結果である。
【図４】 この発明の実施の形態２によるディジタル音
声放送受信機の構成を示すブロック図である。
声放送受信機の構成を示すブロック図である。
【図５】 実施の形態２の位相誤差補正部のフローチャ
ートである。
ートである。
【図６】 この発明の実施の形態３によるディジタル音
声放送受信機の構成を示すブロック図である。
声放送受信機の構成を示すブロック図である。
【図７】 実施の形態３の位相誤差補正部のフローチャ
ートである。
ートである。
【図８】 この発明の実施の形態４によるディジタル音
声放送受信機の構成を示すブロック図である。
声放送受信機の構成を示すブロック図である。
【図９】 実施の形態４の位相誤差補正部のフローチャ
ートである。
ートである。
【図１０】 この発明の実施の形態５によるディジタル
音声放送受信機の構成を示すブロック図である。
音声放送受信機の構成を示すブロック図である。
【図１１】 実施の形態５の漏れ成分判定部と位相誤差
補正部のフローチャートである。
補正部のフローチャートである。
【図１２】 この発明の実施の形態６によるディジタル
音声放送受信機の構成を示すブロック図である。
音声放送受信機の構成を示すブロック図である。
【図１３】 実施の形態６の漏れ成分判定部と位相誤差
補正部のフローチャートである。
補正部のフローチャートである。
【図１４】 この発明の実施の形態７によるディジタル
音声放送受信機の構成を示すブロック図である。
音声放送受信機の構成を示すブロック図である。
【図１５】 実施の形態７の傾き判定部と位相誤差補正
部のフローチャートである。
部のフローチャートである。
【図１６】 従来のディジタル音声放送受信機を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
【図１７】 周波数ずれがない場合のＤＦＴの概念図で
ある。
ある。
【図１８】 周波数ずれがある場合のＤＦＴの概念図で
ある。
ある。
【図１９】 周波数ずれによる他キャリアからの漏れに
よる差動復調データ計算値を示す図である。
よる差動復調データ計算値を示す図である。
【図２０】 他キャリアからの漏れによる周波数ずれ対
位相誤差の計算値を示す図である。
位相誤差の計算値を示す図である。
１ アンテナ、２ ＲＦ増幅器（ＲＦ）、３ 周波数変
換器（ＭＩＸ）、４ 局部発振器（ＬＯ）、５ 中間周
波増幅器（ＩＦ ＡＭＰ）、６ 直交復調器（ＤＥＭＯ
Ｄ）、７ Ａ／Ｄ変換器、８ 同期信号検出器、１０
複素離散フーリエ変換処理（ＤＦＴ）手段、１１ 差動
復調器、１２ｂ 位相誤差検出器、１２ｃ 位相誤差平
均値検出器、１３ 周波数同調制御手段、１４ ビタビ
復号器、１５ ＭＰＥＧ音声デコーダ、１６ Ｄ／Ａ変
換器、１７ 音声増幅器、１８ スピーカ、１９ メモ
リ、２１，２７ 平均値処理部、２２ａ 符号判定部、
２３ａ〜２３ｅ 位相誤差補正部、２４ 制御部、２５
位相誤差検出部、２６，３１，３５ スイッチ、２８
位相誤差復元部、２９ 位相回転部、３０虚数部符号
判定部、３２，３３ 加算器、３４ 比較部、３６〜３
８ 割り算部、３９ 切り替え部、４０ 平均部、４１
復元部、４２ 漏れ成分判定部、４３ ばらつき検出
部、４４ 傾き判定部。
換器（ＭＩＸ）、４ 局部発振器（ＬＯ）、５ 中間周
波増幅器（ＩＦ ＡＭＰ）、６ 直交復調器（ＤＥＭＯ
Ｄ）、７ Ａ／Ｄ変換器、８ 同期信号検出器、１０
複素離散フーリエ変換処理（ＤＦＴ）手段、１１ 差動
復調器、１２ｂ 位相誤差検出器、１２ｃ 位相誤差平
均値検出器、１３ 周波数同調制御手段、１４ ビタビ
復号器、１５ ＭＰＥＧ音声デコーダ、１６ Ｄ／Ａ変
換器、１７ 音声増幅器、１８ スピーカ、１９ メモ
リ、２１，２７ 平均値処理部、２２ａ 符号判定部、
２３ａ〜２３ｅ 位相誤差補正部、２４ 制御部、２５
位相誤差検出部、２６，３１，３５ スイッチ、２８
位相誤差復元部、２９ 位相回転部、３０虚数部符号
判定部、３２，３３ 加算器、３４ 比較部、３６〜３
８ 割り算部、３９ 切り替え部、４０ 平均部、４１
復元部、４２ 漏れ成分判定部、４３ ばらつき検出
部、４４ 傾き判定部。
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成９年５月１５日
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１２
【補正方法】変更
【補正内容】
【００１２】ここで、周波数ずれがあっても他キャリア
からの漏れがないとすれば、隣接したキャリアｓ１とｓ
２は式（２）で表せる。 ｓ１＝ｅｘｐ｛ｊ（２π（ｆ０＋Δｆ−ｎ・ｆｃｃ）ｔ｝ ｓ２＝ｅｘｐ｛ｊ（２π（ｆ０＋Δｆ−ｎ・ｆｃｃ） （ｔ＋ｔｓｙｍ）＋θｃ＋θｎ）｝……（２） 但し、 ｆ０：送信周波数 Δｆ：周波数ずれ ｎ：キャリア番号 ｆｃｃ：キャリアの周波数間隔 ｔｓｙｍ：１シンボルの期間 θｎ：（２Ｎ＋１）π／４ 、Ｎは任意の整数θｃ：２π（ｆ０−ｎ・ｆｃｃ）・ｔｓｙｍ である。
からの漏れがないとすれば、隣接したキャリアｓ１とｓ
２は式（２）で表せる。 ｓ１＝ｅｘｐ｛ｊ（２π（ｆ０＋Δｆ−ｎ・ｆｃｃ）ｔ｝ ｓ２＝ｅｘｐ｛ｊ（２π（ｆ０＋Δｆ−ｎ・ｆｃｃ） （ｔ＋ｔｓｙｍ）＋θｃ＋θｎ）｝……（２） 但し、 ｆ０：送信周波数 Δｆ：周波数ずれ ｎ：キャリア番号 ｆｃｃ：キャリアの周波数間隔 ｔｓｙｍ：１シンボルの期間 θｎ：（２Ｎ＋１）π／４ 、Ｎは任意の整数θｃ：２π（ｆ０−ｎ・ｆｃｃ）・ｔｓｙｍ である。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００３３
【補正方法】変更
【補正内容】
【００３３】このため、隣接シンボル間の差動復調デー
タの位相は（２Ｎ−１）π／４からずれる。位相誤差検
出器１２ｂはこの各キャリアの位相誤差θｉを計算し、
メモリ１９はθｉを記憶する。また、位相誤差検出器１
２ｂで検出した位相誤差の平均処理を平均値処理部２１
で行う。この処理は隣の象限に変化したデータも含まれ
るので、計算した値は真の位相誤差より小さくなる。し
かし、図２０からその符号は変化しないと考えられる。
位相誤差補正部２３ａはメモリ１９の位相誤差データの
なかで、符号判定部２２ａが判定した平均値と符号が同
じデータのとき、制御部２４がスイッチ２６をオンに
し、平均値処理部２７でメモリ１９から入力される位相
誤差の平均値を計算する。
タの位相は（２Ｎ−１）π／４からずれる。位相誤差検
出器１２ｂはこの各キャリアの位相誤差θｉを計算し、
メモリ１９はθｉを記憶する。また、位相誤差検出器１
２ｂで検出した位相誤差の平均処理を平均値処理部２１
で行う。この処理は隣の象限に変化したデータも含まれ
るので、計算した値は真の位相誤差より小さくなる。し
かし、図２０からその符号は変化しないと考えられる。
位相誤差補正部２３ａはメモリ１９の位相誤差データの
なかで、符号判定部２２ａが判定した平均値と符号が同
じデータのとき、制御部２４がスイッチ２６をオンに
し、平均値処理部２７でメモリ１９から入力される位相
誤差の平均値を計算する。
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】符号の説明
【補正方法】変更
【補正内容】
【符号の説明】 １ アンテナ、２ ＲＦ増幅器（ＲＦ）、３ 周波数変
換器（ＭＩＸ）、４ 局部発振器（ＬＯ）、５ 中間周
波増幅器（ＩＦ ＡＭＰ）、６ 直交復調器（ＤＥＭＯ
Ｄ）、７ Ａ／Ｄ変換器、８ 同期信号検出器、１０
複素離散フーリエ変換処理（ＤＦＴ）手段、１１ 差動
復調器、１２ｂ 位相誤差検出器、１２ｃ 位相誤差平
均値検出器、１３ 周波数同調制御手段、１４ ビタビ
復号器、１５ ＭＰＥＧ音声デコーダ、１６ Ｄ／Ａ変
換器、１７ 音声増幅器、１８ スピーカ、１９ メモ
リ、２１，２７ 平均値処理部、２２ａ 符号判定部、
２３ａ〜２３ｅ 位相誤差補正部、２４ 制御部、２
６，３１，３５ スイッチ、２８ 位相誤差復元部、２
９ 位相回転部、３０ 虚数部符号判定部、３２，３３
加算器、３４ 比較部、３６〜３８ 割り算部、３９
切り替え部、４０ 平均部、４１ 復元部、４２ 漏
れ成分判定部、４３ ばらつき検出部、４４ 傾き判定
部。
換器（ＭＩＸ）、４ 局部発振器（ＬＯ）、５ 中間周
波増幅器（ＩＦ ＡＭＰ）、６ 直交復調器（ＤＥＭＯ
Ｄ）、７ Ａ／Ｄ変換器、８ 同期信号検出器、１０
複素離散フーリエ変換処理（ＤＦＴ）手段、１１ 差動
復調器、１２ｂ 位相誤差検出器、１２ｃ 位相誤差平
均値検出器、１３ 周波数同調制御手段、１４ ビタビ
復号器、１５ ＭＰＥＧ音声デコーダ、１６ Ｄ／Ａ変
換器、１７ 音声増幅器、１８ スピーカ、１９ メモ
リ、２１，２７ 平均値処理部、２２ａ 符号判定部、
２３ａ〜２３ｅ 位相誤差補正部、２４ 制御部、２
６，３１，３５ スイッチ、２８ 位相誤差復元部、２
９ 位相回転部、３０ 虚数部符号判定部、３２，３３
加算器、３４ 比較部、３６〜３８ 割り算部、３９
切り替え部、４０ 平均部、４１ 復元部、４２ 漏
れ成分判定部、４３ ばらつき検出部、４４ 傾き判定
部。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 大久保 忠俊 東京都千代田区丸の内二丁目２番３号 三 菱電機株式会社内 (72)発明者 森田 正和 東京都千代田区丸の内二丁目２番３号 三 菱電機株式会社内
Claims (7)
- 【請求項１】 マルチキャリア伝送方式ディジタル放送
に対応し、受信信号の周波数シフトに用いる局部発振器
と、 前記局部発振器で周波数シフトされた信号を複素離散フ
ーリエ変換する複素フーリエ変換部と、 連続したシンボルの同一キャリアの位相差を検出する差
動復調部と、 前記差動復調部の出力データの位相誤差を検出する位相
誤差検出部と、 前記位相誤差検出部により検出した位相誤差を記憶する
記憶部と、 前記各キャリアの位相誤差の平均値を計算する平均値処
理部と、 前記平均値処理部の出力の符号を判定する符号判定部
と、 前記符号判定部の出力と同一符号の前記記憶部に記憶さ
れている位相誤差との平均値を計算する位相誤差補正部
と、 前記位相誤差補正部の出力が入力されて局部発振器の周
波数を制御する周波数同調制御部を備えたディジタル音
声放送受信機。 - 【請求項２】 マルチキャリア伝送方式ディジタル放送
に対応し、受信信号の周波数シフトに用いる局部発振器
と、 前記局部発振器で周波数シフトされた信号を複素離散フ
ーリエ変換する複素フーリエ変換部と、 連続したシンボルの同一キャリアの位相差を検出する差
動復調部と、 前記差動復調部の出力データの位相誤差を検出する位相
誤差検出部と、 前記位相誤差検出部により検出した位相誤差を記憶する
記憶部と、 前記各キャリアの位相誤差の平均値を計算する平均値処
理部と、 前記平均値処理部の出力の符号を判定する符号判定部
と、 前記記憶部に記憶されている位相誤差のうち前記符号判
定部の出力と異符号の位相誤差を補正し、この補正した
位相誤差を含めて前記符号判定部の出力と符号が同一の
位相誤差との平均値を計算する位相誤差補正部と、 前記位相誤差補正部の出力が入力されて局部発振器の周
波数を制御する周波数同調制御部を備えたディジタル音
声放送受信機。 - 【請求項３】 マルチキャリア伝送方式ディジタル放送
に対応し、受信信号の周波数シフトに用いる局部発振器
と、 前記局部発振器で周波数シフトされた信号を複素離散フ
ーリエ変換する複素フーリエ変換部と、 連続したシンボルの同一キャリアの位相差を検出する差
動復調部と、 前記差動復調部の出力データが第Ｎ象限にある時、−
（２・Ｎ−１）π／４ラジアンの位相回転を施す位相回
転部と、 前記位相回転部の出力の虚数部の符号を判定する符号判
定部と、 前記符号判定部により判定した符号により切り替えられ
るスイッチと、 前記スイッチの第１の出力が入力される第１の加算器
と、 前記スイッチの第２の出力に入力される第２の加算器
と、 前記第１および第２の加算器の出力が入力され、虚数部
の絶対値が大きい方の（虚数部）／（実数部）の計算値
を位相誤差の平均値として出力する位相誤差補正部と、 前記位相誤差補正部の出力が入力されて局部発振器の周
波数を制御する周波数同調制御部を備えたディジタル音
声放送受信機。 - 【請求項４】 マルチキャリア伝送方式ディジタル放送
に対応し、受信信号の周波数シフトに用いる局部発振器
と、 前記局部発振器で周波数シフトされた信号を複素離散フ
ーリエ変換する複素フーリエ変換部と、 連続したシンボルの同一キャリアの位相差を検出する差
動復調部と、 前記差動復調部の出力データが第Ｎ象限にある時、−
（２・Ｎ−１）π／４ラジアンの位相回転を施す位相回
転部と、 前記位相回転部の出力の虚数部の符号を判定する符号判
定部と、 前記符号判定部により判定した符号により切り替えられ
るスイッチと、 前記スイッチの第１の出力が入力される第１の加算器
と、 前記スイッチの第２の出力が入力される第２の加算器
と、 前記第１および第２の加算器の出力が入力され、虚数部
の絶対値が大きい方の（虚数部）／（実数部）を計算
し、更に虚数部の絶対値が小さい方の（虚数部）／（実
数部）を補正後平均して出力する位相誤差補正部と、 前記位相誤差補正部の出力が入力されて局部発振器の周
波数を制御する周波数同調制御部を備えたディジタル音
声放送受信機。 - 【請求項５】 マルチキャリア伝送方式ディジタル放送
に対応し、受信信号の周波数シフトに用いる局部発振器
と、 前記局部発振器で周波数シフトされた信号を複素離散フ
ーリエ変換する複素フーリエ変換部と、 連続したシンボルの同一キャリアの位相差を検出する差
動復調部と、 前記差動復調データの位相誤差の平均値を検出する位相
誤差平均値検出部と、 前記位相誤差復調部の出力データの他キャリアからの成
分の漏れを検出する漏れ成分判定部と、 前記漏れ成分判定部の出力と前記位相誤差平均値検出部
の出力が入力され、漏れ成分が設定以上ある場合は、前
記位相誤差平均値を補正する位相誤差補正部と、 前記位相誤差補正部の出力が入力されて局部発振器の周
波数を制御する周波数同調制御部を備えたディジタル音
声放送受信機。 - 【請求項６】 漏れ成分判定部が、差動復調データのば
らつきを検出するものであることを特徴とする請求項５
記載のディジタル音声放送受信機。 - 【請求項７】 漏れ成分判定部が、２つの時刻の差動復
調データの位相誤差の平均値の符号が同じで、かつ絶対
値の傾きが正の場合、他キャリアからの漏れがあると判
定するものであることを特徴とする請求項５記載のディ
ジタル音声放送受信機。
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|---|---|---|---|
| JP01859297A JP3666162B2 (ja) | 1997-01-31 | 1997-01-31 | ディジタル放送受信機 |
| US09/015,768 US6341123B1 (en) | 1997-01-31 | 1998-01-29 | Digital audio broadcasting receiver |
| EP98300720A EP0856962A3 (en) | 1997-01-31 | 1998-01-30 | Digital audio broadcast receiver |
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP01859297A JP3666162B2 (ja) | 1997-01-31 | 1997-01-31 | ディジタル放送受信機 |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10215234A true JPH10215234A (ja) | 1998-08-11 |
| JP3666162B2 JP3666162B2 (ja) | 2005-06-29 |
Family
ID=11975919
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP01859297A Expired - Fee Related JP3666162B2 (ja) | 1997-01-31 | 1997-01-31 | ディジタル放送受信機 |
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| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6341123B1 (ja) |
| EP (1) | EP0856962A3 (ja) |
| JP (1) | JP3666162B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100367636B1 (ko) * | 1998-09-30 | 2003-01-10 | 마쯔시다덴기산교 가부시키가이샤 | 디지털 방송 신호를 복조하는 복조기 |
| JP2003510895A (ja) * | 1999-09-17 | 2003-03-18 | ローベルト ボツシユ ゲゼルシヤフト ミツト ベシユレンクテル ハフツング | 無線チャネルを介する無線信号の受信方法 |
| JP2015015655A (ja) * | 2013-07-05 | 2015-01-22 | 日本無線株式会社 | 干渉抑圧回路及び干渉抑圧方法 |
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|---|---|---|---|---|
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| CA2296382C (en) * | 1997-07-24 | 2007-09-11 | Kabushiki Kaisha Kenwood | Received signal phase detecting circuit |
| WO1999044342A1 (fr) * | 1998-02-25 | 1999-09-02 | Kabushiki Kaisha Kenwood | Demodulateur de recepteur |
| US6618352B1 (en) * | 1998-05-26 | 2003-09-09 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Modulator, demodulator, and transmission system for use in OFDM transmission |
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| JP3353724B2 (ja) * | 1998-11-11 | 2002-12-03 | 三菱マテリアル株式会社 | 無線通信装置、無線通信システム、及び通信制御方法 |
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- 1998-01-29 US US09/015,768 patent/US6341123B1/en not_active Expired - Lifetime
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